DE60200431T2

DE60200431T2 - Regler für einen Elektromotor

Info

Publication number: DE60200431T2
Application number: DE60200431T
Authority: DE
Inventors: Hideki Shijonawate-shi Nakata; Kaneharu Katano-shi Yoshioka; Mitsuo Nishinomiya-shi Ueda; Yasuhiro Hirakata-shi Arai
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2001-03-02
Filing date: 2002-02-27
Publication date: 2005-04-07
Anticipated expiration: 2022-02-28
Also published as: KR100459958B1; DE60224021D1; DE60200431D1; EP1378990A3; CN1278483C; US20020149342A1; US6850031B2; DE60224021T2; EP1378990A2; KR20020070890A; EP1378990B1; EP1237274A1; EP1237274B1; CN1374752A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Elektromotorregler zum Steuern eines Synchronmotors ohne Verwendung von Positionssensoren.
Ein bürstenloser Motor bildet ein repräsentatives Beispiel eines Synchronmotors ohne Positionssensor. Ein Verfahren zum Treiben eines derartigen Elektromotors ist als herkömmliches Verfahren bekannt, demnach eine induzierte Spannung ermittelt wird, um die Position des Rotors des bürstenlosen Motors zu ermitteln wobei der bürstenlose Motor auf Grundlage der induzierten Spannung getrieben wird. Eines der Verfahren zum Treiben eines bürstenlosen Motors ist ein Rechteckwellenantriebsverfahren, demnach ein Rechteckwellenstrom durch einen bürstenlosen Motor fließt und ein weiteres Verfahren ist ein Sinuswellenantriebsverfahren, demnach ein Sinuswellenstrom dort hindurch fließt. In dem Rechteckwellenantriebsverfahren ist die Wellenform des Stroms rechteckig. Das Rechteckwellenantriebsverfahren ist dem Sinuswellenantriebsverfahren sowohl hinsichtlich Motorvibration als auch Motorgeräusch unterlegen. In dem Sinuswellenantriebsverfahren wird der Nulldurchgangspunkt des Stroms eines Motors ermittelt. Die angelegte Spannung bzw. die Befehlsfrequenz des Motors wird rückgekoppelt derart gesteuert, dass die Phasendifferenz zwischen dem Motorstrom und der angelegten Spannung, gewonnen auf Grundlage des Nulldurchgangspunktes, einen gewünschten Befehlswert einnimmt.
Das vorstehend genannte Sinuswellenantriebsverfahren für einen Elektromotorregler (nachfolgend als Motorregler bezeichnet) in Übereinstimmung mit einem ersten Stand der Technik ist nachfolgend unter Bezug auf 26 und 27 erläutert. 26 zeigt ein Blockdiagramm des Motorreglers in Übereinstimmung mit dem ersten Stand der Technik für das Sinuswellenantriebsverfahren. In 26 wird eine Gleichspannung einer Gleichstromquelle 101 in eine Wechselspannung durch eine Inverterschaltung 102 gewandelt und einem Motor 103 über einen Motorstromermittlungsabschnitt 104 zugeführt. Der Strom des Motors 103 wird durch den Motorstromermittlungsabschnitt 104 ermittelt und in einen Invertersteuerabschnitt 105 eingegeben. In dem Invertersteuerabschnitt 105 wird eine Frequenz, eingestellt durch einen Frequenzeinstellabschnitt 106, einem Wellenerzeugungsabschnitt 107 zugeführt. Der Wellenerzeugungsabschnitt 107 erzeugt die Rotationsphase und Wellenform der dem Motor 103 zuzuführenden Spannung. Das Ermittlungsausgangssignal des Motorstromermittlungsabschnitts 104 wird an einen Stromnulldurchgangsermittlungsabschnitt 108 angelegt. Der Stromnulldurchgangsermittlungsabschnitt 108 ermittelt den Nulldurchgangspunkt des Motorstroms.
27A zeigt eine Kurvendarstellung einer Rotationsphase θ. 27B zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen einem Motorstrom Is und einer angelegten Spannung Vs in einem Zyklus T, der das Inverse der Ausgangsfrequenz fs darstellt. Wie in 27A gezeigt, wird die Ausgangsfrequenz fs des Frequenzeinstellabschnitts 106 in eine Zeit T (= 1/fs) gewandelt, d. h. einen Zyklus, durch den Wellenerzeugungsabschnitt 107, wodurch die Rotationsphase θ erzeugt wird. Der Wellenerzeugungsabschnitt 107 erzeugt außerdem eine Referenzsinuswelle auf Grundlage der Rotationsphase θ. Ein Ausgangsbefehlsbe rechnungsabschnitt 112 erzeugt den Befehlswert der angelegten Spannung Vs auf Grundlage der Welle der erzeugten Referenzsinuswelle und der Amplitude einer Spannung, die durch einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 111 berechnet wird. Der Befehlswert wird an die Inverterschaltung 102 angelegt. Der Motorstrom Is fließt deshalb, wie in dem Welleformkurvenverlauf von 27B gezeigt, unter Erzeugung einer Phasendifferenz Ø zwischen dem Motorstrom Is und der angelegten Spannung Vs. Der Motorstrom Is, der durch den Motorstromermittlungsabschnitt 104 ermittelt wird, wird an den Stromnulldurchgangsermittlungsabschnitt 108 angelegt. Der Stromnulldurchgangsermittlungsabschnitt 108 ermittelt die Phase des Nulldurchgangspunkts des Motorstroms Is. Die Phase im Nulldurchgangspunkt wird an einen Phasendifferenzberechnungsabschnitt 109 angelegt. Der Phasendifferenzberechnungsabschnitt 109 ermittelt die Phasendifferenz Ø zwischen der angelegten Spannung Vs und dem Motorstrom Is. Ein Addierer 103 gewinnt einen Fehler zwischen dem Ausgangssignal eines Phasendifferenzbefehlsabschnitts 110 und dem Ausgangssignal des Phasendifferenzberechnungsabschnitts 109. Der Fehler wird durch einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 111 verstärkt, wodurch die Amplitude der an den Motor angelegten Spannung Vs gewonnen wird. Die angelegte Spannung Vs, d. h., das Ausgangssignal des Ausgangs(signal)befehlsberechnungsabschnitts 112 wird einer Impulsbreitenmodulation (PWM) unterworfen und an die Umschalteinrichtungen der Inverterschaltung 102 angelegt, wodurch die Inverterschaltung 102 getrieben wird.
In dem vorstehend genannten ersten Stand der Technik wird der Nulldurchgangspunkt des Motorstroms ermittelt und eine Rückkopplungssteuerung wird derart ausgeführt, dass die Phasendifferenz zwischen dem Motorstrom Is und der angelegten Spannung Vs einen gewünschten Befehlswert einnimmt. Der Null durchgangspunkt des Motorstroms Is kann jeweils bei jedem elektrischen Winkel von 180 Grad pro Phase ermittelt werden, wie in 27B gezeigt. Im Fall von Dreiphasenstrom kann der Nulldurchgangspunkt jeweils nach einem elektrischen Winkel von 60 Grad ermittelt werden. Eine Ermittlungsverzögerung auf Grund eines Abtasthaltevorgangs ist in der Rückkopplungssteuerung groß, wobei der Nulldurchgangspunkt nach jeweils einem elektrischen Winkel von 60 Grad ermittelt wird. Diese Ermittlungsverzögerung führt zu einem instabilen Betrieb des Motors, insbesondere bei niedrigen Drehzahlen, wodurch der Synchronisationsverlust hervorgerufen wird und die Gefahr für das Problem besteht, die Rotation bzw. Drehung des Motors zu stoppen.
Ein Sinuswellenantriebsverfahren in Übereinstimmung mit einem zweiten Stand der Technik ist in Transactions of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Band D117, Nr. 1, 1997, und in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. Hei 11-18483 offenbart. In diesem Treiberverfahren bzw. Antriebsverfahren wird eine Motorspannungsgleichung, dargestellt durch die Wicklungswiderstände eines Motors und Induktanzen auf d-q-Achsen von vornherein vorbereitet. Daraufhin werden die Phase und die Drehzahl des Motors aus der angelegten Spannung und der tatsächlichen Spannung des Motors ermittelt und eine Rückkopplungssteuerung wird ausgeführt. Dieser zweite Stand der Technik ist nachfolgend unter Bezug auf 28 erläutert.
28 zeigt ein Blockdiagramm eines Motorreglers in Übereinstimmung mit dem zweiten Stand der Technik für das Sinuswellenantriebsverfahren. In 28 sind die Gleichstromquelle 101, die Inverterschaltung 102 und der Motorstromermittlungsabschnitt 104 sowie der Motor 103 ähnlich zu denjenigen des ersten Stands der Technik. Die Arbeitsweise eines Invertersteuerabschnitts 114 ist nachfolgend erläutert. Die Umschalteinrichtungen der Inverterschaltung 102 werden auf Grundlage eines PWM-Befehlssignals gesteuert, der durch einen Ausgangsbefehlsberechnungsabschnitt 115 erzeugt wird, wodurch der Motor 103 angetrieben wird. Der durch den Motor 103 zu diesem Zeitpunkt fließende Strom wird durch den Motorstromermittlungsabschnitt 104 ermittelt, wodurch ein Ermittlungssignal ausgegeben wird. Von dem ermittelten Signal des Motorstroms und einer ermittelten Phase θ wird der Motorstrom auf γ-δ-Koordinatenachsen durch einen γ δ-Wandlungsabschnitt 116 gewandelt, wodurch Ströme Iγ und Iδ ausgegeben werden. Die Koordinatenachsen sind d-q-Achsen, ermittelt auf einem Motormodell 117. Das Motormodell 117 löst eine Motorspannungsgleichung auf Grundlage des gewandelten Stroms und von Strombefehlswerten, wodurch die ermittelten Werte der Phase θ und der Drehzahl ω ausgegeben werden. Ein Frequenzeinstellabschnitt 118 gibt den Rotationsfrequenzbefehlswert des Motors aus. Ein Addierer 119 berechnet den Fehler zwischen dem Befehlswert der Rotationsfrequenz und dem ermittelten Wert der Drehzahl ω, erzeugt durch das Motormodell 117, und gibt den Fehler an einen Strombefehlsabschnitt 120 aus. Der Strombefehlsabschnitt 120 führt eine PI-Steuerung des Fehlers des Addierers 113 durch, wodurch ein Strombefehlswert auf den γ-δ-Achsen erzeugt wird. Ein Addierer 121 berechnet den Fehler zwischen dem Strombefehlswert von dem Strombefehlsabschnitt 120 und den Strömen Iγ und Iδ von dem γ δ-Wandlungsabschnitt 116 und gibt den Fehler an einen Spannungsbefehlsabschnitt 122 aus. Der Spannungsbefehlsabschnitt 122 führt eine PI-Steuerung des Fehlers des Addierers 121 durch, wodurch ein angelegter Spannungsbefehlswert erzeugt wird. Dieser angelegte Spannungsbefehlswert wird für den Ausgangs(signal)befehlsberechnungsabschnitt 115 erneut verwendet und Dreiphasen gewandelt, wodurch ein PWM-Befehlswert gebildet wird. Dieser PWM-Befehlswert wird verwendet, um die Inverterschaltung 102 erneut im nächsten Steuerzyklus zu steuern.
In dem zweiten Stand der Technik, in dem die d-q-Achsen unter Verwendung des Motormodells ermittelt werden, wird eine Rückkopplung in jedem Steuerzyklus (beispielsweise in jedem Trägerzyklus) ausgeführt. Diese Technik hat den Vorteil, dass Nachlaufen auf Grund einer Ermittlungsverzögerung so gut wie nicht stattfindet. Andererseits schwanken Motorparameter, insbesondere Induktanzen signifikant auf Grund des Einflusses der Temperatur und Last. Wenn aus diesem Grund ein Fehler zwischen einem tatsächlichen Motorparameter und einem in einem Regler genutzten Modell auftritt, unterscheidet sich das Ermittlungsergebnis einer Phase bzw. Drehzahl von einem tatsächlichen Wert. Die Rotation des Motors wird deshalb letztendlich unsteuerbar bzw. nicht regelbar, was in einem Synchronisationsverlust resultiert. Um den Synchronisationsverlust zu verhindern, muss deshalb der Parameter durch Ändern der Drehzahl, der Last oder Temperatur geändert werden. Um unterschiedliche Parameter des Motors zu steuern, müssen die Parameter justiert werden. Es ist deshalb schwierig, diese Steuerung auf Motoren problemlos anzuwenden, die sich in ihren Parametern unterscheiden. Diese Steuerung erfordert schließlich umfangreiche Berechnungen, weil eine Stromnebenschleife verwendet wird. Es ist deshalb erforderlich, einen teuren Mikrocomputer oder DSP einzusetzen.
Ein Sinuswellenantriebsverfahren in Übereinstimmung mit einem dritten Stand der Technik ist in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 2000–262089 offenbart. In diesem Antriebsverfahren wird eine einem Motor zugeführte reaktive Energie ermittelt und eine Rückkopplung wird derart ausgeführt, dass der Wert der reaktiven Energie zu einem Zielwert bzw. Sollwert wird. Dieser dritte Stand der Technik ist nachfolgend unter Bezug auf 29 erläutert.
29 zeigt ein Blockdiagramm eines Motorreglers in Übereinstimmung mit dem dritten Stand der Technik für das Sinuswellenantriebsverfahren. In 29 sind die Gleichstromquelle 101, die Inverterschaltung 102, der Motorstromermittlungsabschnitt 104 und der Motor 103 ähnlich zu denjenigen des ersten Stands der Technik. Die Arbeitsweise des Invertersteuerabschnitts 123 ist nachfolgend erläutert. Ein Ausgangs(signal)befehlsberechnungsabschnitt 124 erzeugt ein PWM-Befehlssignal aus einem Befehlswert er Spannung, die an den Motor anzulegen ist (nachfolgend als "an den Motor angelegter Spannungsbefehlswert" bezeichnet) und führt das PWM-Befehlssignal der Inverterschaltung 102 zu, wodurch die Umschalteinrichtungen der Inverterschaltung 102 gesteuert werden und der Motor 103 angetrieben wird. Zu diesem Zeitpunkt ermittelt der Motorstromermittlungsabschnitt 104 einen Strom, der durch den Motor 103 fließt und gibt ein Ermittlungssignal aus. Ein Koordinatenumwandlungsabschnitt 125 zerlegt den Motorstrom in einen aktiven Strom und einen reaktiven Strom auf Grundlage des Ermittlungssignals. Ein Frequenzeinstellabschnitt 126 gibt den Rotationsfrequenzbefehlswert des Motors 103 aus. Ein reaktiver Energiebefehlsabschnitt 127 gibt einen reaktiven Energiebefehlswert von dem Rotationsfrequenzbefehlswert, dem Motorangelegten Spannungsbefehlswert, dem aktiven Strom und dem reaktiven Strom aus. Ein reaktiver Energieberechnungsabschnitt 128 berechnet einen reaktiven Energieermittlungswert aus dem Motorangelegten Spannungsbefehlswert und dem reaktiven Stromermittlungswert. Ein Addierer 129 berechnet den Fehler zwischen dem reaktiven Energiebefehls wert und dem reaktiven Energieermittlungswert, und ein Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 130 erzeugt einen angelegten Spannungskompensationswert auf Grundlage dieses Fehlers. Ein V/f-Wandlungsabschnitt 131 erzeugt eine Motorreferenzspannung aus dem Rotationsfrequenzbefehlswert. Ein Addierer 132 addiert die Motorreferenzspannung und den angelegten Spannungskompensationswert, wodurch ein an den Motor angelegter Spannungsbefehlswert erzeugt wird. Der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert wird erneut in den Ausgangs(signal)befehlsberechnungsabschnitt 124 eingegeben, wodurch ein PWM-Befehlswert erzeugt wird. Dieser PWM-Befehlswert wird genutzt, um die Inverterschaltung 102 erneut im nächsten Steuerzyklus zu steuern.
In dem dritten Stand der Technik, demnach die Rückkopplungssteuerung so ausgeführt wird, dass reaktive Energie so befohlen wird, dass sie einen vorbestimmten Wert einnimmt, wird die Rückkopplungssteuerung in jedem Steuerzyklus ausgeführt. Der dritte Stand der Technik hat deshalb den Vorteil, dass Nachlaufen auf Grund einer Ermittlungsverzögerung kaum auftritt, genauso wie im Fall des zweiten Standes der Technik. Da die Stromnebenschleife verwendet wird, hat der dritte Stand der Technik den Vorteil, dass das Ausmaß an Berechnungen gering ist im Gegensatz zum zweiten Stand der Technik. Da die an den Motor angelegte Spannung nahezu proportional zur Drehzahl des Motors ist, muss der reaktive Energiebefehlswert abhängig von der Änderung der Drehzahl geändert werden. Da ein Motorparameter zur Erzeugung des Befehlswerts genutzt wird, hängt die Korrektur außerdem von der Änderung des Parameters ab, genauso wie im Fall des zweiten Stands der Technik. Die Berechnung des reaktiven Energiebefehlswerts wird dadurch kompliziert. Das Ausmaß der gesamten Berechnungen ist deshalb groß, weshalb es erforderlich ist, einen teuren Mi krocomputer bzw. einen DSP einzusetzen. Genauso wie im Fall des zweiten Standes der Technik ist es zur Steuerung von Motoren unterschiedlicher Parameter erforderlich, die Parameter einzustellen. Dadurch gestaltet es sich schwierig, diese Steuerung auf Motoren mit unterschiedlichen Parametern anzuwenden. Dieser Stand der Technik betrifft eine Regelung bzw. Steuerung, demnach das Ausgangsdrehmoment des Motors jederzeit seinen Maximalwert einnimmt, und bei einem derartigen Steuervorgang kann eine Feldabschwächungssteuerung zur Verwendung bei unzureichender Spannung nicht ausgeführt werden. Es liegt deshalb das Problem vor, dass der Bereich der Drehzahl beschränkt ist, es sei denn, ein Strom erregter Synchronantrieb wird verwendet, wie in der JP 02276494 , wobei der Energieeinheitsfaktor in einem großen Feldabschwächungsbereich aufrecht erhalten wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Regler für einen Elektromotor (nachfolgend als Motorregler bezeichnet) zu schaffen, der in der Lage ist, die Motorrotation mit hohem Wirkungsgrad stabil zu steuern bei geringem Geräusch und geringer Vibration, ohne einen Synchronisationsverlust in dem großen Betriebsbereich hervorzurufen.
Eine Motorregler kann mit einem geringen Ausmaß an Berechnungen realisiert werden, und damit mit einem kostengünstigen Mikrocomputer.
Das Steuern des Motors erfordert keinen Motorparameter und ist damit anwendbar auf Motoren mit unterschiedlichen Motorparametern.
Der Motor vermag problemlos eine Feldabschwächungssteuerung bei unzureichender Stromquellenspannung zu erzielen.
Der Motorregler in Übereinstimmung mit dem Anspruch 1 umfasst:
Eine Inverterschaltung mit Umschalteinrichtungen und Dioden zum Umsetzen eines Gleichstroms in einen Wechselstrom und zum Zuführen von Wechselstrom zu einem Motor, einen Motorstromermittlungsabschnitt zum Ermitteln eines Stroms, der durch den Motor fließt, und zum Ausgeben eines Ermittlungssignals, und einen Invertersteuerabschnitt zum Steuern der Inverterschaltung auf Grundlage des Ausgangssignals des Motorstromermittlungsabschnitts wobei der Invertersteuerabschnitt aufweist: Einen Frequenzwahlabschnitt zum Ausgeben des Befehlssignals der Rotationsfrequenz des Motors, einen Wellenerzeugungsabschnitt zum Erzeugen eines Rotationsphasensignals für das Befehlssignals des Frequenzwahlabschnitts, einen reaktiven Stromberechnungsabschnitt zum Berechnen eines reaktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, senkrecht zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts, einen reaktiven Strombefehlsabschnitt zum Ausgeben des Befehlswerts des reaktiven Stroms, einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt zum Berechnen einer Fehlerspannung aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts und dem Ausgangssignal des reaktiven Strombefehlsabschnitts, einen V/f-Umsetzabschnitt zum Gewinnen einer Referenzspannung aus dem Befehlssignal des Frequenzwahlabschnitts, einen ersten Addierer zum Berechnen eines Befehlswerts der Spannung, die an den Motor angelegt ist, aus den Ausgangssignalen des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts und des V/f-Umsetzabschnitts, ei nen Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt zum Erzeugen eines Steuersignals zum Zuführen zu der Inverterschaltung aus den Ausgangssignalen den Wellenerzeugungsabschnitts und des ersten Addierers, einen Phasenkompensationsabschnitt zum Erzeugen eines Phasenkompensationswerts aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des reaktiven Strombefehlsabschnitts und dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts, und einen zweiten Addierer zum Addieren des Phasenkompensationswerts zu dem Ausgangssignal des Wellenerzeugungsabschnitts.
Der Elektromotorregler in Übereinstimmung mit dem Anspruch 2 umfasst:
Eine Inverterschaltung mit Umschalteinrichtungen und Dioden zum Umsetzen eines Gleichstroms in einen Wechselstrom und zum Zuführen des Wechselstroms zu einem Motor, einen Motorstromermittlungsabschnitt zum Ermitteln eines Stroms, der durch den Motor fließt, und zum Ausgeben eines Ermittlungssignals, und einen Invertersteuerabschnitt zum Steuern der Inverterschaltung auf Grundlage des Ausgangssignals des Motorstromermittlungsabschnitts, wobei der Invertersteuerabschnitt aufweist: Einen Frequenzwahlabschnitt zum Ausgeben des Befehlssignals der Rotationsfrequenz des Motors, einen Wellenerzeugungsabschnitt zum Erzeugen eines Rotationsphasensignals aus dem Befehlssignals des Frequenzwahlabschnitts, einen reaktiven Stromberechnungsabschnitt zum Berechnen eines reaktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, senkrecht zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, und einen aktiven Stromberechnungsabschnitt zum Berechnen eines aktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, parallel zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts, einen Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitt zum Berechnen einer Phasendifferenz ϕ aus den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts und des aktiven Stromberechnungsabschnitts, einen Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitt zum Ausgeben des Befehlswerts der Phasendifferenz ϕ, einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt zum Berechnen einer Fehlerspannung aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitts und dem Ausgangssignals des Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitts, einen V/f-Umsetzabschnitt zum Gewinnen einer Referenzspannung aus dem Befehlssignal des Frequenzwahlabschnitts, einen ersten Addierer zum Berechnen eines Befehlswerts der Spannung, die an den Motor angelegt ist, aus den Ausgangssignalen des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts und des V/f-Umsetzabschnitts, einen Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt zum Erzeugen eines Steuersignals, das der Inverterschaltung zugeführt wird, aus den Ausgangssignalen des Wellenerzeugungsabschnitts und des ersten Addierers, einen Phasenkompensationsabschnitt zum Erzeugen eines Phasenkompensationswerts aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitts und dem Ausgangssignal des Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitts, und einen zweiten Addierer zum Addieren des Phasenkompensationswerts zu dem Ausgangssignal des Wellenerzeugungsabschnitts.
Der Motorregler hat den Vorteil, dass er den momentanen reaktiven Strom des Motors aus dem Motorstrom, dem Leistungsfaktor, der Phasendifferenz zwischen der angelegten Spannung und der induzierten Spannung, der Phasendifferenz zwischen der Rotorwelle und der Strom- bzw. Phasendifferenz zwischen der Rotorwelle und der angelegten Spannung ermittelt. Die Inver terschaltung wird derart gesteuert, dass der Ermittlungswert gleich einem Befehlswert wird, wodurch der Motor stabil angetrieben werden kann. Die Invertersteuerung zum Steuern der Inverterschaltung bildet eine Rückkopplungsschleife zur Kompensation des Spannungswerts bzw. der Phase des Befehls der an den Motor anzulegenden Spannung. Da der Steuerzyklus ausreichend kürzer als der Rotationszyklus des Motors ist, tritt ein instabiler Betrieb auf Grund der Abtast- und Steuerungsverzögerung nicht auf.
Da der Zyklus der Rückkopplungssteuerung kurz ist, kann ein stabilerer Motorregler bereitgestellt werden. Eine Steuerschleife kann außerdem gebildet werden ohne Verwendung von Motorparametern, wodurch ein Motorregler bereitgestellt werden kann, der problemlos auf Motoren mit unterschiedlichen Motorparametern anwendbar ist. Die Motorparameter können dadurch reduziert werden, wodurch ein Motorregler bereitgestellt werden kann, der für unterschiedliche Motoren problemlos eingestellt werden kann. Die Motorregelung kann ohne Nutzung einer Nebenstromschleife, wodurch ein Motorregler bereitgestellt werden kann, der ein geringes Ausmaß an Berechnungen erfordert und in der Lage ist, einen kostengünstigen Mikrocomputer zu nutzen. Eine Phasenkompensation und Geschwindigkeitskompensation können ausgeführt werden, wodurch ein stabilerer Motorregler bereitgestellt werden kann. Eine Feldabschwächungssteuerung kann zu dem Zeitpunkt ausgeführt werden, zu dem die Spannung einer Stromquelle unzureichend ist, wodurch ein Motorregler mit einem größeren Betriebsbereich bereitgestellt werden kann. Wechselstromsensoren können verwendet werden, wodurch ein kostengünstigerer Motorregler bereitgestellt werden kann.
KURZE BESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN DER ZEICHNUNG
1 zeigt ein Blockdiagramm einer grundsätzlichen Konfiguration einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 zeigt ein Blockdiagramm eines tatsächlichen Beispiels einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3A zeigt einen Kurvenverlauf der Vektoren der an einen Motor angelegten Spannung, eines Motorstrom und einer Phasendifferenz dazwischen auf den d-q-Achsen in Übereinstimmung mit den ersten bis fünften Ausführungsformen;
3B zeigt einen Kurvenverlauf der Vektoren der an einen Motor angelegten Spannung, eines Motorstroms und einer Phasendifferenz dazwischen auf den a-r-Achsen in Übereinstimmung mit den ersten bis fünften Ausführungsformen;
4 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
8 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Beispiels der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit der siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
11 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
12 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Beispiels der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
13 zeigt einen Kurvenverlauf der Vektoren der an einen Motor angelegten Spannung, eines Motorstroms und einer Phasendifferenz dazwischen auf den d-q-Koordinatenachsen in Übereinstimmung mit der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
14 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
15A zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen einem reaktiven Strombefehlswert und dem Wirkungsgrad des Motors bei einer niedrigen Rotationsfrequenz;
15B zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen dem reaktiven Strombefehlswert und dem Wirkungsgrad des Motors bei einer hohen Rotationsfrequenz;
15C zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen dem Phasendifferenz-Ø-Befehlswert und dem Wirkungsgrad des Motors bei einer niedrigen Rotationsfrequenz;
15D zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen dem Phasendifferenz-Ø-Befehlswert und dem Wirkungsgrad des Motors bei einer hohen Rotationsfrequenz;
15E zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen der Rotationsfrequenz und dem reaktiven Strombefehlswert des Motors während einer Feldabschwächungssteuerung;
15F zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen der Rotationsfrequenz und dem Phasendifferenz-Ø-Befehlswert des Motors während der Feldabschwächungssteuerung;
16 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
17 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
18A zeigt einen Kurvenverlauf des Rotationsfrequenzzielwerts, eines angelegten Spannungsbefehlswerts und eines reaktiven Strombefehlswerts eines Motors, sich ändernd mit der Zeit während der Beschleunigung bei der Feldabschwächungssteuerung in Übereinstimmung mit der zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
18B zeigt einen Kurvenverlauf des Rotationsfrequenzzielwerts, eines angelegten Spannungsbefehlswert und eines reaktiven Strombefehlswerts eines Motors, sich ändernd mit der Zeit während der Verzögerung bei der Feldabschwächungssteuerung in Übereinstimmung mit der zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
19 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
20 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
21 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer siebzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
22 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer achtzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
23 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer neunzehnte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
24 zeigt einen Kurvenverlauf der Eigenschaften bzw. Kennlinie eines Wechselstromsensors;
25 zeigt einen Kurvenverlauf der Vektoren von Motorströmen in Übereinstimmung mit der neunzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
26 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dem ersten Stand der Technik;
27A zeigt einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen dem Zyklus T und der Rotationsphase θ abhängig von der Sollfrequenz des Wellenerzeugungsabschnitts der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dem in 26 gezeigten ersten Stand der Technik;
27B zeigt einen Kurvenverlauf zwischen dem Zyklus T, dem Motorstrom Is und der Motorspannung Vs der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dem in 26 gezeigten ersten Stand der Technik;
28 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dem zweiten Stand der Technik; und
29 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dem dritten Stand der Technik.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Motorregeleinheiten in Übereinstimmung mit bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind nachfolgend unter Bezug auf 1 bis 25 erläutert.
[Erste Ausführungsform]
1 zeigt ein Blockdiagramm einer grundsätzlichen Konfiguration einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 1 gezeigt, ist ein Gleichstrom einer Gleichstromquelle 1 an einer Inverterschaltung 2 angelegt und wird in einen Wechselstrom gewandelt. Der Wechselstrom wird einem Motor 3 über einen Motorstromermittlungsabschnitt 4 zugeführt. Bei dem Motor 3 handelt es sich beispielsweise um einen bürstenfreien Synchronisationsmotor, der nicht mit Stellungssensoren zum Ermittlung der Stellung seines Rotors versehen ist. Das Ausgangssignal des Motorstromermittlungsabschnitts 4 wird in einen Ermittlungsabschnitt 57 mit einem reaktiven Stromberechnungsabschnitt 54 eingegeben. Der Ermittlungsabschnitt 57 ist in einem Invertersteuerabschnitt 55 enthalten. Der Ermittlungsabschnitt 57 berechnet einen reaktiven Strom und gibt einen Ermittlungswert auf Grundlage des Werts des reaktiven Stroms an einen Berechnungsabschnitt 58 aus. Verschiedene Einstell- bzw. Sollwerte zur Steuerung der Inverterschaltung 2 werden in einem Einstellabschnitt 56 eingestellt, was nachfolgend näher erläutert ist. Bei dem Sollwert handelt es sich um einen Zielwert des Ermittlungswert, der von dem Ermittlungsabschnitt 57 ausgegeben wird. Bei dem Sollwert kann es sich um einen konstanten Wert oder einen Wert handeln, der sich abhängig von der Rotationsfrequenz bzw. dem Lastdrehmoment des Motors 3 ändert. Der Sollwert und der Ermittlungswert werden in den Berechnungsabschnitt 58 eingegeben. Der Berechnungsabschnitt 58 führt eine vorbestimmte Berechnung durch und gibt einen Befehlswert zum Treiben der Inverterschaltung 2 derart aus, dass der Ermittlungswert gleich dem Sollwert wird. Durch Wiederholen der vorstehend genannten Ab folge von Vorgängen in einem vorbestimmten Steuerzyklus wird der Ermittlungswert derart gesteuert, dass er gleich dem Sollwert gemacht wird. Der Motor 3 kann dadurch in einem vorbestimmten Zustand angetrieben werden.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines bevorzugten tatsächlichen Beispiels einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform. In diesem Beispiel wird angenommen, dass der Ermittlungswert und der Sollwert reaktive Ströme sind. In einem Invertersteuerabschnitt 5 wird die Frequenz eines Eingangssignals zum Steuern der Inverterschaltung 2 in einem Frequenzeinstellabschnitt 6 eingestellt. Das Eingangssignal mit der vorbestimmten Frequenz wird an einen Wellenerzeugungsabschnitt 7 und einen V/f-Wandlungsabschnitt 11 angelegt. Der Wellenerzeugungsabschnitt 7 erzeugt ein Rotationsphasensignal aus dem angelegten Eingangssignal und legt das Rotationsphasensignal an einen reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8 und einen Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12 an. Der reaktive Stromberechnungsabschnitt 8 gewinnt einen reaktiven Strom aus dem Ermittlungsausgang bzw. -ausgangssignal des Motorstromermittlungsabschnitts 4 und dem Ausgang bzw. Ausgangssignal des Wellenerzeugungsabschnitts 7 und legt den reaktiven Strom an einen Eingangsanschluss eines Addierers 31 an. Ein reaktiver Strombefehlswert, der von einem reaktiven Strombefehlsabschnitt 9 ausgegeben wird, wird an den anderen Eingangsanschluss des Addierers 31 angelegt. Der Additionsausgang bzw. das Additionsausgangssignal des Addierers 31 wird an einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10 angelegt und eine Fehlerspannung wird gewonnen. Das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10 wird zu dem Ausgangssignal des V/f-Wandlungsabschnitts 11 eines Addierers 32 addiert. Das Ergebnis der Addition wird in den Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12 eingegeben. Das Ausgangssignal des Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitts 12 wird an die Inverterschaltung 2 unter Treiben der Inverterschaltung 2 angelegt. Der Ermittlungsabschnitt 57 in 1 entspricht dem reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8, und der Einstellabschnitt 56 in 1 entspricht dem reaktiven Strombefehlsabschnitt 9 in 2. Der Berechnungsabschnitt 58 in 1 entspricht den übrigen Abschnitten in 2.
Die Arbeitsweise der Invertersteuerschaltung 5 ist nachfolgend erläutert. Es wird angenommen, dass die an die Dreiphasenwicklungen (nicht gezeigt) des Motors 3 angelegten Spannungen Vu, Vv und Vw sind. Der Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12 führt eine Berechnung durch, die durch die Gleichung (1) dargestellt ist, unter Verwendung eines Rotationsphasensignals θ von dem Wellenerzeugungsabschnitt 7, und einen Befehlswert Va der Spannung, die an einen Motor angelegt werden soll (nachfolgend als Motorangelegter Spannungsbefehlswert Va bezeichnet) von dem Addierer 32.
Der Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12 gibt ein Signal für das PWM-Treiben der Umschalt- bzw. Schalteinrichtungen 41 bis 46 (22) der Inverterschaltung 2 derart aus, dass eine Spannung, die als Ergebnis der Berechnung gewonnen wird, an den Motor 3 angelegt wird. Der Motorstromermittlungsabschnitt 4 ermittelt Ströme von zumindest zwei Phasen der drei Phasen des Motors 3 und gibt die Ermittlungssignale in den reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8 ein. Es wird angenommen, dass die Ermittlungssignale, die ausgegeben werden, wenn der Motorstromermittlungsabschnitt 4 die Ströme der U-, V- und W-Phasen ermittelt, Iu, Iv und Iw sind. Der reaktive Stromberechnungsabschnitt 8 führt eine Berechnung durch, die durch die Gleichung (2) dargestellt ist, wodurch ein reaktiven Stromermittlungswert Ir gewonnen wird.
Wenn auf Grund der Beziehung Iu + Iv + Iw = 0 der Motorstromermittlungsabschnitt 4 die Ströme von zumindest zwei Phasen ermittelt, vermag der reaktive Stromberechnungsabschnitt 8 die durch die Gleichung (2) dargestellte Berechnung durchzuführen.
3A zeigt einen Vektorkurvenverlauf unter Darstellung der Beziehung zwischen dem angelegten Spannungsbefehlswert Va, der induzierten Spannung Vo des Motors und einem Motorstrom Is, der durch den Motor 3 fließt, auf den d-q-Achsen. Die durch Magneten erzeugte Spannung, die in den Rotoren des Motors 3 angeordnet sind, verläuft auf der q-Achse. Die induzierte Spannung Vo einschließlich einer Reduktanzkomponente wird zwischen dem Rotor und dem Starter des Motors 3 erzeugt. Die Vektordifferenz zwischen dem Motorangelegten Spannungsbefehlswert Va und der induzierten Spannung Vo wird durch Multiplizieren des Wicklungswiderstands R des Motors mit dem Motorstrom Is gewonnen. Der reaktive Stromermittlungswert Ir, der durch die Berechnung gewonnen wird, die durch die Gleichung (2) dargestellt ist, bildet eine Komponente des Motorstroms Is in einer Richtung senkrecht zur Richtung des ange legten Spannungsbefehlswerts Va. Wenn der reaktive Stromermittlungswert Ir auf den a-r-Achsen gezeigt ist bzw. zu liegen kommt, das heißt, wenn der Motorstrom Is entlang der a-Achse in einer Richtung parallel zu dem angelegten Spannungsbefehlswert Va und entlang der a-Achse in einer Richtung senkrecht zu der a-Achse, wie in 3B gezeigt, verläuft bzw. abläuft, bildet der reaktive Stromermittlungswert Ir eine Komponente in Richtung der r-Achse. Der reaktive Stromermittlungswert Ir kann auch durch die Gleichung (3) dargestellt werden. Ir = Is × sin Ø (3)wobei Ø die Phasendifferenz zwischen dem angelegten Spannungsbefehlswert Va und dem Motorstrom Is ist und einen Kraftfaktor darstellt.
In 2 gibt der reaktiven Strombefehlsabschnitt 9 einen reaktiven Strombefehlswert Ir* aus. Der Addierer 31 addiert den reaktiven Strombefehlswert Ir* zu dem reaktiven Stromermittlungswert Ir und gibt das Ergebnis der Addition als Fehler aus. Der Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10 berechnet einen Spannungskompensationswert auf Grundlage dieses Fehlers derart, dass der reaktive Stromermittlungswert Ir nahe am reaktiven Strombefehlswert Ir* zu liegen kommt und gibt den Spannungskompensationswert aus. Berechnungsverfahren für die herkömmliche Steuerung, wie etwa die Proportional-(P)-Steuerung, die Proportional-Integral-(PI)-Steuerung und die proportionale, integrale und differenzielle (PID)-Steuerung können eingesetzt werden, um den Spannungskompensationswert zu berechnen. Zu diesem Zeitpunkt kann jede Steuerverstärkung einen feststehenden Wert einnehmen oder geändert werden abhängig von der Rotationsfrequenz bzw. der Last des Motors.
Die Berechnungsverfahren für den Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10 sind übliche Verfahren. Die Arbeitsweise des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10 gemäß der vorliegenden Erfindung ist nicht auf diese Verfahren beschränkt. Der reaktive Strombefehlswert Ir* kann geändert werden abhängig von der Rotationsfrequenz bzw. der Last des Motors.
Der Frequenzeinstellabschnitt 6 gibt einen Rotationsfrequenzbefehlswert aus, der die Rotationsfrequenz des Motors 3 darstellt. Auf Grundlage dieses Rotationsfrequenzbefehlswerts gibt der V/f-Wandlungsabschnitt 11 einen Grundspannungsbefehlswert aus, der an den Motor 3 angelegt werden soll. In dem Fall, dass der Motor 3 ein bürstenfreier Motor ist, ist die angelegte Spannung proportional zu seiner Drehzahl. Der Spannungsbefehlswert wird üblicherweise gewonnen durch Multiplizieren des Rotationsfrequenzbefehlswert mit einem konstanten Wert. Ein Beschleunigungsdrehmoment ist beim Start des Betriebs des Motors erforderlich. Ein anderes Verfahren zum Erzeugen des Spannungsbefehlswerts kann deshalb zum Einsatz kommen. Beispielsweise kann ein geringfügig größerer Spannungsbefehlswert ausgegeben werden. Das Verfahren zum Erzeugen des Spannungsbefehlswerts, das in dieser Ausführungsform erläutert ist, bildet ein gewöhnliches Verfahren. Die Arbeitsweise des V/f-Wandlungsabschnitts der vorliegenden Erfindung ist nicht auf dieses Verfahren zur Erzeugung des Spannungsbefehlswerts beschränkt.
Der Addierer 32 addiert den Spannungsbefehlswert, der von dem V/f-Wandlungsabschnitt 11 ausgegeben wird, in einen Spannungskompensationswert, der von dem Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10 ausgegeben wird, und erzeugt den an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va für den nächsten Steuerungszyklus. Durch Wiederholen der vorstehend genannten Abfolge von Vorgängen in jedem Steuerzyklus kann ein überschüssiges oder unzureichendes Ausmaß der Spannung, die zur Anlage an den Motor 3 gelangt, letztendlich bzw. zu diesem Zweck kompensiert werden. Dieser Steuerungszyklus ist derselbe wie ein Trägerzyklus, in dem die Schalteinrichtungen der Inverterschaltung 2 EIN-/AUS-Schaltvorgänge wiederholen. Ein gewöhnlicher Trägerzyklus beträgt mehrere zehn μ-Sekunden bis mehrere hundert μ-Sekunden. Mit anderen Worten beträgt die dementsprechende Trägerfrequenz etwa mehrere kHz bis mehrere zehn kHz. Andererseits unterscheidet sich die Rotationsfrequenz des Motors abhängig vom Einsatzzweck. Wenn ein Motor für eine Verdichter in einer Klimaanlage oder einer Kältemaschine oder für einen Lüfter oder eine Pumpe verwendet wird, beträgt seine Rotationsfrequenz hin bis zu mehreren hundert Hz. Dieser Wert ist bei weitem kleiner als die Trägerfrequenz. In dem ersten Stand der Technik kann die Motorsteuerung mit einer Frequenz ausgeführt werden, die lediglich etwa mehrere Male höher ist als die Rotationsfrequenz des Motors, was mitunter zu einer verzögerten Steuerung und Ermittlung mit der Folge einer instabilen Motorrotation bzw. -drehung führt. In dieser Ausführungsform kann die Motorsteuerung jedoch mit einer Trägerfrequenz ausgeführt werden, die bei weitem höher ist als die Rotationsfrequenz des Motors, d. h., mit einem bei weitem kürzeren Zyklus. Die Steuerung und Ermittlung sind damit nicht verzögert und die Motorrotation ist stabil gemacht.
Der reaktive Strom wird außerdem ermittelt unter Verwendung der Gleichung (1) bis der Gleichung (3), wodurch Motorparameter nicht erforderlich sind. In diesem Hinblick unterscheidet sich diese Ausführungsform von dem zweiten Stand der Technik und dem dritten Stand der Technik. Die Motorsteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist außerdem auf Motoren mit unterschiedlichen Motorparametern anwendbar, wie etwa Induktanzwerten und Wicklungswiderstandwerten, ohne dass die Parameter einer Einstellung bedürfen. Lediglich ein kleines Ausmaß an Berechnungen ist erforderlich, wodurch eine Motorregeleinheit gewonnen werden kann, die ein kostengünstigen Mikrocomputer enthält.
[Zweite Ausführungsform]
4 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 4 wird ein Inverterabschnitt 5A gewonnen durch zusätzliches Vorsehen eines aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 und eines Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitts 14 zu der Invertersteuerschaltung 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform, und durch Ersetzen des reaktiven Strombefehlsabschnitts 9 des Invertersteuerabschnitts 5 durch einen Phasendifferenz-Ø-Befehlsabschnitt 15. Gemäß der anderen Konfiguration ist die Motorregeleinheit in der zweiten Ausführungsform dieselbe wie in der ersten Ausführungsform. Die Phasendifferenz Ø ist die Phasendifferenz zwischen dem angelegten Befehlswert Va und dem Motorstrom Is. Der aktive Stromberechnungsabschnitt 13 gewinnt einen aktiven Strom Ia aus der Berechnung der Gleichung (4).
Der aus der Berechnung der Gleichung (4) gewonnene aktive Strom Ia ist eine Komponente des Motorstromes Is in einer Richtung parallel zu der Richtung des angelegten Spannungsbefehlswertes Va in der in 3B gezeigten Vektorkurvendarstellung. Wenn mit anderen Worten der Motorstrom Ia entlang der "a"-Achse in einer Richtung parallel zu dem angelegten Spannungsbefehlswert Va sowie entlang der "a"-Achse in einer Richtung senkrecht zu der in 3B gezeigten "a"-Achse zerlegt wird, bildet der aktive Strom Ia eine Komponente in Richtung der "a"-Achse. Der aktive Stromermittlungswert Ia kann deshalb auch durch die Gleichung (5) dargestellt werden. Ia = Is × cos Ø (5)
Eine Gleichung (6) kann aus der Gleichung (3) und der Gleichung (5) gewonnen werden.
Der Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14 gewinnt die Phasendifferenz Ø aus der Gleichung (6).
Der Phasendifferenz-Ø-Befehlsabschnitt 15 gibt einen Befehlswert Ø * einer Phasendifferenz Ø (nachfolgend als Phasendifferenz-Ø-Befehlswert Ø * bezeichnet) aus. Ein Addierer 31 addiert den Phasendifferenz-Ø-Befehlswert Ø * zu dem Ermittlungswert Ø der Phasendifferenz Ø (nachfolgend als Phasendifferenz-Ø-Ermittlungswert bezeichnet), und gibt das Ergebnis der Addition als Fehler aus. Der Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10A berechnet einen Spannungskompensationswert auf Grundlage dieses Fehlers derart, dass der Phasendifferenz-Ø-Ermittlungswert nahe an dem Phasendifferenz-Ø- Befehlswert Ø * zu liegen kommt. Die nachfolgenden Betriebsabläufe des Invertersteuerabschnitts 5A sind ähnlich denjenigen des Invertersteuerabschnitts 5 in der ersten, in 2 gezeigten Ausführungsform.
Da die Phasendifferenz Ø, dargestellt durch einen Winkel, einen Kraftfaktorwinkel darstellt, kann der Kraftfaktor des Motors, d. h., das Verteilungsverhältnis der aktiven Kraft und der reaktiven Kraft, direkt gewählt werden durch Einstellen der Phasendifferenz Ø. Dadurch kann der Antriebszustand des Motors problemlos gewählt werden.
15A zeigt einen Kurvenverlauf des Ergebnisses eines Experiments und unter Darstellung der Beziehung zwischen dem reaktiven Strombefehlswert Ir* und dem Wirkungsgrad des Motors in dem Fall, in dem die Rotationsfrequenz des Motors ein Niederkonstantenwert ist, und wenn die Last als Parameter eingesetzt wird. 15C zeigt einen Kurvenverlauf unter Darstellung des Ergebnisses eines Experiments und darstellend die Beziehung zwischen dem Phasendifferenz-Ø-Befehlswert Ø* und dem Wirkungsgrad des Motors. Aus 15A geht hervor, dass der reaktive Strombefehlswert Ir*, demnach der maximale Wirkungsgrad des Motors gewonnen wird, abhängig von der Last zu ändern ist. Um den Motor derart anzutreiben, dass der maximale Wirkungsgrad des Motors ungeachtet der Laständerung erhalten wird, muss der reaktive Strombefehlswert abhängig von der Last geändert werden. Andererseits geht aus 15C hervor, dass der Phasendifferenz-Ø-Befehlswert Ø *, demnach der maximale Wirkungsgrad des Motors gewonnen wird, ungeändert bleibt, ungeachtet der Laständerung und einen konstanten Wert aufweisen kann. Wenn deshalb der Motor derart angetrieben werden soll, dass der maximale Wirkungsgrad des Motors jederzeit erreicht wird, muss der reaktive Strombefehlswert Ir* abhängig von der Last geändert werden. Der Phasendifferenz-D-Befehlswert Ø * sollte ungeachtet der Last ausschließlich mit einem konstanten Wert gewählt werden. Bei der Rückkopplungssteuerung kann deshalb ein Effekt erzielt werden, demnach die Einstellung vorgenommen wird unter Verwendung des Phasendifferenz-Ø-Befehlswerts Ø * in einfacher Weise als bei der Einstellung unter Verwendung des reaktiven Strombefehlswerts Ir*.
Außerdem wird die Phasendifferenz Ø ermittelt unter Verwendung der Gleichung (1) bis der Gleichung (6), wodurch Motorparameter nicht erforderlich sind. In diesem Hinblick unterscheidet sich diese Ausführungsform von dem zweiten und dem dritten Stand der Technik. Die Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist anwendbar auf Motoren mit unterschiedlichen Motorparametern, wie etwa Induktanzwerten und Wicklungswiderstandswerten, ohne dass Parametereinstellungen erforderlich wären. Lediglich ein kleines Ausmaß an Berechnungen ist außerdem erforderlich, wodurch es möglich ist, eine Motorregeleinheit zu gewinnen, die einen kostengünstigen Mikrocomputer umfasst bzw. auf Grundlage eines solchen zu arbeiten vermag.
[Dritte Ausführungsform]
5 zeigt ein Blockdiagramm unter Darstellung einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 5 wird ein Inverterabschnitt 5B gewonnen durch Ersetzen des Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitts 14 des Invertersteuerabschnitts 5A in der zweiten Ausführungsform, die in 4 gezeigt ist, durch einen Phasendifferenz-α-Berechnungsabschnitt 16 und durch Ersetzen des Phasendifferenz-Ø- Befehlsabschnitts 15 des Invertersteuerabschnitts 5A durch einen Phasendifferenz-α-Befehlsabschnitt 17. Der Phasendifferenz-α-Berechnungsabschnitt 16 berechnet eine Phasendifferenz α aus dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8, dem Ausgangssignal des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 und einem an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert, d. h., dem Ausgangssignal des Addierers 32 durch die Gleichung (7).
"R" in der Gleichung (7) stellt den Widerstand einer Wicklung einer einzigen Phase des Motors 3 dar. Die Phasendifferenz α, die durch einen Winkel angezeigt ist, ist die Phasendifferenz zwischen dem angelegten Spannungsbefehlswert Va und der induzierten Spannung Vo, wie in 3A gezeigt.
Der Phasendifferenz-α-Befehlsabschnitt 17 gibt einen Befehlswert α* der Phasendifferenz α (nachfolgend als Phasendifferenz-α-Befehlswert α* bezeichnet) aus. Ein Addierer 31B addiert den Phasendifferenz-α-Befehlswert α* zu einem Ermittlungswert α der Phasendifferenz α (nachfolgend als Phasendifferenz-α-Ermittlungswert bezeichnet) und gibt das Ergebnis der Addition als Fehler aus. Ein Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10B berechnet einen Spannungskompensationswert auf Grundlage dieses Fehlers derart, dass der Phasendifferenz-α-Ermittlungswert nahe am Phasendifferenz-α-Befehlswert α* zu liegen kommt. Die übrigen Konfigurationen und Arbeitsweisen des Invertersteuerabschnitts 5B sind ähnlich denjenigen des Invertersteuerabschnitts 5A in der zweiten Ausführungsform.
Bei der Rückkopplungssteuerung weist die Phasendifferenz α eine Wirkung ähnliche derjenigen der Phasendifferenz ☐ auf, wie in 15C gezeigt. Wenn der Motor so angetrieben werden soll, dass der maximale Motorwirkungsgrad jederzeit erreicht wird, kann deshalb der Phasendifferenz-α-Befehlswert α* mit einem konstanten Wert gewählt werden. Da die Rotationsfrequenz des Motors nicht stabil ist, wenn der Motor gestartet wird, ändert sich eine induzierte Spannung ω × ψ (3A), erzeugt durch die Magneten des Rotors, signifikant. Die induzierte Spannung Vo ändert sich damit bezüglich Höhe und Richtung stark und der Motorstrom Is ändert sich ebenfalls stark. Wenn der Motor gestartet wird, schwankt deshalb die Phasendifferenz Ø zwischen dem angelegten Spannungsbefehlswert Va und dem Motorstrom Is stark. Der Phasendifferenz-Ø-Ermittlungswert besitzt zahlreiche Werte, was die Steuerung schwierig macht. Da andererseits das Schwankungsausmaß der Phasendifferenz α klein ist, besitzt der Ermittlungswert der Phasendifferenz α nicht verschiedene Werte beim Startvorgang des Motors und darauf folgend. Durch Verwendung der Phasendifferenz α kann deshalb eine stabile Rückkopplungssteuerung ausgeführt werden, wodurch die Wirkung erzielt werden kann, dass die Motorsteuerung beim Startvorgang des Motors sowie darauf folgend problemlos gemacht werden kann.
Ausschließlich der Wicklungswiderstand R des Motors wird benötigt für die Ermittlung der Phasendifferenz α. Es ist nicht erforderlich, einen Induktanzwert zu verwenden, der sich abhängig von der Last signifikant ändert. Eine Korrektur abhängig von der Last ist deshalb nicht erforderlich, weshalb eine kostengünstige Motorregeleinheit erhalten werden kann. Lediglich ein kleines Ausmaß an Berechnungsvorgängen ist erforderlich, weshalb eine Motorregeleinheit erzielbar ist, die einen kostengünstigen Mikrocomputer umfasst bzw. mit einem derartigen zu arbeiten vermag.
[Vierte Ausführungsform]
6 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 6 wird ein Invertersteuerabschnitt 5C durch Ersetzen des Phasendifferenz-α-Berechnungsabschnitts 16 des Invertersteuerabschnitts 5B in der in 5 gezeigten dritten Ausführungsform durch einen Phasendifferenz-β-Berechnungsabschnitt 18 und durch Ersetzen des Phasendifferenz-α-Befehlsabschnitts 17 des Invertersteuerabschnitts 5B durch einen Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitt 19 erhalten. Der Phasendifferenz-β-Berechnungsabschnitt 18 berechnet eine Phasendifferenz β aus dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8, dem Ausgangssignal des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, dem Ausgangssignal des Addierers 32 und dem Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6 durch die Gleichung (8).
Die durch einen Winkel dargestellte Phasendifferenz β ist die Phasendifferenz zwischen der q-Achse, die als Rotorwelle dient, und dem Motorstrom Is, wie in 3A gezeigt.
Ein weiteres bevorzugtes Beispiel dieser Ausführungsform ist nachfolgend erläutert. Die reaktive Kraft Pr ist durch die Gleichung (9) gegeben. Pr = {–ψ × Id – (Lq – Ld) × Id2 + Lg × Is2} xω (9)wobei ψ einen Magnetfluss darstellt, wobei Ld und Lq die d-Achsenkomponente bzw. die q-Achsenkomponente einer Induktanz darstellen. Id und Iq stellen die d-Achsenkomponente dar bzw. die q-Achsenkomponente des Motorstroms Is. Wenn die Gleichung (9) unter Bezug auf Id aufgelöst wird, wird die Gleichung (10) erhalten.
Andererseits kann die reaktive Kraft Pr auch dargestellt werden durch die Gleichung (11). Pr = Va × Is sin ϕ = Va × Ir (11)
Außerdem ist die Beziehung zwischen der d-Achsenkomponente des Motorstroms Is und dem Motorstrom Is durch die Gleichung (12) dargestellt. Id = Is × sin β (12)
Durch Auflösen der Gleichungen (9) bis (12) unter Bezug auf β wird die Gleichung (13) erhalten.
Der Magnetfluss ψ, die d-Achsenkomponente Ld und die q-Achsenkomponente Lq sind Motorparameter, die im voraus bekannt sind. Die Phasendifferenz β kann durch Berechnung erhalten werden, wenn der angelegte Spannungsbefehlswert Va, die Rotationsfrequenz ω des Motors, der aktive Strom Ia und der reaktive Strom Ir ermittelbar sind.
Der Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitt 19 gibt einen Befehlswert β* der Phasendifferenz β (nachfolgend als Phasendifferenz-β-Befehlswert β* bezeichnet) aus. Ein Addierer 31C addiert den Phasendifferenz-β-Befehlswert β* mit einem Ermittlungswert β der Phasendifferenz β (nachfolgend als Phasendifferenz-β-Ermittlungswert bezeichnet), die von dem Phasendifferenz-β-Berechnungsabschnitt 18 ausgegeben wird, und sie gibt das Ergebnis der Addition als Fehler aus. Ein Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10C berechnet einen Spannungskompensationswert auf Grundlage dieses Fehlers, so dass der Phasendifferenz-β-Ermittlungswert nahe am Phasendifferenz-ß-Befehlswert β* zu liegen kommt. Die übrigen Konfigurationen und Arbeitsweisen des Invertersteuerabschnitts 5C sind ähnlich denjenigen des Invertersteuerabschnitts 5B in Übereinstimmung mit der dritten Ausführungsform.
Die Phasendifferenz β hat eine physikalische Bedeutung bei der Motorsteuerung, wobei die Differenz β die Phasendifferenz zwischen der Rotorbezugsachse "q" und dem Motorstrom Is zum direkten Steuern des Drehmoments ist. Die Phasendifferenz β kann deshalb problemlos eingestellt werden. In dem Fall, in dem der Motor eine nicht auskragende Polstruktur aufweist, so wie im Fall der nachfolgend erläuterten fünfzehnten Ausführungsform, kann der Motor so angetrieben werden, dass er jederzeit ein hohes Drehmoment liefert durch Steuern des Motorstroms Is derart, dass die Phasendifferenz β null ist. Wie in den Erläuterungen der sechzehnten Ausführungsform beschrieben, kann im Fall eines Motors mit auskragender Polstruktur der Motor so angetrieben werden, dass er jederzeit ein hohes Drehmoment durch Ausführen der Steuerung liefert, so dass die Phasendifferenz β eine Beziehung beibehält, die durch eine Funktion dargestellt ist, die durch seinen Strom und seine Drehzahl festgelegt sind. Falls es erwünscht ist, den Motor mit hohem Drehmoment anzutreiben, sollte deshalb die Phasendifferenz β gewählt werden und die Steuerung sollte auf Grundlage der Phasendifferenz β ausgeführt werden, wie vorstehend erläutert. Dadurch kann ein Antrieb mit hohem Drehmoment problemlos erzielt werden.
Wenn die Gleichung (8) verwendet wird, um die Phasendifferenz β zu ermitteln, sind die q-Achsenkomponente und die Induktanz des Wicklungswiderstands erforderlich, während die d-Achsenkomponente der Induktanz nicht erforderlich ist. Dadurch kann eine Motorregeleinheit erhalten werden, die ein geringes Ausmaß an Parameterkorrekturelementen abhängig von der Last und der Drehzahl aufweist.
[Fünfte Ausführungsform]
7 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer fünftetn Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 7 wird ein Invertersteuerabschnitt 5D erhalten durch Ersetzen des Phasendifferenz-β-Berechnungsabschnitts 18 des Invertersteuerabschnitts 5C in der in 6 gezeigten vierten Ausführungsform durch einen Phasendifferenz-β-Berechnungsabschnitt 20 und durch Ersetzen des Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitts 19 des Invertersteuerabschnitts 5C durch einen Phasendifferenz-δ-Befehlsabschnitt 21. Der Phasendifferenz-δ-Berechnungsabschnitt 20 berechnet eine Phasendifferenz δ aus dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8, dem Ausgangssignal des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, dem Ausgangssignal des Addierers 32 und dem Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6 auf Grundlage der Gleichungen (6), (8) und (14). δ = β – Ø (14)
Wie in 3A gezeigt, ist die Phasendifferenz δ der Winkel zwischen der "q"-Achse, die als Rotorwelle dient, und dem an den Motor angelegten Spannungsbefehlswertvektor Va, und sie wird als Lastwinkel bezeichnet.
Der Phasendifferenz-δ-Befehlsabschnitt 21 gibt einen Befehlswert δ* der Phasendifferenz δ (nachfolgend als Phasendifferenz-δ-Befehlswert δ* bezeichnet) aus. Ein Addierer 31D addiert den Phasendifferenz-δ-Befehlswert δ* mit einem Ermittlungswert δ der Phasendifferenz δ (nachfolgend als Phasendifferenz-δ-Ermittlungswert bezeichnet), und er gibt das Additionsergebnis als Fehler aus. Der Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10D berechnet einen Spannungskompensationswert auf Grundlage dieses Fehlers derart, so dass der Phasendifferenzδ-Ermittlungswert nahe an dem Phasendifferenz-δ-Befehlswert δ* zu liegen kommt. Die übrigen Konfigurationen und Arbeitsweisen des Invertersteuerabschnitts 5D sind ähnlich zu denjenigen des Invertersteuerabschnitts 5C in der vierten Ausführungsform.
Die Phasendifferenz δ wird als Lastwirkel bezeichnet. Je größer die Laste ist, desto größer ist die Phasendifferenz δ. Der Lastwinkel hat eine physikalische Bedeutung, demnach der Lastwinkel ein theoretischer Winkel ist, der die Grenze des Synchronisationsverlusts des Motors anzeigt. Damit ist erkennbar, ob der Motorantriebszustand nahe an der Grenze des Synchronisationsverlusts liegt oder nicht, und zwar durch Ermittlung des Lastwinkels. Da die Phasendifferenz δ in dieser Ausführungsform ermittelbar ist, kann erkannt werden, ob der Motor in der Nähe der Grenze des Synchronisationsverlusts angetrieben ist oder nicht. Eine Gegenmaßnahme kann deshalb derart ergriffen werden, dass der Synchronisationsverlust nicht hervorgerufen wird, wodurch eine stabilere Motorregeleinheit erzielbar ist.
Wenn die Gleichung (8) verwendet wird, und die Phasendifferenz δ zu ermitteln, sind die q-Achsenkomponente der Induktanz und der Wicklungswiderstand erforderlich, während die d-Achsenkomponente der Induktanz nicht erforderlich ist. Dadurch kann eine Motorregeleinheit mit einem geringeren Ausmaß an Parameterkorrekturelementen erhalten werden, abhängig von der Last und der Drehzahl.
[Sechste Ausführungsform]
8 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 8 wird ein Invertersteuerabschnitt 5E durch Hinzufügen eines Phasenkompensationsabschnitts 22 und eines Addierers 3 zu dem Invertersteuerabschnitt 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform, und durch Ersetzen des Addierers 31 des Invertersteuerabschnitts 5 durch einen Addierer 31E.
Der Addierer 31E addiert den reaktiven Strombefehlswert zu dem reaktiven Stromermittlungswert und legt das Additionsergebnis als Fehler an den Fehlerspannungsberechnungsabschnitt 10 und den Phasenkompensationsabschnitt 22 an. Der Phasenkompensationsabschnitt 22 gibt einen Phasenkompensationswert zum Kompensieren des Rotationsphasensignals θ derart aus, dass der Fehler zwischen dem reaktiven Strombefehlswert und dem reaktiven Stromermittlungswert klein wird, und er gibt den Phasenkompensationswert an den Addierer 33 aus. Der Addierer 33 addiert den Phasenkompensationswert zu dem Rotationsphasensignal, das von dem Wellenerzeugungsabschnitt 7 ausgegeben wird, wodurch ein neues Rotationsphasensignal erzeugt wird. Das Rotationsphasensignal wird an den Ausgangsbefehlsberechnungsabschnitt 12 und den reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8 angelegt. Eine proportionale Steuerung, eine proportionale und integrale Steuerung bzw. eine proportionale, integrale und differenzielle Steuerung wird üblicherweise verwendet für die Verarbeitung in dem Phasenkompensationsabschnitt 22. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Verwendung dieser Verfahren für die Verarbeitung des Phasenkompensationsabschnitts 22 beschränkt. Die Steuerverstärkung des Phasenkompensationsabschnitts 22 kann außerdem abhängig vom Antriebszustand des Motors geändert werden.
Durch Bereitstellen des Phasenkompensationsabschnitts 22 und des Addierers 33 kann selbst dann eine Kompensation erzielt werden, wenn eine Phasenabweichung auf Grund einer plötzlichen Laständerung in dem Motor auftritt. Dadurch kann ein stabilerer Motorantrieb erzielt werden.
In dieser Ausführungsform mit der in 8 gezeigten Konfiguration wird der Fehler zwischen dem reaktiven Strombefehls wert und dem reaktiven Stromermittlungswert für die Phasenkompensation genutzt. Eine ähnliche Wirkung kann jedoch auch erzielt werden, wenn die Phasenkompensation unter Verwendung von entweder der Phasendifferenz Ø, dem Fehler der Phasendifferenz β bzw. dem Fehler der Phasendifferenz δ und durch geeignetes Einstellen der Steuerverstärkung abhängig von dem entsprechenden Fehler ausgeführt wird.
[Siebte Ausführungsform]
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 9 ist der Invertersteuerabschnitt 5F erhalten durch Hinzufügen eines Schwankungsausmaßberechnungsabschnitts 23 zu dem Invertersteuerabschnitt 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform.
Nach Empfangen des Berechnungsergebnisses für den reaktiven Strom von dem reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8 berechnet der Schwankungsausmaßberechnungsabschnitt 23 die Differenz zwischen dem Berechnungsergebnis des reaktiven Stroms bei der Steuerung zum letzten Zeitpunkt und dem Ergebnis der Berechnung des reaktiven Stroms bei der Steuerung zu diesem Zeitpunkt, wobei die Steuerung mit konstantem Zyklus wiederholt wird. Aus dieser Differenz wird das ermittelte Schwankungsausmaß der Rotationsfrequenz des Motors 3 gewonnen. Es ist bevorzugt, dass das Schwankungsausmaß der Rotationsfrequenz inhärent null beträgt. Das ermittelte Schwankungsausmaß wird deshalb invertiert und verstärkt, wodurch das Ausgangssignal des Schwankungsausmaßberechnungsabschnitts 23 ermittelt wird. Ein Addierer 32A addiert das Ausgangssignal des Schwankungsausmaßberechnungsabschnitts 23, das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10 und das Ausgangssignal des V/f-Wandlungsabschnitts 11 und gibt den an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va aus. In dieser Ausführungsform kann das Schwankungsausmaß der Rotationsfrequenz zu dem angelegten Spannungsbefehlswert rückgekoppelt werden. Dadurch kann selbst dann eine stabilere Motorregeleinheit erhalten werden, wenn die Rotationsfrequenz schwankt.
10 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren Beispiels der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit der siebten Ausführungsform. Ein Invertersteuerabschnitt 5G wird durch Ersetzen des Schwankungsausmaßberechnungsabschnitts 23 des in 9 gezeigten Invertersteuerabschnitts 5F durch einen Schwankungsausmaßberechnungsabschnitt 23a, durch Ersetzen des Addierers 32A des Invertersteuerabschnitts 5F durch den Addierer 32 und durch Hinzufügen eines Addierers 34.
Nach Empfangen des Berechnungsergebnisses für den reaktiven Strom von dem reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8 berechnet der Schwankungsausmaßberechnungsabschnitt 23A die Differenz zwischen dem Berechnungsergebnis für den reaktiven Strom bei der Steuerung zum letzten Zeitpunkt und dem Berechnungsergebnis des reaktiven Stroms bei der Steuerung zu diesem Zeitpunkt. Aus dieser Differenz gewinnt der Schwankungsausmaßberechnungsabschnitt 23A das ermittelte Schwankungsausmaß der Rotationsfrequenz des Motors 3. Dieses ermittelte Schwankungsausmaß wird daraufhin invertiert, verstärkt und zu dem Addierer 34 ausgegeben. Der Addierer 34 addiert das Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6 zu dem Ausgangssignal des Schwankungsausmaßberechnungsabschnitts 23A und gibt das Additionsergebnis an den Wellenerzeugungsabschnitt 7 aus. In diesem Beispiels der Ausführungsform wird das Schwankungsausmaß der Rotationsfrequenz zu dem Rotationsfrequenzbefehlswert des Frequenzeinstellabschnitts 6 rückgekoppelt. Dadurch kann selbst dann eine stabilere Motorregeleinheit erhalten werden, wenn die Rotationsfrequenz des Motors 3 schwankt.
In der siebten Ausführungsform wird das Schwankungsausmaß aus dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 gewonnen, wodurch der Ermittlungswert für das Schwankungsausmaß erhalten wird. Es ist jedoch möglich, eine Rückkopplungssteuerung auszuführen unter Verwendung von einem der Ausgangssignale des Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitts, des Phasendifferenz-α-Berechnungsabschnitts, des Phasendifferenz-β-Berechnungsabschnitt und des Phasendifferenz-δ-Berechnungsabschnitts in den zweiten bis fünften Ausführungsformen und durch geeignetes Einstellen des Schwankungsausmaßes abhängig von dem entsprechenden Ausgangssignal.
[Achte Ausführungsform]
11 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 11 wird ein Invertersteuerabschnitt 5H erhalten durch Hinzufügen des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, eines Stromkompensationsabschnitts 24 und eines Addierers 35 zu dem Invertersteuerabschnitt 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform.
Der Stromkompensationsabschnitt 24 berechnet den Motorstrom Is aus den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 und des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 in Übereinstimmung mit der Gleichung (15). Der Mittelwert des Motorstroms Is wird berechnet und der Fehler zwischen dem Momentanwert und dem Mittelwert des Motorstroms Is wird verstärkt und als Rotationsphasenschwankungsausmaß ausgegeben.
Der Addierer 35 addiert das Ausgangssignal des Wellenerzeugungsabschnitts 7 zu dem Ausgangssignal des Stromkompensationsabschnitts 24 unter Erzeugung eines neuen Rotationsphasenbefehlswerts θ. Dieser Wert wird an den Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12, den reaktiven Stromberechnungsabschnitt 8 und den aktiven Stromberechnungsabschnitt 13 angelegt.
In einem gewöhnlichen Motorantriebszustand ist der aktive Strom Ia größer als der reaktive Strom Ir und der reaktive Strom Ir hat einen Wert sehr nahe an null. Der aktive Strom Ia kann deshalb als Ungefährwert für den Motorstrom Is verwendet werden und der Spannungskompensationswert kann auf Grundlage des Fehlers zwischen dem Momentanwert und dem Mittelwert des aktiven Stroms Ia ermittelt werden.
12 zeigt ein Blockdiagramm eines weiteren bevorzugten Beispiels der Motorregeleinheit in Übereinstimmung dieser Ausführungsform. Der Invertersteuerabschnitt 5I wird gewonnen durch Ersetzen des Stromkompensationsabschnitts 24 des in 11 gezeigten Invertersteuerabschnitts 5H durch einen Stromkompensationsabschnitt 24A, durch Ersetzen des Addierers 32 des Invertersteuerabschnitts 5H durch einen Addierer 32A und durch Entfernen des Addierers 35 des Invertersteuerabschnitts 5H.
Der Stromkompensationsabschnitt 24A berechnet den Motorstrom Is aus den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 und des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 in Übereinstimmung mit der Gleichung (15). Der Mittelwert des Motorstroms Is wird außerdem berechnet und der Fehler zwischen dem Momentanwert und dem Mittelwert des Motorstroms Is wird verstärkt und der Fehler wird als Spannungskompensationsausmaß ausgegeben. Der Addierer 32A addiert das Ausgangssignal des V/f-Wandlungsabschnitts 11, das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10 und das Ausgangssignal des Stromkompensationsabschnitts 24A, wodurch ein neuer angelegter Spannungsbefehlswert Va erzeugt wird.
In einem gewöhnlichen Motorantriebszustand ist der aktive Strom Ia größer als der reaktive Strom Ir und der reaktive Strom Ir liegt nahe an null. Der aktive Strom Ia kann als an den Motorstrom Is approximierter Wert verwendet werden. Außerdem kann das Spannungskompensationsausmaß auf Grundlage des Fehlers zwischen dem Momentanwert und dem Mittelwert des aktiven Stroms Ia ermittelt werden.
Auf Grund der Schwankung der Rotationsfrequenz des Motors abhängig von den Antriebsbedingungen des Motors und einem die Last des Motors enthaltenden System besteht die Gefahr von Nachlaufen. Wenn Nachlaufen auftritt, schwankt der Motorstrom Is mit einer Frequenz, die niedriger ist als die Rotationsfrequenz auf Grund der Trägheit des Rotors und der Last. 13 zeigt Spannungsvektoren auf den d-q-Achsen zu dem Zeitpunkt, wenn diese Art von Phänomen auftritt. Wie in 13 geändert, ändern sich die d-q-Achsen in d'-q'-Achsen und die Rotationsfrequenz schwankt. Die Phasendifferenz δ zwischen dem angelegten Spannungsbefehlswert Va und der q-Achse schwankt mit einer Frequenz, die niedriger ist als die Rotationsfrequenz. Es wird angenommen, dass eine induzierte Spannung auf der q-Achse Vo ist, und dass der Motorstrom, der zu diesem Zeitpunkt fließt, Is ist. Außerdem wird angenommen, dass eine induzierte Spannung auf der q'-Achse Vo' ist, und dass der zu diesem Zeitpunkt fließende Strom Is' ist. Da die induzierte Spannung Vo' kleiner als die induzierte Spannung Vo zu diesem Zeitpunkt ist, wird der Motorstrom Is' größer als der Motorstrom Is. Der Unterschied in der Höhe zwischen dem Motorstrom Is und dem Motorstrom Is' betrifft die Phasendifferenz δ zwischen der angelegten Spannung Va und der q-Achse. In dieser Ausführungsform wird der Fehler zwischen dem Momentanwert und dem Mittelwert des Motorstroms Is zu dem Rotationsphasenbefehl θ als Rotationsphasenschwankungsausmaß rückgekoppelt. Folglich kann die Schwankung der Phasendifferenz δ kleiner gemacht werden, wodurch eine stabilere Motorsteuerung erreicht werden kann. In dieser Ausführungsform kann außerdem der Fehler zwischen dem Momentanwert und dem Mittelwert des Motorstroms Is zu dem an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va als Spannungskompensationsausmaß rückgekoppelt werden. Die Schwankung der Phasendifferenz δ kann deshalb kleiner gemacht werden und es kann eine stabilere Motorsteuerung erhalten werden.
Als Steuerverfahren zum Umsetzen des Fehlers des Motorstroms Is in das Rotationsphasenschwankungsausmaß bzw. das Spannungskompensationsausmaß in dieser Ausführungsform werden eine Proportionalsteuerung (P-Steuerung), eine Proportional- und Integralsteuerung (PI-Steuerung), eine Proportional-, Integral- und Differenzialsteuerung (PID-Steuerung) und dergleichen üblicherweise eingesetzt. Das Steuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist jedoch nicht auf diese Verfahren beschränkt. Die Steuerverstärkung bei der Steuerung kann geändert werden abhängig von den Antriebszuständen des Motors, wie etwa der Last und der Rotationsfrequenz des Motors. Wenn der Fehler zwischen dem Mittelwert und dem Momentanwert kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, kann der Fehler au ßerdem als Ermittlungsfehler angenommen werden und das Ausgangssignal kann als null angenommen werden.
Diese Ausführungsform beruht auf der ersten Ausführungsform, demnach der reaktive Strom ermittelt und gesteuert wird. Die Konfiguration dieser Ausführungsform kann jedoch mit der Motorregeleinheit kombiniert werden, die in den Erläuterungen der zweiten bis fünften Ausführungsformen beschrieben ist.
[Neunte Ausführungsform]
14 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 14 wird ein Invertersteuerabschnitt 5J erhalten durch Hinzufügen des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, des Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitts 14, des Phasendifferenz-Ø-Befehlsabschnitts 15, des Addierers 31A, des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10A und des Rückkopplungsumschaltabschnitts 26 zu dem Invertersteuerabschnitt 5 in Übereinstimmung mit der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform.
Die Konfigurationen und Arbeitsweisen des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, des Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitts 14, des Phasendifferenz-Ø-Befehlsabschnitts 15, des Addierers 31A und des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10A sind ähnlich zu denjenigen in der zweiten Ausführungsform. Der Rückkopplungsumschaltabschnitt 26 wählt entweder das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10 oder das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10A auf Grundlage des Signals von dem Frequenzeinstellabschnitt 6 und legt das ausgewählte Ausgangssignal an den Addierer 32 an.
Das jeweilige Rückkopplungsausmaß des reaktiven Stroms Ir und der Phasendifferenz Ø unterscheiden sich abhängig von der Rotationsfrequenz und der Last des Motors. 15A bis 15D zeigen Kurvenverläufe der Beziehungen zwischen dem reaktiven Strom Ir, der Phasendifferenz Ø und dem Motorwirkungsgrad. 15A und 15B zeigen Kurvenverläufe der Änderungen des Motorwirkungsgrads bei niedriger Drehzahl bzw. hoher Drehzahl, wenn der Befehlswert des reaktiven Stroms Ir geändert wird unter Verwendung der Last als Parameter. 15C und 15D zeigen Kurvenverläufe von Änderungen des Motorwirkungsgrads bei niedriger Drehzahl bzw. hoher Drehzahl, wenn der Befehlswert der Phasendifferenz Ø geändert wird unter Verwendung der Last als Parameter. Ferner zeigt 15E einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen der Drehzahl und dem reaktiven Strom Ir unter Verwendung der Last als Parameter, wenn die Geschwindigkeit durch die so genannte Feldabschwächungssteuerung erhöht wird, während der Spannungswert der an den Inverter 2 angelegten Gleichstromquelle 1 konstant ist. 15F zeigt ebenfalls einen Kurvenverlauf der Beziehung zwischen der Drehzahl und der Phasendifferenz Ø unter Verwendung der Last als Parameter unter den vorstehend genannten Bedingungen.
In Übereinstimmung mit 15C und 15D hängt der Befehlswert der Phasendifferenz Ø, mit der der Motor 3 unter hohem Wirkungsgrad angetrieben werden kann, nicht von der Last, sondern stark von der Drehzahl ab. Andererseits und in Übereinstimmung mit 15A und 15B wird bemerkt, dass der reaktive Strom Ir sowohl von der Last wie von der Drehzahl abhängt. Da in Übereinstimmung mit 15E und 15F die Änderung der Phasendifferenz Ø, anhängend von Drehzahl, während der Feldabschwächungssteuerung sehr klein wird, ist es schwierig, den Befehlswert der Phasendifferenz Ø entsprechend der Drehzahl einzustellen. Da andererseits der reaktive Strom Ir sich abhängig von der Drehzahl ändert, wird bemerkt, dass der Befehlswert problemlos eingestellt werden kann.
Die Drehzahl ist üblicherweise bei der Startaktion des Motors 3 nicht stabil und die Höhe und Richtung einer induzierten Spannung ω × ψ, die in jeder Motorwicklung durch einen Magneten erzeugt wird, ist nicht stabil. Die Höhe und Richtung der induzierten Spannung Vo ändert sich damit stark beim Startvorgang für den Motor und die Richtung des Motorstroms Is ändert sich stark. Das Ermittlungsergebnis für die Phasendifferenz Ø ändert sich außerdem ebenfalls stark, wodurch es eine bestimmte Zeit dauert, bis der Motor 3 stabil gesteuert werden kann. Andererseits ist das Schwankungsausmaß des Ermittlungsergebnisses der Phasendifferenz α kleiner als dasjenige des Ermittlungsergebnisses der Phasendifferenz Ø. Die Phasendifferenz α kann deshalb in einem instabilen Betriebszustand einfacher ermittelt werden, wie etwa insbesondere beim Startvorgang, wodurch sie einfach steuerbar ist. In dieser Ausführungsform wird eine Rückkopplungsschleife mit einem Befehlswert und ein Rückkopplungsausmaß dementsprechend umgeschaltet abhängig von der Rotationsfrequenz durch den Umschaltabschnitt 26. Ein Befehlswert kann dadurch problemlos eingestellt werden und der Motor 3 kann unter optimalen Bedingungen angetrieben werden.
In der in 14 gezeigten Konfiguration wird der reaktive Strom Ir bzw. die Phasendifferenz Ø durch den Rückkopplungsumschaltabschnitt 26 ausgewählt. Selbst dann, wenn gewünschte Kombinationen von fünf Arten von Einstellwerten bzw. Sollwerten, d. h., der Phasendifferenz α, der Phasendifferenz β, der Phasendifferenz δ, dem reaktiven Strom Ir und der Phasendif ferenz Ø als weitere Auswahlbeispiele gebildet werden, und wenn einer von mehreren kombinierten Einstellwerten bzw. Sollwerten gewählt wird, kann eine ähnliche Wirkung erzielt werden. Bei der Startaktion des Motors 3 können beispielsweise der reaktive Strom Ir, die Phasendifferenz α und die Phasendifferenz δ problemlos eingestellt werden auf Grund des vorstehend genannten Grundes. Wenn die Rotationsfrequenz einen vorbestimmten Wert nach dem Startvorgang überschreitet, wird eine Rückkopplungsschleife gebildet durch geeignetes Auswählen der Phasendifferenz Ø, der Phasendifferenz β, der Phasendifferenz Ø und dergleichen abhängig von den Antriebsbedingungen für den Motor 3. Dadurch kann ein gewünschtes Antriebssystem erhalten werden. Wenn der Motor 3 beispielsweise mit maximalem Ausgangsdrehmoment angetrieben werden soll, sollte ausschließlich die Phasendifferenz β ausgewählt werden. Wenn der Motor 3 mit einer konstanten Last angetrieben werden soll, sollte ausschließlich die Phasendifferenz δ ausgewählt werden. Wenn der Motor 3 mit maximalem Wirkungsgrad angetrieben werden soll, sollte ausschließlich die Phasendifferenz Ø ausgewählt werden. Wie vorstehend erläutert, kann eine gewünschte Motorregeleinheit erhalten werden durch Ausbilden einer geeigneten Rückkopplungsschleife abhängig von den Antriebsbedingungen des Motors 3.
[Zehnte Ausführungsform]
16 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 16 ist ein Spannungsermittlungsabschnitt 27 zum Ermitteln einer Gleichspannung zwischen der Gleichstromquelle 11 und der Inverterschaltung 2 vorgesehen. Ein Invertersteuerabschnitt 5K wird erhalten durch Hinzufügen eines gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28, an den das Ermittlungsausgangssignal des Spannungsermittlungsabschnitts 27 angelegt ist, zu dem Invertersteuerabschnitt 5J in Übereinstimmung mit der in 14 gezeigten neunten Ausführungsform und durch Ändern des Rückkopplungsumschaltabschnitts 26 des Invertersteuerabschnitts 5J in einen Rückkopplungsumschaltabschnitt 26A. Der gesättigte Spannungsbeurteilungsabschnitt 28 vergleicht den an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va mit dem Gleichspannungswert, der durch den Spannungsermittlungsabschnitt 27 ermittelt wird, und legt das Vergleichsergebnis an den Rückkopplungsumschaltabschnitt 26A an. Der Rückkopplungsumschaltabschnitt 26A wählt das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10 bzw. das Ausgangssignal des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts 10A abhängig vom Vergleichsergebnis und legt das Ausgangssignal an den Addierer 32 an.
Der Maximalwert der an den Motor 3 anlegbaren Spannung ist durch die Gleichstromquelle 1 begrenzt. Wenn der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va größer als der Gleichspannungswert ist, vermag deshalb die Inverterschaltung 2 eine gewünschte Spannung nicht an den Motor 3 anzulegen. In diesem Fall wird eine Feldabschwächungssteuerung üblicherweise ausgeführt. Bei der Feldabschwächungssteuerung wird die Phasendifferenz β zwischen dem Motorstromvektor R × Is und der q-Achse, wie in 3A gezeigt, größer gemacht. Die d-Achsenkomponente Id des Motorstroms Is wird vergrößert und die induzierte Spannung Vo wird verkleinert. Der Motorstrom Is wird hierdurch erhöht, während der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va verkleinert wird. Dadurch kann der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va mit der Spannung der Stromquelle oder einer kleineren Spannung gewählt werden. Üblicherweise ist die Beziehung zwischen der Rotationsfrequenz und der erforderlichen angelegten Spannung des Motors im vornherein als Kennlinie des Motors bekannt. Eine Rotationsfrequenz, demnach die Feldabschwächungssteuerung ausgeführt werden muss auf Grund einer unzureichenden Stromversorgungsspannung, ist ebenfalls im vornherein bekannt. Dadurch kann eine Beurteilung getroffen werden, ob die gewöhnliche Steuerung oder die Feldabschwächungssteuerung ausgeführt wird, abhängig von der Rotationsfrequenz des Motors. Wenn die Last bzw. die Stromquellenspannung schwankt, schwankt jedoch die Rotationsfrequenz ebenfalls, mit der die unzureichende Spannung auftritt. Es ist deshalb schwierig, die Frequenz zu beurteilen, mit der die Feldabschwächungssteuerung gewählt wird.
In dieser Ausführungsform wird ein unzureichender Spannungszustand durch den gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitt 28 ermittelt. Wenn die unzureichende Spannung auftritt, führt der Rückkopplungsumschaltabschnitt 26A eine Änderung aus ausgehend von der Rückkopplungsschleife für die Phasendifferenz ☐ auf die Rückkopplungsschleife für den reaktiven Strom Ir. Dadurch kann der Zeitpunkt bzw. Takt des Umschaltens genau erhalten werden, wodurch ein stabilerer Motorantrieb möglich ist. Wie in den Erläuterungen der neunten Ausführungsform ausgeführt, ist es bevorzugt, dass die Rückkopplungsschleifenwahl durchgeführt wird, wenn die Feldabschwächungssteuerung ausgeführt wird. Wenn die Feldabschwächungssteuerung ausgeführt wird, kann eine stabilere Motorregeleinheit erhalten werden unter Verwendung der Phasendifferenz α, der Phasendifferenz β, der Phasendifferenz δ oder dergleichen zusätzlich zu dem reaktiven Strom Ir.
[Elfte Ausführungsform]
Eine elfte Ausführungsform betrifft einen Rückkopplungsschleifenumschaltvorgang, d. h., einen Steuerumschaltvorgang in den Motorregeleinheiten der neunten und zehnten Ausführungsformen. Wenn in den neunten und zehnten Ausführungsformen ein Rückkopplungsschleifenumschaltvorgang durchgeführt wird durch den Rückkopplungsumschaltabschnitt 26 bzw. 26A, wird der Mittelwert des Befehlswerts in mehreren Steuerzyklen, die nach der Auswahl verwendet werden sollen, im vornherein berechnet, und der Mittelwert wird als Befehlswert nach dem Auswahlvorgang genutzt. Wenn beispielsweise der Steuerzustand unter Verwendung des reaktiven Stroms Ir auf den Steuerzustand unter Verwendung der Phasendifferenz ☐ umgeschaltet wird, wird die Phasendifferenz ☐ während des Steuerzustands unter Verwendung des reaktiven Stroms Ir berechnet. Der Mittelwert des Berechnungsergebnisses der Phasendifferenz ☐ wird im vornherein erhalten. Wenn die Steuerung geändert wird, wird der Befehlswert der Phasendifferenz ☐ als Mittelwert der Phasendifferenz Ø vor Änderung der Steuerung verwendet. Durch Ermitteln des Anfangswerts des Befehlswerts nach der Änderung in dieser Weise kann eine stabile Steuerung erhalten werden, wenn der Steuervorgang geändert wird.
Um in dieser Ausführungsform eine stabilere Steuerungsänderung zu erhalten, wird eine Haltefunktion dem Rückkopplungsumschaltabschnitt 26 bzw. dem Rückkopplungsumschaltabschnitt 26A hinzugefügt, so dass der geänderte Steuerzustand für eine vorbestimmte Zeit nach Änderung des Steuervorgangs gehalten werden kann.
Wenn beispielsweise die Änderung des Steuervorgangs in der zehnten Ausführungsform ausgeführt wird, erfolgt ein Vergleich dahingehend, ob der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va größer als die Spannung der Gleichstromquelle 1 ist oder nicht, und die Beurteilung erfolgt abhängig vom Vergleichsergebnis. Wenn beispielsweise ein Gleichstrom durch Vollwellengleichrichtung eines Wechselstroms und Glätten des gleichgerichteten Stroms unter Verwendung eines Kondensators erzeugt wird, schwankt die Spannung des gewonnenen Gleichstroms mit einer Frequenz, die doppelt so hoch ist wie die Frequenz des Wechselstroms. Die Änderung des Steuervorgangs wird deshalb häufig wiederholt, wodurch Nachlaufen hervorgerufen wird. Wenn dieses Nachlaufen stattfindet, wird die Rotation des Motors 3 instabil. Um dieses Problem zu überwinden, wird die Änderung des Steuervorgangs für eine vorbestimmte Zeit ausgeführt, nachdem die vorausgehende Änderung des Steuervorgangs durchgeführt worden ist. Hierdurch können häufige Änderungsvorgänge unterbunden werden und es kann eine stabilere Motorregeleinheit erhalten werden. Die vorstehend genannte vorbestimmte Zeit beträgt beispielsweise etwa fünf Sekunden. Diese Zeit sollte jedoch so ermittelt werden, dass sie einen Wert aufweist, mit dem der Motorbetrieb zum Zeitpunkt der Änderung nicht instabil gemacht wird.
[Zwölfte Ausführungsform]
17 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Motorregeleinheit in dieser Ausführungsform ist der Spannungsermittlungsabschnitt 27 zum Ermitteln einer Gleichspannung zwischen der Gleichstromquelle 1 und der Inverterschaltung 2 für die Motorregeleinheit in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform vorgesehen. Ein Invertersteuerabschnitt 5L, der in 17 gezeigt ist, wird erhalten durch Hinzufügen eines gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28A zu dem in 2 gezeigten Invertersteuerabschnitt 5, und durch Ändern des reaktiven Strombefehlsab schnitts 9 des Invertersteuerabschnitts 5 in einen reaktiven Strombefehlsabschnitt 9A.
Das Ausgangssignal (Gleichspannung) des Spannungsermittlungsabschnitts 27 und das Ausgangssignal (der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va) des Addierers 32 werden an den gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitt 28A angelegt, und diese Ausgangssignale werden miteinander bezüglich ihrer Höhe verglichen. Wenn der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va höher als die Gleichspannung ist, d. h., wenn Spannungssättigung auftritt, legt der gesättigte Spannungsbeurteilungsabschnitt 28A einen Wert entsprechend dem Sättigungsausmaß an den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9A an. Folglich der reaktive Strombefehlswert, d. h., wenn Spannungssättigung auftritt, legt der gesättigte Spannungsbeurteilungsabschnitt 28A einen Wert entsprechend dem Sättigungsausmaß an den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9A an. Der reaktive Strombefehlswert, d. h., das Ausgangssignal des reaktiven Strombefehlsabschnitts 9A wird deshalb auf einen Wert geändert, der keine Spannungssättigung hervorruft. Beispielsweise wird die Feldabschwächungssteuerung ausgeführt, während der reaktive Strombefehlswert erhöht wird, wodurch der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va kleiner gemacht wird als die Gleichspannung. In dieser Ausführungsform wird der Ausgangswert des reaktiven Strombefehlsabschnitts 9A auf Grundlage des Ausgangssignals des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28A so geändert, wie vorstehend erläutert, wodurch eine Feldabschwächungssteuerung zum Zeitpunkt der Spannungssättigung erzielbar ist.
In der vorstehend angeführten Erläuterung wird der Strombefehlswert geändert. Eine ähnliche Wirkung kann jedoch selbst dann erzielt werden, wenn einer der Befehlswerte, d. h., die Phasendifferenz Ø, die Phasendifferenz α, die Phasendifferenz β und die Phasendifferenz δ, geändert wird. Das Ausgangssignal des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28A ist nicht auf den Wert entsprechend dem Spannungssättigungsausmaß begrenzt. Es kann ein geeigneter Wert entsprechend der Rotationsfrequenz bzw. Last des Motors verwendet werden.
18A und 18B zeigen Kurvendarstellungen der Arbeitsweise weiterer bevorzugter Beispiele der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform. 18A zeigt den Verlauf des an den Motor angelegten Spannungsbefehlswerts Va (in der mittleren Kurvendarstellung gezeigt) und des reaktiven Strombefehlswerts Ir* (in der unteren Kurvendarstellung gezeigt) für den Fall, dass die Rotationsfrequenz ω (in der oberen Kurvendarstellung gezeigt) niedriger als der Zielwert ω* der Rotationsfrequenz ist. 18B zeigt den Verlauf des an den Motor angelegten Spannungsbefehlswerts Va (in der mittleren Kurvendarstellung gezeigt) und des reaktiven Strombefehlswerts Ir* (in der unteren Kurvendarstellung gezeigt) für den Fall, dass die Rotationsfrequenz ω (in der oberen Kurvendarstellung gezeigt) höher als der Zielwert ω* der Rotationsfrequenz ist.
Wenn die Rotationsfrequenz ω, wie in der oberen Kurvendarstellung von 18A gezeigt, nicht höher als der Zielwert ω* der Rotationsfrequenz in der Periode von t1 bis t4 ist, erhöht der Frequenzeinstellabschnitt 6 die Rotationsfrequenz ω. Das Ausgangssignal des V/f-Wandlungsabschnitts 11 nimmt zu, wenn die Rotationsfrequenz ω höher wird. Wenn die Spannung der Gleichstromquelle 1 nicht ausreichend hoch ist, kann jedoch eine Spannung entsprechend dem Ausgangssignal von dem Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12 nicht an den Motor 3 durch die Inverterschaltung 2 angelegt werden. Dadurch ist es erforderlich, die Richtung des Vektors durch Ausführen der Feldabschwächungssteuerung derart einzustellen, dass eine gewünschte Drehzahl erzielbar ist. Der Spannungswert Vdc der Gleichspannungswelle 1, erhalten von dem Spannungsermittlungsabschnitt 27, wird als erstes mit dem an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va durch den gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitt 28 angelegt. Wie in dem mittleren Kurvenverlauf von 18A gezeigt, wird demnach dann, wenn der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va größer als die Spannung Vdc, jedoch kleiner als ein vorbestimmter Spannungswert Vsat1 in einer Periode von t1 bis t2 ist, die Rotationsfrequenz ω, d. h. das Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6, erhöht. Wenn der ab den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va gleich oder größer als der Spannungswert Vsat1 in einer Periode von t2 bis t3 wird, ist die Rotationsfrequenz ω nicht festgelegt und das Ausgangssignal des V/f-Wandlungsabschnitts 11 wird derart konstant gehalten, dass der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va nicht größer wird. Wenn der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va größer als der Spannungswert Vdc wird, wird der reaktive Strombefehlswert Ir* von dem reaktiven Strombefehlsabschnitt derart vergrößert, dass ein Feldabschwächungszustand erzielt wird. Je größer der reaktive Strombefehlswert Ir* ist, desto kleiner ist der an den Motor angelegte erforderliche Spannungsbefehlswert Va in einer Periode von t3 bis t4. Durch kontinuierliches Ausführen beider Vorgänge übersteigt der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va nicht den vorbestimmten Spannungswert Vsat1. Dadurch kann die Steuerung derart ausgeführt werden, dass der Motor 3 eine gewünschte Drehzahl aufweist.
Wenn die Drehzahl verringert wird, wird ein vorbestimmter Spannungswert Vsat2, der kleiner ist als der Spannungswert Vdc, mit dem an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va verglichen, wie in der mittleren Kurvendarstellung von 18B gezeigt. Wenn der Wert Va kleiner als Vsat2 wird, wird die Drehzahl derart gesteuert, dass sie nicht verringert wird. Wenn der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va kleiner als der Spannungswert Vdc in der Periode von t1 bis t2 wird, wird der reaktive Strombefehlswert Ir* verkleinert, wodurch der Feldabschwächungszustand aufgehoben wird. Der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va wird deshalb in der Periode von t3 bis t4 größer. Durch kontinuierliches Ausführen des vorstehend genannten Vorgangs kann die Steuerung derart ausgeführt werden, dass die Drehzahl des Motors 3 den gewünschten Wert einnimmt, während der Feldabschwächungszustand aufgehoben wird.
In dieser Ausführungsform ist derjenige Fall erläutert, demnach der reaktive Strombefehlswert Ir* geändert wird. Eine ähnliche Steuerung kann jedoch selbst dann ausgeführt werden, wenn entweder die Phasendifferenz Ø, die Phasendifferenz α, die Phasendifferenz β bzw. die Phasendifferenz δ abstelle des reaktiven Stroms Ir geändert wird.
[Dreizehnte Ausführungsform]
19 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 19 wird ein Invertersteuerabschnitt 5M erhalten durch Hinzufügen des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 und eines Momentanstromberechnungsabschnitts 29 zu dem Invertersteuerabschnitt 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform, und durch Ändern des Frequenzeinstellabschnitts 6 des Invertersteuerabschnitts 5 auf einen Frequenzeinstellabschnitt 6A. Der aktive Stromberech nungsabschnitt 13 führt denselben Vorgang durch wie derjenige in jeder Ausführungsform. Der Momentanstromberechnungsabschnitt 29 führt die durch die Gleichung (15) dargestellte Berechnung ausgehend vom aktiven Strom Ia und dem reaktiven Strom Ir aus und gibt einen momentanen Motorstrom Is aus. Das Ausgangssignal des Momentanstromberechnungsabschnitts 29 wird an den Frequenzeinstellabschnitt 6A angelegt. Wenn der Wert des momentanen Motorstroms Is einen vorbestimmten Wert übersteigt, wird der Frequenzeinstellabschnitt 6A derart gesteuert, dass der Ausgangswert des Frequenzeinstellabschnitts 6A nicht geändert wird.
Wenn der Motor 3, der durch die Motorregeleinheit in dieser Ausführungsform gesteuert wird, für einen Verdichter in einer Klimaanlage oder einer Kältemaschine zum Einsatz kommt oder für einen Lüfter oder eine Pumpe zum Einsatz kommt, wird die Last des Motors 3 größer, wenn die Rotationsfrequenz des Motors 3 höher wird. Der Wert des durch den Motor 3 fließenden Strom neigt deshalb dazu, monoton größer zu werden, wenn die Rotationsfrequenz höher wird. Die Inverterschaltung 2 und der Motor 3 weisen jeweils den vorbestimmten maximalen Stromwert auf. Wenn ein Strom größer als der maximale Stromwert durch die Inverterschalter 2 bzw. den Motor 3 fließt, besteht die Gefahr, dass sie beschädigt werden. In dieser Ausführungsform berechnet der Momentanstromberechnungsabschnitt 29 den durch den Motor 3 fließenden Momentanstrom. Wenn der Momentanstrom einen vorbestimmten Wert übersteigt, wird die Steuerung derart ausgeführt, dass der Rotationsfrequenzbefehl, der von dem Frequenzeinstellabschnitt 6A ausgegeben wird, nicht größer wird. Die Rotationsfrequenz des Motors 3 wird deshalb konstant gehalten und die Last wird nicht größer, wodurch eine sicherere Motorsteuerung ausgeführt werden kann. Wenn der momentane Motorstrom den vorbestimmten Wert übersteigt, kann die Rotationsfrequenz des Motors verringert werden durch Ausgeben eines Befehls derart, dass der Rotationsfrequenzbefehl des Frequenzeinstellabschnitts 6A verringert ist. Infolge hiervon wird die Last verringert und der Motorstrom wird kleiner.
[Vierzehnte Ausführungsform]
20 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 20 ist der Invertersteuerabschnitt 5N erhalten durch Ändern des Frequenzeinstellabschnitts 6 des Invertersteuerabschnitts 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform in einen Frequenzeinstellabschnitt 6B und durch Ändern des reaktiven Strombefehlsabschnitts 9 des Invertersteuerabschnitts 5 in einen reaktiven Strombefehlsabschnitt 9B. In dieser Ausführungsform wird das Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6B ebenfalls an den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9B angelegt.
Der reaktive Strombefehlsabschnitt 9B empfängt einen Rotationsfrequenzbefehl von dem Frequenzeinstellabschnitt 6B, erzeugt den reaktiven Strombefehlswert Ir* abhängig vom Befehlswert, und gibt den reaktiven Strombefehlswert Ir* an den Addierer 31 aus.
Ein weiteres bevorzugtes Beispiel der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform kann der aktive Stromberechnungsabschnitt 13 in dem Invertersteuerabschnitt 5N vorgesehen werden, und das Ausgangssignal des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 kann an den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9 angelegt werden (diese Konfiguration ist nicht gezeigt). In diesem Beispiel empfängt der reaktive Strombefehlsabschnitt 9B den aktiven Stromermittlungswert Ia von dem aktiven Stromberechnungsabschnitt 13, erzeugt den reaktiven Strombefehlswert Ir* abhängig von dem Wert, und gibt den reaktiven Strombefehlswert Ir* an den Addierer 31 aus.
Als noch weiteres bevorzugtes Beispiel der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform können der aktive Stromberechnungsabschnitt 13 und der Momentanstromberechnungsabschnitt 29 in dem Invertersteuerabschnitt 5n vorgesehen werden, und das Ausgangssignal des Momentanstromberechnungsabschnitts 29 kann an den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9B angelegt werden (diese Konfiguration ist nicht gezeigt). Der reaktive Strombefehlsabschnitt 9B empfängt den ermittelten Wert des Momentanstroms, d. h., den Motorstrom Is von dem Momentanstromberechnungsabschnitt 29, erzeugt den reaktiven Strombefehlswert Ir* abhängig von dem Wert, und gibt den reaktiven Strombefehlswert Ir* an den Addierer 31 aus.
Als noch weiteres Beispiel der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform kann der Spannungsermittlungsabschnitt 27 vorgesehen sind und das Ausgangssignal des Spannungsermittlungsabschnitts 27 kann in den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9B eingegeben werden (diese Konfiguration ist nicht gezeigt). Der reaktive Strombefehlsabschnitt 9B empfängt den ermittelten Wert Vdc der Stromquellenspannung von dem Stromermittlungsabschnitt 27, erzeugt reaktiven Strombefehlswert Ir* abhängig von dem Wert, und gibt den reaktiven Strombefehlswert Ir* an den Addierer 31 aus.
Wie in 15A und 15B gezeigt, muss der reaktive Strombefehlswert Ir* abhängig von der Rotationsfrequenz und der Last des Motors 3 geändert werden, um den Motor 3 so zu betreiben, dass er den maximalen Motorwirkungsgrad beibehält.
In dieser Ausführungsform werden die Rotationsfrequenz und der reaktive Strombefehlswert, bei dem der maximale Motorwirkungsgrad erzielt wird, im vornherein ermittelt, so dass sie einander entsprechen. Der reaktive Strombefehlswert 9B empfängt den Befehlswert der Rotationsfrequenz von dem Frequenzeinstellabschnitt 6B und gibt den reaktiven Strombefehlswert entsprechend der Rotationsfrequenz aus. Der Motor 3 kann damit betätigt werden, während der Motorwirkungsgrad jederzeit hoch gehalten wird. Der Momentanmotorstrom bzw. der aktive Strom betrifft die Last. Durch Eingeben des Ausgangssignals des Momentanstromberechnungsabschnitts 29 bzw. des Ausgangssignals des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 in den reaktiven Strombefehlsabschnitt 9B kann deshalb der Motor 3 betätigt werden, während der Motorwirkungsgrad jederzeit hoch gehalten wird.
Wenn die Spannung der Stromquelle schlagartig kleiner wird auf Grund eines momentanen Stromausfalls oder dergleichen, wird auch die an den Motor 3 angelegte Spannung niedriger, wodurch die Motordrehzahl des Motors 3 kleiner wird. Das Steuerimpulssignal der Inverterschaltung 2 wird hierdurch derart gesteuert, dass ihr Einschaltdauerverhältnis größer wird. Da die Spannung der Stromquelle niedrig ist, erreicht jedoch das Einschaltdauerverhältnis 100% sofort. Der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va kann deshalb nicht weiter erhöht werden und der Motor 3 wird unsteuerbar. Wenn ein Feldabschwächungszustand erreicht wird durch Vergrößern des reaktiven Strombefehlswerts Ir*, kann die Spannung Vd der Stromquelle gleich oder größer als der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va gemacht werden. Hierdurch kann das normale Antreiben des Motors 3 fortgesetzt werden.
Der Invertersteuerabschnitt kann durch Hinzufügen einer Funktion ähnlich der vorstehend genannten Funktion zu entweder dem Phasendifferenz-Ø-Befehlsabschnitt, dem Phasendifferenz-α-Befehlsabschnitt, dem Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitt bzw. dem Phasendifferenz-δ-Befehlsabschnitt konfiguriert werden anstelle des reaktiven Strombefehlsabschnitts.
[Fünfzehnte Ausführungsform]
Eine fünfzehnte Ausführungsform betrifft eine Motorregeleinheit für den Fall, dass ein Motor mit nicht vorstehendem Polrotor, d. h., ein Motor, dessen Magneten auf der Oberfläche des Rotors angeordnet sind, als Motor 3 zum Einsatz kommt.
In diesem Fall wird der Ausgangswert des Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitts mit null gewählt.
Das Ausgangsdrehmoment T des Synchronmotors ist allgemein durch die Gleichung (16) dargestellt. T = ψ × Iq + (Lq – Ld) × Id × Iq (16)
Im Fall eines Motors mit nicht vorstehendem Pol entsprechen die Induktanz Ld in Richtung der d-Achse und die Induktanz Lq in Richtung der q-Achse einander. Das Ausgangsdrehmoment T des Motors kann damit durch die Gleichung (17) nicht dargestellt werden unter Verwendung der Phasendifferenz β. T = ψ × Iq = ψ × Is × cos β (17)
Das maximale Drehmoment wird gewonnen, wenn cos β = 1, d. h., wenn die Phasendifferenz β null ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Strom in Richtung der d-Achse null. Im Fall einer Steuerung mit hohem Drehmoment, wenn die Steuerung so ausgeführt wird, dass der Motor 3 sich mit hohem Drehmoment dreht, sollte der Befehlswert der Phasendifferenz β mit null gewählt werden.
In dieser Ausführungsform kann eine Steuerung mit hohem Drehmoment jederzeit ausgeführt werden durch Wählen des Befehlswerts der Phasendifferenz β mit null, wie vorstehend erläutert. Dadurch kann ein stabiler Motorantrieb bei unterschiedlichen Lasten erzielt werden.
[Sechzehnte Ausführungsform]
Eine sechzehnte Ausführungsform betrifft eine Motorregeleinheit für den Fall, dass der Motor einen Rotor mit vorstehendem Pol aufweist, d. h., für einen Motor, dessen Magneten im Innern des Rotors angeordnet sind, der als Motor 3 verwendet wird. Die Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform ist derart konfiguriert, dass das Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 18 und das Ausgangssignal des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 in den Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitt 19 der Invertersteuereinheit 5C in dem Blockdiagramm der in 6 gezeigten Motorregeleinheit eingegeben werden, wie in den Erläuterungen zur vierten Ausführungsform dargestellt. Diese Konfiguration ist jedoch nicht gezeigt.
Der Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitt 19 berechnet den momentanen Motorstrom Is aus dem Ausgangssignal Ir des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 und dem Ausgangssignal Ia des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 in Übereinstimmung mit der Gleichung (15). Als nächstes wird die Phasendifferenz β, d. h. das Ausgangssignal des Phasendifferenz-β-Befehlsabschnitts in Übereinstimmung mit der Gleichung (18) berechnet und ausgegeben.
Die allgemeine Gleichung des Ausgangsdrehmoments T des Motors mit vorstehendem Pol ist die Gleichung (16). Durch Differenzieren der Gleichung (16) als Funktion der Phasendifferenz β wird die Gleichung (19) erhalten.
Um das maximale Ausgangsdrehmoment zu erhalten, sollte die Phasendifferenz β ausschließlich derart bestimmt werden, dass der resultierende Wert der Gleichung (19) null wird. Da die Gleichung (19) eine quadratische Gleichung als Funktion von sin β ist, kann die Gleichung (18) erhalten werden durch Auflösen der Gleichung (19) unter Bezug auf β. In der Gleichung (18) stellt ψ einen Magnetfluss dar und Ld und Lq stellen die Induktanz in Richtung der d-Achse und die Induktanz in Richtung der q-Achse dar. Der Magnetfluss ψ und die Induktanzen Ld und Lq können aus den Kennlinien des Motors 3 im vornherein entnommen werden. Der momentane Motorstrom Is kann außerdem aus der Gleichung (15) berechnet werden, wodurch der Phasendifferenz-β-Befehlswert β unter Verwendung der Gleichung (18) erzeugt werden kann.
Mit dieser Ausführungsform ist eine Motorregeleinheit erreichbar, die dazu geeignet ist, einen Motor mit maximalem Drehmoment jederzeit beim Motorsteuervorgang unter Verwendung eines Motors mit vorstehendem Pol anzutreiben.
[Siebzehnte Ausführungsform]
21 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 21 ist ein Motorspannungsermittlungsabschnitt 36 zwischen dem Motorstromermittlungsabschnitt 4 und dem Motor 3 vorgesehen. Außerdem ist der Spannungsermittlungsabschnitt 27 zwischen der Gleichstromquelle 1 und der Inverterschaltung 2 vorgesehen. Ein Invertersteuerabschnitt 5P wird erhalten durch Hinzufügen eines Positionserfassungsabschnitts 37, eines Frequenzberechnungsabschnitts 38, eines gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28B, eines Addierers 39, eines Geschwindigkeitsfehlerberechnungsabschnitts 40 und eines Auswahlabschnitts 25 zu dem Invertersteuerabschnitt 5 in der in 2 gezeigten ersten Ausführungsform. In 21 sind außerdem der Wellenerzeugungsabschnitt 7 und der Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12, die in 2 gezeigt sind, geändert in einen Wellenerzeugungsabschnitt 7A bzw. einen Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12A. In dieser Ausführungsform wählt der Umschaltabschnitt 25 das Ausgangssignal des Geschwindigkeitsfehlerberechnungsabschnitts 40 bzw. das Ausgangssignal des Addierers 32, wodurch der Sinuswellenantriebvorgang bzw. der Rechteckwellenantriebvorgang als Energiezufuhrverfahren für den Motor 3 gewählt werden kann. Mit anderen Worten vergleicht der gesättigte Spannungsbeurteilungsabschnitt 28B das Signal von dem Spannungsermittlungsabschnitt 27 mit dem Signal von dem Addierer 32 bezüglich der Höhe. Wenn das Signal von dem Addierer 32 größer als das Signal von dem Spannungsermittlungsabschnitt 27 ist, wird das Energiezufuhrverfahren umgeschaltet von dem Sinuswellenantriebvorgang auf den Rechteckwellenantriebvorgang durch den Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12A, den Wellenerzeugungsabschnitt 7A und den Auswahlabschnitt 25.
Der Motorspannungsermittlungsabschnitt 36 ermittelt eine an den Motor 3 angelegte Spannung und legt das Ermittlungsausgangssignal an den Positionserfassungsabschnitt 37 an. Der Positionserfassungsabschnitt 37 erfasst die Position des Rotors des Motors 3 auf Grundlage des Ermittlungsausgangssignals des Motorspannungsermittlungsabschnitts 36 und legt ein Ausgangssignal, das die erfasste Position anzeigt, an den Frequenzberechnungsabschnitt 38 an. Die Position des Rotors kann erfasst werden durch Ausführen einer Rechteckwellenenergiezufuhr, die allgemein bekannt ist. Diese Erfassung kann ausgeführt werden durch Ermitteln der Spannung über den Anschlüssen des Motors 3 unter Verwendung des Motorspannungsermittlungsabschnitts 36, durch Vergleichen der ermittelten Spannung mit einer Spannung Vdc/2, d. h., 1/2 der Spannung Vdc der Gleichstromquelle 1, und durch Ermitteln eines Takt- bzw. Zeitsteuersignals, das mit einem Takt ausgegeben wird bzw. zu einem Zeitpunkt, zu dem beide Spannungen miteinander übereinstimmen. Der Frequenzberechnungsabschnitt 38 berechnet die Rotationsfrequenz des Motors 3 auf Grundlage des Taktsignals, das von dem Positionserfassungsabschnitt 37 ausgegeben wird, und gibt die Rotationsfrequenz an den Addierer 39 aus. Die Position des Rotors des Motors 3 kann jeweils nach einem elektrischen Winkel von 60 Grad im Fall einer Dreiphasenschaltung bzw. eines Dreiphasenstromkreises erfasst werden. Der Frequenzberechnungsabschnitt 38 gewinnt die Rotationsfrequenz des Motors 3 durch Ausführen einer Berechnung auf Grundlage des Zyklus von 60 Grad elektrischem Winkel. Der Addierer 39 berechnet den Drehzahlfehler zwischen dem Rotationsfrequenzbefehlswert, der aus Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6 dient, und dem Ausgangssignal des Frequenzberechnungsabschnitts 38 und legt den Fehler an den Geschwindigkeitsfehlerberechnungsabschnitt 40 an. Der Geschwindigkeitsfehlerberechnungsabschnitt 40 erzeugt einen an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert auf Grundlage des Rotationsgeschwindigkeitsfehlers des Addierers 39 und legt den Befehlswert an den Umschaltabschnitt 25 an. Auf Grundlage des Ausgangssignals des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28B wählt der Umschaltabschnitt 25 das Ausgangssignal des Addierers 32 bzw. das Ausgangssignal des Geschwindigkeitsfehlerberechnungsabschnitts 40 und legt das ausgewählte Ausgangssignal an den Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12A an. Die Konfigurationen des Spannungsermittlungsabschnitts 27 und des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28B, die in 21 gezeigt sind, sind ähnlich zu denjenigen des Spannungsermittlungsabschnitts 27 und des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28 in Übereinstimmung mit der in 16 gezeigten zehnten Ausführungsform. Der gesättigte Spannungsbeurteilungsabschnitt 28B legt das Beurteilungsergebnis an den Umschaltabschnitt 25 und den Wellenerzeugungsabschnitt 7A an. Der Wellenerzeugungsabschnitt 7A wählt das Ausgangssignal des Positionserfassungsabschnitts 37 bzw. das Ausgangssignal des Frequenzeinstellabschnitts 6 auf Grundlage des Beurteilungsergebnisses von dem gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitt 28B. Außerdem legt der Wellenerzeugungsabschnitt 7A das ausgewählte Ausgangssignal an den jeweiligen Stromberechnungsabschnitt 8 und den Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12A an.
Wenn die in dem Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12A gewonnene Spannung in die Sättigung gelangt, ist die Rotationsfrequenz des Motors 3 ausreichend hoch. Es besteht deshalb folglich nahezu kein Unterschied bezüglich Geräuschvibration zwischen dem Sinuswellenantrieb und dem Rechteckwellenantrieb des Motors 3 auf Grundlage der Trägheitswirkung des Rotors. In diesem Fall ist der Verlust in der Inverterschaltung 2 verringert durch Treiben der Inverterschaltung 2 unter Verwendung der Impulsamplitudenmodulation (PAM) anstelle eines Treiberverfahrens, demnach ein Umschaltbetrieb durchgeführt wird. In dieser Ausführungsform wird eine Beurteilung durchgeführt, ob die Motorspannung gesättigt ist oder nicht, und die Rechteckwellenenergiezufuhr bzw. die Sinuswellenenergiezufuhr wird umgeschaltet abhängig vom Beurteilungsergebnis. Dadurch kann eine Motorregeleinheit erhalten werden, die in der Lage ist, den Motor effizient selbst bei hoher Rotationsfrequenz anzutreiben. Der Energiezufuhrwinkel bei Rechteckwellenenergiezufuhr in dieser Ausführungsform beträgt 120 Grad. Ein Energiezufuhrwinkel anders als ein solcher von 120 Grad kann jedoch verwendet werden, wenn ein Zeitpunkt bzw. Takt ermittelt werden soll, bei dem die Spannung über den Motoranschlüssen mit der Hälfte der Stromquellenspannung übereinstimmt. Mit anderen Worten ist der Energiezufuhrwinkel in dieser Ausführungsform nicht auf 120 Grad beschränkt.
In dieser Ausführungsform werden der Sinuswellenantrieb und der Rechteckwellenantrieb selektiv eingesetzt abhängig von dem Ausgangssignal des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28B. Wenn die Rotationsfrequenz des Motors 3 hoch ist, wird jedoch der Wirkungsgrad des Motors in einigen Fällen beim Rechteckwellenantrieb höher ungeachtet des Ausgangssignals des gesättigten Spannungsbeurteilungsabschnitts 28B, d. h., ungeachtet der Sättigung. In diesem Fall führt der Frequenzeinstellabschnitt 6 eine Beurteilung durch, ob die Frequenz höher als eine vorbestimmte Frequenz ist oder nicht. Das Beurteilungsergebnis wird daraufhin an den Wellenerzeugungsabschnitt 7A, den Umschaltabschnitt 25 und den Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt 12A (diese Konfiguration ist nicht gezeigt) ausgegeben. Dieses Ausgangssignal kann genutzt werden für den Umschaltvorgang zwischen dem Sinuswellenantrieb und dem Rechteckwellenantrieb. Mit anderen Worten wird der Rechteckwellenantrieb gewählt, wenn die Frequenz höher als die vorbestimmte Frequenz ist. In dieser Ausführungsform wird der Sinuswellenantrieb geändert in den Rechteckwellenantrieb, wenn ein reaktiver Strom ermittelt wird. Der Sinuswellenantrieb kann jedoch in den Rechteckwellenantrieb unter Verwendung von entweder der Phasendifferenz ☐, der Phasendifferenz α, der Phasendifferenz β bzw. der Phasendifferenz δ geändert werden.
Wenn in dieser Ausführungsform der Takt bzw. der Zeitpunkt des Umschaltens und die an die Inverterschaltung 2 anzulegende Spannung nicht geeignet gewählt sind, kann dann, wenn der Sinuswellenantrieb in den Rechteckwellenantrieb geändert wird, ein Änderungsvorgang nicht gleichmäßig durchgeführt werden und die Motorrotation kann auf Grund des Synchronisationsverlustes stoppen. Um dies zu verhindern, sollte die Kontinuität des Magnetflusses des Motors ausschließlich vor und nach der Änderung aufrecht erhalten werden. Mit anderen Worten ist es erforderlich, zu verhindern, dass das Ausmaß an Magnetfluss des Motors vor und nach der Änderung schlagartig variiert. Zu diesem Zweck sollte sowohl der angelegte Spannungsbefehlswert beim Sinuswellenantrieb wie der angelegte Spannungsbefehlswert beim Rechteckwellenantrieb ausschließlich die Beziehung der Gleichung (20) erfüllen.
Um die Gleichung (20) zu befriedigen, sollte die Kontinuität des Motorstroms ausschließlich aufrecht erhalten werden und die an den Motor angelegte Spannung sollte so ermittelt werden, dass die Höhe des Magnetflusses konstant ist. Zum Zeitpunkt der Änderung von dem Sinuswellenantrieb auf den Rechteckwellenantrieb wird ein Anfangsspannungswert nach der Änderung ermittelt abhängig vom Spitzenwert und der Energiezufuhrperiode einer Sinuswellenspannung. Wenn der Sinuswellenantrieb auf den Rechteckwellenantrieb mit einem elektrischen Winkel von 120 Grad beispielsweise geändert wird, wird davon ausgegangen, dass der Magnetfluss des Motors Øm beträgt, dass der Spitzenwert der Sinuswellenspannung Vp beträgt und dass die mittlere Spannung in der Energiezufuhrperiode der Rechteckwelle der an den Motor angelegte Spannungsbefehlswert Va ist. Die Beziehung zwischen dem Magnetfluss Øm und dem an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va in einem halben Zyklus ist durch die Gleichung (20) dargestellt. Durch Einstellen bzw. Wählen einer Motorspannung unmittelbar nach der Änderung auf den an den Motor angelegten Spannungsbefehlswert Va, um die Gleichung (20) zu befriedigen, wird eine gleichmäßige Rotation selbst nach der Änderung beibehalten.
[Achtzehnte Ausführungsform]
22 zeigte eine Verbindung zwischen der Inverterschaltung 2, dem Motorstromermittlungsabschnitt 4 mit zwei Sensoren 4A und 4B, und dem Motor 3. Diese sind gemeinsam in der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit jeder Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthalten. Die Inverterschaltung 2, der Motorstromermittlungsabschnitt 4 und der Motor 3, die in 22 gezeigt sind, sind mit dem Invertersteuerabschnitt in jeder Ausführungsform kombiniert, wodurch eine Motorregeleinheit gebildet ist. Diese Ausführungsform betrifft die Korrektur von Fehlern in den beiden Stromsensoren 4A und 4B des Motorstromermittlungsabschnitts 4.
Die beiden Stromsensoren 4A und 4B des Motorstromermittlungsabschnitts 4 sind breitbandige Sensoren, die geeignet sind, Gleich- und Wechselströme zu ermitteln. Die Stromsensoren ermitteln Ströme, die durch Zweiphasenwicklungen fließen, d. h., die U- und W-Phasenwicklungen, wie mit durchgezogenen Linien beispielsweise gezeigt, von drei U-, V- und W-Phasenwicklungen. Eine U-Phasenumschalteinrichtung 41 und eine W-Phasenumschalteinrichtung 46, die in der Inverterschaltung 2 angeordnet und mit durchgezogenen Linien gezeigt sind, werden gleichzeitig für eine kurze Zeit EIN-geschaltet. Gleichströme mit demselben Wert fließen durch die U- und W-Phasenwicklungen, jedoch ohne Erzeugung eines Magnetfelds. Die Gleichströme mit demselben Wert fließen außerdem durch die Stromsensoren 4A und 4B. Der Unterschied bezüglich der Empfindlichkeit zwischen den beiden Stromsensoren 4A und 4B kann hochgenau gemessen werden durch Vergleichen der Ermittlungsausgangssignale von den Stromsensoren 4A und 4B miteinander. Die durch die U- und W-Phasenwicklungen fließenden Ströme können durch Gewinnen des Mittelwerts der Differenz bezüglich der Empfindlichkeit geeignet ermittelt werden, und durch Korrigieren der Ermittlungsausgangssignale der Stromsensoren 4A und 4B unter Verwendung des Mittelwerts. Ein Fehler in der Messung des Motorstroms durch den Motorstromermittlungsabschnitt 4 ruft Rauschen in den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts und des aktiven Stromberechnungsabschnitts hervor, wodurch ungünstige Auswirkungen hervorgerufen werden. Der Motorstromermittlungsabschnitt 4 in dieser Ausführungsform vermag jedoch den Strom, der durch jede Phasenwicklung fließt, durch Korrektur der Empfindlichkeitsdifferenz genau zu ermitteln, wodurch eine stabile Rückkopplungssteuerung erzielbar ist.
[Neunzehnte Ausführungsform]
23 zeigt ein Blockdiagramm einer Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit einer neunzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In dieser Ausführungsform werden Wechselstromsensoren für einen Motorstromermittlungsabschnitt 4E zur Ermittlung des Stroms des Motors 3 genutzt. Die Stromsensoren 4A und 4B, die in dem Motorstromermittlungsabschnitt 4 in jeder Ausführungsform enthalten sind, der vorstehend erläutert und in der Lage ist, Gleich- und Wechselströme zu ermitteln, sind relativ teuer. Diese Ausführungsform dient dazu, eine kostengünstige Motorregeleinheit mit kostengünstigen alternativen Stromsensoren bereit zu stellen.
Ein Invertersteuerabschnitt 5Q wird erhalten durch Ändern des Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitts 14 des Invertersteuerabschnitts 5A in der in 4 gezeigten zweiten Ausführungsform in einen Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A. Die Ausgangssignale des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 und des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, und die Ausgangssignale des Frequenzeinstellabschnitts 6 werden an den Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A angelegt. Der Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A gibt eine Phasendifferenz Ø aus, dessen Phase korrigiert ist auf Grundlage der Kennlinie des Wechselstromsensors, wie nachfolgend erläutert, ausgehend von den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8, des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13 und des Frequenzeinstellabschnitts 6. Das Ausgangssignal wird daraufhin an den Addierer 31A angelegt.
24A zeigt eine Kurvendarstellung der Beziehung zwischen einer Frequenz und einer Ein-/Ausgangsphasendifferenz, wenn der Stromwert des Wechselstromsensors als Parameter genutzt wird. 24B zeigt eine Kurvendarstellung der Beziehung zwischen einer Frequenz und einer Ausgangsspannung. In dem Wechselstromsensor ist es bekannt, dass die Phase des ermittelten Strom unterschiedlich von der Phase der Ermittlungsausgangsspannung abhängig von der Höhe und Frequenz des Stroms wird, wie in 24A allgemein gezeigt. Wenn die Höhe und Frequenz des Stroms bekannt sind, ist die Differenz der Phase (Phasendifferenz) zwischen dem Strom und der Spannung erkennbar. Eine Funktion oder Tabelle zur Verwendung bei der Berechnung der Differenz der Phase (Phasendifferenz) zwischen dem Strom und der Frequenz wird im vornherein in dem in 23 gezeigten Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A gespeichert. Der Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A gewinnt die Höhe und Frequenz des Stroms aus jedem der Signale des Frequenzeinstellabschnitts 6, des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 und des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13. Der Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A gewinnt außerdem die Phasendifferenz γ zwischen der Spannung und dem Strom, d. h., der Ausgangskennlinie des Wechselstromsensors unter Nutzung der Funktion bzw. Tabelle. Der Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A gewinnt außerdem die Phasendifferenz Ø aus den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts 8 und des aktiven Stromberechnungsabschnitts 13, die üblicherweise verwendet werden. Der Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A legt an den Ad dierer 31A eine Phasendifferenz an, die gewonnen wird als Ergebnis einer Korrektur, wobei die Phasendifferenz γ von der Phasendifferenz Ø subtrahiert wird. Dadurch kann die Phasenkorrektur des Wechselstromsensors ausgeführt werden.
Da in dieser Ausführungsform die Phasendifferenz zwischen der Spannung und dem Strom, die dem Stromsensor inhärent ist, korrigiert werden kann, kann eine kostengünstige Motorregeleinheit erzielt werden, die relativ kostengünstige Wechselstromsensoren umfasst.
Wie in 24B gezeigt, ändert sich die Ausgangsspannung (Amplitude) des Wechselstromsensors abhängig von der Frequenz, wenn der Strom als Parameter verwendet wird. Durch Vorbereiten einer Funktion bzw. Tabelle, die die in 24B gezeigte Beziehung darstellt, im vornherein in dem Phasendifferenz-Ø-Berechnungsabschnitt 14A, vermag der Wechselstromsensor den Strom des Motors 3 genauer zu ermitteln. Unter Verwendung des Ergebnisses dieser Ermittlung kann eine Motorregeleinheit erzielt werden, die die Steuerung unter Verwendung von entweder dem reaktiven Strom, der Phasendifferenz α, der Phasendifferenz β bzw. der Phasendifferenz δ als Befehlswert nutzt. Der durch den Wechselstromsensor ermittelte Stromwert wird zu einem Stromsensor, der durch R × Is' in dem Vektorkurvenverlauf von 25 angezeigt ist. Dieser Stromvektor enthält einen Fehler zwischen der Phasendifferenz γ und der Amplitude des Stromsensors. Durch Korrigieren von beiden kann das Ergebnis einer korrekten Ermittlung erzielt werden, d. h., der Stromvektor R × Is kann gewonnen werden. Unter Verwendung der reaktiven und aktiven Ströme, die so gewonnen werden, wie vorstehend erläutert für die Steuerung des Invertersteuerabschnitts 5Q, kann eine Motorregeleinheit mit hoher Genauigkeit ähnlich derjenigen der Motorregeleinheit in Übereinstimmung mit den vorstehend genannten Ausführungsformen 1 bis 18 selbst dann erzielt werden, wenn kostengünstige Wechselstromsensoren verwendet werden.

Claims

Regler für einen Elektromotor, aufweisend: Eine Inverterschaltung (2) mit Schalteinrichtungen und Dioden zum Umsetzen eines Gleichstroms in einen Wechselstrom (AC) und zum Zuführen von Wechselstrom zu einem Motor (3), einen Motorstromermittlungsabschnitt (4) zum Ermitteln eines Stroms, der durch den Motor (3) fließt, und zum Ausgeben eines Ermittlungssignals, und einen Invertersteuerabschnitt (55) zum Steuern der Inverterschaltung (2) auf Grundlage des Ausgangssignals des Motorstromermittlungsabschnitts (4), wobei der Invertersteuerabschnitt (55) aufweist: einen Frequenzwahlabschnitt (6) zum Ausgeben des Befehlssignals der Rotationsfrequenz des Motors (3), einen Wellenerzeugungsabschnitt (7) zum Erzeugen eines Rotationsphasensignals für das Befehlssignals des Frequenzwahlabschnitts, einen reaktiven Stromberechnungsabschnitt (8) zum Berechnen eines reaktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, senkrecht zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor (3) angelegt ist, aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts, einen reaktiven Strombefehlsabschnitt (9) zum Ausgeben des Befehlswerts des reaktiven Stroms, einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt (10) zum Berechnen einer Fehlerspannung aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsab schnitts (8) und dem Ausgangssignal des reaktiven Strombefehlsabschnitts (9), einen V/f-Umsetzabschnitt (11) zum Gewinnen einer Referenzspannung aus dem Befehlssignal des Frequenzwahlabschnitts (6), einen ersten Addierer (32) zum Berechnen eines Befehlswerts der Spannung, die an den Motor (3) angelegt ist, aus den Ausgangssignalen des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts (10) und des V/f-Umsetzabschnitts (11), einen Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt (12) zum Erzeugen eines Steuersignals zum Zuführen zu der Inverterschaltung (2) aus den Ausgangssignalen den Wellenerzeugungsabschnitts (7) und des ersten Addierers (32), einen Phasenkompensationsabschnitt (22) zum Erzeugen eines Phasenkompensationswerts aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des reaktiven Strombefehlsabschnitts (9) und dem Ausgangssignal des reaktiven Stromberechnungsabschnitts (8), und einen zweiten Addierer (33) zum Addieren des Phasenkompensationswerts zu dem Ausgangssignal des Wellenerzeugungsabschnitts (7).
Regler für einen Elektromotor, aufweisend: Eine Inverterschaltung (2) mit Schalteinrichtungen und Dioden zum Umsetzen eines Gleichstroms in einen Wechselstrom (AC) und zum Zuführen des Wechselstroms zu einem Motor (3), einen Motorstromermittlungsabschnitt (4) zum Ermitteln eines Stroms, der durch den Motor (3) fließt, und zum Ausgeben eines Ermittlungssignals, und einen Invertersteuerabschnitt (55) zum Steuern der Inverterschaltung auf Grundlage des Ausgangssignals des Motorstromermittlungsabschnitts (4), wobei der Invertersteuerabschnitt (55) aufweist: Einen Frequenzwahlabschnitt (6) zum Ausgeben des Befehlssignals der Rotationsfrequenz des Motors (3), einen Wellenerzeugungsabschnitt (7) zum Erzeugen eines Rotationsphasensignals aus dem Befehlssignals des Frequenzwahlabschnitts (6), einen reaktiven Stromberechnungsabschnitt (8) zum Berechnen eines reaktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, senkrecht zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, und einen aktiven Stromberechnungsabschnitt zum Berechnen eines aktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, parallel zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts, einen Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitt (14) zum Berechnen einer Phasendifferenz ϕ aus den Ausgangssignalen des reaktiven Stromberechnungsabschnitts (8) und des aktiven Stromberechnungsabschnitts (13), einen Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitt (15) zum Ausgeben des Befehlswerts der Phasendifferenz ϕ, einen Fehlerspannungsberechnungsabschnitt (10) zum Berechnen einer Fehlerspannung aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitts und dem Ausgangssignals des Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitts (14), einen V/f-Umsetzabschnitt (11) zum Gewinnen einer Referenzspannung aus dem Befehlssignal des Frequenzwahlabschnitts (6), einen ersten Addierer (32) zum Berechnen eines Befehlswerts der Spannung, die an den Motor angelegt ist, aus den Ausgangssignalen des Fehlerspannungsberechnungsabschnitts (10) und des V/f-Umsetzabschnitts (11), einen Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitt (12) zum Erzeugen eines Steuersignals, das der Inverterschaltung (2) zugeführt wird, aus den Ausgangssignalen des Wellenerzeugungsabschnitts (7) und des ersten Addierers (32), einen Phasenkompensationsabschnitt (22) zum Erzeugen eines Phasenkompensationswerts aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitts und dem Ausgangssignal des Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitts (14), und einen zweiten Addierer (33) zum Addieren des Phasenkompensationswerts zu dem Ausgangssignal des Wellenerzeugungsabschnitts.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Invertersteuerabschnitt (SF) aufweist: Einen Variationsberechnungsabschnitt zum Verstärken der Differenz zwischen dem letzten der aktuellen Berechnungsergebnisse, wiederholt mit vorbestimmten Zeitzyklen unter Verwendung von einem Berechnungsabschnitt, der aus dem reaktiven Stromberechnungsabschnitt und dem Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitt gewählt ist.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 3, wobei der Invertersteuerabschnitt (5H) aufweist: Den reaktiven Stromberechnungsabschnitt und einen Stromkompensationsabschnitt (24) zum Berechnen der Differenz zwischen dem Mittelwert eines Momentstrom, gewonnen auf Grundlage der Ausgangssignale des aktiven Stromberech nungsabschnitts zum Berechnen des aktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, parallel zu dem Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, und dem Momentanwert des Momentanstroms aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 2, wobei der Invertersteuerabschnitt (5J) aufweist: Einen reaktiven Strombefehlsabschnitt zum Ausgeben des Befehlswerts des reaktiven Stroms, wobei der Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitt, der reaktive Stromberechnungsabschnitt, der Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitt und ein Rückkopplungsumschaltabschnitt (26) zum Wählen von einer von zwei Rückkopplungsschleifen auf Grundlage der Ausgangssignale von zwei Befehlsabschnitten und zwei Berechnungsabschnitten entsprechend miteinander.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 5, wobei der Befehlswert von entweder dem reaktiven Strombefehlsabschnitt oder dem Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitt, der gewählt wird nach einem Umschaltvorgang durch den Rückkopplungsumschaltabschnitt mit dem Mittelwert von entweder der reaktiven Stromberechnungsabschnitt oder dem Phasendifferenz-ϕ-Berechnungsabschnitt vor dem Umschaltvorgang.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 6, wobei nach dem Schaltvorgang durch den Rückkopplungsumschaltabschnitt der Zustand der Rückkopplungsschleife in einem Zustand gehalten wird, der nach dem Umschaltvorgang wäh rend einer vorbestimmten Periode erhalten wurde.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, außerdem aufweisen: Einen Spannungsermittlungsabschnitt (27) zum Ermitteln der Spannung des Gleichstroms und zum Ausgeben des Ermittlungssignals, und wobei der Invertersteuerabschnitt (5L) einen gesättigten Spannungsermittlungsabschnitt (28A) zum Ermitteln der Sättigung der Spannung auf Grundlage des Signals von dem Spannungsermittlungsabschnitt und dem Befehlswert der Spannung umfasst, die an den Motor angelegt ist, wobei das Ausgangssignal von entweder dem reaktiven Strombefehlsabschnitt oder dem Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitt auf Grundlage des Ausgangssignals des gesättigten Spannungsermittlungsabschnitts geändert wird.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 8, wobei wenn der Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, einen ersten vorbestimmten Spannungswert übersteigt, der größer ist als das Signal von dem Spannungsermittlungsabschnitt, der Invertersteuerabschnitt die Steuerung derart ausführt, dass das Ausgangssignal des Frequenzwahlabschnitts nicht größer wird, und wenn der Befehlswert der Spannung, die an den Motor angelegt ist, geringer als ein zweiter vorbestimmter Spannungswert ist, der kleiner ist als das Ausgangssignal des Spannungsermittlungsabschnitts, der Invertersteuerabschnitt die Steuerung so ausführt, dass das Ausgangssignal des Frequenzwahlabschnitts nicht kleiner wird.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Invertersteuerabschnitt (5M) aufweist: Einen Momentanstromberechnungsabschnitt (29) zum Berechnen eines Momentanstroms auf Grundlage des Ausgangssignals des reaktiven Strombefehlsabschnitts und des Ausgangssignals des aktiven Stromberechnungsabschnitts zum Berechnen des aktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, parallel zu dem Befehlswert der an den Motor angelegten Spannung, aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts, wobei dann, wenn das Ausgangssignal des Momentanstromberechnungsabschnitts größer als ein vorbestimmter Wert ist, das Ausgangssignal von dem Frequenzwahlabschnitt für eine vorbestimmte Zeit konstant gehalten wird.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Invertersteuerabschnitt aufweist: Einen Momentanstromberechnungsabschnitt zum Berechnen eines Momentanstroms auf Grundlage des Ausgangssignals des reaktiven Stromberechungsabschnitts und des Ausgangssignals des aktiven Stromberechnungsabschnitts zum Berechnen des aktiven Stroms, bei dem es sich um eine Komponente des Motorstroms handelt, parallel zu dem Befehlswert der an den Motor angelegten Spannung, aus dem Rotationsphasensignal des Wellenerzeugungsabschnitts und dem Ermittlungssignal des Motorstromermittlungsabschnitts, wobei eines der Ausgangssignale des Frequenzwahlabschnitts, des reaktiven Strombefehlsabschnitts und des Phasendifferenz-ϕ-Befehlsabschnitt dann klein gemacht wird, wenn das Ausgangssignal des Momentanstromberechnungsabschnitts größer als ein vorbestimmter Wert ist.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Invertersteuerabschnitt eines der Ausgangssignale des reaktiven Strombefehlsabschnitts und des Phasendifferenzϕ-Befehlsabschnitts ändert.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, außerdem aufweisend: Einen Motorspannungsermittlungsabschnitt zum Ermitteln der Spannung des Motors, und einen Spannungsermittlungsabschnitt zum Ermitteln der Spannung des Gleichstroms, wobei der Invertersteuerabschnitt außerdem aufweist: Einen Positionserfassungsabschnitt zum Ermitteln der Position des Rotors des Motors auf Grundlage des Ausgangssignals des Motorspannungsermittlungsabschnitts, einen Frequenzberechnungsabschnitt zum Gewinnen der Rotationsfrequenz des Motors auf Grundlage des Ausgangssignals des Positionserfassungsabschnitts, einen Fehlerdrehzahlberechnungsabschnitt zum Gewinnen des Fehlers der Motordrehzahl aus dem Ausgangssignal des Frequenzwahlabschnitts und dem Ausgangssignals des Frequenzberechnungsabschnitts, und einen Schaltabschnitt zum Wählen des Befehlswerts der Spannung, die an den Motor angelegt ist bzw. des Ausgangssignals des Fehlerdrehzahlberechnungsabschnitts, wobei dann, wenn der Schaltabschnitt das Ausgangssignal des Fehlerdrehzahlberechnungsabschnitts wählt, der Wellenerzeugungsabschnitt ein Signal ausgibt, das recheckige Rotationsphasenwellenform aufweist.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 13 wobei wenn die durch den Wellenerzeugungsabschnitt erzeugte Wellenform aus einer Sinuswelle in eine Rechteckwelle oder aus einer Rechteckwelle in eine Sinuswelle geändert wird, das Ausgangssignal des Ausgangssignalbefehlsberechnungsabschnitts unmittelbar nach der Änderung so gewählt wird, dass die Höhe des Magnetflusses des Motors auf der Höhe des Magnetflusses vor der Änderung gehalten wird.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Motorstromermittlungsabschnitt Stromsensoren zum Ermitteln von Strömen mit zwei oder mehr unterschiedlichen Phasen aufweist, und wenn eine Einphasenumschalteinrichtung, die in der Inverterschaltung enthalten ist, EIN-schaltet, bevor der Motor angetrieben ist, die Ströme der zwei oder mehr Phasen der Motorwicklungen gemessen werden, wobei hieraus ein Mittelwert gewonnen wird, und wobei der Mittelwert genutzt wird, um den Ermittlungsstrom des Motorstromermittlungsabschnitts zu korrigieren.
Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Motorstromermittlungsabschnitt Wechselstromsensoren aufweist, und die ermittelten Phasenabweichungen des Wechselstromsensors kompensiert werden.
Verdichter zur Verwendung in einer Klimaanlage und Kältegerät, enthaltend den Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2.
Gebläse, enthaltend den Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2.
Pumpe, enthaltend den Regler für einen Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2.