DE2953174C2

DE2953174C2 - Elektronische Gabelschaltung

Info

Publication number: DE2953174C2
Application number: DE2953174A
Authority: DE
Inventors: Harold Warren N.J. Seidel
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1978-10-10
Filing date: 1979-09-26
Publication date: 1986-05-15
Also published as: GB2043408B; BE879280A; AU5159679A; FR2438941A1; NL7920114A; DE2953174A1; CA1136229A; AU526596B2; US4174470A; GB2043408A; IL58393A0; SE8004258L; IT1124585B; ES484854A1; IT7926319A0; JPS55500804A; IL58393A; SE428856B; WO1980000769A1; FR2438941B1

Description

Die Erfindung geht aus von einer elektronischen Gabelschaltung nach dem Oberbegriff des An-Spruchs 1. Solche Gabelschaltungen sind aus der US-PS 64 377 bekannt. Sie verwenden rein ohmsche Symmetrierwiderstände.

Gabelschaltungen werden in Nachrichtennetzen dann verwendet, wenn eine doppelt gerichtete Zweidrahtlcitung mit einseitig gerichteten Abschnitten einer Vierdrahtleitung verbunden werden muß. In Fernsprechanlagen werden beispielsweise doppelt gerichtete Signale über die zweiadrige Teilnehmeranschlußleitung übettragen, müssen aber im Amt und am Teilnehmeranschluß in getrennte, einseitig gerichtete Sende- und Empfangssignale aufgespalten werden. Zur Durchführung dieser Funktion sind verschiedene Arten von Gabelschaltungen entwickelt worden.

Die üblichen Gabelschaltungen für sprachfrequente Analogsignale benutzen mil mehreren Wicklungen ausgestaltete Transformatoren, die so ausgelegt sind, daß sie Signale vom Scndcanschluß /um Zweidrahtanschluß und Signale vom Zweidrahtanschluß zum Empfangsanschluß koppeln. Durch Symmctricren der Wicklungen werden dagegen Signale, die am Sendeanschluß zugeführt werden, am Empfangsanschluß ausgelöscht. Solche Gabelübertrager sind verhältnismäßig groß und teuer. Außerdem weisen sie frequenzabhängige Übertragungseigenschaften auf.

Zur Überwindung dieser Nachteile sind verschiedene Arten von transformatorlosen oder elektronischen Gabelschaltungen entwickelt worden. Gabelschaltungen müssen am Zweidrahtanschluß eine Impedanz gleich dem Wellenwiderstand der angeschlossenen Zweidrahtleitung bieten. In erster Näherung ist diese Impedanz bisher als konstanter, reiner Wirkwiderstand angenommen worden, und es wurden einfache Widerstände zur Nachbildung des Wellenwiderstandes benutzt, wie die obengenannte US-PS 40 64 377 zeigt. Es ist jedoch bekannt, daß der Wellenwidersland jeder Zweidrahtleitung frequenzabhängige Änderungen aufweist, die, wenn sie nicht berücksichtigt werden, zu Verzerrungen und Unsymmetrien der übertragenen Signaie fuhren. Diese Verzerrungen und ünsymmetrien können häufig vernachlässigt werden, wenn die Gabelschaltung zur Übertragung schmalbandiger, analoger Sprachsignale benutzt werden, beispielsweise von Signalen in üblichen Fernsprechanlagen. Der frequenzabhängige Wellenwiderstand hängt außerdem vom Durchmesser der in der Fernsprechleitung benutzten Adern ab.

In modernen Fernsprechanlagen ist es erforderlich, breitbandige Digitaldateneinrichtungen an Fernsprechleitungen anzuschalten. Die Gabelübertrager und mit Widerständen aufgebaute, elektronische Gabelschaltungen haben sich als unbrauchbar für eine gute Übertragung solcher breitbandigen Digitalsignale erwiesen.

Das gilt auch für eine weiterhin bekannte elektro-

nicfho r.^Kelc^.oltnnn /T IC.DC IO 7Π ΟΓΚΊ rt',a a'.r, I/^r".

lllilbllv VUI^WMVHUIIUIlg \ WfI ·-» ·* S I V UX/·//, VJ i fc. ««■ ■ I B^lSiI t pensationsnetzwerk zwischen dem Eingang des Empfangsverstärkers und einem der Eingänge des Sendeverstärkers besitzt. Das Kompensationsuctzwerk bewirkt eine Begrenzung der Bandbreite auf den Sprachfrequenzbereich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Gabelschaltung zu schaffen, die einen großen Arbeitsfrequenzbereich besitzt und universell auch zur Übertragung breitbandiger Datensignale geeignet ist.

Gelöst wird diese Aufgabe bei einer Gabelschaltung der eingangs genannten Art durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale. Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. So kann die Anpaßimpedanz durch eine im Querzweig liegende Norton-Äquivalenzquelle realisiert sein. Eine solche Schaltung ist nicht leicht zu verwirklichen, hat aber den zusätzlichen Vorteil, daß sie eine spannungsgesteuerte Anpassung eines Netzwerkes mit fester Impedanz an eine Vielzahl von Adern unterschiedlichen Durchmessers ermöglicht. Jeder Aderndurchmesser führt zu einem etwas anderen, niederfrequenten Wellenwiderstand, und es kann dann eine einzige Schaltung zur Anpassung an alle verschiedenen Aderndurchmesser verwendet werden, die in der Fernsprechanlage benutzt werden.

In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein allgemeines Blockschaltbild einer aktiven elektronischen Gabelschaltung;

Fig. 2 eine logarithm ische Darstellung des Wellen Widerstandes einer l-'crnsprech-TeilnchmerlciUing in Abhiingigkcil von der Frequenz;

Fig. 3 ein genaueres Schaltbild einer aktiven Gabelschaltung nach der Erfindung unter Verwendung von in Reihe geschalteten, frequenzabhängigen und spannungsgesteuerten Impedanzelementen zur Anpassung an den Wellenwiderstand der angeschlossenen Fern-Sprechteilnehmerleitung;

Fig.4 ein genaueres Blockschaltbild einer aktiven Gabelschaltung nach der Erfindung unter Verwendung von im Querzv-\;ig liegenden, frequenzabhängigen, spannungsgesteuerten Impedanzelementen zur Realisierung des Wellenwiderstandes der angeschalteten Fernsprechteilnehmerleitung;

Fig. 5 ein genaueres Schaltbild der aktiven Gabelschaltung nach Fig.4;

Fig. 6 ein Widerstands-Kapazitätsnetzwerk, das zweckmäßig zur Realisierung der Wellenwiderstände nach Fig. 2 benutzt wird;

Fig. 7 ein allgemeines Blockschaltbild von frequenzabhängigen Impedanzelementen, die zweckmäßig zur Realisierung der Wellenwiderstände nach Fig. 2 benutzt werden können;

Fig. 8 ein genaueres Blockschaltbild einer Miller-Eflekt-Impedanzmultiplizierschaltung mit zwei Knotenpunkten zur Realisierung der in F i g. 7 als Blockschaltbild gezeigten Impedanzfunktion;

Fig. 9 ein ins einzelne gehendes Schaltbild einer sogenannten Longtail-Realisierung von hyperbolischen Tangcns-Impedanzfunktionen der spannungsgesteuerten Verstärker mit variabler Verstärkung gemäß Fig. 8;

Fig. 10 ein ins einzelne gehendes Schaltbild einer vereinfachten, aktiven Gabelschaltung nach der Erfindung, die eine schwimmende Stromversorgung und eine einzelne frequenzabhängige, spannungsgesteuerte Impedanz verwendet.

In Fig. 1 ist als Blockschaltbild eine aktive Gabelschallung dargestellt, die eine doppelt gerichtete Zweidrahtübcrtragungsleitung IO mit einer einseitig gerichteten Empfangsleitung 11 und einer einseitig gerichteten Sendelcitung 12 verbindet. Die aktive Gabelschaltung nach !·"ig. 1 weist ein Impedanzelement 13 auf, das an den Wellenwiderstand (die charakteristische Impedanz.) der Übertragungsleitung 10 angepaß* ist und demgemäß eine Reflexion von Signalen vermeidet, die auf der Übertragungsleitung 10 ankommen. Das unsymmetrische, einseitig gerichtete Signal, das an die Empfangsleitung 11 angelegt ist, wird mit Hilfe eines Verstärkers 14 in ein symmetrisches Signal umgewandelt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 14 gelangt über die Impedanz 13 an die Zweidrahtleitung 10. Das auf der Leitung 10 eintreibende Signal wird über den Verstärker 15 an einen Differenzverstärker 16 gegeben. Das Signal von der Leitung 11 liegt am anderen Eingang des Differcnzverstärkers 16, so daß Signale vom zusammengesetzten, doppelt gerichteten Signal auf der Leitung 10 im Differenzverstärker 16 subtrahiert werden. Demgemäß wird nur das von einer entfernten Signalquelle über die Leitung 10 gelieferte Signal zur Sendeleitung 12 gegeben.

Man beachte, daß die Verstärker 14, 15, 16 übliche Ausführungen bekannter breitbandigerDifferentialverstärker sind, und daß die in den Verstärkern 15 und 16 stattfindenden Rekombinationen völlig frequenzunabhängig sind. Demgemäß bleibt die Schaltung gemäß Fig. I insgesamt über ein sehr breites Frequenzband symmetrisch. 6i

Damit eine aktive Gabelschaltung der in Fig. 1 gezeigten Art für die Übertragung von breitbandigenDigi-Uiltliitcn brauchbar ist, muß die Dämpfung zwischen konjugierten Zweigen in der Gabelschaltung 50 dB übersteigen, und zwar über einen Frequenzbereich zwischen 0 Hz und einigen 100 kHz. Gleichzeitig muß eine solche Gabelschaltung einen Abschluß darstellen, der eine sehr kleine Rückdämpfung über den gesamten Frequenzbereich besitzt und vorzugsweise in der Lage ist, eine Anpassung für die große Zahl von Kabelgrößen zu ermöglichen, die es in Fernsprechanlagen gibt.

Der Wellenwiderstand einer Übertragungsleitung, beispielsweise eines Fernsprechkabels, ist gegeben durch

Z =

j R + imL G + /ω C

wobei R, L, G und C der Ohmsche Widerstand, die Induktivität, der Leitwert bzw. die Kapazität des Kabels je Längeneinheit sind.

In erster Näherung ist der Leitwert G, dargestellt durch den Isolationswiderstand des K.'bels, verschwindend klein. Moderne Papier- und KanststofF-isoHerte Kabel haben von Natur aus solche kleinen Ableitungen. Wenn man annimmt, daß der Wert G = 0 ist, so läßt G leichung (1) zwei vorherrschende Bereiche unterschiedlichen Frequenzverhaltens des Wellenwiderstandes mit einem dazwischen gelegenen Übergangsbereich erkennen:

ω < — (0 bis 20 kHz),

wobei der Wellenwiderstand im wesentlichen umgekehrt proportional der Frequenz entsprechend

Z =

ϊω C '

ω > — (> 100 kHz),

wobei der Wellenwiderstand im wesentlichen eine Konstante entsprechend

^ζ- it·

ist. Diese Impedanzfunktion ist in Fig. 2 dargestellt.

Zur Synthetisierung eines solchen Netzwerks wird angenommen, daß eine kleine, aber endliche Leitfähigkeit G vorhanden ist, um eine Singularität im Urspruchspunkt zu vermeiden. Dadurch wird ein künstlicher dritter Bereich eingeführt, der in Fig. 2 durch die Linie 20 angegeben ist, wobei

ist, der Wellenwiderstand wiederum konstant und die Leitfähigkeit G sehi klein ist.

Wenn die Parameter R, L, G und C tatsächlich frequenzunabhängig wären, so könnte der Wellenwiderstand gemäß Fig. 2 durch ein nur aus Ohinschen und kapazitiven Elementen bestehendes Netzwerk synthetisiert werden. Diese primär je Längeneinheit konstanten Werte sind jedoch geringfügig frequenzabhängig. Die Abhängigkeiten sind Tür übliche Fernsprechkabel so klein, daß sie für sprachfrequente Übertragungen oder Datendienste niedriger Geschwindigkeit unbeachtet

unbeachtet bleiben können. Für aufwendigere Übertragungen, beispielsweise eine digitale Breitband-Zeichengabe, ist esjedoch erforderlich, die Impedanzwerte hinsichtlich ihres Frequenzverlaufes zu beeinflussen und darüber hinaus abhängig vom Aderndurchmesser des jeweils angeschalteten Fernsprechkabels zu ändern, da sich der niederfrequente Wellenwiderstand beträchtlich mit dem Aderndurchmesser des Fernsprechkabels ändert.

Fig. 3 zeigt ein genaueres Blockschaltbild einer aktiven Gabelschaltung unter Verwendung von im Längszweig liegenden Thevenin-Äquivalentquellen zur Realisierung des Wellenwiderstandes der Übertragungsleitung. Die doppelt gerichtete Übertragungsleitung 30 ist über die aktive Gabelschaltung an eine einseitig gerichtete Empfangsleitung 31 und eine einseitig gerichtete Sendeleitung 32 angeschaltet, und zwar über im Längszweig liegende, frequenzabhängige, spannungsgesteuerte !rnⁿed3nzen 33 37 38 und 39 die 'cwciis ein^r Hälfte des Wellen Widerstandes der Übertragungsleitung 30 äquivalent sind. Ein Verstärker 34 wandelt das unsymmetrische Signal auf der Leitung 31 in ein symmetrisches Signal zur Weiterleitung an die Leitung 30 um. Von der Leitung 30 ankommende Signale werden über die frequenzabhängigen, spannungsgesteuerten Impedanzen 33, 39 übertragen und additiv im Verstärker 35 kombiniert, dessen Ausgangssignal zürn Differenzverstärker 36 gelangt. Signale auf der Leitung 31 werden an den anderen Eingang des Differenzverstärkers 36 angelegt, derart, daß auf der Sendeleitung 32 ein Signal entsteht, aus dem das übertragene Signal entfernt worden ist.

In Fig. 4 ist eine weitere Form einer aktiven Gabelschaltung zur Verbindung einer Übertragungsleitung 50 mit einer einseitig gerichteten Empfangsleitung 51 und einer einseitig gerichteten Sendeleitung 52 gezeigt. Wiederum wird das unsymmetrische Empfangssignal auf der Leitung 51 im Verstärker 54 in ein symmetrisches Signal umgewandelt und an die Übertragungsleitung 50 angelegt. Ein Paar von frequenzabhängigen, spannungsgesteuerten Norton-Aquivalenz-Impedanzen 57,58 ist parallel über die Leitung 50 geschaltet. Auf der Leitung 50 ankommende Signale werden über den Verstärker 55 an den Verstärker 56 gegeben, wo sie differenziell mit den Signalen auf der Empfangsleitung 51 kombiniert werden. Das auf der Sendeleitung 52 auftretende Ausgangssignal des Differenzverstärkers 56 enthält daher nur die über die Leitung 50 von einer entfernten Quelle ankommenden Signale.

In Fig. 5 ist ein genaueres Schaltbild einer elektronisehen Gabelschaltung unter Verwendung von im Querzweig liegenden, variablen Impedanzen entsprechend Fig. 4 dargestellt. Die Bezugsziffern in Fig. 5 sind für diejenigen Bauteile, die sich genau entsprechen, mit denen in Fig. 4 identisch. Im einzelnen sind die einseitig gerichtete Empfangsleitung 51 und die einseitig gerichtete Sendeleitung 52 mit Hilfe der dargestellten Gabelschaltung an eine doppelt gerichtete Übertragungsleitung 50 angeschlossen. Die einseitig gerichtete Empfangsleitung 51 liegt an der Basis eines Transistors 60, in dessen Emitterkreis eine spannungsgesteuerte Impedanz 61 geschaltet ist. Diese Impedanz paßt die Impedanz der Leitung an und steht unter Steuerung einer Spannung K, die gemäß Fig. 5 mit Hilfe eines variablen Widerstands 53 aus einer Konstantspannungsquelle 62 abgeleitet werden kann. Der Wert der Impedanz 61 ist gleich einem bestimmten Vielfachen bzw. . Bruchteil, beispielsweise einhalb, des Wellenwiderstandes der Übertragungsleitung 50 und stellt einen Impedanzwert ähnlich dem gemäß Fig. 2 dar. Der Kollektor des Transistors 60 ist über einen Widerstand 64 geerdet und mit der Basis des Transistors 65 verbunden. Die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 65 ist über Widerstände 66, 67 an Spannung gelegt und transformiert das an seine Basis angelegte, unsymmetrische Signal in ein symmetrisches Signal, das an die Basis der Ausgangstransistoren 68, 69 gelangt. Die Emitter der Transistoren 68,69 liegen an Erde, und ihre Kollektoren sind mit der a- bzw. 6-Ader der doppelt gerichteten Übertragungsleitung 50 verbunden. Zwischen der a- und /»-Ader der Leitung 50 liegen zwei spannungsgesteuerte, frequenzabhängige Impedanzen 57, 58, die den gleichen Wert wie die Impedanzen 61 besitzen und von der gleichen Spannung gesteuert werden.

Gemäß Fig. 4 sind die Adern der Leitung 50 mit einem Summierverstärker 55 verbunden, dessen Ausgangssignal an cin?m Eingang eines nilTßrpn7versiiirkers 56 liegt. Das andere Eingangssignal wird von der einseitig gerichteten Empfangsleitung 51 geliefert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 56 bildet das hmpfangssignal, das an die einseitig gerichtete Sendclcitung 52 geliefert wird.

Zur Realisierung der in den Fig. 1. 3,4 und 5 gezeigten frequenzabhängigen Impedanzen ist zunächst zu beachten, daß eine Realisierung anhand von Impedanz-Polsteller statt von Impedanz-Nullstellen größere Kondensatorwerte verlangt, so daß die Admittanz-Form der Realisierung gewählt worden ist. Eine solche frequenzabhängige Impedanzschaltung ist ·λ Fig. 6 dargestellt, die mit guter Näherung der Impedanz eines verdrillten Adernpaares mit 22 Gauge nach der ASI-Drahtlchre für ein Fernsprechkabel entspricht. Die Bauteilwerte lür die Kondensatoren und Widerstände in Fig. 8 sind in Tabelle I gezeigt.

Tabelle I	0,04436 ·.	(F
C₁ -	0,12953 ·.	tF
c, =	0,050319	;xF
Cj =	0,049305	ii.F
C₄ =	1087,347	Ohm
Λ, =	459,679	Ohm
R, =	455,674	Ohm
R₃ =	44,868	Ohm
*Ri =*	91,000	Ohm
Λ« =

Eine Impedanz mit dem gewünschten Wert kann natürlich entweder in Foster-Form (in Reihe odd in Parallelschaltung) oder in einer Cauer-Form mit Reihen- oder Parallelelementen realisiert werden.

Der vom Aderndurchmesser abhängige Wellenwiderstand eines Fernsprech-Adernpaares läßt sich durch eine Impedanz der Form:

Z (N) = C₁ (N) Ζ, (ω) + C₂(N) Z₂ (2)

kennzeichnen, wobei Z, dem niederfrequenten Verhalten des Adernpaares mit einer künstlich eingeführten, kleinen Leitfähigkeit G entspricht und Z₂ eine Leitfähigkeit gleich 91 Ohm ist, die der hochfrequenten Kabelimpedanz entspricht. Sowohl Z_{ als auch Z₂ lassen sich entsprechend der Darstellung in Fig. 6 verwirklichen. Die Werte C, (N) und C, (N) sind Funktionen des Drahtdurchmessers bzw. der Drahtlehre M

Eine Schaltung zur Verwirklichung der Beziehungen gemäß Gleichung (2) ist in Fig. 7 gezeigt. Dort ist die

Gleichung (2) umgeschrieben:*
Z(N) = AZ, -4L±M_ +,SZ₂

wobei

(1 +A₁ +K₂) ' (1 +A₁ +K₂) '

- Λ

C, (/V) = B

(1 +A, +A₂)

(1 + A-, + A₂)

Tabelle II

0,6155
0,3243
0,1634
0

0,6317 0,5743 0,3539 0

Die Schaltung gemäß Fig. 8 weist eine RC-Impedanz 70 und einen Widerstand 71 der in Fig. 6fiirZ| bzw. Z₁ gezeigten Form auf. Die Eingangsspannung V_x über den in Reihe geschalteten Impedanzen 70 und 71 wird an eine Spannungsmultiplizierschaltung 72 angelegt, deren Multiplizierfaktor unter Steuerung einer Steuerspannung V_c steht. Die Spannung V₁ am Verbindungspunkt der Impedanzen 70 und 71 gelangt an eine Spannungsmultiplizierschaltung 73, die in ähnlicher Weise von einer Spannung V_c gesteuert wird. Die Ausgangssignale der Spannungsmultiplizierschaltungen 72 und 73 werden additiv in der Summierschaltung 74 kombiniert, deren Ausgangssignal an den weiteren Anschluß der Impedanz 71 angelegt ist. Die erforderlichen Werte für k, und k₂ lassen sich durch hyperbolische Tangensfunktionen der Steuerspannung V_c verwirklichen, wobei to

A und B sind Konstanten.

Die imi>cuiinzfünkiiori gemäß Gleichung (3) kann durch eine Miller-Effekt-Impedanzmultiplizierschaltung mit zwei Knotenpunkten gemäß Fig. 8 realisiert werden. Diese Schaltung kann natürlich für jede beliebige Anzahl von Knotenpunkten verallgemeinert werden. Die Konstanten A und B werden willkürlich so gewühlt, daß sie an die Parameter eines verdrillten Adernpaares nach der ASI-Drahtlehre 26 Gauge angepaßt sind, wobei A = 1,85 und ß= 1,25 sind. Mit diesen Werten paßt die Schaltung gemäß Fig. 8 ein Kabel-Adernpaar mit 26 Gauge an, wenn die Werte der Impedanz-Multiplizierer Αι und Ar₂ = 0 sind. Die erforderlicheti Werte von K₁ und K₂ zur Anpassung der verschiedenen Aderndurchmesser, die im Augenblick in Verwendung stehen, sind unter Annahme der oben angegebenen Werte für die Konstanten A und B in Tabelle II dargestellt.

15

20

30

Die Verwirklichung der hyperbolischen Tangensfunktionen kann unter Verwendung der in Fig. 9 dargestellten Schaltung erreicht werden.

In Fig. 9 ist die sogenannte Longtail-Realisierung der hyperbolischen Tangens-Multiplizierer dargestellt, die als Elemente 72 und 73 in Fig. 8 gezeigt sind. Bei einem ersten Longtail-Paar mit den Transistoren 80, 81 sind deren Kollektoren über Widerstände 82, 83 an Spannung gelegt und ihre Emitter zusammen mit dem Kollektor eines Transistors 84 verbunden. Der Emitter des Transistors 84 liegt über einen Widerstand 85 an Erde. Die Spannung V₁ aus Fig. 8 ist an die Basis des Transistors 84 angelegt. Die Basis des Transistors 81 ist geerdet, und die Basis des Transistors 80 wird durch die Spannung V₁ gesteuert. Die Spannung zwischen dem Kollektor des Transistors 80 und dem Kollektor des Transistors 81 stellt die hyperbolische Funktion dar und ist an einen Differenzverstärker 86 mit der Verstärkung i «ngcicgt, dessen Ausgängssignal die hyperbolische Tangensfunktion A, V_x bildet.

Ein ähnliches Longtail-Paar wir zur Realisierung des zweiten Spannungsmultiplizierers 83 in Fig. 8 benutzt. Dieses Longtail-Paar weist die Transistoren 90 und 91 auf, deren Kollektoren über Widerstände 92 bzw. 93 vorgespannt sind. Die Emitter der Transistoren 90 und 91 liegen zusammen am Kollektor des Transistors 94, dessen Emitter über einen Widerstand 95 mit Erde verbunden ist. Die Spannung V₂ aus F ig. 8 liegt an der Basis des Transistors 94, während die Basis des Transistors 91 geerdet ist. Die Steuerspannung für die Basis des Transistors 90 ist aus einem Spannungsteiler mit den Widerständen 97 und 98 abgeleitet, der die Spannung

v: =

3,701

gemäß Gleichung (7) liefert. Die Spannung zwischen den Kollektoren der Transistoren 90 und 91 wird invertiert und an einen Differenzverstärker 96 mit der Ver-Stärkung 1 angelegt, dessen Ausgangssignal die hyperbolische Tangensfunktion k₂ V₂ darstellt.

Die Verstärkung jedes Longtail-Paares mittels eines Differenzverstärkers mit der Verstärkung 1 wird durch Gleichung (8) angegeben:

_tanh

2kT J'

wobei Xa\t zugeführte Spannung, R₁. der Widerstand im Kollektorkreis der Transistoren 80,81 oder 90,91, R_e der Widerstand im Emitterkreis des Transistors 84 oder 94, q die Ladung eines Elektrons, A: die Boltzmann'sche Konstante und T die absolute Temperatur in °K sind. Für den Faktor k_x (Paar 80-81) ist

R_c = R_r und X =

^2kl

während für A-,

R_c = 0,65 R_e und X = 3,701

2Α-Γ

k. = lanh K

A, = 0,65 tanh (3,701 K).

sind.

(6) 65 Die Spannung K läßt sich entsprechend der Darstellung in Fig. 5 entweder durch Voreinstellung des Spannungsteilers mit Werten entsprechend dem Durchmesser der angeschalteten Kabeladern ableiten oder kann

empirisch durch Einstellen der Anzapfung am Widerstand 63 derart, daß die Gesamtreflexionen der Übertragungsleitung ein Minimum werden, gewonnen werden.

Man beachte, daß eine aktive Gabelschaltung gemäß Fig. 5 und den nachfolgenden Figuren eine Impedanzanpassung an die Übertragungsleitung 50 ergibt, die über einen extrem breiten Frequenzbereich frequenzunabhängig ist und außerdem für unterschiedliche Durchmesser von Adern im Fernsprechkabel einstellbar ist. Die Verwendung einer Norton- anstelle einer Thevenin-Äquivalentquelle ist eine zweckmäßige Auslegung, die die Kompliziertheit bei der Anpassung der gleichen Quellenimpedanz an unterschiedliche Aderndurchmesser auf ein Minimum bringt. Darüber hinaus sind die an diese aktive Gabelschaltung angelegten Spannungen völlig unabhängig von der Frequenz, so daß die auslöschende Überlagerung, von der die Wirkung der Gabelschaltung abhängt, über den gesamten Frequenzbereich konstant bleibt. Die Verwirklichung gemäß Fig. 5 erfordert jedoch drei Paraiieieiemente 57, 58,61 gegen Erde, von denen jedes Element die komplizierte Kombination gemäß Fig. 6 und 9 erforderlich macht.

Eine Möglichkeit zur Verringerung der Kompliziertheit ist in Fig. 10 dargestellt, bei der eine schwimmende Stromversorgung mit einer gemeinsamen Spannung V₀ und ein einzelnes, frequenzabhängiges, spannungsgesteuertes Impedanznetzwerk 21 verwendet werden. Statt eine frequenzunabhängige Spannung an die Übertragungsleitung zu liefern, gibt diese Schaltung einen frequenzunabhängigen Strom ab. Der Strom wird über dem Impedanzelement 100 durch einen Differenzverstärker 101 abgefühlt, dessen Ausgangssignal an einen Differenzverstärker 102 gelangt. Die Impedanzelemente 100 und 103 entsprechen den Impedanzen 71 bzw. 70 in Fig. 8 und sind unter Verwendung von Spannungsmultiplizierern 104 und 105 als Miller-Effekt-Impedanzmultipüzierschaltung mit zwei Knotenpunkten geschaltet. Die Spannungsmultiplizierer 104 und 105 stehen unter Steuerung einer Steuerspannung V" und werden im Summierverstärker 106 kombiniert, dessen Ausgangssignal an die rechte Seite der Impedanz 100 angeschaltet ist. Die durch die Batterie 107 dargestellte, schwimmende Stromversorgung liegt in Reihe mit einem Widerstand 108 im Emitterkreis des Transistors 109. Die von der Batterie 107 gelieferte Spannung wird mit dem Signal auf der Leitung 51 im Kombinierverstärker 110 unter Lieferung des Eingangssignals an die Basis des Transistors 109 kombiniert. Das gleiche Signal vom Verstärker 110 wird an den anderen Eingang des Verstärkers 102 gegeben, dessen Ausgangssignal am Differenzverstärker 111 liegt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 111 ist das an die Leitung 52 gelieferte Sendesignal. Die Batteriespannung V₀ der Batterie 107 wird mit der Steuerspannung V_r im Kombinierverstärker 112 zur Lieferung der Steuerspannung V" für die Multiplizierer 104 und 105 kombiniert. Die Versorgungsgleichspannung V₀ ist von der doppelt gerichteten Übertragungsleitung 50 durch Kondensatoren 113 und 114 getrennt. Die Verstärker 110, 111 und 112 haben den Zweck, die Spannung der schwimmenden Versorgung für Spannungen hinzuzuaddieren oder zu subtrahieren, die von Schaltungen außerhalb des örtlichen Erdpotentials für die schwimmende Stromversorgung 107 abgeleitet oder an diese geliefert werden.

Man beachte, daß eine schwimmende Stromversorgung in allen Anwendungsfallen erwünscht ist, ir. denen die aktiven Bauteile der Gabelschaltung auf Gleichspannungspegeln weit unterhalb denen auf der Übertragungsleitung versorgt werden müssen und eine Gleichspannungswandlung in jedem Fall erforderlich ist. Darüber hinaus sind die zur Trennung und Bezugsbildung Tür die Gabelschaltung erforderlichen Differenzverstärker 110,111 und 112 weit weniger aufwendig als die frequenzabhängigen, spannungsgesteuerten Impedanzen, die zur Verwirklichung der Schaltung nach F i g. 5 nötig sind. Es sei ferner darauf hingewiesen, daß die aktive Gabelschaltung nach der vorliegenden Erfindung mit Thevenin-Quellen-Äquivalenzschaltungen realisiert werden kann, wenn eine Anpassung an Aderndurchmesser nicht erforderlich ist und keine Probleme hinsichtlich der erforderlichen großen Ka pazitätswerte auftreten.

Die elektronischen Gabelschaltungen nach der Erfindung sind im wesentlichen unabhängig von der Frequenz, da entsprechend der Darstellung in Fig. 2 die niederfrequente Impedanz sowohl für Frequenzänderungen als auch Veränderungen des Aderndurchmessers bis herab zu Frequenzen weit unterhalb des tatsächlichen Betriebsbereiches genau nachgebildet wird. Die hochfrequente Impedanz ist dagegen im wesentlichen konstant für alle höheren Frequenzen oberhalb des unteren Bandes. Die extreme Breitbandgüte der Gabelschaitungen nach der Erfindung macht sie für eine Breitband-Zeichenübertragung geeignet, die bei Digitalübertragungen hoher Geschwindigkeit erforderlich ist. Die Gabelschaltungen können daher in Digitalübertragungsanlagen hoher Geschwindigkeit eingesetzt werden, die über normale, im bestehenden Fernsprechnetz verfügbare Adernpaare betrieben werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektronische Gabelschaltung (Fig. 1) mit einem Sendeanschluß (12), einem Empfangsanschluß (11), einem doppelt gerichteten Zweidrahtanschluß (10), einer zwischen dem Empfangsanschluß und dem Zweidrahtanschluß gekoppelten Schaltung (14) zur Umwandlung unsymmetrischer Signale in symmetrische Signale, einer zwischen den Zweidrahtanschluß und den Sendeanschluß gelegten Schaltung zur Umwandlung symmetrischer Signale in unsymmetrische Signale, und mit einem Differenzverstärker (16), dessen Eingänge an den Empfangsanschluß und den Ausgang der Schaltung zur Umwandlung symmetrischer in unsymmetrische Signale und dessen Ausgang mit dem Sendeanschluß verbunden sind, gekennzeichnet durch eine frequenzabhängige, spannungsgesteuerte Anpaßimpedanz (13), die zwisehen den Ausgang der Schaltung (14) zur Umwandiung unsymmetrischer in symmetrische Signale und den Zweidrahtanschluß (10) geschaltet ist.

2. Elektronische Gabelschaltung nach Anspruch

1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßimpedanz (13) wenigstens eine Thevenin-Äquivalenz-Quel-Ienimpedanz (Fig. 3, 37 oder 38) aufweist, die in Reihe mit einer Seite des Zweidrahtanschlusses geschaltet ist.

3. Elektronische Gabelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßimpedanz wenigstens eb; Norton-Äquivalenz-Quellenimpedanz (Fig. 4, 57 oder 58) aufwist, die parallel zu dem Zweidrahtanscbluß geschaltet ist.

4. Elektronische Gabelschaltung, nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine schwimmende Stromversorgung (Fig. 10, 107), eine Einrichtung (113, 114) zur Trennung der Gabelschaltung von Gleichstrompegeln außerhalb der Gabelschaltung, eine Einrichtung (110), die die Spannung der Stromversorgung zu Signalen addiert, die der Gabelschaltung zugeführt werden, und eine Einrichtung (111,112), die die Spannung der Stromversorgung von Signalen subtrahiert, welche die Gabelschaltung verlassen.

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