DE602004011333T2

DE602004011333T2 - Verfahren und anordnung für signalschleifentests

Info

Publication number: DE602004011333T2
Application number: DE602004011333T
Authority: DE
Inventors: Per Ola Börjesson; Antony Fertner; Axel Frank Jensen; Fredrik Lindqvist; Jonas Rosenberg; Adam Wia; Per ÖDLIN
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2003-05-12
Filing date: 2004-03-04
Publication date: 2009-01-08
Anticipated expiration: 2024-03-05
Also published as: DK1625736T3; EP1625735A1; US20070014393A1; ATE553547T1; US20050027456A1; WO2004099711A1; DE602004011333D1; BRPI0410272B1; ES2295851T3; EP1625348B1; US7069165B2; MXPA05011766A; AU2004236618B2; EP1625736A1; BRPI0410286A; BRPI0410263B1; JP4477626B2; ATE384395T1; EP1625348A1; EP1625735B1

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung auf dem Gebiet eines einseitigen Tests einer Signalleitung.
STAND DER TECHNIK
Im heutigen Telekommunikationsgebiet ist es aus einem wirtschaftlichen Standpunkt wesentlich, existierende Kupferleitungen zur Breitbandübertragung zu verwenden. Diese Kupferleitungen, häufig verdrillte Kupferschleifen oder Kupferzugangsleitungen genannt, haben aus einem Breitbandgesichtspunkt untereinander sehr unterschiedliche Eigenschaften. Deshalb haben Telekommunikationsbetreiber ein großes Interesse am Testen der Eigenschaften der Leitungen, um deren Übertragungskapazität vollständig nutzen zu können. Das oben Erwähnte ist in einem Artikel von Walter Goralski: "xDSL Loop Qualification and Testing", IEEE Communications Magazine, Mai 1999, Seiten 79–83, diskutiert. Der Artikel diskutiert auch Testmöglichkeiten und Prüfeinrichtungen.
Die Übertragungseigenschaften von Kupferleitungen sind näher in einem Artikel von José E. Schutt-Ainé: "High-Frequency Charakterization of Twisted-Pair Cables", IEEE Transactions an Communications, Vol. 49, Nr. 4, April 2001, diskutiert. Ausbreitungsparameter von verdrillten Kabeln für einen digitalen Teilnehmer mit hoher Bitrate werden mittels eines Wellenausbreitungsverfahren-Modells extrahiert. Die Frequenzabhängigkeit bei den Eigenschaften der Übertragungsleitung und der Einfluss des Skin-Effektes auf diese werden studiert.
Das Testen der Übertragungseigenschaften einer Leitung kann durch Senden eines Testsignals von einem Ende der Leitung und Messen dieses bei dem anderen Ende durchgeführt werden, ein sogenannter doppelseitiger Test. Dieses Verfahren ist arbeitsintensiv und teuer. Ein häufiger verwendetes Verfahren ist das Senden eines Testsignals von einem Ende der Leitung und das Messen auf dem reflektierten Puls, ein sogenanntes Single-Ended Loop Testing bzw. einseitiges Schleifentesten, SELT. In einem Artikel von Stefano Galli und David L. Waring: "Loop Makeup Identification Via Single Ended Testing: Beyond Mere Loop Qualification", IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Vol. 20, Nr. 5, Juni 2002, wird der Einfluss unterschiedlicher Typen von Leitungsunterbrechungen und erzeugter Echos in Verbindung mit dem einseitigen Testen diskutiert. Es wird ein mathematisches Verfahren zum Handhaben der Echos und auch eine experimentelle Überprüfung des Verfahrens präsentiert.
Beim einseitigen Testen ist es vorteilhaft, den Transceiver als Teil einer Messungsvorrichtung für die zu testende Schleife zu verwenden. Der Breitbandkommunikations-Transceiver ist kein perfekter Spannungsgenerator, sondern bewirkt eine Verzerrung bei der Messung. Wie diese Verzerrung entfernt werden kann, ist in einem Standardisierungsdokument von Thierry Pollet: "How is G.selt to specify S₁₁ (calibrated measurements)?", ITU Telecommunikation Standardization Sector, Temporary Document OJ-091; Osaka, Japan, 21.–25. Oktober, 2002, diskutiert. Ein Kalibrierungsverfahren wird präsentiert, basierend auf einem One-Port-Scattering-Parameter bzw. Ein-Anschluss-Streuungsparameter S₁₁, was Transceiver-Parameter enthält, die während einer Kalibrierung erzeugt werden. Außerdem wird in einem Standardisierungsdokument von Thierry Pollet: "Minimal information to be passed between measurement and interpretation unit", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OC-049; Ottawa, Kanada, 5.–9. August 2002, der One-Port-Scattering-Parameter S₁₁ diskutiert.
INHALTSANGABE DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung behandelt ein Problem, wie der Einfluss eines Transceivers auf ein einseitiges Testen einer Kupferzugangsleitung kompensiert werden kann. Ein anderes Problem ist das Erzeugen und Speichern von Transceiver-Werten für die Kompensation.
Ein anderes Problem ist das Erzeugen einer zuverlässigen Eingangsimpedanz der Zugangsleitung.
Die Probleme werden durch ein Kalibrieren eines Test-Transceivers, der ein typischer Breitbandkommunikations-Transceiver ist, und ein Erzeugen von Transceiver-Modellwerten gelöst. Diese Werte werden gespeichert und in einem Sender für Kommunikationszwecke verwendet, der mit einer Schleife bzw. Loop verbunden ist. Ein Testsignal, wie durch die Schleife reflektiert, wird bei dem Kommunikations-Transceiver gemessen, was ein Schleifentestergebnis ergibt. Der Einfluss auf dieses Ergebnis durch den Kommunikations-Transceiver selbst wird mit der Hilfe der gespeicherten Transceiver-Modellwerte kompensiert.
Mit höherem Detail hergestellt, werden die Probleme auf die folgende Weise gelöst. Wenigstens drei Testimpedanzen, die jeweils einen bekannten Wert haben, werden mit dem Test-Transceiver verbunden. Testsignale werden durch den Transceiver und die Testimpedanz gesendet, und die reflektierten Transceiver-Testsignale werden gemessen. Die Transceiver-Modellwerte für den Test-Transceiver selbst werden erzeugt und werden gespeichert. Ein Schleifentest mit einer realen unbekannten Leitung wird mit dem Kommunikations-Transceiver durchgeführt und wird mit Hilfe der gespeicherten Transceiver-Modellwerte kompensiert.
Ein Zweck der vorliegenden Erfindung ist das Kompensieren des Einflusses eines Transceivers auf ein einseitiges Testen einer Kupferzugangsleitung.
Ein anderer Zweck ist das Erzeugen und Speichern von Transceiver-Werten für die Kompensation.
Ein weiterer Zweck ist das Erzeugen einer zuverlässigen Eingangsimpedanz der Zugangsleitung.
Ein Vorteil der Erfindung ist es, dass der Einfluss eines Transceivers auf ein einseitiges Testen einer Kupferzugangsleitung kompensiert werden kann.
Ein anderer Vorteil ist es, dass Transceiver-Werte für die Kompensation erzeugt und gespeichert werden können und für sämtliche Standard-Breitband-Transceiver angewendet werden können, auf der Grundlage derselben Hardware wie der Getestete. Somit wird eine teure Prozedur zum Kalibrieren eines tatsächlichen Transceivers eliminiert.
Noch ein Vorteil ist es, dass erzeugte Transceiver-Werte eine einfach verstehbare Bedeutung haben.
Ein weiterer Vorteil ist es, dass eine zuverlässige Eingangsimpedanz der Zugangsleitung erzeugt werden kann.
Noch ein anderer Vorteil ist es, dass der Test-Transceiver irgendein für Kommunikationszwecke verwendeter Transceiver sein kann.
Die Erfindung wird mit der Hilfe der Ausführungsformen und mit Verweis auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein einfaches Blockübersichtsbild eines Transceivers und einer Übertragungsleitung.
2 zeigt ein etwas detaillierteres Blockdiagramm eines Teils des Transceivers und der Leitung.
3 zeigt ein Blockübersichtsbild des mit einer Impedanz eines bekannten Wertes verbundenen Transceivers.
4 zeigt ein Flussdiagramm zum Erzeugen charakteristischer Werte eines Transceivers.
5 zeigt ein Flussdiagramm zum Erzeugen eines Impedanzwertes für die Leitung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 zeigt ein einfaches Blockübersichtsbild eines Transceivers 1 bei einem Vermittlungsamt, mit einer Fernvorrichtung 3 bei einem Kundenort (customer's premises) über eine digitale Teilnehmerleitung 2 (DSL, digital subscriber line). Der Transceiver enthält einen Digitalteil 41, einen Codec 42 und einen Analogteil 43, das sogenannte Analog Front End AFE bzw. die analoge Eingangsstufe. Der Digitalteil enthält wiederum einen Digitalsignalgenerator 13 und eine mit einer Speichervorrichtung 12 zusammengeschaltete Berechnungsvorrichtung 11. Der Transceiver 11 hat außerdem einen Eingang 63 und einen Ausgang 64. Der Generator, der mit der Berechnungsvorrichtung 11 verbunden ist, sendet ein Breitbandeingangs-Schleifentestsignal v_in an die Fernvorrichtung 3 über den Codec 42, den Analogteil 43 und die Leitung 2. Ein reflektiertes Breitbandschleifentestsignal v_out wird in der Berechnungsvorrichtung von der Leitung 2 über den Analogteil und den Codec empfangen. Die Leitung 2 ist eine konventionelle Kupferleitung einer Länge L, die gewisse Eigenschaften hat, wie beispielsweise eine Signaldämpfung in unterschiedlichen Frequenzbereichen.
Wie oben erwähnt, ist es für einen Netzwerkbetreiber wesentlich, die bereits existierende Kupferleitung 2 für die Breitbandübertragung nutzen zu können. Der Betreiber muss deshalb die Leitungseigenschaften kennen, wie beispielsweise die Länge L, die Signaldämpfung und die Übertragungskapazität. Diese Eigenschaften müssen normalerweise nach einer Messung bestimmt werden, die vorteilhafter Weise von dem Transceiver-Ende der Leitung als ein sogenannter Single-Ended Loop Test bzw. einseitiger Schleifentest, SELT, durchgeführt wird. Die Parameter haben einen Bezug zu einer Schleifeneingangsimpedanz Z_in(f), die mit Verwendung übertragener und reflektierter Testsignale evaluiert werden kann. Das für solche Messzwecke gesendete Breitbandschleifentestsignal v_in wird über die Leitung 2 zurück reflektiert und wird als das Schleifentestsignal v_out bezeichnet. Wie es unten beschrieben werden wird, werden die Signale v_in und v_out bei dem Bestimmen der Eigenschaften der Leitung 2 verwendet.
Was der Betreiber tatsächlich wissen möchte, ist die Eingangsimpedanz Z_in(f) der Leitung 2 einschließlich der Fernvorrichtung 3, von einer Transceiver-Schnittstelle 5 gemessen, und die unabhängig von dem Transceiver 1 selbst ist. Ein erster Schritt beim Erlangen der erforderlichen Leitungseigenschaften ist das Erzeugen einer Echo-Transferfunktion H_echo(f) für die tatsächliche Leitung 2. Diese wird durch Durchführen einer Frequenzumsetzung der Breitbandsignale v_in und v_out berechnet, was in Signalen V_in(f) und V_out(f) in dem Frequenzbereich resultiert. Die Transferfunktion wird mittels der Beziehung Hecho(f) = Vout(f)/Vin(f) (1)erzeugt, in welcher die Frequenz mit f bezeichnet ist.
Selbstverständlich enthält die Funktion H_echo(f) Eigenschaften des Transceivers 1. Unten wird mittels eines Beispiels beschrieben, wie die erforderlichen Leitungseigenschaften der Leitung mit der Hilfe der frequenzabhängigen Echo-Transferfunktion H_echo(f) erhalten werden können. Zuerst wird der Transceiver-Analogteil 43 etwas detaillierter in Verbindung mit 2 beschrieben werden. Dieses soll Licht auf die Unterschiede beim Charakterisieren des Transceivers 1 auf eine einfache Weise werfen.
2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Analog-Transceiver-Teils 43 und der Leitung 2 von 1, aber mit etwas mehr Detail als in dieser Figur. Der Analogteil 43 enthält einen Verstärkerblock 46, einen Hybridblock 7, einen Fühlwiderstand RS und einen Leitungsübertrager 8. Der Verstärkerblock 6 hat einen Treiber 61, dessen Eingang mit dem Digitalgenerator 13 über den Codec 42 verbunden ist, was nicht gezeigt ist. Er hat außerdem einen Empfänger 62, der Signale von der Leitung 2 empfängt, und dessen Ausgang mit dem Transceiver-Digitalteil 41 verbunden ist, was nicht gezeigt ist. Der Treiberausgang ist mit dem Fühlwiderstand RS verbunden, dessen Anschlüsse mit dem Hybridblock 7 verbunden sind. Der Letztere hat vier Widerstände R1, R2, R3 und R4 und ist Eingängen des Empfängers 62 verbunden. Der Leitungsübertrager 8 hat eine Primärwicklung L1 und zwei Sekundärwicklungen L2 und L3, die durch einen Kondensator C1 zusammengeschaltet sind. Die Primärwicklung L1 ist mit dem Fühlwiderstand RS verbunden, und die Sekundärwicklungen L2 und L3 sind mit der Leitung 2 verbunden. Die frequenzabhängige Leitungseingangsimpedanz bei der Schnittstelle 5 ist mit Z_in(f) bezeichnet, und die Eingangsimpedanz bei der Primärseite des Übertragers ist mit ZL bezeichnet. Die Terminierung bei dem Fernende der Leitung 2, der Fernvorrichtung 3, ist durch eine Impedanz ZA dargestellt.
Das Signal v_in, nun in Analogform von dem Codec 42, wird in dem Treiberblock 61 verstärkt. Die Ausgangsimpedanz des Treibers wird durch die Rückkopplungsschleife von dem Fühlwiderstand RS synthetisiert. Der Leitungsübertrager 8 hat eine Spannungshochsetzung von dem Treiber zu der Schleife. Der Kondensator C1 hat eine Gleichstromsperrfunktion. Der Übertrager und der Kondensator agieren als ein Hochpassfilter zwischen dem Treiber 61/Empfänger 62 und der Schleife 2, 3 mit einer Grenzfrequenz bei ca. 30 kHz. In diesem Fall ist kein galvanischer Zugriff auf die Leitung möglich.
In der vorliegenden Beschreibung wird ein Frequenzbereichsmodell der Echo-Transferfunktion H_echo(f) zum Berechnen der frequenzabhängigen Eingangsimpedanz Z_in(f) der Schleife 2 und 3 verwendet, wie durch den Transceiver 1 bei der Schnittstelle 5 gesehen. Die Eingangsimpedanz kann dann zum Berechnen einiger Schleifenqualifizierungsparameter verwendet werden. Dieses Frequenzbereichsmodell der Echo-Transferfunktion H_echo(f) enthält drei Parameter Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) die einen Bezug zu dem Transceiver 1 haben. Die Parameter, nämlich Transceiver-Modellwerte, beschreiben den Transceiver aus diesem Standpunkt vollständig.
Die Parameter Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) werden ursprünglich analytisch aus den Schaltkreisen des Transceivers abgeleitet. Einige geringfügige Vereinfachungen sind in der Analyse getätigt worden, aber das Modell hat sich als sehr genau erwiesen. In dem beigefügten Appendix 1, "Simulation of the echo transfer function for DAFE708" (Simulation der Echo-Transferfunktion für DAFE708) wird gezeigt, wie das Modell der Echo-Transferfunktion H_echo(f) abgeleitet wird.
Die Werte der Parameter werden normalerweise nicht direkt aus den Komponentenwerten des Transceivers berechnet, sondern werden aus Messungen in einem Kalibrierungsprozess erzeugt, wie es unten beschrieben wird.
In dem früher erwähnten Standardisierungsdokument "How is G.selt to specify S₁₁ (calibrated measurements)?" wird der Scattering-Parameter S₁₁ mit drei Parametern C1, C2 und C3 für den Transceiver ausgedrückt. Diese Parameter sollten nicht mit den Transceiver-Modellwerten Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) der vorliegenden Beschreibung durcheinander gebracht werden. Die Parameter C1, C2 und C3 sind dimensionslose Größen und haben keine konkrete Bedeutung, obwohl sie erfolgreich zum Modellieren des Transceivers verwendet werden. Die Transceiver-Modellwerte der vorliegenden Erfindung werden in der Analyse erkannt und können direkt interpretiert werden: Der Wert H_∞(f) ist die frequenzabhängige Echo-Transferfunktion für den Transceiver 1 mit einer offenen Verbindung zu der Leitung 2, d. h., wenn die Leitungsimpedanz von unbegrenzter Größe ist.
Der Wert Z_hyb(f) ist die Transceiver-Impedanz, wie sie bei den Verbindungen der Leitung 2 gemessen wird, d. h. die Transceiver-Impedanz bei der Schnittstelle 5 wie von der Leitungsseite gesehen.
Der Wert Z_hyb(f) kann als Z_h0(f) = H₀(f)·Z_hyb(f) ausgedrückt werden, in welchem der Wert H₀(f) die frequenzabhängige Echo-Transferfunktion für den Transceiver 1 ist, wobei die Verbindungen zu der Leitung 2 kurzgeschlossen sind, und der Wert Z_hyb(f) ist oben definiert.
Man sollte beobachten, dass die Transceiver-Modellwerte nicht direkt gemessen werden, sondern in einem Prozess erzeugt werden, der unten beschrieben werden wird.
Die Echotransferfunktion H_echo(f) von Gleichung (1) kann ausgedrückt werden als:
in der
Z_in(f) die früher erwähnte Eingangsimpedanz der Leitung 2 als eine Funktion der Frequenz f ist; und
Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) komplexe Vektoren sind und die oben erwähnten Transceiver-Modellwerte sind.
Nach einer Kalibrierungsmessung einer gewissen Transceiver-Version können dessen Vektoren bestimmt werden. Diese Vektoren, die Transceiver-Modellwerte, werden dann beispielsweise in der Software des Transceivers der gemessenen Version vorgespeichert, z. B. in dem Speicher 12 des Transceivers 1. Die Modellwerte werden dann für den Schleifentest der Leitung 2 mit ihren anfangs unbekannten Eigenschaften verwendet.
In Verbindung mit 3 wird erwähnt werden, wie die Kalibrierungsmessung durchgeführt wird. Die Figur zeigt einen Test-Transceiver 31, mit dem Testimpedanzen 9 unterschiedlicher vorbestimmter Werte bei der Schnittstelle 5 für die Leitung 2 verbunden sind. Eine Messungsvorrichtung 32 mit einem Speicher 33 ist mit dem Eingang 63 und dem Ausgang 64 des Test-Transceivers verbunden. Die Messungsvorrichtung 32 sendet ein Steuersignal VC1 an den Test-Transceiver 31 und initiiert ein Erzeugen eines Breitband-Transceiver-Testsignals vt_in, eines für jeden Wert der Testimpedanz 9. Ein reflektiertes Ausgabe-Transceiver-Testsignal vt_out wird in dem Test-Transceiver empfangen, der ein entsprechendes Steuersignal VC2 an die Messungsvorrichtung sendet. Eine vollständige Messung erfordert die Messung der drei ausgewählten Impedanzwerte. Die Echo-Transferfunktion H_echo(f) wird dann gemäß der Beziehung (1) erzeugt.
Die Verwendung dreier Impedanzwerte für die Kalibrierung ist für das Erzeugen der Transceiver-Werte ausreichend. Um präzisere Werte zu erhalten, können mehr als die drei Impedanzen verwendet werden. Dieses führt zu einem überbestimmten Gleichungssystem. Ein Beispiel einer Menge von Standardwerten der Testimpedanz 9 für die Kalibrierung ist ein offener Schaltkreis, ein kurzgeschlossener Schaltkreis und ein Impedanzwert, der einem erwarteten Wert für die Schleife entspricht, z. B. 100 Ohm. Es sollte beachtet werden, dass ein Wert für eine reine Widerstandskomponente normalerweise nur bis zu einer begrenzten Frequenz gültig ist, z. B. 1 MHz. Für höhere Frequenzen wird es empfohlen, den Impedanzwert der "Widerstands"-Komponente zu messen.
Die Erzeugung der drei komplexen Vektoren Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) für den gemessenen Transceiver 31 wird auf die folgende Weise durchgeführt. Das Modell der Echo-Transferfunktion in der Beziehung (2) kann ausgedrückt werden als:
oder äquivalent Ax = b, wobei
Die allgemeine Lösung für das System Ax = b ist x = (ATA)-lATb
Durch Verwendung der Werte der Transferfunktion H_echo(f), wie oben mit unterschiedlichen Typen der Eingangsabschlüsse 9 gemessen, kann der Vektor x gelöst werden. Die somit erzeugten Kalibrierungswerte des Vektors x werden zum Beispiel in dem Speicher 33 der Messungsvorrichtung 32 oder in dem Speicher 12 des Transceivers der gemessenen Version gespeichert. Man beachte, dass A, x und b normalerweise komplex-wertig und frequenzabhängig sind.
Nach einer Messung der Echo-Transferfunktion H_echo(f) für die tatsächliche unbekannte Leitung 2 kann ihre Eingangsimpedanz wie durch den Transceiver 1 bei der Schnittstelle 5 gesehen erzeugt werden als:
Zusammengefasst kann festgehalten werden, dass zuerst eine gewisse Hardware für Transceiver wie den Transceiver 1 kalibriert wird. Dieses wird für den Test-Transceiver 31 mit der Hilfe der Impedanzen 9 und der Transceiver-Testsignale vt_in und vt_out durchgeführt. Der Vektor x wird berechnet, und die Werte des Vektors x werden gespeichert und können für irgendeinen Transceiver mit derselben Hardware verwendet werden. Die Echo-Transferfunktion H_echo(f) wird dann durch den Transceiver 1 für die Leitung 2 mit unbekannten Eigenschaften mit der Hilfe der Schleifentestsignale v_in und v_out gemessen. Die frequenzabhängige Eingangsimpedanz Z_in(f) der Leitung 2, wie von er Transceiver-Schnittstelle 5 gesehen, wird dann erzeugt.
In der oben beschriebenen Ausführungsform sind sowohl die Transceiver-Testsignale vt_in, vt_out als auch die Schleifentestsignale v_in, v_out Breitbandsignale. Es ist möglich, Signale einer gewünschten Frequenzbreite sowohl für die Kalibrierung als auch für die Messung der Leitung zu verwenden. Die Kalibrierung und der Schleifentest werden selbstverständlich nur für den ausgewählten Frequenzbereich gültig sein. Es ist erwähnt worden, dass die Transceiver-Modellwerte in dem Speicher 12 des Transceivers 1 gespeichert werden. Eine offensichtliche Alternative ist das Speichern der Werte in dem Speicher 33 oder in einem Speicher in einem Zentralcomputer und ein Übertragen derer an den Transceiver 1, wenn sie für das Erzeugen z. B. der Eingangsimpedanz Z_in(f) der Leitung 2 erforderlich sind. Außerdem sind in der Beschreibung der Test-Transceiver 31 und der Transceiver 1 für Kommunikationszwecke erwähnt worden. Der Test-Transceiver 31 kann irgendeiner einer Menge von Transceivern sein, die auf ein und derselben Hardware basieren. Der Test-Transceiver kann auf eine offensichtliche Weise für die Kommunikationszwecke verwendet werden.
Das obige Erzeugen von Transceiver-Modellwerten und das Erzeugen des Impedanzwertes für die Leitung 2 werden kurz in Verbindung mit Flussdiagrammen in 4 und 5 beschrieben werden.
In 4 ist das Erzeugen und Speichern der Transceiver-Modellwerte gezeigt. Das Verfahren beginnt in einem Schritt 601 mit der Auswahl des Transceivers 31 für Testzwecke. In einem Schritt 602 wird eine Impedanz 9 mit einem vorbestimmten Wert ausgewählt, und in einem Schritt 603 wird die Impedanz mit der Leitungsverbindung des Test-Transceivers 31 verbunden. In einem Schritt 604 wird das Transceiver-Testsignal v_in durch den Transceiver 31 an die Leitung 3 gesendet. Um Transceiver-Modellwerte zu bekommen, die für einen breiten Bereich von Anwendungen verwendet werden können, ist das Testsignal ein Breitbandsignal. Das Signal wird durch die Fernvorrichtung 3 reflektiert, und es wird nach einem Durchlauf des Transceivers 31 als das Transceiver-Testsignal vt_out in einem Schritt 605 empfangen. In einem Schritt 606 wird die Echo-Transferfunktion H_echo(f) in der Berechnungsvorrichtung 82 für die tatsächliche Impedanz 9 erzeugt, nach einer vorherigen Umsetzung der Signale vt_in und vt_out in den Frequenzbereich. In einem Schritt 607 wird untersucht, ob Messungen für eine ausreichende Anzahl der Impedanzen 9 getätigt worden sind, so dass die Transceiver-Modellwerte Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) erzeugt werden können. In einer Alternative NEIN1 wird eine weitere Impedanz 9 in dem Schritt 602 ausgewählt. Für eine Alternative JA1 werden die Transceiver-Modellwerte Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) in einem Schritt 608 erzeugt. In einem Schritt 609 wird der Vektor x, d. h. die Transceiver-Modellwerte, in dem Speicher 33 gespeichert. Als Nächstes wird der Transceiver 1 für Kommunikationszwecke in einem Schritt 610 ausgewählt. In einem Schritt 611 werden die Transceiver-Modellwerte Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) an den ausgewählten Transceiver 1 übertragen und werden in dem Speicher 12 gespeichert.
5 zeigt das Erzeugen der frequenzabhängigen Leitungseingangsimpedanz Z_in(f) bei der Transceiver-Schnittstelle 5 zu der Leitung 2. In einem Schritt 701 wird der Transceiver 1 für Kommunikationszwecke mit der Leitung 2 mit der Fernvorrichtung 3 verbunden. Das Schleifentestsignal v_in wird in einem Schritt 702 gesendet. Das Schleifentestsignal v_out, wie durch die Leitung 2 reflektiert, wird durch den Transceiver empfangen und wird in einem Schritt 703 gemessen. In einem Schritt 704 wird die frequenzabhängige Echo-Transferfunktion H_echo(f) in der Berechnungsvorrichtung 11 erzeugt. Der frequenzabhängige Impedanzwert Z_in(f) für die Leitung 2 wird in der Vorrichtung 11 mit der Hilfe der gespeicherten Transceiver-Modellwerte und der Echo-Transferfunktion erzeugt, Schritt 705. Dieses Erzeugen wird gemäß Beziehung (4) durchgeführt.
SIMULATION DER ECHO-TRANSFERFUNKTION FÜR DAFE708
Inhaltsangabe
Zweck
Anwendung
Inhalt
1 EINFÜHRUNG
Die DAFE708-Einheit enthält den Broadcom BladeRunner Chipsatz (DSP und CODEC) und 10 Analog-Leitungsschnittstellen. Die Leitungsschnittstellen sind um den Infineon Leitungstreiber/Empfänger PBM 39714 entworfen. Zum Testen der Algorithmen für den einseitigen Leitungstest (SELT) und zum Untersuchen von Herstellungstesteigenschaften könnte es hilfreich sein, ein Simulationsmodell der analogen Eingangsstufe zu haben. Mit diesem ist es einfach, den Einfluss eines Änderns der externen Last oder der Schleife, die mit der Leitungsschnittstelle verbunden sind, als auch die internen Komponenten auf der Platine zu untersuchen.
Im Folgenden wird solch ein auf symbolischen Ausdrücken basierendes Modell für den Analogteil des DAFE 708 entwickelt. Der Hauptzweck ist das Ableiten von Ausdrücken, die zur Evaluierung der Echo-Transferfunktion H_echo verwendet werden können.
Figur 1: Blockdiagramm des Analogteils von DAFE708
Der betrachtete Schaltkreis ist in 1 gezeigt. Der Analogteil ist in drei Blöcke getrennt – den PBM 39714 Treiber/Empfänger/Echokompensator, das Sperrband-Rausch-Unterdrückungsfilter und den Leitungsübertrager. Es wird angenommen, dass der CODEC-Ausgang eine Konstantspannungsquelle _ein ist. Zwei Reihenkondensatoren sind zwischen dem CODEC-Ausgang und dem Leitungstreiber eingesetzt. Die Echo-Transferfunktion ist als H_echo = v_out/e_in definiert, wobei v_out die empfangene Ausgangsspannung bei dem CODEC-Eingang ist. Der CODEC-Eingang hat eine differentielle Lastimpedanz von 24 kΩ. Die gezeigten Kondensatoren C4, C5 und C6 sind eingesetzt, um eine gewisse Tiefpass- und Hochpassfilterung des Empfängerausgangs durchzuführen.
Unten wird jeder Block analysiert und es werden symbolische Ausdrücke formuliert. Schließlich können diese Ausdrücke zusammengefasst werden, um die Echo-Transferfunktion zu erzeugen. Bevor H_echo evaluiert werden kann, muss die Eingangsimpedanz Z_IN der Teilnehmerschleife berechnet werden. Dieses erfordert eine Kenntnis der Primärkonstanten des Kabels, der Schleifenlänge und der Fernterminierung.
2 SIMULATIONSMODEL FÜR SYMBOLISCHE ANALYSE
2.1 TEILNEHMERKABEL
Die Eingangsimpedanz der Teilnehmerschleife wird durch Verwendung der Ausdrücke in Anhang A von Lit. [1] für die Primärkonstanten für ETSI-Schleifen berechnet. Wenn die Primärkonstanten gefunden sind, sind die Sekundärkonstanten gegeben durch
Die Kettenmatrix einer Schleife mit der Länge d ist dann gegeben durch
Mit einer gegebenen Fernterminierung Z_T kann die Eingangsimpedanz Z_IN berechnet werden durch Verwendung des Ausdrucks
2.2 LEITUNGSÜBERTRAGER
Figur 2: Leitungsübertrager für DAFE708
In 2 ist der Leitungsübertrager zusammen mit dem Reihenkondensator C1 gezeigt. Alle vier Wicklungen L1, L2, L3 und L4 sind auf demselben Magnetkern platziert und sind dicht zusammengekoppelt. Es wird angenommen, dass die Windungszahl für L1 und L2 gleich sind und dieselben für L3 und L4 sind.
Bei Betrachtung von nur differentiellen, symmetrischen bzw. ausgeglichenen Anschlusssignalen kann das Übersichtsbild des Übertragers vereinfacht werden, um die Ableitung der Charakteristika einfacher zu machen.
Figur 3: Vereinfachtes Modell für den Leitungsübertrager
Der symmetrische Vier-Wicklungs-Übertrager ist in zwei einzelne Übertrager aufgeteilt, wie in 3 gezeigt. Jeder Übertrager ist durch einen äquivalenten Schaltkreis ersetzt, der aus einem idealen Übertrager und den zwei Induktivitäten L1 (L2) und L1s (L2s) besteht. Der ideale Übertrager hat ein Windungsverhältnis N gleich zu dem ursprünglichen Übertrager. Der ideale Übertrager legt den Anschlussspannungen und Strömen des Übertragers wie in 3 angegebene Randbedingungen auf.
Die Induktivität L1 (L2) stellt die Hauptinduktanz auf der Leitungsseite dar, und die Induktanz ist tatsächlich die Hälfte der bei der Leitungsseite gemessenen Induktanz des offenen Schaltkreises. L1s (L2s) stellt die Leckinduktanz dar und ist die Hälfte der Induktanz des kurzgeschlossenen Schaltkreises, gemessen bei der Leitungsseite (beide mit C1 kurzgeschlossen).
Um die Kettenmatrix des Leitungsübertragers zu finden, werden die in 3 gezeigten Anschlussspannungen und Ströme berücksichtigt. Die Gleichungen des Schaltkreises. sind
Wenn wir annehmen, dass die zwei einzelnen Übertrager identisch sind (L1 = L2), haben wir i₄ = i₃ und v₄ = v₃. Dieses zusammen mit Gleichungen 3 bis 6 kann verwendet werden, um v₃, v₄, i₃, i₄ aus Gleichungen 1 und 2 zu eliminieren.
Die zweite Gleichung ergibt nach den Substitutionen
Dieser Ausdruck wird in die erste Gleichung zusammen mit den Substitutionen eingebracht. Nach Umordnung ist das Ergebnis
Die Kettenmatrix ist definiert als
Mit Vergleich der letzten zwei Ausdrücke haben wir die Kettenparameter des Leitungsübertragers:
wobei wir L_m = L₁ + L₂ und L_l = L_1s + L_2s als die Gesamthauptinduktanz bzw. die Gesamtleckinduktanz eingeführt werden, bei der Leitungsseite gemessen (mit C1 kurzgeschlossen).
Die tatsächlichen Komponentenwerte für Version R1.1 sind:
L_m = 2,1 mH, L₁ = 2 μH, C₁ = 33 nF, N = 2,0.
Die Größe der vier Kettenparameter mit diesen Werten ist in 4 präsentiert. Leitungsübertrager-Kettenparameter
Figur 4: Kettenparameter A, B, C und D des Leitungsübertragers
2.3 SPERRFILTER
Um Rauschen und Verzerrungsharmonische überhalb des ADSL-Bandes zu unterdrücken, ist es notwendig gewesen, ein Sperrfilter zwischen dem Leitungstreiber und dem Leitungsübertrager einzuführen. Das Sperrfilter (OOB-Filter) hat die in 5 gezeigte folgende Ausgestaltung.
Figur 5: Filter für Außerbandrauschen
Die Impedanz der Reihenzweige ist Z₁ = Z₂ = sL_F1 mit der Annahme, dass L_F1 = L_F2. Die Impedanz des Nebenschlusszweigs ist
Mit i₂ = 0 und einer angelegten Spannung v₁ haben wir
Wenn die Ausdrücke für die Impedanzen in die Gleichung substituiert werden, ist das Ergebnis
Mit i₂ = 0 und einem angelegten Strom i₁ haben wir v₂ = Z₃i₁ oder i₁ = v₂/Z₃
mit v₂ = 0 und einer angelegten Spannung v₁ haben wir i₂ = v₁/2L_F1s oder v1 = 2LF1s·i2
Mit v₂ = 0 und einem angelegten Strom i₁ haben wir i₂ = i₁ oder i₁ = i₁.
Die Kettenmatrix ist definiert als
Mit Vergleich der oben abgeleiteten Ausdrücke erhalten wir die Kettenparameter des OOB-Filters:
Die tatsächlichen Komponentenwerte für Version R1.1 sind: LF1 = LF2 = 680 μH, LF3 = 270 μH, CF3 = 4,7 nF.
Die Größe der vier Kettenparameter mit diesen Werten ist in 6 präsentiert. OOB-Filter-Kettenparameter
Figur 6: Kettenparameter A, B, C und D des OOB-Filters
Wenn die Eingangsimpedanz der Teilnehmerschleife Z_IN bekannt ist, kann die in 1 gezeigte Treiberlastimpedanz Z_L des AFE gefunden werden aus
Die vier Koeffizienten werden durch Multiplikation der Kettenmatrix des OOB-Filters mit der Kettenmatrix des Leitungsübertragers erhalten
Wenn die Teilnehmerschleife durch einen Widerstand von 100 Ω ersetzt wird, stellt sich die Lastimpedanz Z_L wie in 7 veranschaulicht heraus. Lastimpedanz ZL mit ZIN = 100 Ohm
Figur 7: Treiberlastimpedanz ZL mit der in 100 Ω terminierten Leitungsschnittstelle
In dem Idealfall sollte Z_L durch 100 Ω/N² = 25 Ω gegeben sein, was nur der Fall zwischen ungefähr 100 kHz und 1 MHz zu sein scheint. Die Anhebung bei niedrigen Frequenzen wird durch den Leitungsübertrager und den Reihenkondensator bei der Leitungsseite verursacht. Der Reihenresonanzschaltkreis des OOB-Filters ist für das Minimum bei 2 MHz verantwortlich.
2.4 LEITUNGSTREIBER/EMPFÄNGER
Figur 8: Übersichtsbild des AFE mit dem PBM39714 Leitungstreiber/Empfänger
Das Analog Front-End bzw. die analoge Eingangsstufe (AFE) besteht neben dem Leitungsübertrager und dem OOB-Filter aus dem PBM 39714 Leitungstreiber/Empfänger und wenigen externen Komponenten. PBM 39714 ist ein Differentialmodus-Leitungstreiber und Empfänger mit einer Echokompensatorbrücke. Ein geeignetes Modell der Vorrichtung ist in 8 gezeigt. Die Eingangsanschlüsse sind TVP und TVN mit den Eingangswiderständen RA6 und RB6. Das verstärkte Sendesignal erscheint zwischen den Treiberausgangsanschlüssen DR1 und DR2. Ein aus RSA, ZSA und RSHA (RSB, CSB und RSHB) bestehendes Fühlimpedanznetzwerk Z ist in Reihe mit dem Treiberausgang platziert. Die Spannungen bei den Anschlüssen des Fühlimpedanznetzwerks werden in Ströme durch die zwei 3 kΩ-Widerstände bei den Anschlüssen SA1 und SB1 (SA2 und S32) umgewandelt. Die Ströme werden durch zwei Strom-gesteuerte Stromquellen FM und FA2 (FB1 und FB2) subtrahiert. Der Differenzstrom stellt die Spannung entlang des Fühlimpedanznetzwerks oder den Treiberausgangsstrom multipliziert mit Z_S dar. Dieser Strom wird zurückgekoppelt, um die Treiberausgangsspannung zu steuern. Das Ergebnis ist, dass die Treiberausgangsimpedanz gleich Z_S multipliziert mit einem reellen Maßstabsfaktor ist. Ein zweiter Rückkopplungspfad durch die gesteuerte Quelle FA3 (FB3) wird zum Festlegen der Sendeverstärkung der Treiberausgangsstufe verwendet.
Der Echokompensator besteht aus der Widerstandsbrücke RA7, RA8, RB7 und RB8. Wenn die Lastimpedanz Z_L an die Fühlimpedanz K·Z_S angepasst ist, wird das Echosignal zwischen Ausgangsanschlüssen RP und RN ideal Null mit dem ausgewählten Widerstandsverhältnis der Brücke.
Der Empfangspfad ist rein passiv. Das empfangene Signal entlang des Leitungsübertragers wird durch die Brückenwiderstände RA8 und RB8 abgefühlt, wo es zwischen den Anschlüssen RP und RN auftritt. Der Echokompensator wirkt sich außerdem auf das empfangene Signal aus. Der Parallelkondensator CR und die zwei Reihenkondensatoren CRP und CRN bilden ein Ausgangsfilter zusammen mit der Empfangsausgangsimpedanz und der CODEC-Eingangsimpedanz.
Um einen symbolischen Ausdruck für die Echo-Transferfunktion abzuleiten, wird das vereinfachte, nicht-symmetrische bzw. unausgeglichene Modell des Leitungstreibers/Empfängers in 9 verwendet. Eine detaillierte Analyse des Schaltkreises ist in Lit. [2] präsentiert.
Figur 9: Vereinfachtes, nicht-symmetrisches bzw. unausgeglichenes Modell zum Ableiten der Echo-Transferfunktion des Leitungstreibers/Empfängers
Die Echo-Transferfunktion H_echo(f) ist gegeben durch H_echo = v_out/e_in. Diese kann auch geschrieben werden als
wobei v_out/v'_out die Transferfunktion des Ausgangsfilters ist.
Die folgenden Gleichungen treffen auf den Schaltkreis in 9 zu (siehe auch Abschnitt 2.3 von Lit. [2]).
Durch Substitution wird die Ableitung möglich
Es ist nun möglich, v₂ zu eliminieren und v₃ zu finden, ausgedrückt durch die Gleichung
Mit Verwendung der ersten Beziehung zwischen v₂ und v₃ ist es möglich, v₂ auszudrücken als
Die zwei letzten Ausdrücke werden in die Gleichung für v'_out substituiert, um zu ergeben
Wenn wir annehmen, dass R₅ = R₈ und R₇ = R₆ ist, kann umgestellt werden zu
Es ist ersichtlich, dass v'_out = 0, wenn R₈/R₆ = 1 + Z_S/Z_L1 (Echokompensation).
Die Transferfunktion v'_out/e_in kann auch ausgedrückt werden als
Die Koeffizienten können nun durch Vergleich der letzten zwei Ausdrücke identifiziert werden. Dann haben wir
Um die Echo-Transferfunktion zu finden, müssen wir die Transferfunktion für das Ausgangsfilter H_out = v_out/v'_out ableiten. Durch Betrachtung des Filterschaltkreises in 9 ist es möglich, die Transferfunktion zu berechnen zu
Wenn wir die Echo-Transferfunktion H_echo schreiben als
sehen wir, dass der Multiplizierer G = G₁·H_out ist, während die anderen Koeffizienten unverändert bleiben.
Für Rechnungen mit dem Ausdruck für H_echo benötigen wir die frequenzabhängigen Größen Z₁, Z_S und μ.
Z₁ ist gegeben durch
Die Fühlimpedanz Z_S ist gegeben durch
Die offene Schleifenverstärkung μ ist durch die Gleichstromverstärkung μ₀ und die durch den Widerstand R_μ und den Kondensator C_μ gegebene Eckfrequenz gegeben.
Unter Berücksichtigung dieser Modifizierungen können die Koeffizienten von H_echo nun schließlich wie folgt identifiziert werden:
Die tatsächlichen Komponentenwerte in Version R1.1 sind:
R₁ = 2,2 kΩ, C₁ = 2,2 nF, a_in = –4,0, Z_A = 1, R_μ = 1 kΩ, C_μ = 15 nF, μ₀ = 10⁺⁶
a₁ = 2,84, a₂ = 0,5, R = 3 kΩ
R_S1 = 15 Ω, R_S2 = 2,7 Ω, C_S2 = 680 nF, R₆ = 1,27 kΩ, R₈ = 1,5 kΩ,
R_R1 = R₆//R₈ = 687,7 Ω, R_R2 = 12 kΩ, C_R = 2·680 pF = 1,36 nF, C_RP = 1,5 nF.
Wenn die Lastimpedanz Z_L1 bekannt ist, kann die Echo-Transferfunktion berechnet werden aus
Man beachte, dass Z_L1 in diesem Ausdruck nur die Hälfte der im Abschnitt 2.3 berechneten Impedanz Z_L sein soll! Dieses ist so, weil der Ausdruck für H_echo auf der nicht-symmetrischen bzw. unausgeglichenen Version des AFE-Schaltkreises basiert.
Für den Fall, in dem die Teilnehmerschleife durch einen Widerstand von 100 Ω ersetzt wird, ist die entsprechende Echo-Transferfunktion wie unten gezeigt.
Echo-Transferfunktion – ZIN = 100 Ohm
Figur 10: Echo-Transferfunktion mit der in 100 Ohm terminierten Leitungsschnittstelle
Die Prozedur zum Berechnen der Echo-Transferfunktion kann nun wie folgt angegeben werden:

1. Finde die Primärkabelparameter für den ausgewählten Kabeltyp (R, L, G, C), die Kabellänge (d) und die Fern-Terminierungsimpedanz (Z_T). Berechne die Eingangsimpedanz der Schleife Z_IN.
2. Berechne die Treiberlastimpedanz Z_L durch Verwenden der kombinierten Kettenmatrix für den Leitungsübertrager und OOB-Filter-Abschnitte und Schleifenimpedanz Z_IN.
3. Mit der Lastimpedanz Z_L1 = Z_L/2 kann die Echo-Transferfunktion nun durch Verwenden des Ausdrucks für H_echo für den Leitungstreiber/Empfänger PBM39714 berechnet werden.

3 ECHO-TRANSFERFUNKTION UND SCHLEIFENIMPEDANZ
Die Echo-Transferfunktion wurde in dem vorhergehenden Abschnitt 2.4 gefunden als
und die Lastimpedanz Z_L hat einen Bezug zu der Eingangsimpedanz Z_IN der Teilnehmerschleife, wie in Abschnitt 2.3 gezeigt
Wenn dieses in den Ausdruck für H_echo substituiert wird, haben wir nach einigen Umordnungen
Wenn wir H_echo schreiben als
haben wir die Identifizierung
Wenn Z_IN → ∞ => H_echo → H_∞ = Y₁/Y₂, was die Echo-Transferfunktion ist, wenn die Teilnehmerschleife durch einen offenen Schaltkreis ersetzt wird.
Wenn Z_IN = 0 => H_echo = H₀ = M₁/M₂, was die Echo-Transferfunktion ist, wenn die Teilnehmerschleife durch einen kurzgeschlossenen Schaltkreis ersetzt wird.
Durch Division mit Y₂ kann H_echo auch geschrieben werden als
wobei Z_hyb = M₂/Y₂ und Z_h0 = M₁/Y₂.
Mit Verwendung der tatsächlichen Komponentenwerte können die vier hervorgehobenen Funktionen berechnet werden. Die Ergebnisse sind unten gezeigt. Hunendlich
Der letzte Ausdruck für H_echo kann auch geschrieben werden als HechoZIN + HechoZhyb – H∞ZIN – Zh0 = 0
Wenn die Echo-Transferfunktion H_echo mit einer Menge zweckgemäßer Terminierungen bzw. Abschlüsse Z_IN gemessen wird, ist es möglich, nach den unbekannten Koeffizienten Z_hyb(f), Z_h0 und H_∞ aufzulösen, mit Betrachtung des Ausdrucks als eine Menge von Gleichungen. Dieses wird im Detail in Lit. [3] beschrieben. Der Koeffizient H_∞ kann direkt aus einer einzelnen Messung mit Z_IN → ∞ bestimmt werden. Mit zwei unterschiedlichen Widerstandsabschlüssen sollte es möglich sein, die übrigen Koeffizienten Z_hyb und Z_h0 zu finden. Diese Parameter charakterisieren die analoge Eingangsstufe einschließlich des Leitungsübertragers vollständig, da H_echo immer eine bilineare Funktion in Z_IN sein muss.
Mit der mit dem ADSL-Modem verbundenen tatsächlichen Teilnehmerschleife ist es nun möglich, die Eingangsimpedanz der Schleife Z_IN abzuleiten. Dieses wird durch Invertieren des Ausdrucks für H_echo getan.
Dieser Ansatz wird weiter in Lit. [3] beschrieben.
Die Prozedur kann wie folgt beschrieben werden:

1. Messe die Echo-Transferfunktion mit offenen Leitungsabschlüssen und speichere das Ergebnis als H_∞.
2. Messe die Echo-Transferfunktion mit wenigstens zwei Widerstandsabschlüssen (mehr Messungen können die Genauigkeit verbessern).
3. Löse nach den Parametern Z_hyb und Z_h0 auf und speichere die Ergebnisse. Dieses schließt die Kalibrierungsprozedur ab.
4. Messe die Echoantwort mit der mit dem ADSL-Modem verbundenen tatsächlichen Schleife und berechne die Eingangsimpedanz Z_IN.
5. Die Eingangsimpedanz Z_IN kann als Nächstes zum Identifizieren der Teilnehmerschleife verwendet werden.

4 ECHO-IMPULSANTWORT
Die gemessen Echo-Transferfunktion kann zum Ableiten der entsprechenden Echo-Impulsantwort verwendet werden. Üblicherweise wird die Echo-Transferfunktion nur bei einer begrenzten Anzahl diskreter Frequenzen gemessen. Wenn angenommen wird, dass H_echo oberhalb der Nyquist-Frequenz bandbegrenzt ist, kann sie als eine Periode bzw. Dauer der Echo-Transferfunktion eines zeit-diskreten Systems betrachtet werden. H_echo wird bei 2^N Frequenzpunkten abgetastet, um H_echo(kF) zu ergeben, wobei f die Distanz zwischen den Abtastwerten ist. Wenn H_echo(kF) um f = 0 mit komplex-konjugierter Symmetrie erweitert wird, wird eine darauf durchgeführte IFFT die entsprechende zeit-diskrete Echo-Impulsantwort h_echo(kT) erzeugen.
Für eine typische Teilnehmerschleife hat h_echo eine pulsartige Wellenform mit einer großen Spitze bei der Zeit t in der Nähe von Null. Dieser Puls wird durch eine gedämpfte Oszillation gefolgt, die hauptsächlich durch den Leitungsübertragerabschnitt verursacht ist. Irgendwo auf dieser Kurve ist eine andere kleine pulsartige Wellenform sichtbar. Diese stellt die Reflexion der Anfangspulswellenform von dem Fernende der Schleife dar.
Durch Messen der zeitlichen Distanz zwischen dem Auftreten des ersten Pulses und des zweiten Pulses kann die Verzögerungszeit für den Hin- und Rückweg in der tatsächlichen Teilnehmerschleife gefunden werden. Wenn die Ausbreitungsgeschwindigkeit des Kabels bekannt ist, kann die physikalische Kabellänge d berechnet werden.
Das Verhältnis zwischen der Energie in dem ersten und dem zweiten Puls könnte zum Schätzen des Kabelverlustes verwendet werden, da das Verhältnis ungefähr exp(–2αd) sein sollte. Dieser Teil wird am bequemsten mit einer bandpass-gefilterten Version der Echoantwort bewerkstelligt, um den Kabelverlust bei einer gewissen Frequenz zu evaluieren. Man betrachte Lit. [4] für weitere Details.
Die Anwesenheit des Analog-Echokompensators in dem AFE tendiert jedoch dazu, diesen Ansatz fragwürdig zu machen, wie unten beschrieben.
Was bei der Bestimmung der Kabellänge und des Kabelverlustes benötigt wird, ist die einfallende und reflektierte Pulswellenform in der Zeit bei der Eingabe bzw. dem Eingang bei der Teilnehmerschleife. Die verfügbare Information ist jedoch die bei den Empfängerausgangsanschlüssen gemessene Echoimpulsantwort. Es ist deshalb erforderlich, die gemessene Impulsantwort von dem Empfängerausgang zu den Leitungsanschlüssen "umzuwandeln", oder was Dasselbe ist, zu dem Leitungsübertragereingang. Dieses ist unten in 11 und 12 veranschaulicht.
Figur 11: Echopfad der einfallenden Welle
Figur 12: Empfangsfad der reflektierten Welle
Aus Lit. [2], 2.3 oder den Gleichungen in Abschnitt 2.4 haben wir die Transferfunktion von der AFE-Ausgangsspannung v₃' zu der CODEC-Eingangsspannung v_out' mit e_line = 0 und ein ≠ 0.
die umgeordnet werden kann zu
Die CODEC-Eingangsspannung v_out'' mit e_line ≠ 0 und e_in = 0 kann geschrieben werden als (siehe auch Lit. [2], Abschnitt 2.4)
mit e_in = 0 haben wir
Mit Verwendung davon kann v₂ eliminiert werden, und die Transferfunktion wird nun
Beide Funktionen H_inc und H_rfl sollen mit der Ausgangsfilter-Transferfunktion H_out modifiziert werden. Da wir nur an dem Verhältnis zwischen den Funktionen interessiert sind, kann dieses weggelassen werden.
Es kann beachtet werden, dass, während H_rfl unabhängig von der Lastimpedanz Z_L1 ist, die Transferfunktion des einfallenden Signals H_inc abhängig von Z_L1 oder der Impedanz der Teilnehmerschleife ist. Beide Funktionen sind frequenzabhängig.
Wenn wir die Einhüllenden der bandpass-gefilterten Pulse betrachten, die in h_echo(t) auftreten, ist die Annahme, dass die Einhüllenden bei dem Leitungsübertrager gefunden werden können als Einfallende Wellenform:
Reflektierte Wellenform:
Der geschätzte Kabelverlust wird berechnet als
Der letzte Term ist der Logarithmus für den Maßstabsfaktor |H_rfl/H_inc|. Mit Verwendung der tatsächlichen Komponentenwerte kann der Maßstabsfaktor für die Fälle berechnet werden, in denen die Teilnehmerschleife ein 0,4 mm und ein 0,5 mm PE-Kabel ist. Das Ergebnis ist unten gezeigt. Die Graphen zeigen, dass der Maßstabsfaktor frequenzabhängig ist, aber auch von der charakteristischen Impedanz der Teilnehmerschleife abhängt. Es ist deshalb nicht möglich, einen einzelnen, alle Fälle abdeckenden Maßstabsfaktor zu finden.
Die Analyse demonstriert, dass der Echokompensator die Energie der einfallenden Welle relativ zu der reflektierten Welle verringert – dieses ist tatsächlich die Idee eines Echokompensators. Der Vorteil ist, dass der dynamische Bereich zum Aufspüren schwacher Echos verbessert wird, wenn das Nah-Echo unterdrückt wird. Der Nachteil ist, dass die Energie der einfallenden Welle nicht direkt aus der gemessenen Echoantwort gefunden werden kann. Maßstabsfaktoren für einfallende Welle
Figur 13: Maßstabsfaktoren für einfallende Einhüllende
Lit. [4] demonstriert, wie die Schätzung des Kabelverlustes fehlerhaft wird, wenn der Korrekturterm von dem Maßstabsfaktor nicht berücksichtigt wird.
Um erneut die Wichtigkeit des Maßstabsfaktors zu veranschaulichen, wird das Simulationsmodell verwendet, um den Kabelverlust bei 300 kHz für ein 0,4 mm PE-Kabel bei unterschiedlichen Längen zu schätzen. Die in Lit. [4] beschriebene Prozedur wird hier angewendet. In 14 ist der Einhüllendenverlust der auf dem Verhältnis zwischen den Einhüllenden einfallenden und der reflektierten Welle basierende Verlust. Aus 13 ist ersichtlich, dass der Maßstabsfaktor bei 300 kHz für das 0,4 mm PE Kabel ungefähr 12,5 oder 10,9 dB ist. Wenn der Maßstabsfaktorterm dieser Größe zu dem Einhüllendenverlust hinzugefügt wird, kommt der Kabelverlust zum Vorschein. Schließlich ist der Nennkabelverlust des Kabels zum Vergleich auch in 14 gezeigt. ETSI-04PE-Kabel – Geschätzter Kabelverlust bei 300 kHz AFE EC eingeschaltet
Figur 14: Geschätzter Kabelverlust bei 300 kHz für eine 04PE-Schleife (Echokompensator eingeschaltet)
In dem Simulationsmodell ist es möglich, den Echokompensator abzuschalten. Wenn dieses getan wird, treten die folgenden Ergebnisse für den geschätzten Kabelverlust auf. Dieses veranschaulicht deutlich die Wirkung des Echokompensators auf die Einhüllenden.
Figur 15: Geschätzter Kabelverlust bei 300 kHz für eine 04PE-Schleife (Echokompensator abgeschaltet)
5 ANHANG A – VERIFIZIERUNG DES SIMULATIONSMODELLS
Um das Simulationsmodell zu verifizieren, sind Messungen auf einer DAFE 708-Einheit ausgeführt worden. Die Reihenkondensatoren zwischen dem CODEC und dem Leitungstreiber/Empfänger sind bei der CODEC-Seite unterbrochen. Das Sendesignal e_in wird an die Kondensatoren durch einen 50/100 Ω Ausgleichstransformator angelegt. Die Reihenkondensatoren bei der Empfangsseite sind mit Masse über zwei 12 kΩ Widerstände abgeschlossen, um die Eingangsimpedanz des CODEC zu simulieren. Die Ausgangsspannung v_out wird mit einem Hochimpedanz-Differentialmessverstärker gemessen. Ein Kabelsimulator ist mit der Leitungsschnittstelle verbunden, um unterschiedliche Schleifen zu simulieren.
Die folgenden Einrichtungen sind während der Messungen verwendet worden: EDA R1.1 IP DSLAM BFB40102/A1 P1B, 008037AC4EE9 mit DAFE 708 – ROA 119 708

Network Analyzer 4395A Agilent FAA21372

S-Parameter Accessory Kit Agilent FAA21741

Differential Probe Amplifier Hewlett-Packard FAA

Cable Simulator DLS400E Spirent FAA
Die Echo-Transferfunktion wird mit dem Netzwerkanalysator (Network Analyzer) gemessen. Die Eingangsimpedanz der simulierten Schleife wird mit dem an den Netzwerkanalysator angefügten S-Parameter-Zusatzkit (S-Parameter Accessory Kit) gemessen.
Zuerst wird die Eingangsimpedanz Z_IN des Kabelsimulators mit der aus den Übertragungsleitungsformeln berechneten selben Impedanz verglichen. Das Ergebnis für ein 0,5-mm-PE-Kabel (ETSI-Schleife #2) mit einer Länge von 500 m mit offenem Ende ist unten in 16 gezeigt. Es scheint eine vernünftige Übereinstimmung zwischen den gemessenen und berechneten Ergebnissen bis fast 1 MHz zu geben (für den Phasenwinkel nur bis 500 kHz). Ähnliche Ergebnisse werden für andere Schleifenlängen beobachtet.
In der folgenden 17 ist die Treiberlastimpeanz Z_L durch Verwendung der Ausdrücke für die kombinierte Kettenmatrix des Leitungsübertragers und des OOB-Filters simuliert. Zwei Fälle werden verglichen: 1) Z_L, berechnet aus der Übertragungsleitungsversion von Z_IN und 2) Z_L, berechnet aus der gemessenen Eingangsimpedanz Z_IN. Erneut liegen die zwei Ergebnismengen ziemlich dicht beieinander. Zoc für 500 m 05PE-Kabel, Betrag
Zoc für 500 m 05PE-Kabel, Phase
Fig. 16: Eingangsimpedanz Z_IN für ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞ Treiberlastimpedanz, Betrag
Treiberlastimpedanz, Phase
Fig. 17: Treiberlastimpedanz Z_L für DAFE 708 mit ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞
Nun wird die Echo-Transferfunktion H_echo durch Verwendung des in Abschnitt 2.4 abgeleiteten Ausdrucks simuliert. Die zwei Ergebnisse für die oben erwähnte Treiberlastimpedanz Z_L werden in der Berechnung von H_echo verwendet. Die simulierten Versionen von H_echo werden mit der mit dem Netzwerkanalysator gemessenen Echo-Transferfunktion verglichen. Das Ergebnis kann in 18 gefunden werden. Die drei Graphen sind bis 1 MHz dicht beieinander. Dieses wird wahrscheinlich in 19 besser ersichtlich, in der H_echo in einem linearen Maßstab gezeichnet ist. Hecho für DAFE708 mit 500 m 05PE o. c.
Figur 18: Echo-Transferfunktion für DAFE 708 mit ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞ Hecho für DAFE708 mit 500 m 05PE o. c.
Figur 19: H_echo wie in Figur 18, aber in linearem Maßstab

Das Ergebnis scheint anzugeben, dass das Simulationsmodell eine Echo-Transferfunktion bereitstellt, die vernünftig nah zu dem ist, was auf der DAFE708-Einheit gemessen werden kann. Wenn jedoch die Schleifenlänge erhöht wird, wird die Übereinstimmung zwischen gemessenen und simulierten Versionen H_echo weniger zufrieden stellend, wie aus 19 und 20 ersichtlich. Der tatsächliche Grund für diese Diskrepanz ist nicht vollständig geklärt. Eine Erläuterung könnte sein, dass, wenn die Schleifenlänge zunimmt, die Lastimpedanz Z_L die skalierte Fühlimpedanz K·Z_S erreicht bzw. sich dieser nähert, was zu einem zunehmenden Echoverlust führt. Mit einem hohen Echoverlust wird H_echo selbst für kleine Änderungen in den Parameterwerten des Leitungstreibers/Empfängers sehr anfällig. Das Simulationsmodell für PBM 39714 ist nur ein Makromodell, das wahrscheinlich nicht vollständig die Vorrichtung charakterisiert. Hecho für DAFE708 mit 1000 m 05PE o. c.

Figur 20: Echo-Transferfunktion für DAFE708 mit ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞ Hecho für DAFE708 mit 1000 m 05PE o. c.

Figur 21: Echo-Transferfunktion für DAFE708 mit ETSI-Schleife #2, d = 3000 m, Z_T = ∞ 6 LITERATURVERWEISE

[1] ETSI TS 101 388	Transmission and Multiplexing (TM);
	Access transmission systems an metallic
	access cables; Asymmetric Digital
	Subscriber Line (ADSL) – European
	specific requirements, 2002-05.
[2] ANA2812B	Analogue Front End for ADSL with PBM
	39714.
[3] 4/0363-FCP105 581	Derived equations during Loop Test and
	Qualification workshop, 21. März 2002.
[4] ANA3255A	SELT using the Echo Impulse Response.

Claims

Verfahren zum Durchführen eines Kalibrierungsprozesses in einem einseitigen Test einer Signalschleife, wobei das Verfahren enthält: – Auswählen (601) eines Test-Transceivers (31); – sequentielles Verbinden (603) wenigstens dreier Impedanzen (9), die jeweils einen vorbestimmten Wert haben, mit einer Leitungsverbindung (5) des Test-Transceivers (31); – Erzeugen, in dem Kalibrierungsprozess, von Kalibrierungswerten für den Test-Transceiver mit der Hilfe von den Impedanzen (9) und Testsignalen (vt_in, vt_out); – Erzeugen (606), für den Test-Transceiver (31), von frequenzabhängigen Echo-Transferfunktionen (H_echo(f)) mit Nutzung der wenigstens drei Impedanzen (9), dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren außerdem enthält: – Erzeugen (608) der Kalibrierungswerte als Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) mit der Hilfe der Echo-Transferfunktionen (H_echo(f)) und der entsprechenden Impedanzwerte (9) gemäß einer Beziehung Zin(f) = (Zh0(f) – Zhyb(f)Hecho(f))/(Hecho(f) – H∞(f)),wobei die Modellwerte eine Echo-Transferfunktion (H_∞(f)) für den Test-Transceiver (31) mit einer offenen Leitungsverbindung (5), einen Transceiver-Impedanzwert (Z_hyb(f)) wie von der Seite der Leitung (2) gesehen und ein Produkt (Z_h0(f)) des Transceiver-Impedanzwertes (Z_hyb(f)) und einer Echo-Transferfunktion (H₀(f)) für den Transceiver (31) mit einer kurzgeschlossenen Leitungsverbindung (5) enthalten; – Speichern (609) der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)), so dass der Transceiver zum Durchführen einer Messung eines einseitigen Testes einer Impedanz (Z_in(f)) der Signalschleife (2, 3) geeignet ist.
Verfahren zum Durchführen eines Kalibrierungsprozesses gemäß Anspruch 1 mit einem Speichern (609) der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) in dem Test-Transceiver (31).
Verfahren zum Messen einer Impedanz einer Signalschleife gemäß Anspruch 1, wobei das Verfahren enthält: – Auswählen (610) eines Transceivers (1) für Kommunikationszwecke desselben Typs einer Hardware wie der Test-Transceiver (31); – Verbinden (701) einer Signalschleife, einschließlich der Signalleitung (2) und einer Fernvorrichtung (3), mit dem Transceiver (1) für Kommunikationszwecke; – Senden (702), über den verbundenen Transceiver (1), eines Schleifentestsignals (v_in) an die Signalleitung (2); – Messen (703), über den Transceiver (1), des Schleifentestsignals (v_out) wie reflektiert; und – Erzeugen (704) einer Echo-Transferfunktion (H_echo(f)) für die Signalschleife (2, 3), dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren außerdem enthält: – Holen der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) durch den Transceiver (1, 12) für Kommunikationszwecke; – Erzeugen (705) des Impedanzwertes (Z_in(f)) für die Leitung (2) und die Fernvorrichtung (3) mit der Hilfe der geholten Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) und der erzeugten Echo-Transferfunktion (H_echo(f)) gemäß einer Beziehung Zin(f) = (Zh0(f) – Zhyb(f)Hecho(f))/(Hecho(f) – H∞(f)).
Verfahren zum Messen einer Impedanz einer Signalschleife gemäß Anspruch 3, wobei der Test der Signalschleife (2, 3) ein Frequenzbreitbandtest ist.
Anordnung zum Durchführen eines Kalibrierungsprozesses in einem einseitigen Test einer Signalschleife, wobei die Anordnung enthält: – einen Test-Transceiver (31); – wenigstens drei Impedanzen (9), die jeweils einen vorbestimmten Wert haben, die sequentiell mit einer Verbindungsleitung (5) des Test-Transceivers (31) zu verbinden sind; – eine Messungsvorrichtung (32) zum Erzeugen, in dem Kalibrierungsprozess, von Transceiver-Modellwerten für den Test-Transceiver mit der Hilfe von den Impedanzen (9) und Testsignalen (vt_in, vt_out), wobei die Messungsvorrichtung (32) angeordnet ist zum Erzeugen frequenzabhängiger Echotransferfunktionen (H_echo(f)) für den Test-Transceiver mit Nutzung der wenigstens drei Impedanzen (9); dadurch gekennzeichnet, dass – die Messungsvorrichtung (32) angeordnet ist zum Erzeugen der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) mit der Hilfe der Echo-Transferfunktion (H_echo(f)) und der entsprechenden Impedanzwerte (9) gemäß einer Beziehung Zin(f) = (Zh0(f) – Zhyb(f)Hecho(f))/(Hecho(f) – H∞(f)),wobei die Modellwerte eine Echo-Transferfunktion (H_∞(f)) für den Test-Transceiver (31) mit einer offenen Leitungsverbindung (5), einen Transceiver-Impedanzwert (Z_hyb(f)) wie von der Seite der Leitung (2) gesehen und ein Produkt des Transceiver-Impedanzwertes (Z_hyb(f)) und einer Echo-Transferfunktion (H₀(f)) für den Transceiver (31) mit einer kurzgeschlossenen Leitungsverbindung (5) enthalten; – die Anordnung einen Speicher (33) zum Speichern der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) hat, was sie zum Durchführen einer Messung eines einseitigen Testes einer Leitungsimpedanz (Z_in(f)) der Signalschleife (2, 3) geeignet macht.
Anordnung zum Durchführen eines Kalibrierungsprozesses gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Messungsvorrichtung (32) einen Speicher (33) zum Speichern der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) hat.
Anordnung zum Messen einer Impedanz einer Signalschleife gemäß Anspruch 5, wobei die Anordnung enthält: – einen Transceiver (1) für Kommunikationszwecke desselben Typs einer Hardware wie der Test-Transceiver (31); – die Signalschleife, einschließlich einer Signalleitung (2) und einer Fernvorrichtung (3), wobei die Signalschleife mit einer Transceiver-Leitungsverbindung (5) des Transceivers für Kommunikationszwecke (31) verbunden ist; – eine Berechnungsvorrichtung (11); und – eine Vorrichtung (4) zum Senden eines Schleifentestsignals (v_in) an die Signalschleife (2, 3) über den Transceiver für Kommunikationszwecke und zum Messen eines entsprechenden reflektierten Signals (v_out) über den Transceiver, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung außerdem enthält: – einen Speicher (12) zum Speichern der Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) wobei die Berechnungsvorrichtung (11) sowohl zum Erzeugen einer Echo-Transferfunktion (H_echo(f)) für die Signalschleife als auch zum Erzeugen eines Impedanzwertes (Z_in(f)) für die Signalschleife (2, 3) mit der Fernvorrichtung (3) mit der Hilfe der Echo-Transferfunktion und der gespeicherten Transceiver-Modellwerte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) gemäß einer Beziehung Zin(f) = (Zh0(f) – Zhyb(f)Hecho(f))/(Hecho(f) – H∞(f))angeordnet ist.
Anordnung gemäß Anspruch 7, wobei die Vorrichtung zum Senden des Schleifentestsignals (v_in) zum Senden von Frequenzbreitbandsignalen angeordnet ist.