KR101063653B1 - 교란된 라인의 루프 테스트용 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 루프(2, 3)의 싱글-엔디드 테스트에 관한 것이다. 테스트 장치(TD1)는 라인(2)을 통하여 원격 장치(3)에 접속된다. 원격 장치는 전력이 온되어 간헐적으로 핸드쉐이크 신호(HS1)를 송신하는데, 이것이 루프 테스트를 교란할 수 있다. 수신 및 계산 유닛(RE1)은 핸드쉐이크 신호(HS1)를 검출하고 중지 신호(NAK-EF)를 원격 장치에 송신하도록 송신 유닛(SD1)에 명령한다. 원격 장치는 시간의 소정 사일런트 기간 동안 중지되며, 이 동안에 테스트 또는 테스트 중 일부가 수행된다. 필요로 되는 경우, 핸드쉐이크 신호의 중지는 반복된다. 테스트 장치는 광대역 루프 테스트 신호(S1)를 송신하고 사일런트 기간 동안 반사된 신호(S2)를 수신한다. 주파수 의존 에코 전달 함수는 신호(S1, S2)로부터 발생되며 라인의 길이(L)와 같은 라인(2)의 희망하는 특성을 발생시키는데 사용된다.
루프 테스트, 싱글-엔디드 테스트, 핸드쉐이크 신호, 중지 신호, 전달 함수.

Description

교란된 라인의 루프 테스트용 방법 및 장치{METHOD AND ARRANGEMENT FOR LOOP TEST OF A DISTURBED LINE}
본 발명은 원단 장치(remote end device)로부터 교란을 겪는 신호 라인의 싱글-엔디드 테스트의 영역에서의 방법 및 장치에 관한 것이다.
현재의 전기통신에서, 광대역 송신을 위하여 기존의 구리 와이어를 사용하는 것이 경제적인 관점에서 필수적이다. 종종 연선 구리 루프(twisted-pair copper loop) 또는 구리 액세스 라인이라 칭하는 이러한 구리 와이어는 특히 광대역 관점에서 매우 상이한 특성을 갖는다. 그러므로, 전기통신 운영자들은 자신의 송신 용량을 충분히 사용할 수 있도록 하기 위하여 라인의 특성을 테스트하는데 큰 관심을 갖는다. 상술된 것들이 Walter Goralski에 의한 논문 "xDSL Loop Qualification and Testing", IEEE Communications Magazine, May 1999, page 79-83에 논의되어 있다. 상기 논문은 또한 테스팅 가능성 및 테스트 장비를 논의하고 있다.
구리 라인의 송신 특성은 Jose E. Schutt-Aine에 의한 논문 "High-Frequency Characterization of Twisted-Pair Cables", IEEE Transactions on Communications, Vol. 49, No. 4, April 2001에 더 면밀히 논의되어 있다. 높은 비트 레이트 디지털 가입자 연선 케이블의 전파 파라미터는 전파 방법 모델에 의해 추론된다. 송신 라인의 특성에서의 주파수 의존도 및 이것들에 대한 표피 효과의 영향이 연구된다.
라인의 송신 특성을 테스트하는 것은 라인의 일단으로부터 테스트 신호를 송신하고 이것을 타단에서 측정하는 소위 이중 엔드 테스트에 의해 수행된다. 상기 방법은 노동 집약적이고 비용이 많이 든다. 더 자주 사용되는 방법은 라인의 일단으로부터 테스트 신호를 송신하고 반사된 펄스에 대해 측정하는 소위 싱글-엔디드 루프 테스팅(SELT)이다. Stefano Calli 및 David L Waring에 의한 논문: "Loop Makeup Identification Via Single Ended Testing: Beyond Mere Loop Qualification", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 20, No. 5, June 2002에서, 싱글-엔디드 테스팅과 관련되는 상이한 형태의 라인 불연속 및 발생된 에코의 영향이 논의되어 있다. 에코를 처리하는 수학적인 방법이 제공되며, 상기 방법의 실험적인 검증이 또한 제공되어 있다.
SELT를 수행하기 위하여 실습-형 측정 장치(laboratory-type measurement device)를 사용하는 것이 기술적인 관점에서 명백하게 선택된다. 그러나, 이와 같은 장치를 사용하는 것은 비용이 많이 든다. 이것과 관계없이, 측정은 라인의 원단에 접속되는 고객 구내 장비(CPE)가 핸드쉐이크 절차를 수행하는 것을 시도하고 있을 때 발생하는 교란에 의해 영향을 받을 수 있다. 핸드쉐이크 절차는 라인 상의 측정된 에코-주파수 응답 및 정상 잡음을 분석하는 것을 어렵게 한다.
싱글-엔디드 테스트시에, 실습 장치 대신, 루프 언더 테스트(loop under test)를 위한 측정 장치의 일부로서 송수신기를 사용하는 것이 유용하다. 그러나, 광대역 통신 송수신기는 완전한 전압 발생기가 아니며, 측정에서 왜곡을 도입한다. 이러한 왜곡을 제거하는 방법이 Thierry Pollet에 의한 표준화 논문:"How is G.selt to specify S11(calibrated measurements)?", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OJ-091; Osaka, Japan 21-25 October, 2002에 논의되어 있다. 교정 동안 발생되는 송수신기 파라미터를 포함하는 하나의 포트 스캐터링 파라미터(S11)에 기초한 교정 방법(calibration method)이 제공된다. 또한, Thierry Pollet에 의한 표준 논문:"Minimal information to be passed between measurement and interpretation unit", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OC-049; Ottawa, Canada 5-9 August, 2002에서, 하나의 포트 스캐터링 파라미터(S11)가 논의되어 있다. 또한, SELT용 송수신기를 사용할 때, 원격 CPE는 핸드쉐이크 절차를 수행하도록 시도함으로써 측정을 교란할 수 있다.
본 발명은 CPE에 접속된 구리 액세스 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에 대한 핸드쉐이크 절차의 영향을 피하는 방법의 상술된 문제점에 관한 것이다. 라인이 비활성화된 채로 유지되는 한, CPE 상으로 전력이 공급되면 간헐적인 핸드쉐이크 신호를 송신하는 핸드쉐이크 절차를 수행하는 것이 시도될 것이다. 이러한 핸드쉐이크 신호로 인하여, 접속된 CPE 모뎀이 전력 온(power on)될 때, 측정된 에코-주파수 응답을 분석하는 것이 어렵다.
송수신기가 라인의 싱글-엔디드 테스트에서 사용될 때, 다른 문제점이 발생한다. 상기 문제점은 또한 송수신기 자체의 SELT 측정에 대한 영향을 보상하는 방법이다.
또 다른 문제점은 보상에 대한 송수신기 값을 발생시키고 저장하는 방법이다.
상기 문제점은 다음의 방식으로 해결된다. 핸드쉐이크 절차에서, CPE는 소정의 주파수의 간헐적인 협대역 신호, 핸드쉐이크 톤을 송신한다. 핸드쉐이크 톤은 SELT 측정을 수행하는 장치에 의해 검출되며, 일정 시간 간격 동안 중지된다. 핸드쉐이크 톤의 반복된 중지 이후에 필요한 경우, 이러한 간격 동안, SELT 측정이 수행된다.
SELT 측정용 송수신기를 사용할 때, 이와 관련된 문제점은 전형적인 광대역 통신 송수신기인 테스트 송수신기를 교정함으로써 해결되며, 송수신기 모델 값을 발생시킨다. 이러한 값은 테스트될 루프에 접속되는 통신용 송수신기에 저장되어 상기 송수신기에서 사용된다. 루프에 의해 반사되는 바와 같은 테스트 신호는 루프 테스트 결과를 제공하는 통신 송수신기에서 측정된다. 통신 송수신기 자신의 이러한 결과에 대한 영향은 저장된 송수신기 모델 값의 도움으로 보상된다.
본 발명의 목적은 라인의 SELT 테스팅에 대한 송수신기의 영향을 보상하는 것이다.
또 다른 목적은 보상을 위한 송수신기 값을 발생시키고 저장하는 것이다.
본 발명에 의한 장점은 CPE가 자신의 간헐적인 핸드쉐이크 라인을 송신할 때, 액세스 라인의 SELT 측정이 수행될 수 있다는 것이다.
본 발명에 의한 다른 장점은 구리 액세스 라인의 SELT 측정에 대한 송수신기의 영향이 보상될 수 있다는 것이다.
부가적인 장점은 보상용 송수신기 값이 발생되어 저장될 수 있고, 테스트된 하드웨어와 동일한 하드웨어에 기초하여 모든 표준 광대역 송수신기에 대해 인가될 수 있다는 것이다. 그러므로, 실제 송수신기를 교정하는 값비싼 절차가 제거될 것이다.
또 다른 장점은 발생된 송수신기 값이 용이하게 이해 가능한 의미를 갖는다는 것이다.
또 다른 장점은 테스트 송수신기가 통신용으로 사용된 송수신기들 중 어느 하나일 수 있다는 것이다.
본 발명은 이제 실시예 및 첨부된 도면을 참조하여 더 면밀히 서술될 것이다.
도1은 테스트 장치 및 송신 라인에 대한 개략적인 간단한 블럭도.
도2는 핸드쉐이크 톤을 갖는 주파수도.
도3은 주기적인 핸드쉐이크 시퀀스를 갖는 시간도.
도4는 SELT 측정에 대한 흐름도.
도5는 송수신기 및 라인에 대한 개략적인 간단한 블럭도.
도6은 송수신기의 일부 및 라인에 대한 개략적인 다소 더 상세한 블럭도.
도7은 공지된 값의 임피던스에 접속된 송수신기에 대한 개략적인 블럭도.
도8은 송수신기 특성 값의 발생에 대한 흐름도.
도9는 라인에 대한 임피던스 값의 발생에 대한 흐름도.
도1은 디지털 가입자 라인(2)(DSL)을 통하여 고객의 구내에서의 원격 장치(3)에 접속되는 중앙 사무실에서의 테스트장치(TD1)에 대한 개략적인 간단한 블럭을 도시한 것이다. 라인은 테스트 장치의 종단으로부터 보여지며, 이러한 종단을 라인의 근단이라고 칭하는 반면, 장치(3)에서의 타단을 원단으로서 나타낸다. 라인(2)은 상이한 주파수 범위에서 신호 감쇠와 같은 일정 특성을 갖는 길이 L의 종래의 구리 라인이다. 테스트 장치는 송신 장치(SD1), 수신 장치(RE1) 및 동기화 장치(SH1)를 갖는다. 동기화 장치는 송신 장치(SD1) 및 수신 장치(RE1)에 접속되며, 상기 송신 장치는 차례로 라인(2)에 접속된다.
상술된 바와 같이, 네트워크 운영자가 광대역 송신을 위하여 기존의 구리 라인(2)을 사용할 수 있는 것이 필수적이다. 그러므로, 운영자는 길이(L), 신호 감쇠 및 송신 용량과 같은 라인 특성을 인지해야만 한다. 이러한 특성은 통상적으로 측정 이후에 결정될 수 있고, 이 측정은 유용하게도, 소위 싱글-엔디드 루프 테스트(SELT)로서 라인의 근단으로부터 수행된다. 파라미터는 송신되고 반사된 테스트 신호를 사용하여 추정될 수 있는 라인 입력 임피던스(Zin(f))에 관련된다.
테스트 장치(TD1)는 이와 같은 테스트 신호, 즉, 원격 장치(3)에 의해 반사되고 반사된 신호(S2)로서 테스트 장치에서 측정되는 광대역 루프 테스트 신호(S1) 를 송신한다. 몫(quotient)(S2/S1)의 도움으로, 라인(2)의 파라미터가 이하에 상세히 설명되는 바와 같이 결정될 수 있다. 그러나, 반사된 신호(S2)의 측정은 핸드쉐이크 절차를 수행하려고 시도하는 원격 장치(3)에 의해 교란될 수 있다. 이러한 교란을 피하기 위하여, 우선 핸드쉐이크 신호가 존재하는지가 검출되어야만 한다.
핸드쉐이크 절차 동안, 원격 장치(3)는 신호(S2)와 간섭할 수 있고, 라인 측정을 더 어렵게 하는 협대역 핸드쉐이크 신호(HS1)를 간헐적으로 송신한다. 그러나 간섭하는 핸드쉐이크 신호는 검출될 수 있다. 본 실시예에서 사용된 루프 테스트 신호(S1)는 0-1104 kHz 또는 그보다 높은 범위의 주파수를 갖는다. 이것은 소위 다중 톤 신호와 부합하는 다수의 직교 주파수 포인트를 갖는 측정 신호를 기초로 한다. 이 신호는 ADSL 표준 ITU-T G.992.1에서 변조용으로 사용된다. 그러므로, 이 주파수 범위(0-1104 kHz)에서 반사된 신호(S2)를 측정하는 테스트 장치는 핸드쉐이크 신호를 검출하는데 사용될 수 있다. 0-276 kHz 또는 그보다 높은 범위의 잡음 신호가 또한 테스트 장치에 의해 측정될 것이며, 이 측정치는 또한 핸드쉐이크 신호(HS1)를 검출하는데 사용될 수 있다. ITU-T 표준 G.994.1에 기인한 표준화된 DSL 송신에서의 핸드쉐이크 신호는 평이한 DPSK 방식으로 변조된 협대역 신호를 사용한다. 핸드쉐이크 신호의 제한된 대역폭으로 인하여, 이러한 핸드쉐이크 신호의 개별적인 주파수 위치를 구별하는 것이 상당히 간단하다. 예를 들어, ADSL에서, 주파수(f0 = 4.3125 kHz)에 기초하여, 세 세트의 필수적인 상향 핸드쉐이크 톤이 존재한다:
ADSL 에넥스 A : N=[9, 17, 25]
ADSL 에넥스 B : N=[37, 45, 53]
ADSL 에넥스 C : N=[7, 9]
핸드쉐이크 톤은 주파수 F = N x f0를 갖는다. 상기 톤 중 하나 이상은 특정 에넥스 세팅을 위한 핸드쉐이크 동안 송신될 수 있다.
상기 핸드쉐이크 신호는 주파수에 대한 평균값 잡음 플로어(mean value noise floor)를 전달하는 잡음 측정에서 협대역 교란으로서 관측될 수 있다. 도2에서, 이와 같은 잡음 측정에서의 핸드쉐이크 톤 교란이 도시되어 있다. 상기 도면은 가로좌표 상에서 kHz의 주파수(f)를 가지며 세로좌표 상에서 dBm/Hz의 신호 레벨(A)을 가지는 도면이다. 대략 200 kHz부터 그리고 그 이상의 주파수 범위에서, 잡음(NS1)은 다소 일정한 레벨을 갖는다. 0-200 kHz에서, 핸드쉐이크 신호(HS1)가 관측될 수 있다. 상기 도면은 접속된 특정 원격 장치(3)가 핸드쉐이크 동안 활성인 네 개의 톤을 갖는 것을 도시한 것이다. 스펙트럼에서 이러한 주파수 톤을 식별함으로써, 이것이 핸드쉐이크 톤의 필수적인 세트를 충족시키고, 에넥스 B로부터 선택적인 부가적 톤을 갖는 ADSL 에넥스 A 세트이라는 것이 드러난다.
더구나, 핸드쉐이크 톤은 표준화된 시간 방식에 따라서 송신된다. 상기 신호는 연속적인 것이 아니라, 라인이 중간에 사일런트(silent)로 유지되는 주기적인 간격으로 송신된다. 예를 들어, 표준 ITU-T G994.1은:
"NAK-EF 메시지가 임의의 상태로 수신되는 경우, 수신 스테이션은 즉시 최초 G.994.1 상태(HSTU-R에 대한 R-SILENT0, HSTU-C에 대한 C-SILENT1)로 복귀시키고 0.5s의 최소 기간 동안 사일런트로 유지된다. 그리고 나서, 이것은 다른 G.994.1 세션을 개시할 수 있다"는 것을 진술한다.
이것은 운영자가 테스트 장치(TD1)로부터 라인(2)의 SELT 측정을 수행하기를 희망하는 경우, 원격 장치(3)로부터 핸드쉐이크 절차가 중지될 수 있다는 것을 의미한다. 예를 들어, 도2에 도시된 바와 같은 핸드쉐이크 신호(HS1)는 수신 장치(RE1)에 의해 표시된다. 동기화 장치(SH1)는 적어도 0.5 초의 시간 간격 동안 핸드쉐이크 톤(HS1)을 중지시키는 NAK-EF 메시지를 송신하도록 송신 장치(SD1)에 명령한다. 이 간격 동안, 루프 테스트 신호(S1)가 동기화 장치(SH1)로부터의 명령을 통하여 송신 장치로부터 송신되고, 반사된 신호(S2)가 수신 장치(RF1)에서 수신된다. 라인(2)에 관한 충분한 정보를 얻기 위하여, 루프 테스트 신호(S1)를 재송신하고, SELT 측정 절차를 반복하는 것이 필요로 될 수 있다. 그리고 나서, 완전한 측정은 핸드쉐이크 신호와 동기화된 SELT 측정치를 나타내는 가로좌표 상에서 시간을 갖는 도면인 도3을 따를 것이다. 상기 도면은 SELT 측정을 위해 사용된 NAK-EF 메시지 및 인터리빙 시간 간격(TI1)보다 선행하는 핸드쉐이크 신호(HS1)를 도시한 것이다. 이것이 단지 시간 간격(TI1)에서 수행될 SELT 측정이라는 것을 주의해야만 한다. SELT 측정에 기초한 라인 특성에 관한 계산은 지속적으로 진행될 수 있다.
표준 ITU-T G.994.1에 대한 대안으로서, 핸드쉐이크에 대한 상이한 방법을 사용하는 ADSL 표준 ANSI T1E1.413이 있다.
상술된 SELT 측정 방법은 도4의 흐름도와 관련하여 요약될 것이다. 단계 (401)에서, 고객 구내 장비(CPE), 원단 장치(3)는 라인(2)의 원단에 접속된다. 단계(402)에서, 테스트 장치가 라인의 근단에 접속되고, 단계(403)에서, 핸드쉐이크 신호(HS1)가 CPE로부터 송신된다. 단계(404)에서, 핸드쉐이크 신호(HS1)가 수신 장치(RE1)에서 표시된다. 단계(405)에서, 핸드쉐이크 신호는 소정의 지속기간의 시간 간격(TI1) 동안 중지된다. 다음 단계(406)에서, SELT 측정이 수행되고, 단계(407)에서, SELT 측정치가 준비되어 있는지가 조사된다. 선택(NO1)에서, 핸드쉐이크 신호의 표시로 방법 단계(404)가 반복된다. 그리고 나서, 단계(407) 이후에 다른 하나(YES1)가 활성화된 것이 될 때까지 방법 단계(405, 406 및 407)가 반복되고, 단계(408)에서 상기 절차가 종료된다.
이하에서 싱글-엔디드 루프 테스트(SELT)가 수행되는 방법의 실시예가 서술될 것이다.
도5에서, 라인(2)을 통하여 원격 장치(3)에 접속된 송수신기(1)가 도시되어 있다. 송수신기는 통신용으로 적합하고, SELT 측정이 설명될 수 있도록 서술된다. 송수신기(1)는 디지털부(41), 코덱(42) 및 아날로그부(43), 소위 아날로그 프론트 엔드(AFE)를 포함한다. 디지털부는 차례로 디지털 신호 발생기(13) 및 메모리 장치(12)와 상호접속된 계산 장치(11)를 포함한다. 송수신기(1)는 또한 입력(63) 및 출력(64)을 갖는다. 계산 장치(11)에 접속되는 발생기는 코덱(42), 아날로그부(43) 및 라인(2)을 통하여 원격 장치(3)로 광대역 입력 루프 테스트 신호(vin)를 송신한다. 반사된 광대역 루프 테스트 신호(vout)는 아날로그부 및 코덱을 통하여 라인(2) 으로부터 계산 장치에서 수신된다.
이와 같은 측정용으로 송신된 광대역 루프 테스트 신호(vin)는 라인(2)을 통하여 다시 반사되고, 루프 테스트 신호(vout)로서 인식된다. 이하에 설명되는 바와 같이, 신호(vin 및 vout)는 라인(2)의 특성을 결정하는데 사용된다.
운영자가 실제로 알아야하는 것은 송수신기 인터페이스(5)로부터 측정되며 송수신기(1) 그 자체와 무관한, 원격 장치(3)를 포함한 라인의 입력 임피던스(Zin(f))이다. 필요로 되는 라인 특성을 얻는데 있어서 제1 단계는 활성 라인(2)에 대한 에코 전달 함수(Hecho(f))를 발생시키는 것이다. 이것은 광대역 신호(vin 및 vout)의 주파수 해석을 수행하여, 주파수 도메인의 신호(vin(f) 및 vout(f))를 발생시킴으로써 계산된다. 전달 함수는 관계 Hecho(f)= vout(f)/vin(f) (1)에 의해 발생되며, 여기서 주파수는 f에 의해 표시된다.
당연히, 함수(Hecho(f))는 송수신기(1)의 특성을 포함한다. 주파수 의존 에코 전달 함수(Hecho(f))의 도움으로 라인(2)의 필요로 되는 라인 특성이 얻어질 수 있는 방법이 예로서 이하에 서술될 것이다. 우선, 송수신기 아날로그부(43)가 도6과 관련하여 조금 더 상세히 서술될 것이다. 이것은 간단한 방식으로 송수신기(1)의 특성을 부여하는데 있어서의 어려움을 설명하는 것이다.
도6은 도5보다 조금 더 상세한, 도5의 송수신기 아날로그부(43) 및 라인(2) 에 대한 간소화된 블럭도이다. 아날로그부(43)는 증폭기 블럭(6), 하이브리드 블럭(7), 감지 저항(RS) 및 라인 변압기(8)를 포함한다. 증폭기 블럭(6)은 입력이 도시되지 않은 코덱(42)을 통하여 디지털 발생기(13)에 접속되는 드라이버(61)를 갖는다. 이것은 또한 라인(2)으로부터 신호를 수신하고 출력이 도시되지 않은 송수신기 디지털부(41)에 접속되는 수신기(62)를 갖는다. 드라이버 출력은 감지 저항(RS)에 접속되고, 상기 저항의 단자는 하이브리드 블럭(7)에 접속된다. 하이브리드 블럭은 네 개의 저항(R1, R2, R3 및 R4)을 가지며, 수신기(62)의 입력에 접속된다. 라인 변압기(8)는 1차 권선 및 커패시터(C1)에 의해 상호접속된 두 개의 2차 권선(L2 및L3)을 갖는다. 1차 권선(L1)은 감지 저항(RS)에 접속되고, 2차 권선(L2 및 L3)은 라인(2)에 접속된다. 인터페이스(5)에서의 주파수 의존 라인 입력 임피던스는 Zin(f)로 표시되고, 변압기의 1차측에서의 입력 임피던스는 ZL로 표시된다. 라인(2)의 원단의 종점(termination), 원격 장치(3)는 임피던스(ZA)에 의해 표현된다.
코덱(42)으로부터의 아날로그 형태의 신호(vin)가 드라이버 블럭(61)에서 증폭된다. 드라이버의 출력 임피던스는 감지 저항(RS)으로부터의 피드백 루프에 의해 합성된다. 라인 변압기(8)는 드라이버로부터 루프로의 단계적으로 증가하는 전압을 갖는다. 커패시터(C)는 DC-차단 기능을 갖는다. 변압기 및 커패시터는 드라이버(61)/수신기(62)와 30 kHz 주위의 컷-오프 주파수를 갖는 루프(2, 3) 사이의 고역 통과 필터의 역할을 한다. 루프로의 갈바닉 액세스(galvanic access)는 이 경우에 가능하지 않다.
본 명세서에서, 에코 전달 함수(Hecho(f))의 주파수-도메인 모델은 인터페이스(5)에서 송수신기(1)에 의해 나타난 바와 같은 루프(2 및 3)의 주파수 의존 입력 임피던스(Zin(f))를 계산하는데 사용된다. 그리고 나서, 입력 임피던스는 몇 개의 루프 검증 파라미터(loop qualification parameter)를 계산하는데 사용될 수 있다. 에코 전달 함수(Hecho(f))의 이 주파수-도메인 모델은 송수신기(1)와 관련되는 세 개의 파라미터(Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))를 포함한다. 상기 파라미터, 송수신기 모델 값은 이러한 관점으로부터 송수신기를 충분히 설명한다.
파라미터(Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))는 원래 송수신기의 회로로부터 분석적으로 추론된다. 분석에서 어떤 소수의 간소화가 행해지지만, 상기 모델이 매우 정확하다는 것이 판명되었다. 첨부된 부록 1, "DAFE708에 대한 에코 전달 함수의 시뮬레이션"에서, 에코 전달 함수(Hecho(f))의 모델이 유도되는 방법이 나타나 있다.
파라미터의 값은 통상적으로 송수신기의 소자 값으로부터 직접 계산되는 것이 아니라, 이하에 서술되는 바와 같은 교정 프로세스에서의 측정치로부터 발생된다.
상술된 표준화 논문 ""How is G.selt to specify S11(calibrated measurements)?"에서, 스캐터링 파라미터(S11)는 송수신기에 대한 세 개의 파라미터(C1, C2 및 C3)로 표현된다. 이러한 파라미터는 본 명세서의 송수신기 모델 값 (Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))과 혼동되지 않아야만 한다. 파라미터(C1, C2 및 C3)는 송수신기를 모델링하는데 성공적으로 사용될지라도, 크기가 없는 양이며 임의의 구체적인 의미가 제공되지 않는다. 본 명세서의 송수신기 모델 값은 분석에서 인식되며 직접적으로 해석될 수 있다:
값(H(f))은 라인(2)으로의 개방 접속, 즉, 라인 임피던스가 무한한 크기로 이루어질 때, 송수신기(1)에 대한 주파수 의존 에코 전달 함수이다.
값(Zhyb(f))은 라인(2)으로의 접속부에서 측정된 바와 같은 송수신기 임피던스, 즉, 라인 측으로부터 나타난 바와 같은 인터페이스(5)에서의 송수신기 임피던스이다.
값(Zh0(f))은 Zh0(f) = H0(f)ㆍZhyb(f)로서 표현될 수 있고, 여기서, 값(H0(f))은 라인(2) 쇼트컷(shortcut)으로의 접속부를 갖는 송수신기(1)에 대한 주파수 의존 에코 전달 함수이고, 값(Zhyb(f))은 위에 규정되어 있다.
송수신기 모델 값이 직접 측정되는 것이 아니라, 이하에 설명되는 바와 같은 프로세스에서 발생된다는 것이 관측될 것이다.
식(1)의 에코 전달 함수(Hecho(f))는:
Figure 112005064997734-pct00001
로서 표현될 수 있고,
여기서, Zin(f)는 주파수(f)의 함수로서 상술된 라인(2)의 입력 임피던스이며;
Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f)는 복소 벡터이며 상술된 송수신기 모델 값이다.
어떤 송수신기 버전의 교정 측정(calibration measurement) 이후에, 그것의 벡터가 결정될 수 있다. 그리고 나서, 이러한 벡터, 송수신기 모델 값은 예를 들어, 측정된 버전의 송수신기의 소프트웨어, 가령, 송수신기(1)의 메모리(12) 내에 미리-저장된다. 그리고 나서, 모델 값은 자신의 최초에 공지되지 않은 특성으로 라인(2)의 루프 테스트에 사용된다.
도7과 관련해서, 교정 측정을 수행하는 방법이 서술될 것이다. 상기 도면은 테스트 송수신기(31)를 도시한 것으로서, 상이한 소정 값의 테스트 임피던스(9)는 라인(2)에 대한 인터페이스(5)에서 상기 테스트 송수신기(31)에 접속된다. 메모리(33)를 갖는 측정 장치(32)는 테스트 송수신기의 입력(63) 및 출력(64)에 접속된다. 측정 장치(32)는 테스트 송수신기(31)로 제어 신호(VC1)를 송신하고, 그 송수신기를 개시하여 테스트 임피던스(9)의 각각의 값에 대하여 하나의 광대역 송수신기 테스트 신호(vtin)를 발생시키도록 한다. 반사된 출력 송수신기 테스트 신호(vtout)가 측정 장치로 대응하는 제어 신호(VC2)를 송신하는 테스트 송수신기에서 수신된다. 완전한 측정은 세 개의 선택된 임피던스 값의 측정을 필요로 한다. 그리고 나서, 에코 전달 함수(Hecho(f))가 관계(1)에 따라서 발생된다.
교정을 위하여 세 개의 임피던스 값을 사용하는 것은 송수신기 값을 발생시키는데 충분하다. 더 정확한 값을 얻기 위하여, 세 개 이상의 임피던스가 사용될 수 있다. 이것은 과결정된 식 시스템을 발생시킨다. 교정을 위한 한 세트의 표준 값의 테스트 임피던스(9)에 대한 예는 개방 회로, 쇼트컷 회로 및 루프에 대한 예상된 값에 대응하는 임피던스 값, 예를 들어, 100 옴이다. 순수한 저항성 소자에 대한 값이 통상적으로 단지 제한된 주파수, 예를 들어, 1 MHz까지만 유효하다는 것을 주의해야만 한다. 더 높은 주파수의 경우에, "저항성" 소자의 임피던스 값을 측정하는 것이 추천된다.
측정된 송수신기(31)에 대하여 세 개의 복소 벡터(Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))를 발생시키는 것은 다음의 방식으로 수행된다. 관계(2)의 에코 전달 함수의 모델은:
Figure 112005064997734-pct00002
또는 등가적으로 Ax=b로 표현될 수 있고, 여기서,
Figure 112005064997734-pct00003
이다.
시스템 Ax=b에 대한 일반적인 해결책은 x=(ATA)-1ATb이다.
상이한 형태의 입력 종점(9)으로 상술된 바와 같이 측정된 전달 함수(Hecho(f))의 값을 사용함으로써, 벡터(x)가 해결될 수 있다. 벡터(x)의 이와 같이 발생된 교정 값은 예를 들어, 측정 장치(32)의 메모리(33) 또는 측정된 버전의 송수신기의 메모리(12) 내에 저장된다. A, x 및 b가 통상적으로 복소수 값이며 주파수에 의존한다는 것을 주의하라.
활성의 공지되지 않은 라인(2)에 대한 에코 전달 함수(Hecho(f))의 측정 이후에, 인터페이스(5)에서 송수신기(1)에 의해 나타난 바와 같은 그것의 입력 임피던스는:
Figure 112005064997734-pct00004
로서 발생될 수 있다.
요약하면, 송수신기(1)와 같은 송수신기용의 어떤 하드웨어가 우선 교정된다. 이것은 임피던스(9) 및 송수신기 테스트 신호(vtin 및 vtout)의 도움으로 테스트 송수신기(31)에 대하여 수행된다. 벡터(x)가 계산되고 벡터(x)의 값이 저장되어 동일한 하드웨어를 갖는 임의의 송수신기에 사용될 수 있다. 그리고 나서, 루프 테스트 신호(vtin 및 vtout)의 도움으로 공지되지 않은 특성을 갖는 라인(2)에 대하여 송수신기(1)에 의해 에코 전달 함수(Hecho(f))가 측정된다. 그리고 나서, 송수신기 인터페이스(5)로부터 나타난 바와 같이, 라인(2)의 주파수 의존 입력 임피던스(Zin(f))가 발생된다.
상술된 실시예에서, 송수신기 테스트 신호(vtin, vtout) 및 루프 테스트 신호 (vin, vout) 둘 모두는 광대역 신호였다. 라인의 교정 및 측정 둘 모두에 대해 임의의 희망하는 주파수 폭의 신호를 사용하는 것이 가능하다. 교정 및 루프 테스트는 물론 선택된 주파수 범위에서만 유효할 것이다. 송수신기 모델 값이 송수신기(1)의 메모리(12)에 저장된다는 것이 상술되었다. 명백한 대안은 상기 값을 메모리(33) 또는 어떤 중앙 컴퓨터의 메모리에 저장하고, 그 값이 예를 들어, 라인(2)의 입력 임피던스(Zin(f))을 발생시키는데 필요로 될 때, 그 값을 송수신기(1)로 송신하는 것이다. 또한, 상기 서술에서, 통신용 송수신기(1) 및 테스트 송수신기(31)가 상술되었다. 테스트 송수신기(31)는 하나 및 동일한 하드웨어를 기초로 하는 한 세트의 송수신기들 중 어느 하나일 수 있다. 테스트 송수신기는 명백한 방식으로 통신용으로 사용될 수 있다.
상기 송수신기 모델 값의 발생 및 라인(2)에 대한 임피던스 값의 발생이 도8 및 9의 흐름도와 관련하여 간략하게 서술될 것이다.
도8에서, 송수신기 모델 값의 발생 및 저장이 도시되어 있다. 상기 방법은 단계(601)에서 테스트용 송수신기(31)의 선택으로 시작한다. 단계(602)에서, 소정 값을 갖는 임피던스(9)가 선택되고, 단계(603)에서 상기 임피던스는 테스트 송수신기(31)의 라인 접속부에 접속된다. 단계(604)에서, 송수신기 테스트 신호(vtin)는 송수신기(31)를 통하여 라인(2)에 송신된다. 광범위한 애플리케이션에 사용될 수 있는 송수신기 모델 값을 얻기 위하여, 테스트 신호는 광대역 신호이다. 상기 신호는 원격 장치(3)에 의해 반사되고, 송수신기(31)를 통과한 이후에, 단계(605)에서 송수신기 테스트 신호(vtout)로서 수신된다. 단계(606)에서, 우선 신호(vtin 및 vtout)를 주파수 도메인으로 변환한 이후에, 활성 임피던스(9)에 대하여 계산 장치(32)에서 에코 전달 함수(Hecho(f))가 발생된다. 단계(607)에서, 충분한 수의 임피던스(9)에 대한 측정이 행해져서, 송수신기 모델 값(Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))이 발생될 수 있는지가 조사된다. 둘 중 하나(NO1)의 경우에, 단계(602)에서 부가적인 임피던스(9)가 선택된다. 선택(YES1)의 경우, 단계(608)에서 송수신기 모델 값(Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))이 발생된다. 단계(609)에서, 벡터(x), 특히, 송수신기 모델 값이 메모리(33)에 저장된다. 다음으로, 단계(610)에서, 통신용 송수신기(1)가 선택된다. 단계(611)에서, 송수신기 모델 값(Zh0(f), Zhyb(f) 및 H(f))이 송수신기(1)로 송신되어 메모리(12)에 저장된다.
도9는 라인(2)에 대한 송수신기 인터페이스(5)에서의 주파수 의존 라인 입력 임피던스(Zin(f))의 발생을 도시한 것이다. 단계(701)에서, 통신용 송수신기(1)가 원격 장치(3)를 갖는 라인(2)에 접속된다. 단계(702)에서, 루프 테스트 신호(vin)가 송신된다. 단계(703)에서, 라인(2)에 의해 반사된 바와 같은 루프 테스트 신호(vout)가 송수신기에 의해 수신되고 측정된다. 단계(704)에서, 주파수 의존 에코 전달 함수(Hecho(f))가 계산 장치(11)에서 발생된다. 단계(705)에서, 저장된 송수신기 모델 값 및 에코 전달 함수의 도움으로, 장치(11)에서 라인(2)에 대한 주파수 의존 임피던스 값(Zin(f))이 발생된다. 이러한 발생은 관계(4)에 따라서 수행된다.
부록 1
DAFE708 에 대한 에코 전달 함수의 시뮬레이션
요약
목적
응용
콘텐츠
1 서론
2 기호 분석을 위한 시뮬레이션 모델
2.1 가입자 케이블
2.2 라인 변압기
2.3 아웃-오브-밴드 필터
2.4 라인 드라이버/수신기
3 에코 전달 함수 및 루프 임피던스
4 에코 임펄스 응답
5 에넥스 A - 시뮬레이션 모델의 검증
6 참조문헌
1 서론
DAFE 708 유닛은 브로드컴 블래이드러너 칩셋(DSP 및 코덱) 및 10 개의 아날로그 라인 인터페이스를 포함한다. 라인 인터페이스는 인피니온 라인 드라이버/수신기(PBM 39714) 주위에 디자인된다. 싱글-엔디드 루프 테스트(SELT)를 테스트하고 제조 테스트 특성을 조사하는 경우에, 아날로그 프론트 엔드의 시뮬레이션 모델을 갖는 것이 유용할 수 있다. 이것에 의하여, PCT에 대한 내부 소자뿐만 아니라, 라인 인터페이스에 접속된 외부 부하 또는 루프를 변화시키는 영향을 검사하는 것이 용이해진다.
다음에서, 기호 표현에 기초한 이와 같은 모델이 DAFE 708의 아날로그부에 대하여 전개된다. 주요 목적은 에코 전달 함수(Hecho)의 추정에 사용될 수 있는 식을 유도하는 것이다.
Figure 112005064997734-pct00005
도1: DAFE 708의 아날로그부의 블럭도.
고려중인 회로가 도1에 도시되어 있다. 아날로그부는 세 개의 블럭-PBM39714 드라이버/수신기/에코 제거기, 아웃-오브-밴드 잡음 억제 필터 및 라인 변압기로 분리된다. 코덱 출력은 일정한 전압 소스(ein)인 것으로 가정된다. 두 개의 직렬 커패시터가 코덱 출력 및 라인 드라이버 사이에 삽입된다. 에코 전달 함수는 Hecho = vout/ein으로서 규정되며, 여기서 vout는 코덱 입력에서 수신된 출력 전압이다. 코덱 입력은 24kΩ의 차동 부하 임피던스를 갖는다. 도시된 커패시터(C4, C5 및 C6)는 수신기 출력의 어떤 저대역 및 고대역 필터링을 수행하기 위하여 삽입된다.
아래의 각 블럭이 분석되고 가호 식이 형성된다. 최종적으로 이러한 식은 에코 전달 함수를 발생시키기 위하여 결합될 수 있다. Hecho가 추정될 수 있기 이전에, 가입자 루프의 입력 임피던스(ZIN)가 제거되어야만 한다. 이것은 케이블의 제1 상수, 루프 길이 및 원단 종점에 대한 지식을 필요로 한다.
2. 기호 분석을 위한 시뮬레이션 모델
2.1 가입자 케이블
가입자 루프의 입력 임피던스는 ETSI 루프에 대한 제1 상수에 대한 참조문헌 [1]의 에넥스 A의 식을 사용함으로써 계산된다. 제1 상수가 발견될 때, 제2 상수는
Figure 112005064997734-pct00006
에 의해 제공된다.
그리고 나서, 길이(d)를 갖는 루프의 체인 매트릭스는
Figure 112005064997734-pct00007
에 의해 제공된다.
제공된 원단 종점(ZT)에 의하여, 입력 임피던스(ZIN)는 식
Figure 112005064997734-pct00008
을 사용함으로써 계산될 수 있다.
2.2 라인 변압기
Figure 112005064997734-pct00009
도2: DAFE 708에 대한 라인 변압기
직렬 커패시터(C1)와 함께 라인 변압기가 도2에 도시되어 있다. 모든 네 개의 권선(L1, L2, L3 및 L4)은 동일한 자기 코어 상에 위치되고 서로 밀접하게 커플링된다. L1 및 L2에 대한 권선 수가 동일하고 L3 및 L4에 대한 권선수가 동일하다고 가정된다.
단지 차동적인, 평형화된 포트 신호를 고려할 때, 변압기의 개략도는 특성의 전개를 용이하게 하기 위하여 간소화될 수 있다.
Figure 112005064997734-pct00010
도3: 라인 변압기에 대한 간소화된 모델
네 개의 권선 대칭적인 변압기는 도3에 도시된 바와 같이 두 개의 단상 변압기로 분할된다. 각각의 변압기는 이상적인 변압기 및 두 개의 인덕터[L1(L2) 및 L1s(L2s)]로 구성되는 등가 회로에 의해 대체된다. 이상적인 변압기는 원래 변압기와 동일한 권선비(N)를 갖는다. 이상적인 변압기는 도3에 표시된 바와 같이 변압기의 단자 전압 및 전류에 대한 제한을 부과한다.
인덕터[L1(L2)]는 라인측 상의 주 인덕턴스를 나타내며, 상기 인덕턴스는 실제로 라인 측에서 측정된 개방 회로 인덕턴스의 절반이다. L1s(L2s)는 누설 인덕턴스를 나타내며, 라인 측에서 측정된 단락 회로 인덕턴스의 절반이다(C1도 단락됨).
라인 변압기의 체인 매트릭스를 찾아내기 위하여, 도3에 도시된 포트 전압 및 전류가 고려된다. 회로의 식은
Figure 112005064997734-pct00011
이다.
두 개의 단상 변압기가 동일하다고 가정하면(L1=L2), i4=i3이고 v4=v3이다. 식 3 내지 6과 함께 이것은 식 1 및 2로부터 v3, v4, i3, i4를 제거하는데 사용될 수 있다.
제2 식은 감산 이후에
Figure 112005064997734-pct00012
을 제공한다.
이러한 식은 감산과 함께 제1 식 내에 도입된다. 재배열 이후에, 결과는
Figure 112005064997734-pct00013
이다.
체인 매트릭스는
Figure 112005064997734-pct00014
로서 규정된다.
마지막 두 개의 식들을 비교하면 라인 변압기의 체인 파라미터:
Figure 112005064997734-pct00015
를 얻고, 여기서, (C1 단락으로서) 라인 측에서 각각 측정된 전체의 주 인덕턴스 및 전체의 누설 인덕턴스로서 Lm= L1+L2 및 Ll=L1S+L2S를 유도하였다.
릴리스 R1.1에 대한 실제 소자 값은: Lm=2.1mH, Ll=2μH, C1=33nF, N=2.0이다.
이러한 값을 갖는 네 개의 체인 파라미터의 크기는 도4에서 제공된다.
Figure 112005064997734-pct00016
도4: 라인 변압기의 체인 파라미터(A, B, C 및 D)
2.3 아웃-오브-밴드 필터
ADSL 대역 위의 왜곡의 잡음 및 고조파를 억제하기 위하여, 라인 드라이버와 라인 변압기 사이에 아웃-오브-밴드 필터를 도입하는 것이 필요로 되었다. OOB-필터는 도5에 도시된 다음 구성을 갖는다.
Figure 112005064997734-pct00017
도5: 아웃-오브-밴드 잡음에 대한 필터
직렬 브랜치의 임피던스는 LF1=LF2라고 가정하면 Z1=Z2=sLF1이다. 션트 브랜치(shunt branch)의 임피던스는
Figure 112005064997734-pct00018
이다.
i2=0 및 인가된 전압(v1)에 의해,
Figure 112005064997734-pct00019
를 얻는다.
임피던스에 대한 식이 상기 식으로 대체되면, 그 결과는
Figure 112005064997734-pct00020
이다.
i2=0 및 인가된 전류(i1)에 의해, v2=Z3i1 또는 i1=v2/Z3
Figure 112005064997734-pct00021
를 얻는다.
v2=0 및 인가된 전압(v1)에 의해, i2=v1/2LF1s 또는 v1=2LF1sㆍi1를 얻는다.
v2=0 및 인가된 전류(i1)에 의해, i2=i1 또는 i1=i2를 얻는다.
체인 매트릭스는
Figure 112005064997734-pct00022
로서 규정된다.
상기 유도된 식들을 비교하면, OOB-필터의 체인 파라미터:
Figure 112005064997734-pct00023
를 얻는다.
릴리스 R1.1에 대한 실제 소자 값은: LF1=LF2=680μF, LF3=270μH, CF3 3=407nF이다.
이러한 값을 갖는 네 개의 체인 파라미터의 크기는 도6에 제공된다.
Figure 112005064997734-pct00024
도6: OOB-필터의 체인 파라미터(A, B, C 및 D)
가입자 루프(ZIN)의 입력 임피던스가 공지되어 있는 경우, 도1에 도시된 AFE의 드라이버 부하 임피던스(ZL)는
Figure 112005064997734-pct00025
로부터 발견될 수 있다.
네 개의 계수는 OOB-필터의 체인 매트릭스와 라인 변압기의 채인 매트릭스의 승산에 의해 얻어진다.
Figure 112005064997734-pct00026
가입자 루프가 100Ω의 저항으로 대체되는 경우, 부하 임피던스()는 도7에 도시된 바와 같이 판명된다.
Figure 112005064997734-pct00027
도7: 100Ω으로 종료된 라인 임피던스를 갖는 드라이버 부하 임피던스(ZL)
이상적인 경우에, ZL은 100Ω/N2=25Ω에 의해 제공되어야만 하고, 이것은 단지 대략 100 kHz와 1 MHz 사이의 경우인 것으로만 인식된다. 저 주파수에서의 피킹(peaking)은 라인측에서의 직렬 커패시터 및 라인 변압기에 기인한다. OOB-필터의 직렬 공진 회로는 2 MHz에서 최소값에 대한 책임이 있다.
2.4 라인 드라이버/수신기
Figure 112005064997734-pct00028
도8: PBM 39714 라인 드라이버/수신기를 갖는 AFE의 개략도
PBM 39714 라인 드라이버/수신기의 OOB-필터와 라인 변압기 및 몇 개의 외부 소자에서 떨어져 아날로그 프론드-엔드(AFE)가 구성된다. PBM 39714는 에코 제거기 브리지를 포함하는 차동 모드 라인 드라이버 및 수신기이다. 장치의 적절한 모델이 도8에 도시되어 있다. 입력 단자는 입력 저항기(RA6 및 RB6)를 갖는 TVP 및 TVN이다. 증폭된 송신 신호는 드라이버 출력 단자(DR1 및DR2) 사이에서 나타난다. RSA, CSA 및 RSHA(RSB, CSB 및 RSHB)로 이루어진 감지 임피던스 네트워크(ZS)는 드라이버 출력과 직렬로 위치된다. 감지 임피던스 네트워크의 단자의 전압은 단자[SA1 및 SB1(SA2 및 SB2)]에서 두 개의 3 kΩ 저항을 통하여 전류로 변환된다. 상기 전류는 두 개의 전류가 제어되는 전류원[FA1 및 FA2(FB1 및 FB2)]에 의해 감산된다. 전류차는 ZS만큼 승산된 드라이버 출력 전류 또는 감지 임피던스 네트워크 양단의 전압을 표현한다. 이러한 전류는 드라이버 출력 전압을 제어하기 위하여 피드백된다. 그 결과, 드라이버 출력 임피던스는 실제 스케일 팩터(scale factor)(K)만큼 승산된 ZS와 동일하다. 제어된 소스[FA3(FB3)]를 통한 제2 피드백 경로는 드라이버 출력단의 송신 이득을 설정하는데 사용된다.
에코 제거기는 저항기 브리지(RA7, RA8, RB7 및 RB8)로 이루어진다. 부하 임피던스(ZL)가 감지 임피던스(K*ZS)에 정합되는 경우, 출력 단자(RP 및 RN) 사이의 에코 신호는 브리지의 선택된 저항비에 의해 이상적으로 0이 될 것이다.
수신 경로는 완전히 수동이다. 라인 변압기 양단의 수신된 신호는 브리지 저항(RA8 및 RB8)을 통하여 감지되며, 여기서, 이 신호는 단자(RP 및 RN) 사이에서 나타난다. 그러나, 에코 제거기는 또한 수신되는 신호에 영향을 미친다. 병렬 커패시터(CR) 및 두 개의 직렬 커패시터(CRP 및 CRN)는 수신기 출력 임피던스 및 코덱 출력 임피던스와 함께 출력 필터를 구성한다.
에코 전달 함수에 대한 기호 식을 유도하기 위하여, 도9의 라인 드라이버/수신기의 간소화된 불평형 모델이 사용된다. 상기 회로의 상세한 분석은 참조문헌 [2]에 제공된다.
Figure 112005064997734-pct00029
도9: 라인 드라이버/수신기의 에코 전달 함수를 유도하기 위한 간소화된 불평형 모델
에코 전달 함수(Hecho(f))는 Hecho=vout/ein에 의해 제공된다. 이것은 또한
Figure 112005064997734-pct00030
으로서 기록될 수 있고, 여기서, vout/v'out는 출력 필터의 전 달함수이다.
다음 식이 도9의 회로에 적용된다(또한 참조문헌 [2]의 섹션 2.3 참조)
Figure 112005064997734-pct00031
대입에 의해
Figure 112005064997734-pct00032
을 유도할 수 있다.
이제 v2를 제거하고 식
Figure 112005064997734-pct00033
에 의해 표현된 v3를 찾아낼 수 있다.
v2와 v3를 사이의 제1 관계를 사용하면,
Figure 112005064997734-pct00034
로서 v2를 표현할 수 있다.
최종적인 두 개의 식은 이제 v'out에 대한 식으로 대체되어
Figure 112005064997734-pct00035
을 제공한다.
R5=R8이고 R7=R6이라고 가정하면, 이것은
Figure 112005064997734-pct00036
로 재배열될 수 있다.
R8/R6=1+ZS/ZL1인 경우 v'out=0(에코 제거)라는 것을 인식된다.
전달함수(v'out/ein)는 또한
Figure 112005064997734-pct00037
로서 표현될 수 있다.
계수는 이제 최종적인 두 개의 식을 비교함으로써 식별될 수 있다. 그리고 나서,
Figure 112005064997734-pct00038
를 얻는다.
에코 전달 함수를 찾아내기 위하여, 출력 필터에 대한 전달 함수(Hout= vout/v'out)를 유도하는 것이 필요로 된다. 도9의 필터 회로를 고려함으로써,
Figure 112005064997734-pct00039
에 대한 전달 함수를 계산할 수 있다.
에코 전달 함수(Hecho)를
Figure 112005064997734-pct00040
로서 기록하면, 멀티플라이 어(multiplier)는 G=G1*Hout인 반면, 다른 계수는 변경되지 않은 채로 유지된다는 것이 인식된다.
Hecho에 대한 식에 의한 계산의 경우에, 주파수 의존 양(Z1, ZS 및μ)을 필요로 한다.
Z1
Figure 112005064997734-pct00041
에 의해 제공된다.
감지 임피던스(ZS)는
Figure 112005064997734-pct00042
에 의해 제공된다.
개방 루프 이득(μ)은 DE 이득(μ0), 저항(Rμ)에 의해 제공된 코너 주파수 및 커패시터(Cμ)에 의해 결정된다.
Figure 112005064997734-pct00043
고려되는 이러한 변경으로, Hecho의 계수는 이제 최종적으로 다음:
Figure 112005064997734-pct00044
과 같이 식별될 수 있다.
R1.1에서 실제 소자 값은:
R1=2.2kΩ, C1=2.2nF, ain=-4.0, ZA=1, Rμ=1kΩ, Cμ=15nF, μ0=10+6
a1=2.84, a2=0.5, R=3kΩ
RS1=15Ω, RS2=2.7Ω, CS2=680nF, R6=1.27kΩ, R8=1.5kΩ
RR1=R6/R8=687.7Ω, RR2=12kΩ, CR=2*680pF=1.36nF, CRP=1.5nF.
부하 임피던스(ZL1)가 공지되어 있는 경우, 에코 전달 함수는
Figure 112005064997734-pct00045
로부터 계산될 수 있다.
이 식에서 ZL1이 섹션2.3에서 계산된 임피던스(ZL)의 단지 절반이라는 것을 주의하라. 이것은 Hecho에 대한 식이 AFE 회로의 불평형 버전에 기초하기 때문이다.
가입자 루프가 100Ω의 저항으로 대체되는 경우에, 대응하는 에코 전달 함수는 아래에 도시되어 있다.
Figure 112005064997734-pct00046
도10: 100Ω으로 종료된 라인 인터페이스에 의한 에코 전달 함수
에코 전달 함수를 계산하는 절차가 이제 다음과 같이 서술될 수 있다:
1. 선택된 형태의 케이블에 대한 1차 케이블 파라미터(R,L,G,C), 케이블 길이(d) 및 원단 종점 임피던스(ZT)를 찾아내라. 루프의 입력 임피던스(ZIN)를 계산하라.
2. 라인 변압기와 OOB-필터 섹션 및 루프 임피던스(ZIN)에 대한 결합된 체인 매트릭스를 사용함으로써 드라이버 부하 임피던스(ZL)를 계산하라.
3. 부하 임피던스(ZL1=ZL/2)에 의해, 라인 드라이버 수신기 PBM 39714에 대하 여 Hecho에 대한 식을 사용함으로써 이제 에코 전달 함수가 계산될 수 있다.
3 에코 전달 함수 및 루프 임피던스
에코 전달 함수는 선행하는 섹션 2.4에서
Figure 112005064997734-pct00047
로서 발견되었고, 부하 임피던스(ZL)는 섹션 2.3에서 나타낸 바와 같이 가입자 루프의 입력 임피던스(ZIN)에 관련된다.
Figure 112005064997734-pct00048
이것이 Hecho에 대한 식으로 대체되는 경우, 어떤 재배열 이후에,
Figure 112005064997734-pct00049
를 얻는다.
Hecho
Figure 112005064997734-pct00050
로서 기록하면, 아이덴티피케이션(identification)을 얻는다.
Figure 112005064997734-pct00051
ZIN→∞ ⇒ HechoH = Y 1 / Y 2 인 경우, 이것은 가입자 루프가 개방 회로로 대체되면 에코 전달 함수이다.
ZIN→0 ⇒ HechoH 0 = M 1 / M 2 인 경우, 이것은 가입자 루프가 단락 회로로 대체되면 에코 전달 함수이다.
Y2로의 분할에 의하여, Hecho는 또한
Figure 112005064997734-pct00052
로서 기록될 수 있고, 여기서, Z hyb = M 2 / Y 2 이고 Z h0 = M 1 / Y 2 이다.
실제 소자 값을 사용하면, 네 개의 강조된 함수가 계산될 수 있다. 그 결과는 아래에 도시되어 있다.
Figure 112005064997734-pct00053
- 개방 라인 단자에 의한 Hecho
Figure 112005064997734-pct00054
- 단락 라인 단자에 의한 Hecho
Figure 112005064997734-pct00055
Figure 112005064997734-pct00056
Hecho에 대한 최종 식은 또한 HechoZIN+HechoZhyb-HZIN-Zh0=0로서 기록될 수 있다.
에코 전달 함수(Hecho)가 한 세트의 적절한 종점 ZIN으로 측정되는 경우, 상기 식을 한 세트의 식들로서 간주하면, 공지되지 않은 계수(Zhyb, Zh0, 및 H)에 대하여 해결할 수 있다. 이것은 참조문헌 [3]에 상세히 서술되어 있다. 계수(H)는 ZIN→∞에 의한 하나의 단일 측정치로부터 직접 결정될 수 있다. 두 개의 상이한 저항성 종점을 갖는다면, 남아 있는 계수(Zhyb 및 Zh0)를 찾아낼 수 있어야만 한다. 이러한 파라미터는 Hecho가 항상 ZIN의 쌍일차 함수(bilinear function)이어야만 하기 때문에, 아날로그 프론트-엔드가 라인 변압기를 포함하도록 완전히 특성을 부여한다.
ADSL 모뎀에 접속된 실제 가입자 루프에 의하여, 이제 루프의 입력 임피던스 (ZIN)를 유도할 수 있다. 이것은 Hecho에 대한 식을 반전시킴으로써 행해진다.
Figure 112005064997734-pct00057
이 방법은 참조문헌 [3]에 더 서술되어 있다.
그 절차는 다음과 같이 서술될 수 있다:
1. 개방 라인 단자로 에코 전달 함수를 측정하고 그 결과를 H로서 저장하라.
2. 두 개 이상의 저항성 종점으로 에코 전달 함수를 측정하라(더 많은 측정은 정확도를 개선시킬 수 있다).
3. 파라미터(Zhyb 및 Zh0)에 대해 풀고 그 결과를 저장하라. 이것은 교정 절차를 결정한다.
4. ADSL 모뎀에 접속된 실제 루프로 에코 응답을 측정하고 입력 임피던스(ZIN)를 계산하라.
5. 입력 임피던스(ZIN)는 가입자 루프를 식별하기 위하여 다음에 사용될 수 있다.
4 에코 임펄스 응답
측정된 에코 전달 함수는 대응하는 에코 임펄스 응답을 유도하는데 사용될 수 있다. 통상적으로, 에코 전달 함수는 단지 유한한 수의 이산 주파수에서만 측정된다. Hecho가 나이퀴스트 주파수(Nyquist frequency) 위로 대역-제한된다고 가정하 면, 이것은 시간-이산 시스템의 에코 전달 함수의 기간으로서 간주될 수 있다. Hecho는 2N 개의 주파수 지점에서 샘플링되어 Hecho(kF)을 제공하며, 여기서, F는 샘플들 간의 거리이다. Hecho(kF)가 복소 공액 대칭을 갖는 f=0 주위에서 확장되는 경우, 이것 상에서 수행된 IFFT는 대응하는 시간-이산 에코 임펄스 응답(hecho(kT))을 발생시킬 것이다.
통상적인 가입자 루프에 대하여, hecho는 0에 가까운 시간(t)에서 큰 피크를 갖는 펄스와 같은 파형을 갖는다. 이 펄스는 라인 변압기 섹션에 주로 기인한 댐핑된 발진(damped oscillation)보다 앞선다. 이 곡선상의 어딘가에서, 다른 작은 펄스와 같은 파형을 볼 수 있다. 이것은 루프의 원단으로부터 최초 펄스 파형의 편향을 나타낸다.
제1 펄스와 제2 펄스의 발생 사이의 시간차를 측정함으로써, 실제 가입자 루프의 전후의 지연 시간이 발견될 수 있다. 케이블의 전파 속도가 공지되어 있는 경우, 물리적인 케이블 길이(d)가 계산될 수 있다.
제1 및 제 2 펄스의 에너지 사이의 비율은 상기 비율이 대략 exp(-2αd)이기 때문에 케이블 손실을 추정하는데 사용될 수 있다. 이 부분은 일정 주파수에서 케이블 손실을 추정하기 위하여 에코 응답의 대역 통과 필터링된 버전으로 가장 편리하게 달성된다. 부가적인 세부사항에 대하여 참조문헌 [4]를 참조하라.
그러나, AFE의 아날로그 에코 제거기의 존재로 인하여, 이 방법은 이하에 설 명된 바와 같이, 의심스러워진다.
케이블 길이 및 케이블 손실의 결정에서 필요로 되는 것은 가입자 루프의 입력에서 시간에서의 입사 및 반사 펄스 파형이다. 그러나, 이용 가능한 정보는 수신기 출력 단자에서 측정된 에코 임펄스 응답이다. 그러므로, 측정된 임펄스 응답을 수신기 출력으로부터 라인 단자 또는 라인 변압기 입력에 동일한 것으로 "변환"하는 것이 필요로 된다. 이것이 이하의 도11 및 도12에 도시되어 있다.
Figure 112005064997734-pct00058
도11: 입사파의 에코 경로
Figure 112005064997734-pct00059
도12: 반사파의 수신 경로
참조문헌 [2], 2.3 또는 섹션 2.4의 식으로부터, AFE 출력 전압(v3')으로부터 eline=0 및 ein≠0인 코덱 입력 전압(vout')으로의 전달 함수를 얻고,
Figure 112005064997734-pct00060
이것은
Figure 112005064997734-pct00061
로 재배열될 수 있다.
eline≠0 및 ein=0인 코덱 입력 전압(vout")은
Figure 112005064997734-pct00062
로서 기록될 수 있다(또한 참조문헌 [2], 섹션 2.4 참조)
ein=0에 의해
Figure 112005064997734-pct00063
을 얻는다.
이것을 사용하면 v2가 제거될 수 있고, 전달 함수는 이제
Figure 112005064997734-pct00064
이 된다.
함수(Hinc 및 Hrfl) 둘 모두는 출력 필터 전달 함수(Hout)와 승산될 것이다. 함수들 사이의 비율에만 관심이 있기 때문에, 이것은 생략될 수 있다.
Hrfl이 부하 임피던스(ZL1)와 무관한 반면, 입사 신호(Hinc)의 전달 함수는 ZL1 또는 가입자 루프의 임피던스에 의존한다는 것이 주의될 수 있다. 양 함수는 주파수에 의존한다.
hecho(t)에서 발생하는 대역 통과 필터링된 펄스의 인벨롭(envelop)을 고려하는 경우, 라인 변압기에서의 인벨롭은
입사 파형:
Figure 112005064997734-pct00065
반사 파형:
Figure 112005064997734-pct00066
로서 발견될 수 있다는 가정이 존재한다.
추정된 케이블 손실은
Figure 112005064997734-pct00067
로서 계산된다.
최종 항은 스케일 팩터(|Hrfl/Hinc|)에 대한 알고리즘이다. 실제 소자 값을 사용하면, 스케일 팩터는 가입자 루프가 0.4mm 및 0.5mm PE 케이블인 경우에 대하여 계산될 수 있다. 그 결과는 아래에 도시되어 있다. 그래프는 스케일 팩터가 주파수에 의존하지만, 가입자 루프의 특성 임피던스에 또한 의존한다는 것을 도시한 것이다. 그러므로, 모든 경우를 커버하는 하나의 스케일 팩터를 찾아내는 것이 불가능하다.
각각의 제거기가 반사파에 비하여 입사파의 에너지를 감소시킨다는 것이 분석으로 통해 증명된다-이것은 실제로 에코 제거기에 의한 아이디어이다. 장점은 근단 에코가 억제될 때 약한 에코를 검색하는 동적 범위가 개선된다는 것이다. 단점은 입사파의 에너지가 측정된 에코 응답으로부터 직접적으로 발견될 수 없다는 것이다.
Figure 112005064997734-pct00068
도13: 입사 인벨롭에 대한 스케일 팩터
참조문헌 [4]는 스케일 팩터로부터의 수정항이 고려되지 않는 경우 케이블 손실의 추정이 잘못되는 방법을 증명한다.
다시 스케일링 팩터의 중요성을 설명하기 위하여, 시뮬레이션 모델은 상이한 길이의 0.4mm PE 케이블에 대한 300kHz에서의 케이블 손실을 추정하는데 사용된다. 참조문헌 [4]에 설명된 절차가 여기에 적용된다. 도14에서, 인벨롭 손실은 입사 및 반사파의 인벨롭 사이의 비율에 기초한 손실이다. 도13으로부터 0.4mm PE 케이블에 대한 300kHz에서의 스케일 팩터는 대략 12.5 또는 10.9dB이다. 이 크기의 스케일 팩터 항이 인벨롭 손실에 부가되는 경우, 케이블 손실이 나타난다. 최종적으로, 케이블의 공칭 케이블 손실은 비교를 위해 또한 도14에 도시되어 있다.
Figure 112005064997734-pct00069
도14: 04PE 루프에 대하여 300kHz에서의 추정된 케이블 손실(에코 제거기 인에이블됨)
시뮬레이션 모델에서 에코 제거기를 디스에이블하는 것이 가능하다. 이것이 행해지는 경우, 추정된 케이블 손실에 대한 다음 결과가 발생한다. 이것은 인벨롭에 대한 에코 제거기의 영향을 명백하게 설명한다.
Figure 112005064997734-pct00070
도15: 04PE 루프에 대하여 300kHz에서의 추정된 케이블 손실(에코 제거기 디스에이블됨)
애넥스 A-시뮬레이션 모델의 증명
상기 시뮬레이션 모델을 증명하기 위하여, DAFE 708 유닛에 대한 측정이 수행되었다. 코덱과 라인 드라이버/수신기 사이의 직렬 커패시터가 코덱 측에서 분리된다. 송신 신호(ein)는50/100Ω 평형 변압기를 통하여 커패시터에 인가된다. 수신측에서의 직렬 커패시터는 코덱의 입력 임피던스를 시뮬레이팅하기 위하여 두 개의 12kΩ 저항을 통하여 접지에 종료된다. 출력 전압(vout)은 고-임피던스 차동 프로브 증폭기로 측정된다. 케이블 시뮬레이터는 여러 루프를 시뮬레이팅하기 위하여 라인 인터페이스에 접속된다.
측정 동안에 다음의 장비가 사용된다:
EDA R1.1 DSLAM BFB40102/A1P1B, 008037AC4EE9
DAFE 708-ROA 119 708
네트워크 분석기 495A 애질런트 FAA21372
S-파라미터 액세서리 키트 애질런트 FAA21741
차동 프로브 증폭기 휴렛-패커드 FAA
케이블 시뮬레이터 DLE400E 스파이런트 FAA
에코 전달 함수는 네트워크 분석기로 측정된다. 시뮬레이팅된 루프의 입력 임피던스는 네트워크 분석기에 부착된 S-파라미터 액세서리 키트로 측정된다.
우선, 케이블 시뮬레이터의 입력 임피던스(ZIN)는 송신 라인 식으로부터 계산된 동일한 임피던스와 비교된다 500m 개방 엔디드된 길이를 갖는다. 0.5mm PE 케이블(ETSI 루프 #2)에 대한 결과가 이하에서 도16에 도시되어 있다. 거의 1MHz까지(위상각은 500kHz까지만) 측정된 결과와 계산된 결과 사이의 적당한 일치가 존재하는 것처럼 보인다. 유사한 결과가 다른 루프 길이에 대해서 관측된다.
다음의 도17에서, 드라이브 부하 임피던스(ZL)는 라인 변압기 및 OOB-필터의 결합된 체인 매트릭스에 대한 식을 사용함으로써 시뮬레이팅된다. 두 가지 경우 1) ZIN의 송신 라인 버전으로부터 계산된 ZL 및 2) 측정된 입력 임피던스(ZIN)로부터 계산된 ZL이 비교된다. 두 가지 세트의 결과는 서로 상당히 가깝다.
Figure 112005064997734-pct00071
도16: ETSI 루프 #2, d=500m, ZT=∞에 대한 입력 임피던스(ZIN),
Figure 112005064997734-pct00072
도17: ETSI 루프 #2, d=500m, ZT=∞를 갖는 DAFE 708에 대한 입력 임피던스(ZIN)
이제 에코 전달 함수(Hecho)가 섹션 2.4에서 유도된 식을 사용함으로써 시뮬레이팅된다. 상술된 드라이버 부하 임피던스(ZL)에 대한 두 가지 결과가 Hecho의 계산에서 사용된다. 세 개의 그래프는 1 MHz까지 서로 가깝다. 이것은 아마도 Hecho가 선형 스케일로 도시되는 도19에서 더 명백해진다.
Figure 112005064997734-pct00073
도18: ETSI 루프 #2, d=500m, ZT=∞를 갖는 DAFE 708에 대한 에코 전달 함수
Figure 112005064997734-pct00074
도19: 도18에서와 같지만, 선형 스케일의 Hecho
상기 결과는 시뮬레이션 모델이 DAFE 708 유닛에 대해 측정될 수 있는 것과 상당히 가까운 에코 전달 함수를 제공한다는 것을 나타내는 것 같다. 그러나, 루프 길이가 증가되는 경우, Hecho의 측정된 버전과 시뮬레이팅된 버전 사이의 일치는 이것이 도19 및 도20에서 나타날 때, 덜 만족스러워진다. 이 불일치(discrepancy)에 대한 실제적인 이유는 충분히 명백하지 않다. 루트 길이가 증가할 때, 부하 임피던스(ZL)가 스케일링된 감지 임피던스(K*ZS)에 접근하여 에코 손실의 증가를 초래한다 는 하나의 설명이 있을 수 있다. 에코 손실(Hecho)이 높아서, 라인 드라이버/수신기의 파라미터 값의 작은 변화에 훨씬 민감해진다. PBM 39714에 대한 시뮬레이션 모델은 단지 매크로모델이며, 이것은 아마도 장치에 완전히 특성을 부여하지는 않는다.
Figure 112005064997734-pct00075
도20: ETSI 루프 #2, d=500m, ZT=∞를 갖는 DAFE 708에 대한 에코 전달 함수
Figure 112005064997734-pct00076
도21: ETSI 루프 #2, d=3000m, ZT=∞를 갖는 DAFE 708에 대한 전달 함수
6 참조문헌
[1] ETSI TS 101 388 Transmission and Multiplexing(TM); Access transmission systems on metallic access cables; Asymmetric Digital Subscriber Line(ADSL)-European specific requirements, 2002-05.
[2] ANA2812B Analogue Front End for ADSL with PBM 39714.
[3] 4/0363-FCP105 581 Derived equations during Loop Test and Qualification workshop 2002-03-21.
[4] ANA3255A SELT using the Echo Impulse Response.

Claims (11)

  1. 통신 장비(3)를 신호 라인의 원단에 접속하는 단계(401);
    테스트 장치(TD1)를 상기 신호 라인의 근단에 접속하는 단계(402);
    SELT 측정을 수행하는 단계를 포함하며,
    상기 통신 장비(3)가 상기 신호 라인(2) 상에서 간헐적인 핸드쉐이크 신호(HS1)를 송신하고 있는, 신호 라인(2)의 싱글-엔디드 루프 테스트(SELT)에서의 방법에 있어서:
    상기 테스트 장치(TD1)에서 상기 핸드쉐이크 신호를 측정하는 단계(404);
    소정의 지속기간 중 하나 이상의 시간 간격(TI1) 동안 상기 핸드쉐이크 신호를 중지하는 단계(405);
    상기 하나 이상의 시간 간격(TI1)에서 SELT 측정을 수행하는 단계(406)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 핸드쉐이크 신호(HS1)는 반복적으로 중지되는 것을 특징으로 하는 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 방법.
  3. 제1항 또는 2항에 있어서, 상기 테스트 장치는 통신용 송수신기인 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 통신용 송수신기에 대하여 교정 프로세스가 수행되며, 상기 방법은:
    상기 통신용 송수신기와 동일한 형태의 하드웨어를 가지며 통신용 송수신기를 포함하는 송수신기를 선택하는 단계(601);
    상기 선택된 송수신기의 라인 접속부(5)에 각각 소정 값의 세 개 이상의 임피던스(9)를 접속시키는 단계(603);
    상기 선택된 송수신기에 대하여 상기 세 개 이상의 임피던스(9) 및 테스트 신호(vtin, vtout)를 사용하여 주파수 의존 에코 전달 함수(Hecho(f))를 발생시키는 단계(606); 및
    상기 에코 전달 함수(Hecho(f)) 및 대응하는 임피던스 값(9)의 도움으로 송수신기 모델 값을 발생시키는 단계(608)를 포함하며, 상기 모델 값은 개방 라인 접속부(5)에 의한 상기 테스트 송수신기에 대한 에코 전달 함수(H(f)), 라인(2) 측으로부터 나타난 바와 같은 송수신기 임피던스 값(Zhyb(f)) 및 상기 송수신기 임피던스 값(Zhyb(f))과 쇼트컷 라인 접속부(5)에 의한 송수신기에 대한 에코 전달 함수(H0(f))의 곱(Zh0(f))을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 방법.
  5. 제4항에 있어서, 교정 프로세스를 수행하기 위하여 상기 송수신기 모델 값 (Zh0(f), Zhyb(f), H(f))을 저장하는 단계(609)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 방법.
  6. 5항에 있어서, 상기 통신용 송수신기에서 상기 송수신기 모델 값(Zh0(f), Zhyb(f), H(f))을 저장하는 단계(611)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 방법.
  7. 신호 라인(2)의 싱글-엔디드 루프 테스트(SELT)에서의 장치로서:
    상기 신호 라인의 근단에 대한 접속부(5)를 갖는 테스트 장치(TD1);
    상기 신호 라인의 원단에서 통신 장비(3)로부터 신호 라인(2) 상에서 수신된 간헐적인 핸드쉐이크 신호(HS1)를 검출하도록 배열되는 상기 테스트 장치 내의 수신 장치(RE1);
    소정의 지속기간 중 하나 이상의 시간 간격(TI1) 동안 상기 통신 장비(3)로부터 핸드 쉐이크 신호를 중지시키는 중지 메시지(NAK-EF)를 상기 신호 라인(2)에 송신하도록 배열되는 테스트 장치 내의 송신 장치(SH1, SD1)를 포함하며,
    상기 송신 장치(SD1)는 루프 테스트 신호(S1)를 상기 신호 라인(2)에 송신하도록 배열되고, 상기 수신 장치(RE1)는 상기 신호 라인(2)으로부터 반사된 신호(S2)를 수신하도록 배열되며, 상기 테스트 장치는 상기 하나 이상의 시간 간격(TI1)에서 SELT 측정을 수행하도록 배열되는, 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스 트에서의 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 테스트 장치 내의 상기 송신 장치(SH1, SD1)는 중지 메시지(NAK-EF)를 상기 신호 라인(2)에 반복적으로 송신하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 장치.
  9. 제7항 또는 8항에 있어서, 상기 테스트 장치(TD1)는 통신을 위한 송수신기인 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 장치.
  10. 제9항에 있어서, 교정 모드에서의 장치는:
    교정 프로세스에서, 세 개 이상의 임피던스(9) 및 테스트 신호(vtin, vtout)의 도움으로 송수신기에 대한 교정값을 발생시키는 측정 장치(32)를 포함하며, 상기 임피던스(9)는 각각의 소정값을 가지며 송수신기의 라인 접속부(5)에 접속되며;
    상기 측정 장치(32)는 테스트 송수신기에 대한 주파수 의존 에코 전달 함수(Hecho(f))를 발생시키도록 배열되며;
    상기 측정 장치(32)는 상기 에코 전달 함수(Hecho(f)) 및 대응하는 임피던스 값(9)의 도움으로 송수신기 모델 값(Zh0(f), Zhyb(f), H(f))을 발생시키도록 배열되며, 상기 모델 값은 개방 라인 접속부(5)에 의한 송수신기에 대한 에코 전달 함수(H(f), 라인(2) 측으로부터 나타난 바와 같은 송수신기 임피던스 값(Zhyb(f)) 및 상기 송수신기 임피던스 값(Zhyb(f))과 쇼트컷 라인 접속부(5)에 의한 송수신기에 대한 에코 전달 함수(H0(f))의 곱을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 장치는 송수신기 모델 값(Zh0(f), Zhyb(f), H(f))을 저장하는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 라인의 싱글-엔디드 루프 테스트에서의 장치.
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