DE102016124927A1

DE102016124927A1 - Flussschwächende Wechselstrommotorregelung durch Spannungsvektor-Winkelablenkung

Info

Publication number: DE102016124927A1
Application number: DE102016124927.0A
Authority: DE
Inventors: Wei Zhe Qian
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2015-12-24
Filing date: 2016-12-20
Publication date: 2017-06-29
Also published as: DE102016124927A8; CN106936349A; CN106936349B; US9614473B1

Abstract

Ein Verfahren zum Regeln eines Dreiphasenmotors beinhaltet das Erzeugen eines Betriebspunktfehlersignals basierend auf einer Differenz zwischen einem Referenzbetriebspunkt und einem Ist-Betriebspunkt. Ein erstes Regelungsverfahren wird verwendet, um einen ersten Motorregelvektor zu bestimmen, wobei Größe und Winkelwerte des ersten Regelvektors bestimmt werden. Ein zweites Regelungsverfahren wird verwendet, um einen zweiten Regelvektor anhand des Betriebspunktfehlersignals zu bestimmen, wobei der zweite Regelvektor ein Spannungsvektor mit einer konstanten Größe ist. Eine pulsbreitenmodulierte Spannung wird an den Wechselstrommotor angelegt. Die pulsbreitenmodulierte Spannung ist vom ersten Motorregelvektor abhängig, wenn der Wechselstrommotor unterhalb der Spannungsausgangssättigung betrieben wird. Die pulsbreitenmodulierte Spannung ist vom zweiten Motorregelvektor abhängig, wenn der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Anmeldung betrifft Elektromotorregelungen und betrifft insbesondere flussschwächende Regelungen von Dreiphasenwechselstrom-Synchronmotoren.
Hintergrund
Permanentmagnet-Synchronmotoren mit eingebetteten Magneten (Interior Permanent Magnet Synchronous Motors, IPMSMs) sind in verschiedenen Anwendungen weit verbreitet, einschließlich in Kraftfahrzeuganwendungen wie Fahrmotoren in elektrisch betriebenen Fahrzeugen, riemenbetriebenen Mikrohybrid-Anlassergenerator(Belt-driven Starter Generator, BSG)-Motoren in 48-V-Systemen und elektrischen Servolenkungen. IPMSMs weisen viele attraktive Merkmale auf, einschließlich hoher Leistungsdichte, hoher Effizienz, Reluktanzmomentverfügbarkeit und breiter Drehzahlbetriebsbereiche.
Ein IPMSM hat eine charakteristische Grunddrehzahl, die in jedem Regelungsschema berücksichtigt werden muss. Die Grunddrehzahl bezieht sich auf eine Drehzahl, bei der der Rotor des IPMSM nicht durch Zuführen zusätzlichen Stroms zu den Statorwicklungen beschleunigt werden kann. Es gibt viele Anwendungen für IPMSMs, die erfordern, dass der Motor mit mehr als seiner Grunddrehzahl betrieben wird. Dies ist möglich unter Verwendung eines Verfahrens, das als Flussschwächung bezeichnet wird. Bei der Flussschwächung handelt es sich um die Reduzierung der Permanentmagnetflussverkettung, d. h. des Rotorfelds. Obwohl sich hierdurch der Rotor schneller drehen kann, verringert diese Reduktion im Rotorfeld das vom Motor erzeugte Drehmoment. Das heißt, während der IPMSM auf mehr als seine Grunddrehzahl beschleunigt wird, verringert sich das vom Motor erzeugte Drehmoment. Der Betriebsbereich unterhalb der Grunddrehzahl wird gemeinhin als Bereich konstanten Drehmoments bezeichnet, wohingegen der Bereich oberhalb der Grunddrehzahl gemeinhin als Bereich konstanter Leistung bezeichnet wird.
Bei einem bekannten Flussschwächungsverfahren handelt es sich um Spannungsrückkopplungs-Regelung. Siehe Kim et al., Speed Control of Permanent Magnet Synchronous Motor Drive for the Flux Weakening Operation, IEEE Transactions. Bd. 33, Nr. 1, S. 43, 48, Februar 1997. Ein Nachteil dieses Verfahrens liegt darin, dass es relativ komplizierte Rechenschritte erfordert, die beträchtliche Rechenressourcen beanspruchen können. Ferner kann gemäß diesem Verfahren die maximale Gleichspannung der Stromversorgung nicht vollständig genutzt werden. Stattdessen erfordert dieses Verfahren eine Marge zwischen der maximalen Gleichspannung und einem benutzerdefinierten Spannungsreferenzausgang, die erforderlich ist, damit die Stromregelung wirksam wird, bevor der Motor den Sättigungsbereich erreicht. Daher kann der Motor seine maximale Drehzahl unter Anwendung der Spannungsrückkopplungs-Regelung nicht erreichen.
Bei einem weiteren Flussschwächungsverfahren handelt es sich um ein Stromvektorregelungsverfahren. Siehe Jackson Wai, T. M. Jahns, A New Control Technique for Achieving Wide Constant Power Speed Operation with an Interior PM Alternator Machine, in Conf. Rec. IEEE IAS Ann. meet, Bd. 2, S. 807–814, 2001. Gemäß diesem Verfahren wird während der Flussschwächung ein Stromvektorwinkel geregelt. Ein Nachteil dieses Verfahrens liegt darin, dass die Stelle des Stromvektors nur angenähert und niemals tatsächlich erreicht werden kann. Dies liegt daran, dass der Stromregler nach der Spannungssättigung die Kontrolle verliert.
Es ist eine Aufgabe, diesbezüglich verbesserte Verfahren und Regelungsschaltungen bereitzustellen, bei denen die obigen Nachteile möglichst ganz oder teilweise behoben sind.
Kurzfassung
Es wird ein Verfahren nach Anspruch 1 sowie eine Regelungsschaltung nach Anspruch 11 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
Es wird ein Verfahren zum Regeln eines Dreiphasen-Wechselstrommotors offenbart. Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren das Erzeugen eines Betriebspunktfehlersignals basierend auf einer Differenz zwischen einem Referenzbetriebspunkt des Wechselstrommotors und einem Ist-Betriebspunkt des Wechselstrommotors. Ein erstes Regelungsverfahren wird verwendet, um einen ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor anhand des Betriebspunktfehlersignals zu bestimmen, wobei Größe und Winkelwerte des ersten Dreiphasenmotor-Regelvektors bestimmt werden. Ein zweites Regelungsverfahren wird verwendet, um einen zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor anhand des Betriebspunktfehlersignals zu bestimmen, wobei der zweite Dreiphasenmotor-Regelvektor ein Spannungsvektor mit einer konstanten Größe ist und nur ein Winkelwert des zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektors geregelt wird. Eine pulsbreitenmodulierte Spannung wird an den Wechselstrommotor angelegt. Die pulsbreitenmodulierte Spannung ist vom ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig, wenn der Wechselstrommotor unterhalb der Spannungsausgangssättigung betrieben wird. Die pulsbreitenmodulierte Spannung ist vom zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig, wenn der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird.
Es wird eine Regelungsschaltung zum Regeln eines Dreiphasen-Wechselstrommotors offenbart. Gemäß einer Ausführungsform ist die Regelungsschaltung dafür ausgelegt, ein Betriebspunktfehlersignal basierend auf einer Differenz zwischen einem Referenzbetriebspunkt des Wechselstrommotors und einem Ist-Betriebspunkt des Wechselstrommotors zu erzeugen. Die Regelungsschaltung ist ferner dafür ausgelegt, einen ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor anhand des Betriebspunktfehlersignals zu bestimmen, wobei Größe und Winkelwerte des ersten Dreiphasenmotor-Regelvektors unter Verwendung eines ersten Regelungsverfahrens bestimmt werden. Die Regelungsschaltung ist ferner dafür ausgelegt, einen zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor anhand des Betriebspunktfehlersignals zu bestimmen, wobei der zweite Dreiphasenmotor-Regelvektor ein Spannungsvektor mit einer konstanten Größe ist und nur ein Winkelwert des zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektors unter Verwendung eines zweiten Regelungsverfahrens geregelt wird. Die Regelungsschaltung ist ferner dafür ausgelegt, eine pulsbreitenmodulierte Spannung an den Wechselstrommotor anzulegen. Die Regelungsschaltung ist so ausgelegt, dass die pulsbreitenmodulierte Spannung vom ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängt, wenn der Wechselstrommotor unterhalb der Spannungsausgangssättigung betrieben wird, und dass die pulsbreitenmodulierte Spannung vom zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängt, wenn der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Elemente der Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu zueinander. Gleiche Bezugsnummern bezeichnen ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen gezeigten Ausführungsformen können kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Ausführungsformen werden in den Zeichnungen bildlich dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung ausführlich erläutert.
1 zeigt ein Blockschaltbild einer Drehzahlregelungsschaltung zum Regeln der Rotordrehzahl eines Dreiphasen-Wechselstrommotors gemäß einer Ausführungsform.
2 zeigt Wellenformen eines Drehzahlreferenzsignals, einer Ist-Rotordrehzahl und eines Ist-Motordrehmoments für einen Drehzahlregler, der keine Spannungsvektor-Winkelregelung nutzt, gemäß einer Ausführungsform.
3 zeigt Wellenformen eines Drehzahlreferenzsignals, einer Ist-Rotordrehzahl und eines Ist-Motordrehmoments für einen Drehzahlregler, der eine Spannungsvektor-Winkelregelung nutzt, gemäß einer Ausführungsform.
4, die 4A und 4B umfasst, zeigt Wellenformen von d-q-Achsenströmen, d-q-Achsenspannungen, eines Spannungssättigungs-Auswahlsignals und eines Spannungsregelungs-Vektorwinkels für einen Drehzahlregler, der eine Spannungsvektor-Winkelregelung nutzt, gemäß einer Ausführungsform.
5 zeigt ein Blockschaltbild eines Drehzahlreglers zum Regeln der Rotordrehzahl eines Dreiphasen-Wechselstrommotors gemäß einer Ausführungsform.
6 zeigt ein Blockschaltbild eines Drehmomentreglers zum Regeln des Abtriebsmoments eines Dreiphasen-Wechselstrommotors gemäß einer Ausführungsform.
7 zeigt Wellenformen einer Motordrehmomentreferenz, einer Ist-Rotordrehzahl und eines Ist-Motordrehmoments für einen Drehmomentregler, der keine Spannungsvektor-Winkelregelung nutzt, gemäß einer Ausführungsform.
8 zeigt Wellenformen einer Motordrehmomentreferenz, einer Ist-Rotordrehzahl und eines Ist-Motordrehmoments für einen Drehmomentregler, der eine Spannungsvektor-Winkelregelung nutzt, gemäß einer Ausführungsform.
9 zeigt Wellenformen einer Motordrehmomentreferenz, einer Ist-Rotordrehzahl und eines Ist-Motordrehmoments für einen Drehmomentregler, der eine Spannungsvektor-Winkelregelung nutzt und Winkelglättung nutzt, gemäß einer Ausführungsform.
Ausführliche Beschreibung
Gemäß den hier beschriebenen Ausführungsformen werden ein Verfahren zum Regeln eines Dreiphasen-Wechselstrommotors (z. B. eines IPMSM) und eine entsprechende Regeleinheit offenbart. Die Erfinder werden zeigen, dass, wenn der IPMSM mit mehr als seiner Grunddrehzahl betrieben wird, die d-q-Achsenspannungs-Regelvektorwerte gesättigt werden. Infolgedessen kann die Drehzahl oder das Drehmoment des IPMSM im Sättigungsbereich durch ein Regelungsverfahren geregelt werden, wobei nur der Vektorwinkel des d-q-Achsenspannungs-Regelvektors angepasst wird und die Größe des d-q-Achsenspannungs-Regelvektors konstant bleibt. Dieses Verfahren bietet mehrere Vorteile gegenüber bekannten Regelungsverfahren, wie etwa geringere Komplexität und Rechenressourcen und höhere Motordrehzahlen bei Sättigung aufgrund der vollständigen Nutzung der Versorgungsgleichspannung.
Gemäß einer Ausführungsform wird ein Dreiphasen-Wechselstrommotor durch zwei unterschiedliche Regelungsschemata geregelt, abhängig davon, ob der Motor unterhalb des Sättigungsbereichs oder im Sättigungsbereich betrieben wird. Wenn sich der Motor unterhalb der Sättigung befindet, wird ein erstes Regelungsverfahren verwendet. Das erste Regelungsverfahren kann eins von einer Vielzahl von Regelungsverfahren sein. Gemäß einer Ausführungsform ist das erste Regelungsverfahren ein vektororientiertes Vorwärtskopplungsverfahren, bei dem die Größe und der Winkel eines Stromregelvektors unter Verwendung einer Nachschlagetabelle bestimmt werden. Sobald die Motordrehzahl die Grunddrehzahl erreicht und der Motor den Sättigungsbereich des Betriebs erreicht, wird ein zweites Regelungsverfahren, das sich vom ersten Regelungsverfahren unterscheidet, durch die Regeleinheit ausgeführt. Gemäß dem zweiten Regelungsverfahren wird ein d-q-Achsenspannungs-Regelvektor mit einer konstanten Größe erzeugt. Nur der Winkel des d-q-Achsenspannungs-Regelvektors wird durch das zweite Regelungsverfahren geregelt. Diese Winkelregelung wird unter Verwendung eines Referenzbefehlssignals durchgeführt (z. B. durch Proportional-Integral-Regelung). Die Regeleinheit ist dafür ausgelegt, in Reaktion auf ein Auswahlsignal von einem Motorsättigungsdetektor zwischen dem ersten und zweiten Regelungsverfahren umzuschalten. So kann der Motor nahtlos umschalten zwischen dem ersten Regelungsverfahren, das maximale Effizienz im konstanten Drehmomentbereich erzielt, und dem zweiten Regelungsverfahren, das minimale Verarbeitungsressourcen verbraucht, um eine maximale Drehzahl im konstanten Leistungsbereich zu erzielen.
Es wird auf 1 Bezug genommen; ein Blockschaltbild einer Regeleinheit 100 zum Regeln der Rotordrehzahl eines Elektromotors 102 ist abgebildet. Die Regeleinheit 100 kann durch eine von einer Vielzahl verschiedener Hardwarekonfigurationen implementiert sein. Im Allgemeinen kann die Regeleinheit 100 durch eine oder mehrere integrierte Schaltungen (Integrated Circuits, ICs) realisiert werden, die dafür ausgelegt sind, die beschriebenen Verfahren zu implementieren. Das heißt, die Regeleinheit 100 kann mehrere Schaltungen aufweisen, die den beschriebenen Anforderungen schematisch entsprechen müssen. Gemäß einer Ausführungsform wird die Regeleinheit 100 in einem einzigen Mikrocontroller implementiert, der dafür programmiert ist, alle Funktionen des Blockschaltbilds zu implementieren.
Der Elektromotor 102 ist ein Dreiphasenwechselstrom-Synchronmotor, der durch eine zeitveränderliche Dreiphasenspannung geregelt werden kann. Gemäß einer Ausführungsform ist der Elektromotor 102 ein Permanentmagnet-Synchronmotor mit eingebetteten Magneten (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor, IPMSM). Die Regeleinheit 100 ist dafür ausgelegt, eine zeitveränderliche Dreiphasenspannung auf die verschiedenen Statorwicklungen des Motors 102 anzuwenden und die Drehzahl des Motors 102 unter Verwendung eines Betriebspunktfehlersignals anzupassen. Das Betriebspunktfehlersignal wird aus einer Differenz zwischen einem Referenzbetriebspunkt (z. B. Drehzahl, Drehmoment, Strom, Leistung etc.) und dem Ist-Betriebspunkt des Motors 102 bestimmt. In einer Ausführungsform von 1 ist das Betriebspunktfehlersignal ein Drehzahlfehlersignal Δω. Das heißt, der Betriebspunktfehler bezieht sich auf eine Differenz zwischen einer Soll-Drehzahl und einer Ist-Drehzahl des Motors 102. In der Regeleinheit 100 von 1 wird das Drehzahlfehlersignal Δω aus einem Differentiator 104 erzeugt, der die Differenz zwischen einer Referenzdrehzahl ω_ref des Motors 102 und einer Ist-Drehzahl ω_m des Motors 102 bestimmt. Die Referenzdrehzahl ω_ref des Motors 102 wird durch eine Benutzereingabe bereitgestellt. Die Ist-Drehzahl ω_m des Motors 102 wird aus direkten oder indirekten Messungen des Motors 102 bestimmt.
Die Regeleinheit 100 weist einen Schalter 106 auf. Der Schalter 106 empfängt das Drehzahlfehlersignal Δω vom Differentiator 104. Der Schalter 106 ist dafür ausgelegt, das Drehzahlfehlersignal Δω an zwei verschiedene Ausgänge zu leiten, basierend auf einem Zustand des Auswahlsignals.
Die Regeleinheit 100 weist ferner einen ersten Regelblock 110 auf. Der erste Regelblock 110 erzeugt einen ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor, der zum Regeln des Motors 102 unter Verwendung eines Verfahrens der feldorientierten Regelung (Field Oriented Control, FOC) verwendet wird. FOC umfasst die Transformation einer zeitveränderlichen Dreiphasenwechselspannung, die an die verschiedenen Statorwicklungen des Motors 102 angelegt werden soll, in eine zweidimensionale Vektorgröße. Spezieller beinhaltet FOC das Ausführen von Clarke- und Park-Transformationen, wodurch die zeitveränderliche Dreiphasenwechselspannung in einen zweidimensionalen Vektor umgewandelt wird. Die Clarke-Transformation wandelt einen Raumvektor aus einem Dreiphasenkoordinatensystem in eine stationäre Zweiphasenreferenz um. Die Park-Transformation wandelt den Vektor in die d-q-Referenzebene um, die synchron mit der elektrischen Winkelgeschwindigkeit des Motors 102 rotiert. Auf der d-q-Referenzebene stellt die Direkt(d)-Achse die direkte Achse des Rotorflusses dar. Die Quadratur(q)-Achse verläuft orthogonal zur d-Achse und stellt die Achse des Motordrehmoments dar, entlang welcher das Statorfeld entwickelt werden muss. FOC-Verfahren vereinfachen die Dreiphasenmotorregelung wesentlich, da die zweidimensionale Vektorgröße durch Algorithmen und Schaltungen angepasst werden kann, die relativ einfach im Vergleich zu jenen sind, die zum Ausführen der notwendigen Berechnungen in drei Dimensionen erforderlich wären. Beide Komponenten der zweidimensionalen Vektorgröße (d. h. die Rotorflusskomponente und die Motordrehmomentkomponente) können separat geregelt werden. Nachdem der zweidimensionale Motorregelvektor gemäß dem FOC-Regelungsalgorithmus angepasst wurde, wandelt die zweidimensionale Motorregelung den Vektor in eine zeitveränderliche Dreiphasenwechselspannung unter Verwendung von Park- und Clarke-Rücktransformationen zurück.
Gemäß einer Ausführungsform ist der erste Regelblock 110 als ein flussschwächender Vorwärtskopplungsregler ausgelegt. Im Allgemeinen bezieht sich die Vorwärtskopplungsregelung auf ein Verfahren, bei dem die Signalregelung nicht von einer direkten Messung eines Motorparameters (z. B. Drehzahl, Drehmoment etc.) abhängt und stattdessen auf einen Satz von Eingaben auf eine vordefinierte Weise reagiert.
Der erste Regelblock 110 weist einen Drehzahlregler und Drehmomentbegrenzer 112 auf, der das Drehzahlfehlersignal Δω von einem der Ausgänge des Schalters 106 empfängt. Der Drehzahlregler und Drehmomentbegrenzer 112 weist einen Proportional-Integral(PI)-Regler auf, der das Drehzahlfehlersignal Δω empfängt und unter Verwendung der Proportional-Integral-Regelung ein Drehmomentreferenzsignal T_REF erzeugt. Proportionales Integral bezieht sich auf ein Verfahren, bei dem eine Differenz zwischen einer gemessenen Prozessvariable und einem gewünschten Sollwert als ein Motorfehlerwert berechnet wird und diese Differenz über die Zeit integriert wird, um einen neuen Motorregelungsparameter zu erzeugen, der darauf abzielt, die Größe des Fehlers zu verringern. In diesem Beispiel integriert das erste proportionale Integral (PI) das Drehzahlfehlersignal Δω, um einen Soll-Drehmomentbetriebspunkt des Motors 102 zu erzeugen, der darauf abzielt, die Größe des Fehlers zu verringern. Der Drehzahlregler und Drehmomentbegrenzer 112 ist darüber hinaus dafür ausgelegt, das Drehmomentreferenzsignal T_REF, das durch den ersten Proportional-Integral(PI)-Regler 100 erzeugt wird, gemäß vordefinierten Grenzen zu begrenzen. Diese Drehmomentbegrenzung kann beispielsweise gemäß einem Motorleistungsprofil vorgenommen werden.
Der erste Regelblock 110 weist ferner einen d-q-Achsenstromvektorerzeuger 114 auf. Der d-q-Achsenstromvektorerzeuger 114 erzeugt einen Stromvektor, der durch einen Referenzstromwert i_QREF auf der Quadraturachse und einen Referenzstromwert i_DFREF auf der Direktachse definiert wird. Der Stromvektor wird unter Verwendung des Drehmomentreferenzsignals T_REF und der Ist-Motordrehzahl ω_m als Eingänge erzeugt.
Der Stromvektorerzeuger 114 weist einen MTPA-Stromvektorerzeuger (Maximum Torque Per Ampere, maximales Drehmoment pro Ampere) 116 auf. Der MTPA-Stromvektorerzeuger 116 bildet das Drehmomentreferenzsignal T_REF auf einer gespeicherten Drehmomentkurve ab, die Motorregelungsstromvektoren auf der Direkt- und der Quadraturachse gemäß einem Profil bereitstellt, das für maximales Drehmoment bei minimaler Stromgröße optimiert ist. Dies ist ein Beispiel, und das MTPA könnte stattdessen beispielsweise durch ein Profil ersetzt werden, das den Motorregelungsstromvektor erzeugt, um diesen ausschließlich an der q-Achse auszurichten.
Der Stromvektorerzeuger 114 weist ferner eine Flussschwächung-Nachschlagetabelle (Look Up Table, LUT) 118 auf. Die Werte, die in der Flussschwächung-LUT 118 gespeichert sind, entsprechen Werten, die für den Motorstromvektor erforderlich sind, um eine Flussschwächungsregelung zu initiieren, wenn die Ist-Motordrehzahl ω_m des Motors 102 die Grunddrehzahl erreicht. Das heißt, dass die Flussschwächung-LUT 118 dafür ausgelegt ist, einen d-q-Achsenstromvektor zu erzeugen, der eine Flussschwächungskomponente (d. h. eine Anpassung nach unten an das Rotorfeld) umfasst, um einen Betrieb des Motors 102 mit mehr als seiner Grunddrehzahl zu ermöglichen. Diese vorab festgelegten Werte in der LUT 118 können Betriebsfaktoren wie Verlust und Parametervariationen aufgrund von Sättigungs- und Temperatureinflüssen kompensieren. Diese Werte können anhand einer Kraftmessung oder durch eine mathematische Simulation ermittelt werden.
Der Stromvektorerzeuger 114 weist ferner einen Maximalstrombegrenzer 120 auf. Der Maximalstrombegrenzer 120 empfängt den flussgeschwächten Regelvektor von der Flussschwächung-LUT 118 und vergleicht ihn mit definierten Betriebsgrenzen, die durch den Motor, den Umrichter, die Batterie etc. vorgegeben werden. Beispielsweise kann der Maximalstrombegrenzer 120 dafür ausgelegt sein, den Strom des Motors 102 auf 248 Ampere Spitzenstrom/175 Ampere Phasenstrom zu begrenzen.
Der Stromvektorerzeuger 114 weist ferner einen Stromwähler 122 auf. Der Stromwähler 122 kann beispielsweise ein Schalter sein, der den flussgeschwächten Stromregelvektor von der Flussschwächung-LUT 118 und den MTPA-Stromregelvektor vom MTPA-Stromvektorerzeuger 116 empfängt. Wenn der Motor 102 mit Drehzahlen unterhalb seiner Grunddrehzahl betrieben wird, gibt der Stromwähler 122 die d-q-Achsenreferenzstromwerte i_DREF, i_QREF basierend auf dem MTPA-Regelungsstromvektor aus. Wenn der Motor 102 seine Grunddrehzahl erreicht, gibt der Stromwähler 122 die d-q-Achsenreferenzstromwerte i_DREF, i_QREF basierend auf dem flussgeschwächten Regelungsstromvektor aus, der durch die Flussschwächungs-LUT 118 erzeugt wird. Daher ist der Stromvektorerzeuger 114 dafür ausgelegt, die Referenzstromwerte i_DFREF, i_QREF sowohl im Bereich konstanten Drehmoments (d. h. unterhalb der Grunddrehzahl) und im Bereich konstanter Leistung (bei oder oberhalb der Grunddrehzahl) zu erzeugen.
Der erste Regelblock 110 weist ferner einen zweiten PI-Regler 124 auf. Der zweite PI-Regler 124 empfängt den momentanen Regelungsstromvektor vom Stromvektorerzeuger 114. Der zweite PI-Regler 124 erzeugt d-q-Achsenreferenzspannungswerte U_QREF, U_DREF basierend auf den Referenzstromwerten i_DFREF, i_QREF, die durch den Stromvektorerzeuger 114 unter Verwendung eines wie vorstehend beschriebenen Proportional-Integral-Regelungsverfahrens erzeugt werden.
Die Regeleinheit 100 weist ferner einen zweiten Regelblock 126 auf, der mit dem ersten Regelblock 110 parallel geschaltet ist und dafür ausgelegt ist, unabhängig einen zweiten Regelvektor für den Motor 102 zu erzeugen. Der zweite Regelblock 126 ist dafür ausgelegt, die FOC für den Motor 102 gemäß einem anderen Verfahren als durch den ersten Regelblock 110 durchzuführen. Der zweite Regelblock 126 führt die FOC durch Erzeugen eines Spannungsvektors mit einer konstanten Größe und ausschließlich durch Anpassen des Winkels dieses Spannungsvektors ohne Abänderung des Größenspannungsvektors durch. Ermöglicht wird dies durch die folgenden Grundsätze von IPMSMs.
Der Flussvektorwinkel θ ist durch die Gleichung (1a) gegeben: λ_q/λ_d = tan(θ) (1a), wobei λ_d = L_di_d + ψ_m; und λ_q = L_qi_q.
Ferner ist das Spannungsmodell des IPMSM im d-q-Referenzrahmen durch die Gleichungen (2a) und (2b) gegeben: u_d = R_id + L_ddi_d/d_t – ω_rL_qi_q (2a), u_q = Ri_q + L_qdi_q/d_t + ω_r(L_di_d + ψ_m) (2b).
Wenn der Widerstandsverlust vernachlässigt wird und ein stabiler Zustand angenommen wird, werden die Gleichungen (2a) und (2b) auf die Gleichungen (3a) und (3b) reduziert: u_d = –ω_rL_qi_q = –ω_rλ_q (3a), u_q = ω_r(L_di_d + ψ_m) = λ_d (3b).
Durch Einsetzen der Gleichungen (3a) und (3b) in die Gleichung (1a) wird der Flussvektorwinkel θ durch die Gleichung 4(a) definiert: tan(θ) = λ_q/λ_d = –u_d/u_q (4a).
Entsprechend kann der Flussvektorwinkel θ durch Regeln des Spannungsvektorwinkels geregelt werden, der durch u_d/u_q bestimmt wird.
Der in 1 dargestellte zweite Regelblock 126 nutzt dieses Prinzip. Gemäß einer Ausführungsform wird das Drehzahlfehlersignal Δω vom Schalter 106 (wenn der PMSM 102 bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird) einem dritten PI-Regler 128 zugeführt. Der dritte PI-Regler 128 führt eine Proportional-Integral-Regelung durch, um einen Spannungsvektorwinkel zu erzeugen, der das Drehzahlfehlersignal Δω mit der Ist-Drehzahl des Motors 102 korrigiert.
Der zweite Regelblock 126 weist ferner eine Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 130 auf. Der durch den dritten PI-Regler 128 erzeugte Winkelwert und ein Wert der konstanten Spannungsvektorgröße werden der Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 130 zugeführt. Das heißt, die Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 130 empfängt den Motorregelvektor in polaren Koordinaten. Gemäß einer Ausführungsform ist der Wert der konstanten Spannungsvektorgröße ein Wert der maximalen Spannungsvektorgröße U_MAX. Dieser Wert entspricht
wobei V_DC eine maximale Gleichspannung für den Motor 102 ist. Die Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 130 drückt den Motorregelvektor als zweite Spannungsregelungswerte U_{QREF_2}, U_{DREF_2} aus.
Da der zweite Regelblock 126 die FOC nur durch Berechnen des Spannungsregelvektorwinkels und nicht der Spannungsregelvektorgröße durchführt, ist der zweite Regelblock 126 im Vergleich zu Reglern, die sowohl die Größe als auch den Winkel des Regelvektors bestimmen, z. B. dem ersten Regelblock 110, stark vereinfacht. Ferner berechnet der zweite Regelblock 126 keine Stromgrößen, um die FOC des Motors 102 durchzuführen. Stattdessen führt der zweite Regelblock 126 die FOC ausschließlich anhand von Spannungsgrößen durch. Infolgedessen benötigt der zweite Regelblock 126 weniger Rechenressourcen und/oder arbeitet effizienter als herkömmlich bekannte Regelschaltungen.
Die Regeleinheit 100 weist ferner einen Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block (Space Vector Pulse Width Modulation, Raumvektor-Pulsbreitenmodulation) 132 auf. Der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 empfängt den ersten und zweiten Spannungsregelvektor (d.h., U_QREF und U_DREF und U_{QREF_2}, U_{DREF_2}) von der entsprechenden ersten und zweiten Regelschaltung 110, 126. Der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 ist dafür ausgelegt, eine Park-Rücktransformation an diesen rotierenden Vektoren durchzuführen, um sie in eine stationäre Achsenreferenzebene, d. h., die Alpha(α)- und Beta(β)-Referenzebene, umzuwandeln. Ferner ist der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 dafür ausgelegt, eine Raumvektor-Pulsbreitenmodulation aus den α- und β-Regelungswerten durchzuführen. Das heißt, der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 ist dafür ausgelegt, eine zeitveränderliche Dreiphasenwechselspannung aus dem Spannungsvektorregelungssignal der stationären Achsenreferenzebene zu erzeugen. Die zeitveränderliche Dreiphasenwechselspannung wird unter Verwendung der Pulsbreitenmodulation erzeugt.
Die Regeleinheit 100 weist ferner einen Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 auf. Der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 ist dafür ausgelegt zu erkennen, wenn der Motor 102 im Sättigungsbereich betrieben wird, was wiederum genutzt wird, um zu bestimmen, welche der ersten und der zweiten Regelschaltung 110, 126 zur Regelung des Motors 102 verwendet wird. Der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 erzeugt ein Auswahlsignal, das vom Schalter 106 verwendet wird. Wenn der Motor 102 mit einer Drehzahl zwischen null und seiner Grunddrehzahl betrieben wird, gibt das Auswahlsignal einen Nichtsättigungszustand an. Wenn der Motor 102 seine Grunddrehzahl erreicht und der Spannungsausgang des Motors 102 gesättigt ist, gibt das Auswahlsignal einen Sättigungszustand an.
Gemäß einer Ausführungsform verwendet der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 die vom ersten Regelblock 110 erzeugten d-q-Achsenreferenzspannungswerte U_QREF, U_DREF, um das Auswahlsignal zu erzeugen. Das heißt, der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 bestimmt den Sättigungszustand des Motors 102 indirekt anhand der Regelungswerte, die durch den ersten Regelblock 110 erzeugt werden. Wie bereits erläutert, bleibt, wenn der Motor 102 in einem Spannungssättigungszustand betrieben wird, die Spannungsregelvektorgröße konstant. Der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 nutzt dieses Prinzip, um zu bestimmen, wann der durch die Werte U_QREF, U_DREF definierte Referenzspannungsvektor an der Spitzengröße verharrt. Ein Vorteil dieses Verfahrens im Vergleich zu einem Verfahren direkter Messung ist, dass Verfahren direkter Messung typischerweise eine Hysterese erfordern, damit die Regeleinheit 100 nicht zu oft oder fälschlicherweise schaltet. Im Gegensatz dazu ist dieses indirekte Verfahren grundsätzlich genauer.
Das Auswahlsignal wird dem Regelanschluss des Schalters 106 zugeführt. Der Schalter 106 wählt wiederum zwischen einer der ersten und einer zweiten Regelschaltung 110, 126, je nach Zustand des Auswahlsignals. Wenn der Motor 102 unterhalb der Sättigung betrieben wird (z. B. Auswahlsignal = „0“), wird das Drehzahlfehlersignal Δω dem ersten Regelblock 110 zugeführt und der erste Regelblock 110 erzeugt den ersten Spannungsregelvektor auf die vorstehend beschriebene Weise. Sobald der Motor 102 gesättigt ist (z. B. Auswahlsignal = „1“), wird der erste Regelblock 110 durch den Schalter 106 überbrückt, das Drehzahlfehlersignal Δω wird dem zweiten Regelblock 126 zugeführt, und der zweite Regelblock 126 erzeugt den ersten Spannungsregelvektor auf die vorstehend beschriebene Weise. Entsprechend ist die Regelschaltung 100 dafür ausgelegt auszuwählen, welches Regelungsverfahren verwendet wird (d. h. das Vorwärtskopplungsverfahren, das durch den ersten Regelblock 110 durchgeführt wird, oder das Vektorwinkelregelungsverfahren, das durch den zweiten Regelblock 126 durchgeführt wird), je nach Sättigungszustand des Motors 102.
Der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 bestimmt auch, welcher der Spannungsvektoren dem Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 zugeführt werden soll. Wenn sich der Motor 202 unterhalb der Spannungsausgangssättigung befindet (z. B. Auswahlsignal = „0“), führt der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 den ersten Motorregelvektor, der durch den ersten Regelblock 110 erzeugt wird, dem Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 zu. Wenn sich der Motor 202 unterhalb der Spannungsausgangssättigung befindet (z. B. Auswahlsignal = „1“), führt der Sättigungsdetektor und Spannungswähler 108 den zweiten Motorregelvektor, der durch den zweiten Regelblock 126 erzeugt wird, dem Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 132 zu.
Es wird auf 2 Bezug genommen; Ausgangswellenformen des Motors 102 werden für einen Fall gezeigt, in dem der Motor 102 ohne den vorstehend beschriebenen zweiten Regelblock 126 geregelt wird. Das heißt, dass der Fall von 2 ein Regelungsverfahren zeigt, bei dem eine Flussschwächung durch ein Vorwärtskopplungsverfahren mit Nachschlagetabelle durchgeführt wird und es keine Regelung nur des Winkels gibt, wenn der Motor 102 die Spannungsausgangssättigung erreicht. Die Ausgangswellenformen umfassen ein Motordrehzahlbefehlssignal 136, eine Ist-Motordrehzahl 138 und ein Ist-Motordrehmoment 140.
Der Motor 102 wird so geregelt, dass dieser bei unterschiedlichen Drehzahlen arbeitet, so dass er in einem ersten Übergang von unterhalb der Spannungsausgangssättigung zu Spannungsausgangssättigung übergeht und in einem zweiten Übergang von Spannungsausgangssättigung zu unterhalb der Spannungsausgangssättigung übergeht. Um diese Übergänge zu erzielen, empfängt der Motor 102 eine Folge von Drehzahlbefehlen (d. h. ω_REF). Zuerst empfängt der Motor 102 einen Drehzahlbefehl zum Übergang von 0 Umdrehungen pro Minute (UpM) zu 4800 UpM bei 0,05 Sekunden, dann einen Drehzahlbefehl zum Übergang zu 1000 UpM bei 0,4 Sekunden und dann einen Drehzahlbefehl zum Übergang zu 4800 UpM bei 0,7 Sekunden. Eine externe Last von 0,3 Newtonmeter (Nm) wird bei 0,25 Sekunden auf die Ausgabe des Motors 102 angewendet.
Wie in 2 zu sehen ist kann, wenn die Vorwärtskopplungs-Flussschwächungsregelung ausschließlich unter diesen Schaltbedingungen verwendet wird, der Motor 102 die Solldrehzahl ω_REF nie erreichen. Während die Drehzahlreferenz ω_REF auf 4800 UpM gesetzt ist, kann der Motor 102 nur eine Drehzahl von ungefähr 4100 UpM erreichen, bevor der Drehzahlbefehl bei 0,4 Sekunden zu einer niedrigeren Drehzahl (1000 UpM) übergeht.
Es wird auf 3 Bezug genommen; entsprechende Wellenformen (d. h. Motordrehzahlbefehlssignal 136, Ist-Motordrehzahl 138 und Ist-Motordrehmoment 140) werden für dieselbe Folge von Drehzahlbefehlen und Belastung gezeigt, wie vorstehend unter Bezugnahme auf 2 beschrieben, jedoch wird der Motor 102 unter Verwendung der Regeleinheit 100 aus 1 geregelt. Das heißt, Wellenformen aus 3 entsprechen dem Motor 102, der durch Vorwärtskopplungs-Flussschwächungsregelung geregelt wird, wenn der Motor 102 unterhalb der Spannungsausgangssättigung betrieben wird, und durch Spannungsvektorwinkelregelung geregelt wird, wenn der Motor 102 die Spannungsausgangssättigung erreicht.
Wie zu sehen ist, kann der Motor 102 durch Verwendung der Regeleinheit 100 und des hier beschriebenen Regelungsverfahrens so betrieben werden, dass dieser die Drehzahlreferenz ω_REF von 4800 UpM innerhalb des Fensters der Drehzahlübergänge erreicht. Der Grund dafür ist, dass das Spannungsvektorwinkel-Regelungsverfahren, das durch den zweiten Regelblock 126 durchgeführt wird, im Gegensatz zum Vorwärtskopplungs-Flussschwächungs-Regelungsverfahren die vollständige Nutzung von V_DC ermöglicht. Somit wird die dynamische Reaktion des Systems erheblich verbessert, weil der Motor 102 auf das Drehzahlreferenz(ω_REF)-Regelungssignal viel schneller reagieren kann als das unter Bezugnahme auf 2 beschriebene Regelschema.
Es wird Bezug genommen auf 4; zusätzliche Regelungswellenformen für den Motor 102, der wie unter Bezugnahme auf 3 beschrieben geregelt wird, werden gezeigt. 4A stellt den q-Achsenstrom 142 (in Ampere), den d-Achsenstrom 144 (in Ampere), die q-Achsenspannung 146 (in Volt), die d-Achsenspannung 148 (in Volt) dar. 4B stellt die Größe 150 des Spannungsregelvektors (in Volt) und den Winkel 152 des Spannungsregelvektors (in Grad) dar. Wie zu sehen ist bleibt, sobald der Motor 102 die Sättigung erreicht (bei ungefähr t = 0,125 Sekunden), die Spannungsregelvektorgröße konstant, während die Winkelregelung wirksam wird.
Es wird auf 5 Bezug genommen, in der eine Regeleinheit 100 gemäß einer anderen Ausführungsform dargestellt ist. Die Regeleinheit 100 aus 5 ist mit der Regeleinheit 100 aus 1 mit Ausnahme des Verbindungs- und Betriebsprinzips des Sättigungsdetektors 136 identisch. Der Sättigungsdetektor 107 aus 5 misst den Motordrehzahl(ω_m)-Wert des Motors 102 direkt und verwendet diese Messung, um das Sättigungsauswahlsignal zu erzeugen. Dies ist möglich, weil ein Zusammenhang zwischen der Drehzahl des Motors 102 und dem Spannungssättigungszustand besteht. Wenn die Drehzahl des Motors 102 gleich der Grunddrehzahl ist, ω_m = ω_b, kann der Sättigungsdetektor 107 dafür ausgelegt sein, das Sättigungsauswahlsignal auf „1“ zu setzen. Wenn die Drehzahl des Motors 102 unterhalb der Grunddrehzahl liegt, ω_m ≤ ω_b, kann der Sättigungsdetektor 107 dafür ausgelegt sein, das Sättigungsauswahlsignal auf „0“ zu setzen. Ein Vorteil dieses Verfahrens im Vergleich zum unter Bezugnahme auf 1 beschriebenen Verfahren der indirekten Sättigungserkennung liegt darin, dass es weniger Rechenressourcen benötigt, weil der erste Regelblock 110 nicht ständig die Spannungsregelvektorwerte U_QREF und U_DREF zur Sättigungserkennung erzeugen muss. Allerdings ist für dieses Verfahren der Hysteresebetrieb zu verwenden. Die Auswahl einer Regelungsstrategie während des Hysteresebereichs ist sehr wichtig.
Es wird auf 6 Bezug genommen, die einen Drehmomentregler 200 gemäß einer Ausführungsform darstellt. Der Drehmomentregler 200 nutzt die Spannungsvektorwinkelregelung in ähnlicher Weise wie unter Bezugnahme auf die Regeleinheit 100 vorstehend beschrieben, ist jedoch dafür ausgelegt, die Drehmomenterzeugung des Motors 202 anstelle der Motordrehzahl zu regeln. In einer Ausführungsform von 6 ist das Betriebspunktfehlersignal ein Drehmomentfehlersignal Δ_T. Das Drehmomentfehlersignal Δ_T wird als eine Differenz zwischen einem Referenzdrehmomentwert T_REF und einem Ist-Drehmomentwert T_m des Motors bestimmt. Der Referenzdrehmomentwert T_REF des Motors 202 wird anhand einer Benutzereingabe erzeugt. Der Ist-Drehmomentwert T_m des Motors 202 wird durch eine Drehmoment-/Beobachter-Berechnungsschaltung 238 bestimmt. Die Drehmoment-/Beobachter-Berechnungsschaltung 238 bestimmt den Ist-Drehmomentwert T_m basierend auf beobachteten Parametern des Motors 202 wie d-Achsenstrom I_d, q-Achsenstrom I_q, Flussverkettung ψ_m, d-Achseninduktivität L_d, q-Achseninduktivität L_q, Motordrehzahl ω_m und Motortemperatur. Der Drehmomentregler 200 weist einen Differentiator 238 auf, der das Drehmomentfehlersignal Δ_T durch Bestimmen der Differenz zwischen dem Referenzdrehmomentwert T_REF des Motors 202 und dem Ist-Drehmomentwert T_m des Motors 202 erzeugt, der durch die Drehmoment-/Beobachter-Berechnungsschaltung 238 bereitgestellt wird.
Der Drehmomentregler 200 weist einen ersten Regelblock 210 auf, der dafür ausgelegt ist, einen ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor zu bestimmen. Der erste Regelblock 210 nutzt ein ähnliches Betriebsprinzip wie die unter Bezugnahme auf 1 beschriebene erste Regelschaltung 110. Das heißt, der erste Regelblock 210 ist dafür ausgelegt, eine feldorientierte Regelung (Field Oriented Control, FOC) am Motor 202 unter Verwendung eines Vorwärtskopplungs-Flussschwächungsverfahrens durchzuführen. Der erste Regelblock 210 weist einen Stromvektorerzeuger 214 auf, der einen Dreiphasenmotor-Regelstromvektor unter Verwendung des Drehmomentreferenzwerts T_REF zusammen mit der Motordrehzahl ω_m erzeugt. Der erste Vektorerzeuger weist den MTPA-Block (Maximum Torque Per Ampere, maximales Drehmoment pro Ampere) 216, die Flussschwächung-Nachschlagetabelle (Look Up Table, LUT) 218, den Maximalstrombegrenzer 220 und den Stromwähler 222 auf, die ähnlich ausgelegt sind wie die entsprechenden Blöcke, die unter Bezugnahme auf 1 erörtert wurden.
Der erste Regelblock 210 weist ferner einen ersten PI-Regler 224 auf. Der erste PI-Regler 224 empfängt einen Stromvektor, der durch einen Referenzstromwert i_QREF auf der Quadraturachse und einen Referenzstromwert i_DFREF auf der Direktachse definiert wird, vom Stromvektorerzeuger 214. Der erste PI-Regler 224 führt eine Proportional-Integral-Regelungsfunktion am Stromvektor und den Ist-d-/q-Achsen-Stromrückkopplungen durch und erzeugt einen Spannungsvektor, der durch einen Referenzspannungswert U_QREF auf der Quadraturachse und einen Referenzspannungswert U_DREF auf der Direktachse definiert wird.
Der erste Regelblock 210 weist ferner einen Kartesisch-Polar-Umwandler 240 auf. Der Kartesisch-Polar-Umwandler 240 verwendet die Spannungswerte U_QREF und U_DREF des Motorregelungsvektors zur Umwandlung in Polarkoordinaten, so dass der Motorregelungsvektor als eine Größe (U’) und ein Winkel θ’ ausgedrückt werden kann.
Der Drehmomentregler 200 weist ferner einen zweiten Regelblock 226 auf, der eine Regelung nur des Winkels in der vorstehend erörterten Weise durchführt. Der zweite Regelblock 226 weist einen zweiten PI-Regler 228 auf. Der zweite PI-Regler 228 führt eine Proportional-Integral-Regelung durch, um einen Spannungsvektorwinkel zu erzeugen, der das Drehmomentfehlersignal Δ_T mit dem Ist-Drehmoment des Motors 102 gleichrichtet.
Der zweite Regelblock 226 weist ferner eine Winkelglättungsschaltung 242 auf. Die Winkelglättungsschaltung 242 empfängt den zweiten Motorregelungs-Spannungsvektorwinkel und führt eine Filterfunktion zwischen Winkeln des ersten und des zweiten Regelungsverfahrens durch. Daher kann ein nahtloser Übergang zwischen zwei Winkelausgaben realisiert werden.
Der zweite Regelblock 226 weist ferner eine Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 230 auf. Der durch den zweiten PI-Regler 228 erzeugte Winkelwert und ein Wert der konstanten Spannungsvektorgröße werden der Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 230 zugeführt. Das heißt, die Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 230 empfängt den Motorregelvektor in polaren Koordinaten. Gemäß einer Ausführungsform ist der Wert der konstanten Spannungsvektorgröße ein Wert der maximalen Spannungsvektorgröße U_MAX. Dieser Wert entspricht
wobei V_DC eine maximale Gleichspannung für den Motor 102 ist. Die Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 230 drückt den Motorregelvektor als zweite Spannungsregelungswerte U_{QREF_2}, U_{DREF_2} aus.
Der Drehmomentregler 200 weist ferner einen Sättigungsdetektor und Spannungsgrößenwähler 244 auf. Der Sättigungsdetektor und Spannungsgrößenwähler 244 erkennt, ob der Motor 202 in einem Sättigungsbereich betrieben wird, basierend auf der Größe (U’) des ersten Spannungsregelvektors. Wenn der Motor 202 unterhalb der Spannungsausgangssättigung ist, stellt die Spannungsgrößenwählerschaltung 244 der Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 230 die Größe (U’) bereit, die durch den ersten Regelblock 210 erzeugt wird. Wenn der Motor 202 bei Sättigung betrieben wird, stellt die Spannungsgrößenwählerschaltung 244 der Polar-Kartesisch-Umwandlungsschaltung 230 die Größe
bereit, wobei V_DC eine maximale Gleichspannung für den Motor 202 ist. Die Sättigungsdetektor- und Spannungsgrößenwählerschaltung 244 erzeugt auch ein Auswahlsignal, das dem Schalter 206 zugeführt wird, so dass der Schalter 206 den Drehmomentreferenzwert T_REF einem des ersten oder des zweiten Regelblocks 210, 226 zuführen kann, basierend auf dem Zustand des Auswahlsignals.
Der Drehmomentregler 200 weist ferner einen Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block (Space Vector Pulse Width Modulation, Raumvektor-Pulsbreitenmodulation) 232 auf. Der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 232 empfängt den ersten und den zweiten Spannungsregelvektor (d.h., U_QREF und U_DREF und U_{QREF_2}, U_{DREF_2}) von der entsprechenden ersten und zweiten Regeleinheit 210, 226. Der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 232 ist dafür ausgelegt, eine Park-Rücktransformation an diesen rotierenden Vektoren durchzuführen, um sie in eine stationäre Achsenreferenzebene, d. h., die Alpha(α)- und Beta(β)-Referenzebene, umzuwandeln. Ferner ist der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 232 dafür ausgelegt, eine Raumvektor-Pulsbreitenmodulation aus den α- und β-Regelungswerten durchzuführen. Das heißt, der Park-Rücktransformations- und SVPWM-Block 232 ist dafür ausgelegt, eine zeitveränderliche Dreiphasenwechselspannung anhand des Spannungsvektorregelungssignals der stationären Achsenreferenzebene zu erzeugen. Die zeitveränderliche Dreiphasenwechselspannung wird unter Verwendung der Pulsbreitenmodulation erzeugt.
Es wird auf 7 Bezug genommen; Ausgangswellenformen des Motors 202 werden für einen Fall gezeigt, in dem der Motor 202 durch eine Regeleinheit geregelt wird, die den vorstehend beschriebenen zweiten Regelblock 226 nicht aufweist. Das heißt, dass der Fall von 7 ein Regelungsverfahren zeigt, bei dem der Motorregelvektor durch ein Vorwärtskopplungsverfahren mit Nachschlageschaltung bei allen Drehzahlen erzeugt wird. Die Ausgangswellenformen umfassen ein Motordrehmomentbefehlssignal 246, ein Ist-Motordrehmoment 248 und eine Ist-Motordrehzahl 250.
Der Motor 202 wird so geregelt, dass dieser bei unterschiedlichen Drehzahlen arbeitet, so dass er in einem ersten Übergang von unterhalb der Spannungsausgangssättigung zu Spannungsausgangssättigung übergeht und in einem zweiten Übergang von Spannungsausgangssättigung zu unterhalb der Spannungsausgangssättigung übergeht. Um diese Übergänge zu erzielen, empfängt der Motor 202 eine Folge von Drehmomentbefehlen (T_REF). Zuerst empfängt der Motor 202 eine Drehmomentbefehlsfolge von 0 Newtonmeter (Nm) zu 16 Nm bei 0,05 Sekunden, dann einen Drehmomentbefehl zum Übergang zu 6 Nm bei 0,35 Sekunden. Eine externe Last von 10 Nm wird bei 0,15 Sekunden hinzugefügt.
Wie zu sehen ist, liegt die maximale Drehzahl, die der Motor 202 erreicht, bei ungefähr 3500 UpM. Bei ungefähr 3250 UpM tritt eine Spannungsausgangssättigung im Motor 202 ein, an welchem Punkt das Ist-Motordrehmoment 248 des Motors abfällt. Der Motor beschleunigt jedoch weiter (bis ungefähr 3500 UpM), weil der Ist-Drehmomentwert T_m von 16 Nm höher als die Last von 10 Nm ist.
Es wird Bezug genommen auf 8; Wellenformen werden für einen Motor 202 für dieselbe Eingabefolge gezeigt, jedoch mit einer Regeleinheit 200, die die unter Bezugnahme auf 6 erörterte erste und zweite Regelschaltung 210, 226 aufweist. Das heißt, der Motor 202 wird durch ein Vorwärtskopplungs-Flussschwächungsverfahren geregelt, wenn der Motor 202 unterhalb der Sättigung ist, und wird durch ein Verfahren der Regelung nur des Winkels geregelt, wenn der Motor 202 die Sättigung erreicht. Das in 8 gezeigte Regelungsverfahren verwendet jedoch nicht die in 6 gezeigte Winkelglättungsschaltung 242. Stattdessen werden in diesem Beispiel die Winkelwerte θ und θ’ direkt von der ersten und zweiten Regeleinheit 210, 226 der Vektorerzeugungsschaltung zugeführt. Zu jedem Zeitpunkt wird entweder Winkelwert θ oder θ’ von der Regeleinheit ausgegeben.
Wie zu sehen ist, liegt die maximale Drehzahl, die der Motor 202 erreicht, bei ungefähr 4000 UpM. Bei 0,23 s, 0,37 s und 0,47 s wird die Spannung entweder gesättigt oder entsättigt und die Regeleinheit 200 schaltet entsprechend zwischen dem Vorwärtskopplungs-Flussschwächungsverfahren und dem Verfahren der Regelung nur des Winkels um. An diesen Übergangspunkten kann eine Drehmomentspitze oder Schwingung beobachtet werden. Diese Drehmomentspitze oder Schwingung ist hauptsächlich einer Spannungswinkelspitze oder -schwingung zuzuschreiben, die auftritt, wenn das Verfahren der Regelung nur des Winkels wirksam wird.
Es wird Bezug genommen auf 9; eine Wellenform wird für einen Motor 202 für dieselbe Eingabefolge wie 7–8 für einen Drehmomentregler 200 gezeigt, der die Winkelglättungsschaltung 242 aufweist. Das heißt, im Vergleich zum Beispiel aus 8 zeigt die Wellenform aus 10 den Effekt der Winkelglättung. Die Winkelglättungsschaltung 242 verhindert die vorstehend unter Bezugnahme auf 9 beschriebene drastische Spannungsvektorwinkelspitze oder -schwingung. Daher wird das Ist-Abtriebsmoment 248 geglättet, was eine wünschenswerte Funktion in einigen Anwendungen, z. B. elektrischen Servolenkungen (Electric Power Steering, EPS), sein kann.
Die maximale Drehzahl, die der Motor 202 erreicht, liegt bei ungefähr 4000 UpM. Bei 0,23 Sekunden wird die Spannungsgröße gesättigt und die Winkelregelung wird wirksam. Die Drehmomentabgabe wird um den Referenzwert für ungefähr 0,05 Sekunden aufrechterhalten und fällt dann aufgrund der Leistungsbegrenzung des IPMSM 202 ab. Wenn die Drehmomentreferenz T_REF von 16 Newtonmeter Nm zu 6 Newtonmeter Nm übergeht (veranschaulicht durch das Motordrehmomentbefehlssignal 402), fällt der Drehmomentwert T_m des Motors schnell ab, um diesen Wert bei ungefähr 0,37 s anzupassen (veranschaulicht durch die Kurve des Ist-Drehmoments 248). Bei 0,37 s und 0,47 s wird die Spannung entweder gesättigt oder entsättigt.
Wie zu sehen ist, kann der Drehmomentregler 200 einen breiteren Motorbetriebsbereich realisieren und die dynamische Reaktion des Systems erhöhen. Ferner ermöglicht das System einen nahtlosen Drehmomentwechsel in den und aus dem Sättigungsbereich aufgrund der Winkelglättungsschaltung 242.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

Kim et al., Speed Control of Permanent Magnet Synchronous Motor Drive for the Flux Weakening Operation, IEEE Transactions. Bd. 33, Nr. 1, S. 43, 48, Februar 1997 [0004]
Jackson Wai, T. M. Jahns, A New Control Technique for Achieving Wide Constant Power Speed Operation with an Interior PM Alternator Machine, in Conf. Rec. IEEE IAS Ann. meet, Bd. 2, S. 807–814, 2001 [0005]

Claims

Verfahren zum Regeln eines Dreiphasen-Wechselstrommotors, umfassend: Erzeugen eines Betriebspunktfehlersignals basierend auf einer Differenz zwischen einem Referenzbetriebspunkt des Wechselstrommotors und einem Ist-Betriebspunkt des Wechselstrommotors; Verwenden eines ersten Regelungsverfahrens, um einen ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor aus dem Betriebspunktfehlersignal zu bestimmen, wobei Größe und Winkelwerte des ersten Dreiphasenmotor-Regelvektors bestimmt werden; Verwenden eines zweiten Regelungsverfahrens, um einen zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor anhand des Betriebspunktfehlersignals zu bestimmen, wobei der zweite Dreiphasenmotor-Regelvektor ein Spannungsvektor mit einer konstanten Größe ist und nur ein Winkelwert des zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektors geregelt oder bestimmt wird; und Anlegen einer pulsbreitenmodulierten Spannung an den Wechselstrommotor, wobei die pulsbreitenmodulierte Spannung vom ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig ist, wenn der Wechselstrommotor unterhalb der Spannungsausgangssättigung betrieben wird, und wobei die pulsbreitenmodulierte Spannung vom zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig ist, wenn der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das zweite Regelungsverfahren das Durchführen einer Proportional-Integral-Regelung auf Basis des Betriebspunktfehlersignals umfasst, um den Winkelwert des zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektors zu berechnen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das zweite Regelungsverfahren ein Halten des zweiten Dreiphasenmotor-Regelstromvektors auf einem konstanten Wert von
umfasst, wobei V_dc eine maximale Gleichspannung des Wechselstrommotors ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1-3, wobei das erste Regelungsverfahren ein Vorwärtskopplungs-Flussschwächungs-Regelungsverfahren umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Vorwärtskopplungs-Flussschwächungs-Regelungsverfahren umfasst: Erzeugen eines ersten Motorregelungsstromvektors aus einer maximales-Drehmoment-pro-Ampere-Kurve, wenn der Wechselstrommotor mit weniger als seiner Grunddrehzahl betrieben wird; Erzeugen eines zweiten Motorregelungsstromvektors anhand einer Nachschlagetabelle, wenn der Wechselstrommotor seine Grunddrehzahl erreicht, wobei Werte in der Nachschlagetabelle eine Flussschwächungskomponente in den Motorregelungsstromvektor einbeziehen; und Durchführen einer Proportional-Integral-Regelung auf Basis entweder des ersten oder des zweiten Motorregelungsstromvektors, um einen ersten Spannungsregelungsvektor für den Wechselstrommotor zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Betriebspunktfehlersignal ein Motordrehzahlfehlersignal ist, wobei der Referenzbetriebspunkt des Wechselstrommotors eine Referenzdrehzahl des Wechselstrommotors ist, wobei der Ist-Betriebspunkt des Wechselstrommotors eine Ist-Drehzahl des Wechselstrommotors ist, wobei das Verfahren ferner umfasst: Durchführen einer Proportional-Integral-Regelung auf Basis des Motordrehzahlfehlersignals, um einen Referenzdrehmomentwert zu erzeugen; und Verwenden des Referenzdrehmomentwerts, um den ersten Motorregelungsstromvektor anhand der maximales-Drehmoment-pro-Ampere-Kurve zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Betriebspunktfehlersignal ein Motordrehmomentfehlersignal ist, wobei der Referenzbetriebspunkt des Wechselstrommotors ein Referenzdrehmoment des Wechselstrommotors ist, wobei der Ist-Betriebspunkt des Wechselstrommotors ein Ist-Drehmoment des Wechselstrommotors ist, wobei das Verfahren ferner umfasst: Messen einer Betriebsdrehzahl des Wechselstrommotors; und Verwenden der Betriebsdrehzahl, um den ersten Motorregelungsstromvektor anhand der maximales-Drehmoment-pro-Ampere-Kurve zu erzeugen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1–7, ferner umfassend: Betreiben des Wechselstrommotors bei unterschiedlichen Drehzahlen, so dass der Wechselstrommotor in einem ersten Übergang von unterhalb der Spannungsausgangssättigung zu Spannungsausgangssättigung übergeht und in einem zweiten Übergang von Spannungsausgangssättigung zu unterhalb der Spannungsausgangssättigung übergeht; Deaktivieren des ersten Regelungsverfahrens während des ersten Übergangs, so dass die pulsbreitenmodulierte Spannung nur vom zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig ist, wenn der Wechselstrommotor die Spannungsausgangssättigung erreicht; und Deaktivieren des zweiten Regelungsverfahrens während des zweiten Übergangs, so dass die pulsbreitenmodulierte Spannung nur vom ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig ist, wenn der Wechselstrommotor die Spannungsausgangssättigung unterschreitet.
Verfahren nach Anspruch 8 und nach Anspruch 3, ferner umfassend: Erkennen, ob d- und q-Spannungsachsenwerte, die durch das Vorwärtskopplungs-Flussschwächungs-Regelungsverfahren erzeugt werden, einem Spannungssättigungszustand des Wechselstrommotors entsprechen, um ein Spannungsausgangssättigungssignal zu erzeugen; und Umschalten zwischen dem ersten und dem zweiten Regelungsverfahren unter Verwendung des Spannungsausgangssättigungssignals.
Verfahren nach Anspruch 8, ferner umfassend: direktes Messen einer Drehzahl des Wechselstrommotors, um ein Spannungsausgangssättigungssignal zu erzeugen; und Umschalten zwischen dem ersten und dem zweiten Regelungsverfahren unter Verwendung des Spannungsausgangssättigungssignals.
Regelungsschaltung zum Regeln eines Dreiphasen-Wechselstrommotors, wobei die Regelungsschaltung eingerichtet ist: ein Betriebspunktfehlersignal basierend auf einer Differenz zwischen einem Referenzbetriebspunkt des Wechselstrommotors und einem Ist-Betriebspunkt des Wechselstrommotors zu erzeugen; einen ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor aus dem Betriebspunktfehlersignal zu bestimmen, wobei Größe und Winkelwerte des ersten Dreiphasenmotor-Regelvektors unter Verwendung eines ersten Regelungsverfahrens bestimmt werden; einen zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor aus dem Betriebspunktfehlersignal zu bestimmen, wobei der zweite Dreiphasenmotor-Regelvektor ein Spannungsvektor mit einer konstanten Größe ist und nur ein Winkelwert des zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektors unter Verwendung eines zweiten Regelungsverfahrens geregelt oder bestimmt wird; und eine pulsbreitenmodulierte Spannung an den Wechselstrommotor anzulegen; wobei die pulsbreitenmodulierte Spannung vom ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig ist, wenn der Wechselstrommotor unterhalb der Spannungsausgangssättigung betrieben wird, und wobei die pulsbreitenmodulierte Spannung vom zweiten Dreiphasenmotor-Regelvektor abhängig ist, wenn der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird.
Regelungsschaltung nach Anspruch 11, wobei die Regelungsschaltung ferner eingerichtet ist: zu bestimmen, ob der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird, und ein Auswahlsignal zu erzeugen; und zwischen dem ersten und dem zweiten Regelungsverfahren auf Basis des Auswahlsignals umzuschalten, sodass das erste Regelungsverfahren deaktiviert wird, wenn der Wechselstrommotor bei Spannungsausgangssättigung betrieben wird.
Regelungsschaltung nach Anspruch 11 oder 12, wobei die Regelungsschaltung einen Proportional-Integral-Regler umfasst, wobei der Proportional-Integral-Regler eingerichtet ist, das Betriebspunktfehlersignal zu empfangen und den Winkelwert des Spannungsvektors aus dem Betriebspunktfehlersignal zu erzeugen.
Regelungsschaltung nach einem der Ansprüche 11–13, wobei die Regelungsschaltung eine Flussschwächung-Nachschlagetabelle umfasst, wobei die Flussschwächung-Nachschlagetabelle eingerichtet ist, eine Flussschwächungskomponente in den ersten Dreiphasenmotor-Regelvektor einzubeziehen.
Regelungsschaltung nach einem der Ansprüche 11–14, wobei die Regelungsschaltung eingerichtet ist, ein Drehzahlfehlersignal basierend auf einer Differenz zwischen einer Referenzdrehzahl des Wechselstrommotors und einer Ist-Drehzahl des Wechselstrommotors zu erzeugen.
Regelungsschaltung nach einem der Ansprüche 11–15, wobei die Regelungsschaltung eingerichtet ist, ein Drehmomentfehlersignal des Motors basierend auf einer Differenz zwischen einem Referenzdrehmoment des Wechselstrommotors und einem Ist-Drehmoment des Wechselstrommotors zu erzeugen.