SE428856B - Elektronisk gaffelkoppling - Google Patents

Description

20 h) UI 40 8G0Le258f3 l\) beroende transmissionsegenskaper.

För undanröjande av dessa nackdelar har olika typer av trans- formatorlösa eller elektroniska gaffelkopplingar föreslagits. För- utom tillhandahållandet av de ovan beskrivna överföringsportarna måste en dylik gaffelkoppling även för tvåtrådsporten presentera en impedans som är lika med den anslutna tvåtràdsledningens karak- teristiska impedans. Vid en första approxímation har denna impe- dans hittills antagits vara en konstant, helt resistív impedans och enkla resistorer har utnyttjats för efterbildning av denna karakteristiska impedans. Det inses emellertid att den karakteris- tiska impedansen hos varje tvåtrådsledning uppvisar vissa frek- venskänsliga variationer, vilka, om de icke beaktas, ger upphov till distorsioner och obalanser vid signalöverföringen. Dessa distorsioner och obalanser kan ofta försummas, när gaffelkopp- lingen används för överföring av smalbandiga, analoga talsignaler, Den frek- venskänsliga karakteristiska impedansen tenderar att variera med såsom sådana som förekommer vid konventionell telefoni. träddimensionerna i telefonslíngan. p Vid moderna telefonsystem önskas möjlighet att ansluta bred- bandiga, digitala dataterminaler till dylika telefonslingor. Dif- ferentialtransformatorn och resistiva elektriska gaffelkopplingar har visat sig vara olämpliga för korrekt överföring av sådana bredbandiga digitala signaler. En dylik elektrisk gaffelkoppling beskrivs i US-patentskriften 4 064 377.

Det för uppfinningen utmärkande framgår av den kännetecknan- de delen av patentkravet 1.

I enlighet med en realisering av uppfinningen har en elek- tronisk gaffelkoppling åstadkommíts, vilken innefattar en frek- venskänslig impedanskrets, som är noggrant anpassad till den ka- rakteristiska impedansen hos en telefonslingas tvinnade lednings- par inom ett brett frekvensband. Denna karakteristiska impedans efterbildas noggrant inom ett stort frekvensomràde med hjälp av en impedans, vars storlek är omvänt proportionell mot kvadrat- roten av frekvensen i lågfrekvensområdet, men som är i huvudsak konstant i högfrekvensområdet.

Vid en utföringsform av uppfinningen är den karakteristiska impedansen realiserad av en shuntkopplad Norton-ekvívalent källa.

Denna konfiguration är icke endast enkel att realisera, utan har dessutom den fördelen att den möjliggör en spänningsstyrd anpass- ning av ett nät med fast impedans till en mängd olika ledardimen- 10 b! G 40 8004258-3 sioner i tvåtrådskretsen. Varje trâddimension ger upphov till en 1 något annorlunda karakteristisk impedans för låga frekvenser, varför en enda krets kan utnyttjas för beaktande av alla skilda tråddimensioner som används i telefonsystemet. l Uppfinningen kommer att beskrivas närmare i det följande under hänvisning till bifogade ritningar, där fig. 1 visar ett generellt blockschema för en aktiv gaffelkoppling, fig. 2 visar en grafisk, logaritmisk representation av den karakteristiska impedansens storlek hos en telefonslinga som funktion av frekven- sen, fig. 3 visar ett mera detaljerat blockschema för en aktiv gaffelkoppling som utnyttjar seriekopplade, frekvensberoende och spänningsstyrda impedanselement för anpassningen till den anslut- na telefonslingans karakteristiska impedans, fig. 4 visar ett mera detaljerat blockschema för en aktiv gaffelkoppling som ut- nyttjar shuntkopplade, frekvenskänsliga, spänningsstyrda impe- danselement för realisering av den anslutna telefonslingans ka- rakteristiska impedans, fig. 5 visar ett mera detaljerat kopplings- schema för den i fig. 4 visade aktiva gaffelkopp1ingen,fig. 6 vi- sar ett resistivt-kapacitivt nät som är användbart för realise- ring av de i fig. 2 átergivna karakteristiska impedanserna, fig¿_l visar ett generellt blockschema för frekvenskänsliga im- pedanselement som är användbara för realisering av de karakteris- tiska impedanserna enligt fig. Z, fig. 8 visar ett mera detalje- rat blockschema för en tvånods-Millereffekt-impedansmultiplice- .- ringskrets för realisering av den i blockform i fig. / visade impedansfunktionen, fig. 9 visar ett detaljerat kopplingsschema för en realisering av hyperbolisk-tangent-impedansfunktioner hos de i fig. S visade spänningsstyrda förstärkarna med variabel för- stärkning, och fig. 10 visar ett detaljerat blockschema för en förenklad aktiv gaffelkoppling enligt uppfinningen, vilken ut- nyttjar en flytande matningskälla och en enda frekvenskänslig, -spänningsstyrd impedans.

I fig. 1 visas ett generellt blockschema för en aktiv gaffel- koppling som har till uppgift att förbinda en tvâtrådig dubbel- riktad överföringslinje 10 med en enkelriktad mottagningslinje 11 och en enkelriktad sändningslinje 12. Den aktiva gaffelkopp- lingen enligt fig. 1 innefattar ett impedanselement 13, vilket är anpassat till överföringslínjens 10 karakteristiska impedans och sålunda förhindrar.reflektioner av signaler som anländer på överföringslinjen 10. Den obalanserade enkelriktade signal, som u , -___-wa - soøazss-3 4 10 I\) UI '_11 1D bl .H påtrycks på överföringslinjen 11, omvandlas'till'èn balanserad signal med hjälp av en förstärkare 14, vars_utsignal via den karakteristiska impedansen 13 tillförs till den tvåtrådiga över- föringslinjen 10. Den på överföringslinjen 10 anländande signalen tillförs via en förstärkare 15 till en differentialförstärkare 16. Signalen från linjen 11 tillförs till differentialförstärka- rens 16 andra ingång och sålunda överförda signaler subtraheras från den sammansatta dubbelriktade signalen på överföringslinjen 10 i differentialförstärkaren 16. Endast den signal som via över- föringslinjen 10 avges från en avlägsen signalkälla tillförs där- vid till överföringslinjen 12.

Det bör observeras att förstärkarna 14, 15 och 16 represen- terar konventionella konstruktioner av bredbandiga differential- förstärkare och att de rekombinationer som äger rum i förstärkar- na 15 och 16 är helt frekvensokänsliga. Kretskonfigurationen en- ligt fig. 1 förblir sålunda i sin helhet balanserad inom ett myc- ket brett frekvensband.

För att en aktiv gaffelkoppling av det i fig. 1 visade utfö- randet skall vara användbar för överföring av bredbandiga digita- la data måste konjugatarm-separationerna i gaffelkopplingen över- skrida S0 dB och måste dessutom göra detta inom ett frekvensområ- de från noll till hundratals kHz. Samtidigt måste en dylik gaffel- koppling bilda en avslutning med en mycket hög missanpassnings- dämpning inom samma frekvensområde och företrädesvis vara anpass- ningsbar till den mångfald kabelstorlekar som förefinnes i tele- fonanläggningen.

Den karakteristiska impedansen hos en transmissionslinje, såsom en telefonkabel, är given av 7 _ R + jQ)L ” _ G + jaJC där R, L, G och C representerar resistansen, induktansen, konduk- (1) tansen respektive kapacitansen per enhetslängd hos transmissions- kabeln.

Vid en första ordningens approximation antages att konduk- tansen G är försvinnande liten, representerad av läckningen hos kabeln. Moderna pappers- och plastisolerade kablar uppvisar så- dana smâ konduktanser. Om konduktansen G antages vara noll, leder sambandet (1) till två dominerande områden med olika frekvens- egenskaper för den karakteristiska impedansen med ett övergångs- område däremellan: 8ÛÛÄ258'3 5 10 20 '_11 Ln 40 (a) a)<< R/L (0-20 kHz) r_ g där den karakteristiska impedansen är i huvudsak omvänt propor- tionell mot frekvensen och är given av Z =\/R/j&)C, samt (b) Cd >> R/L (> 100 kHz) där den karakteristiska impedansen är i huvudsak en konstant och är given av Z =\/íïši Denna impedansfunktion visas i fig. 2.

Vid syntetisering av ett dylikt nät antages att en liten men begränsad konduktans G föreligger för undvikande av en singulari- tet vid origo. Detta medför att ett artificiellt tredje område introduceras, som i fig. Z representeras av en linje 20, där Cd << G/C konstant och konduktansen G är mycket liten.

I det fallet att parametrarna R, L, G och C vore helt frek- vensoberoende skulle den i fig. 2 återgivna karakteristiska impe- och där den karakteristiska impedansen återigen är dansen kunna syntetiseras med ett nät bestående av endast resi- stiva och kapacitiva element. Dessa primära konstanter per enhets- längd uppvisar emellertid ringa frekvensberoenden. Dessa beroen- den är tillräckligt små vid konventionella telefonkablar att de kan försummas för talfrekvensöverföring och datatjänster med låg hastighet. För mera krävande tjänster, såsom exempelvis digital bredbandssignalering, är det nödvändigt att frekvensforma dessa impedanser och dessutom variera dessa impedanser i beroende av den anslutna telefonkabelns dimension, eftersom lågfrekvensegen- skaperna varierar signifikant med kabeldimensionen.

I fig. 3 visas ett detaljerat blockschema för en aktiv gaf- felkoppling, som utnyttjar seríekopplade Thevenín-ekvivalenta källor för realiseríng av överföríngslinjens karakteristiska im- pedans. Därvid är en dubbelriktad överföringslinje 30 med hjälp av den aktiva gaffelkopplíngen ansluten till en enkelriktad mot- tagningslinje 31 och till en enkelriktad sändningslinje 32 via seriekopplade, frekvenskänsliga, spänningsstyrda impedanser 33, '37, 38 och 39, vilka vardera är likvärdiga med hälften av överfö- ringslinjens 30 karakteristiska impedans. En förstärkare 34 om- vandlar den obalanserade överföringssignalen på linjen 51 till en balanserad signal för tillföring till överföringslinjen 30.

Pâ överföringslinjen 30 mottagna signaler vidarebefordras via de frekvenskänslíga, spänníngsstyrda impedanserna 33 och 39 och kom- bineras additivt i en förstärkare 35, vars utsignal tillförs till en differentialförstärkare 36. Pâ de signaler tillförs till differentialförstärkarens 36 andra in- överföringslinjen 31 uppträdan- 10 Ex! u1 30 UI UI 40 ' 8004258-*3 gång i och för avgivning av en signal på säñdñingslinjen 32; från vilken den överförda signalen har avlägsnats. 6 I fig. 4 visas ett annat utförande av en aktiv gaffelkoppling för förbindning av en överföringslinje 50 med en enkelriktad mot- tagningslinje 51 och en enkelriktad sändningslinje 52. Den obalan- serade mottagningssignalen på linjen 51 omvandlas åter till en balanserad signal i en förstärkare 54 och tillförs till överfö- ringslinjen 50. Ett par av Norton-ekvivalenta frekvenskänsliga, spänningsstyrda impedanser 57 och 58 är shuntkopplade över överfö- ringslinjen 50. På överföringslinjen 50 mottagna signaler tillförs via en förstärkare 55 till en differentialförstärkare 56, där de differentiellt kombineras med signalerna på mottagningslínjen 51.

Den från differentialförstärakren S6 på sändningslinjen 52 avgiv- na signalen inbegriper sålunda endast de från en avlägsen källa via överföringslinjen 50 mottagna signalerna.

I fig. 5 visas ett mera detaljerat kopplingsschema för en elektronisk gaffelkoppling som utnyttjar shuntkopplade variabla impedanser såsom visas i fig. 4. För motsvarande element i fig.4 och 5 användes samma hänvisningsbeteckningar. Den enkelriktade_ mottagningslinjen 51 och den enkelriktade'sändningslinjen 52 är kopplade till en dubbelriktad överföringslinje 50 med hjälp av den i figuren visade gaffelkopplingen. Den enkelriktade mottag- ningslinjen 51 är ansluten till baselektroden hos en transistor 60, som har en spänningsstyrd impedans 61 ansluten i sin emitter- krets. Impedansen 61 är anpassad till linjens impedans och är styrd av en spänning VS, som, såsom framgår av fig. 5, kan vara härledd från en hmßtantspänningskälla 62 med hjälp av en variabel resistans 63. Värdet av impedansen 61 är lika med någon multipel, såsom hälften av överföringslinjens 50 karakteristiska impedans och ger ett impedansvärde liknande det som visas i fig. 2. Tran- sistorns 60 kollektor är jordad via en resistor 64 och är anslu- ten till basen hos en transistor 65. Transistorns 65 kollektor- -emittersträcka är förspänd med hjälp av resistorer 66 och 67 och transistorn omformar den på sin bas påtryckta obalanserade signa- len till en balanserad signal, vilken tillförs till baserna hos utgångstransistorer 68 och 69. Emittrerna hos transistorerna 68 och 69 är anslutna till jordpotential, medan kollektorerna är an- slutna till den dubbelriktade överföringslinjens 50 A-ledare res- pektive B-ledare. Mellan överföringslinjens 50 A-ledare och B-le- dare är två spänningsstyrda, frekvenskänsliga impedanser 57 och 10 \.l 80014-258-3 58 anslutna, vilka har samma impedansvärden som impedansen 61 och är styrda av samma spänning VS.

Såsom framgår av fig. 4 är överföringslinjens 50 ledare an- slutna till en summeringsförstärkare 55, vars utsígnal tillförs till differentialförstärkarens 56 ena ingång. Förstärkarens S6 andra insignal erhàlles från den enkelriktade mottagningslínjen 51. Förstärkarens 56 utsignal utgörs av den mottagna signalen, vilken avges till den enkelriktade sändningslínjen 52.

För realisering av de i fig. 1, 3, 4 och 5 visade frekvens- känsliga impedanserna inses till en början att realisering med avseende på impednnspoler i stället för ímpedansnollställen inne- bär större kondensatorvärden och därför har admittans-realíse- ringsformen tillämpats. En dylik frekvenskänslíg impedanskrets visas i fig. 6, motsvarande en god approximation av impedansen hos ett tvínnat par med tràddiametern 0,644 mm i en telefonkabel.

Komponentvärdena för kondensatorerna och resistorerna i fig. 6 framgår av tabell I.

Tabell I Cl = 0,04436apF C2 = O,12953 pF C3 = 0,050319 pF C4 = 0,04950S PF R1 = 1087,347 ohm R2 = 459,679 ohm RS = 455,674 ohm R4 = 44,868 ohm RS = 91,000 ohm En impedans med det önskade värdet kan givetvis realiseras antingen i Foster-form (serie- eller shuntkoppling) eller av en Cauer-form av serie- och shuntelement.

Den dimensionsberoende karakteristiska ímpedansen hos ett telefontrâdpar kan representeras av en impedans av formen - där 21 svarar mot trådparets lågfrekvensegenskaper med en artifi- ciellt införd liten konduktans G och Z, är en konduktans lika med 91 ohm, som svarar mot trådparets högfrekvensimpdans. Både 21 och ZZ kan realiseras såsom visas i fig. 6. Storheterna C1(N) och C,(N) är funktioner av tràddimensionen N. Ü En krets för realisering av sambandet enligt ekvation (2) 10 15 8 r auouzssës visas i fig. 7, där ekvation (2) omskrivits såsom: (nr-Q i _1- z(.\=) = Az1___- + B22 -__-r (S) (1+k1+k2) r(1+k1+k2) där (1+k1) C192) - ------ (4) (1+k1+k2) och 1 C205) = B --:- (S) -(1+k1+1<,) varvid A och B är konstanter.

Impedansfunktionen enligt ekvation (3) kan realíseras med en tvänods-Millereffekt-impedansmultiplíceringskrets såsom visas för ett godtyck- ligt antal noder. Konstanterna A och B väljes exempelvis för an- i fig. 8. Denna krets kan givetvis generaliseras passning till parametrarna hos ett tvinnat par med trâddíametern 0,405 mm till A lika med 1,85 och B lika med 1,25, Med dessa vär- den kommer kretsen enligt fig. 8 att vara anpassad till ett tråd- par med tråddiametern 0,405 mm när värdena av impedansmultiplika- torerna kï och kz är lika med 0. De nödvändiga värdena på k1 och kz för anpassning till de skilda tråddiametrar som för närvarande är i bruk, under antagande av ovanstående värden för konstanterna A och B, visas i tabell II. _ Tabell II N (mm) k1 k, 0,912 -0,6l55 I 0,6317 0,644 _p,3243 0,S743 0,511 -0,1634 0,3539 0,405 0 0 Kretsen enligt fig. 8 innefattar en RC-impedans 70 och en resistiv impedans 71 av de utföranden som visas för 21 respektive i fig. 6. Inspänningen V1 över de seriekopplade impedanserna 7 "2 70 och 71 pátrycks på en spänningsmultiplíceríngskrets 72, som har en av en styrspänning VC styrd multiplíkationsfaktor. Spän- _ ningen V vid mittpunkten mellan impedanserna 70 och 71 påtrycks 2 på en spänningsmultipliceríngskrets 73, som likaså är styrd av en st rs ännínfl V'. Utsiflnalerna från s ännin smulti licerin skret- Y P s C s P E P E 10 15 8004258-3 9 arna 72 och 73 kombineras additivt i en summeringskzets 74, vars ntsignal tillförs till den återstående klämman på impedansen 71.

De erforderliga värdena på k] och kz kan realiseras genom hyperbolíska tangentfunktioner av styrspänningen VC, där (6) = -tanhVC och Realíseringen av de hyperbolíska tangentfunktionerna kan ske med hjälp av emitterkopplade mottaktssteg av den i fig. 9 visade typen. 0,65 tanh(3,701V I fig. 9 visas en realisering av de såsom element 72 och 73 i fíg. 8 visade multipliceringskretsarna för hyperbolisk tangent- _ funktion. Ett första emitterkopplat mottaktssteg innefattar tran- sistorer 80 och 81, vilka har sina kollektorelektroder förspända via resistorer 82 och 83 och sina emitterelektroder sammankoppla- de till kcllektorn hos en transístor 84. Transístorns S4 emitter är via en resistor 85 ansluten till jordpotential. Spänningen V1 . från fig. 8 är kopplad till transistorns S4 bas. Transístorns 81 20 25 30 35 bas är jordad medan transistorns S0 bas är styrd av styrspänningen VC.

S1 kollektor representerar en hyperbolisk funktion och är kopplad till en differentialförstärkare 86 med enhetsförstärkníng, vars utsignal representerar den hyperboliska tangentfunktionen k1Y1.

Ett liknande emitterkopplat mottaktssteg utnyttjas för att realisera den andra spänningsmultipliceringskretsen 73 i fíg. 8.

Spänningen mellan transistorns 80 kollektor och transistorns Detta steg innefattar transistorer 90 och 91, vilkas kollektorer- är förspända via resistorer 92 och 93. Transistorernas 90 och 91 emittrar är sammankopplade till kollektorn hos en transistor 94, vars emítter via en resistor 95 är ansluten till jordpotentíal. pátryckt på transistorns 94 bas, jordad. Styrspänningen pá transis- en spänningsdelare innefattande re~ alstring av en spänning Vä lika av ekvation (7). Spänningen mellan Spänningen V2 från fig. 8 är medan transistorns 91 bas är torns 90 bas är härledd från _sistorer 97 och 98 i och för med VC/3,701 såsom erfordras transistorernas 90 och 91 kollektorer är inverterad och pátryckt på en differentialförstärkare 96 med enhetsförstärkning, vars ut- signal representerar den hyperboliska tangentfunktionen k,Y,, Förstärkningen hos varje emitterkopplat mottaktssteg_med en differentialförstärkare med enhetsförstärkning är given av: 10 1sg lm) U1 UI U1 10 Git? där X är den påtryckta spänningen, R¿ är resistansen i kollektor- R c - tanh Re kretsarna hos transistorerna 80-81 eller 90-91, Re är resistan- sen i emitterkretsen hos transistorn 84 eller 94, q är den abso- luta laddningen hos en elektron, k är Boltzmanns konstant och T är den absoluta temperaturen i grader Kelvin. För multiplika- ' torn k1 (paret 80-81) är Rc = Re och X 2kT/qvc, medan för kz gäller att RC = 0,65 Re och X = 3,701 (2kT/q). Spänningen VC kan härledas såsom visas i fig. 5 antingen genom förinställning av spänningsdelaren med spärrorgan i motsvarighet till den anslutna ledningens dimension eller härledas empiriskt genom variering av uttaget på resistorn 63 i och för minimering av den totala re- flektionen från överföringslinjen.

Det bör observeras att en enligt fig. 5 och följande figurer realiserad aktiv gaffelkoppling ger en impedansanpassning till överföringslinjen 50 som är frekvensokänslig över ett extremt stort frekvensområde och som dessutom är justerbar för olika trâddimensioner i telefonkabeln. Användningen av en Norton- i stället för en Thevenin-ekvivalent källa utgör ett önskvärt kon- struktionsval, vilket leder till minsta möjliga komplikatione- grad vid anpassningen av samma källimpedans till skilda tråddi- mensioner. De på denna aktiva gaffelkopplíng pâtryckta spänning- arna är vidare helt frekvensoberoende, så att den skadliga stör- ning, av vilken gaffelkopplingens verkan beror, förblir konstant inom hela frekvensområdet. Realiseringen enligt fig. 5 kräver emellertid tre shuntelement 57, 58 och 61 kopplade till jord, vilka vardera innefattar de komplicerade elementkombinationerna enligt fig. 6 och 9. I Ett sätt att reducera komplikationsgraden visas i fig. 10, där en flytande matningskälla utnyttjas med en gemensam spänning I stället'för avgivning av en frekvensoberoende spänning till och ett enda frekvensberoende, spänningsstyrt impedansnät 120. överföringslinjen avger denna krets en frekvensoberoende ström.

Denna ström avkänns över impedanselementet 100 av en differential- förstärkare 101, vars utsignal tillförs till en differentialför- stärkare 102. Impedanselementen 100 och 103 svarar mot impedanser-4 na 71 respektive 70 i fig. 8 och är kopplade i en tvånods-Miller- effekt-ímpedansmultipliceringskrets med användning av spännings- 8004258-3 10 Z0 25 40 aoouzss-3 H multiplicerare 104 och 105. Dessa spänningsmultiplicerare 104 och 105 styrs med hjälp av en styrspänning VC" och kombineras i en summeríngsförstärkare 106, vars utsignal är pàtryckt på den ena änden av impedansen 100. Den flytande matningskällan represente- rad av batteriet 107 är seriekopplad med en resistor 108 i emit- terkretsen hos en transistor 109. Den av batteriet 107 avgivna spänningen kombineras med signalen på linjen 51 i en kombinerings- förstärkare 110 i och för alstring av en insignal på transistorns 109 bas. Samma signal från förstärkaren 110 tillförs till den återstående ingången pà förstärkaren 102, vars utsignal kopplas till en differentialförstärkare 111. Förstärkarens 11 utsignal utgör den på linjen 52 avgivna sändningssignalen. Batterimatnings- spänningen YO från batteriet 107 kombineras med styrspänníngen VC i en kombineringsförstärkare 112 i och för alstring av styr- spänningen VC" för multiplicerarna 104 och 105. Matningslikspän- ningen V0 är isolerad från den dubbelriktade överföringslinjen 50 med hjälp av kondensatorer 113 och 114. Förstärkarna 110, 111 och 112 tjänar till addering eller subtrahering av matningsspän- ningen med avseende på spänningar uttagna från respektive avgivna till kretsar utanför den lokala gemensamma jorden för den flytan- de matníngskällan 107.

I Det bör observeras att en flytande matningskälla är önskvärd vid varje tillämpning där gaffelkopplingens aktiva element måste aktiveras vid likspänningsnivåer väl nedanför de nivåer som exi- sterar på överföringslinjen och en likspänningsomvandling är i varje fall erforderlig. Dessutom är de extra differentialförstär- karna 110, 111 och 112, vilka är nödvändiga för isolerings- och referensändamål hos gaffelkopplingen, mycket mindre kostsamma att realisera än de frekvenskänsliga, spänningsstyrda impedanser, som erfordras för realiseringen enligt fig. S.

Det bör vidare observeras att den aktiva gaffelkopplingen -enligt uppfinningen kan realiseras med hjälp av Thevenin-ekviva~ lenta källor, om anpassning till tråddimension icke erfordras och «om inga problem uppstår vid realiseringen av de därvid erforder- liga större kapacitansvärdena.

De genom uppfinningen realiserade elektroniska gaffelkopp- lingarna är i huvudsak frekvensoberoende, eftersom, såsom framgår av fig. Z, lágfrekvens-impedansen noggrant efterbildas både för variationer i frekvens och variationer i tråddimension ned till frekvenser nedanför det verksamma driftbandet. Högfrekvens-impe- 12 _ eaooazsá-3 dansen är å andra sidan i huvudsak konstant för alla högre frek- venser ovanför detta lägre band. De extremt_goda bredbandsegen- skaperna hos gaffelkopplingarna enligt upfifinníngen gör dem ända- målsenliga för bredbandssígnalering såsom exempelvis vid digital höghastíghetsöverföring. Dessa gaffelkopplingar är därför använd- bara i digitala höghastíghets-överföringssystem som arbetar med konventionella tvinnade trådpar i befintliga telefonnät. _ ..-_.~- . ..._....-.-__._____.._

Claims (4)

890111258-3 13 Patentkrav W M..U_g. _", im. _W“ _

1. Elektronisk gaffelkoppling innefattande en sändníngsport (12), en mottagningsport (11), en tvåvägsport (10), en krets (14) för omvandling av en obalanserad signal till en balanserad signal ansluten mellan nämnda mottagningsport och nämnda tvåvägs- port, en krets för omvandling av en balanserad signal till en obalanserad signal ansluten mellan nämnda tvávägsport och nämnda sändningsport, och en differentialförstärkare (16) med ingångar anslutna till nämnda mottagningsport och till utgången på nämnda krets för omvandling av en balanserad signal till en obalanserad signal och med en utgång ansluten till nämnda sändningsport, k ä nun e t e c k n a d av att en frekvenskänslíg, spännings- styrd anpassningsimpedans (13) är ansluten mellan utgången på nämnda krets för omvandling av en obalanserad signal till en balanserad signal och nämnda tvåvägsport.

2. Elektronisk gaffelkoppling enligt kravet 1, k ä n n e- t e c k n a d av att nämnda anpassningsimpedans (13) innefattar minst en Thevenin-ekvivalent källimpedans (fig. 3, 37 eller 38) som är seriekopplad med nämnda tvävägsports ena klämma.

3. Elektronisk gaffelkoppling enligt kravet 1, k ä n n e- t e c k n a d av att nämnda anpassningsimpedans innefattar minst en Norton-ekvivalent källimpedans (fig. 4, 57 eller 58) som är shuntkopplad med nämnda tvåvägsport.

4. Elektronisk gaffelkoppling enligt kravet 3, k ä n n e- t e c k n a d av en flytande matningskälla (fig. 10, 107), av organ (113) för isolering av gaffelkopplingen från líkströmsní- vàer utanför gaffelkopplingen, av organ (110) för adderíng av nämnda matningskällas spänning till i gaffelkopplingen inmatade signaler, och av organ (111, 112) för subtrahering av nämnda matníngskällas spänning från signaler avgivna från gaffelkonp- lingen.