DE602004010801T2

DE602004010801T2 - Verfahren und anordnung zur schleifenprüfung einer gestörten leitung

Info

Publication number: DE602004010801T2
Application number: DE602004010801T
Authority: DE
Inventors: Jonas Rosenberg
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2003-05-12
Filing date: 2004-04-08
Publication date: 2008-12-11
Anticipated expiration: 2024-04-09
Also published as: DK1625736T3; EP1625735A1; US20070014393A1; ATE553547T1; US20050027456A1; WO2004099711A1; DE602004011333D1; BRPI0410272B1; ES2295851T3; EP1625348B1; US7069165B2; MXPA05011766A; AU2004236618B2; EP1625736A1; BRPI0410286A; BRPI0410263B1; JP4477626B2; ATE384395T1; EP1625348A1; EP1625735B1

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Anordnung im Bereich von einem Einzelende-Test von einer Signalleitung, welche Störungen von einer Vorrichtung am entfernten Ende unterworfen ist.
BESCHREIBUNG ZUM STAND DER TECHNIK
In der heutigen Telekommunikation ist es hinsichtlich ökonomischer Gesichtspunkte wesentlich, bestehende Kupferdrähte zur Breitbandübertragung zu verwenden. Diese Kupferdrähte, welche oftmals verdrillte Kupferschleifen oder Kupfer-Zugriffsleitungen genannt werden, haben untereinander in Breitband-Hinsicht sehr schwierige Eigenschaften. Telekommunikations-Betreiber haben daher ein großes Interesse darin, die Eigenschaften von den Leitungen zu testen, um dazu in der Lage zu sein, ihre Übertragungskapazität vollständig zu verwenden. Das oben erwähnte ist in einem Artikel von Walter Goralski: "xDSL Loop Qualification and Testing", IEEE Communications Magazine, Mai 1999, Seiten 79–83, diskutiert. Der Artikel diskutiert ebenfalls Testmöglichkeiten und ein Testequipment.
Die Übertragungseigenschaften von Kupferleitungen sind genauer beschrieben in einem Artikel von José E. Schutt-Ainé: "High-Frequency Characterization of Twisted-Pair Cables", IEEE Transactions an Communications, Vol. 49, No. 4, April 2001. Verarbeitungsparameter von verdrillten Kabeln eines digitalen Teilnehmers mit hoher Bitrate werden durch ein Wellenverbreitungsverfahren-Modell extrahiert. Die Frequenzabhängigkeit in den Eigenschaften von der Übertragungsleitung und der Einfluss des Skin-Effektes darauf werden studiert.
Ein Testen der Übertragungseigenschaften von einer Leitung kann durchgeführt werden, indem ein Testsignal von einem Ende von der Leitung gesendet wird und dieses am anderen Ende gemessen wird, ein so genannter Doppelende-Test. Dieses Verfahren ist arbeitsintensiv und teuer. Ein häufiger verwendetes Verfahren besteht in einem Senden von einem Testsignal von einem Ende von der Leitung und ein Messen des reflektierten Impulses, eine so genannte Einzelende-Schleifenprüfung, SELT. In einem Artikel von Stefano Galli und David L. Waring: "Loop Makeup Identification Via Single Ended Testing: Beyond Mere Loop Qualifikation", IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Vol. 20, No. 5, Juni 2002, ist der Einfluss von unterschiedlichen Typen von Leitungs-Diskontinuitäten und erzeugten Echos in Verbindung mit einer Einzelende-Prüfung diskutiert. Ein mathematisches Verfahren zum Behandeln der Echos ist dargelegt und ebenfalls eine experimentelle Validierung des Verfahrens.
Es ist eine offensichtliche Auswahl vom technischen Gesichtspunkt aus, eine Labortyp-Messvorrichtung zur Durchführung einer SELT zu verwenden. Ein Verwenden von einer solchen Vorrichtung ist jedoch teuer. Unabhängig davon, kann die Messung durch Störungen beeinflusst werden, welche auftreten, wenn ein Kundenraum-Equipment (CPE), welches mit dem entfernten Ende von der Leitung verbunden ist, versucht, eine Handshake-Prozedur durchzuführen. Die Handshake-Prozedur gestaltet es schwierig, die gemessene Echofrequenz-Antwort und das normale Rauschen auf der Leitung zu analysieren.
Bei einer Einzelende-Prüfung ist es vorteilhaft, anstelle der Laborvorrichtung einen Transceiver als ein Teil von einer Messvorrichtung für die Schleife unter Test zu verwenden. Der Breitband-Kommunikationstransceiver ist jedoch kein perfekter Spannungsgenerator, führt jedoch eine Störung in die Messung ein. Wie diese Störung zu entfernen ist, ist in einem Standardisierungs-Dokument von Thierry Pollet: "How is G. selt to specify S₁₁ (calibrated measurements)?", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OJ-091; Osaka, Japan, 21.–25. Oktober 2002, diskutiert. Ein Kalibrierungsverfahren ist basierend auf einem Ein-Anschluss-Zerstreuungsparameter S₁₁ dargelegt, welcher Transceiver-Parameter enthält, welche während einer Kalibrierung erzeugt werden. Ebenfalls ist in einem Standardisierungs-Dokument von Thierry Pollet: "Minimal information to be passed between measurement and interpretation unit", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OC-049; Ottawa, Kanada, 5.–9. August 2002, der Ein-Anschluss-Zerstreuungsparameter S₁₁ diskutiert. Ebenfalls, wenn der Transceiver für die SELT verwendet wird, kann das entfernte CPE die Messung stören, indem es versucht, eine Handshake-Prozedur durchzuführen.
UMRISS DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das oben erwähnte Problem darüber, wie der Einfluss von einer Handshake-Prozedur auf einer Einzelende-Schleifenprüfung von einer Kupfer-Zugriffsleitung, welche mit einem CPE verbunden ist, vermieden wird. Solange die Leitung inaktiviert verbleibt, wird das eingeschaltete CPE versuchen, eine Handshake-Prozedur durchzuführen, indem intermittierende Handshake-Signale übertragen werden. Aufgrund dieser Handshake-Signale ist es schwierig, eine gemessene Echofrequenz-Antwort zu analysieren, wenn das verbundene CPE-Modem eingeschaltet ist.
Ein weiteres Problem tritt auf, wenn ein Transceiver bei der Einzelende-Prüfung von der Leitung verwendet wird. Es ist eine Aufgabe, wie der Einfluss auf die SELT-Messung von dem Transceiver selber ebenfalls kompensiert wird.
Es ist eine weitere Aufgabe, wie Transceiver-Werte für die Kompensierung erzeugt und gespeichert werden.
Das Problem wird auf die folgende Weise gelöst. Bei der Handshake-Prozedur überträgt das CPE intermittierende Schmalbandsignale, nämlich Handshake-Töne von vorbestimmten Frequenzen. Die Handshake-Töne werden durch die Vorrichtung, welche die SELT-Messung durchführt, erfasst, und die Handshake-Töne werden bei einem Zeitintervall angehalten. Während dieses Intervalls wird die SELT-Messung durchgeführt, und zwar, wenn notwendig, nach wiederholtem Anhalten von den Handshake-Tönen.
Wenn der Transceiver für die SELT-Messung verwendet wird, werden die Probleme in Zusammenhang damit gelöst, indem ein Test-Transceiver kalibriert wird, welcher ein typischer Breitbandkommunikations-Transceiver ist, und Transceiver-Modell-Werte erzeugt werden. Diese Werte werden gespeichert und werden im Transceiver für Kommunikationszwecke verwendet, welcher mit der zu testenden Schleife verbunden ist. Ein Testsignal, reflektiert durch die Schleife, wird am Kommunikations-Transceiver gemessen, welches ein Schleifenprüfungs-Ergebnis ergibt. Der Einfluss von diesem Ergebnis durch den Kommunikations-Transceiver selber wird mithilfe der gespeicherten Transceiver-Modell-Werte kompensiert.
Ein Zweck von der vorliegenden Erfindung liegt in der Verbesserung der SELT-Messung von der Zugriffsleitung, wenn das CPE seine intermittierenden Handshake-Signale sendet.
Ein weiterer Zweck von der vorliegenden Erfindung liegt in der Kompensierung des Einflusses von einem Transceiver auf die SELT-Prüfung von der Leitung.
Ein weiterer Zweck liegt in der Erzeugung und Speicherung von Transceiver-Werten für die Kompensierung.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, dass die SELT-Messung von der Zugriffsleitung durchgeführt werden kann, wenn das CPE seine intermittierenden Handshake-Leitungen sendet.
Ein weiterer Vorteil von der Erfindung liegt darin, dass der Einfluss des Transceivers auf die SELT-Messung von einer Kupfer-Zugriffsleitung kompensiert werden kann.
Ein weiterer Vorteil liegt darin, dass die Transceiver-Werte für die Kompensierung erzeugt und gespeichert werden können, und bei allen standardisierten Breitband-Transceivern basierend auf der gleichen Hardware wie die des getesteten angewendet werden können. Somit wird eine teure Prozedur zum Kalibrieren eines aktuellen Transceivers ausgeschlossen.
Ein weiterer Vorteil liegt darin, dass die erzeugten Transceiver-Werte eine leicht verständliche Bedeutung haben.
Ein weiterer Vorteil liegt darin, dass der Test-Transceiver jeglicher aus den Transceivern sein kann, welche für Kommunikationszwecke verwendet werden.
Die Erfindung wird nun deutlicher mithilfe von Ausführungsformen und mit Bezug auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein einfaches Blockschaubild von einer Testvorrichtung und einer Übertragungsleitung;
2 zeigt ein Frequenzdiagramm mit Handshake-Tönen;
3 zeigt ein Zeitdiagramm mit periodischen Handshake-Sequenzen;
4 zeigt ein Ablaufdiagramm für eine SELT-Messung;
5 zeigt ein einfaches Blockschaubild von einem Transceiver und der Leitung;
6 zeigt ein etwas genaueres Blockschaubild von einem Teil von dem Transceiver und der Leitung;
7 zeigt ein Blockschaubild von dem Transceiver, welcher mit einer Impedanz eines bekannten Wertes verbunden ist;
8 zeigt ein Ablaufdiagramm zum Erzeugen von Transceiver-Eigenschaftswerten; und
9 zeigt ein Ablaufdiagramm zum Erzeugen von einem Impedanzwert für die Leitung.
GENAUE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 zeigt ein einfaches Blockschaubild von einer Testvorrichtung TD1 an einem zentralen Büro, welche mit einer entfernten Vorrichtung 3 an einem Benutzergebäude über eine digitale Teilnehmerleitung 2 (DSL) verbunden ist. Die Leitung ist vom Ende der Testvorrichtung zu sehen, und dieses Ende wird als das nahe Ende von der Leitung bezeichnet, während das andere Ende an der Vorrichtung 3 als das entfernte Ende bezeichnet wird. Die Leitung 2 ist eine herkömmliche Kupferleitung von einer Länge L, welche bestimmte Eigenschaften hat, wie beispielsweise eine Signaldämpfung in unterschiedlichen Frequenzbereichen. Die Testvorrichtung hat eine Sendevorrichtung SD1, eine Empfangsvorrichtung RE1 und eine Synchronisationsvorrichtung SH1. Die letztgenannte ist mit der Sendevorrichtung SD1 verbunden, welche wiederum mit der Leitung 2 und der Empfangsvorrichtung RE1 verbunden ist.
Wie oben erwähnt, ist es für einen Netzwerk-Betreiber wesentlich, dazu in der Lage sein, die bereits bestehende Kupferleitung 2 für die Breitbandübertragung zu verwenden. Der Betreiber muss daher die Leitungseigenschaften kennen, wie beispielsweise die Länge L, Signaldämpfung und Übertragungskapazität. Diese Eigenschaften können normalerweise nach einer Messung bestimmt werden, welche vorzugsweise von dem nahen Ende von der Leitung als eine so genannte Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, durchgeführt wird. Die Parameter beziehen sich auf eine Leitungs-Eingangsimpedanz Z_ein(f), welche unter Verwendung von übertragenen und reflektierten Testsignalen bewertet werden kann.
Die Testvorrichtung TD1 überträgt ein solches Testsignal, nämlich ein Breitband-Schleifentestsignal S1, welches durch die entfernte Vorrichtung 3 reflektiert wird und durch die Testvorrichtung als ein reflektiertes Signal S2 gemessen wird. Mithilfe eines Quotienten aus S2/S1 können Parameter von der Leitung 2 bestimmt werden, wie im Folgenden detailliert beschrieben. Die Messung von dem reflektierten Signal 52 kann jedoch durch die entfernte Vorrichtung 3 gestört werden, welche versucht, eine Handshake-Prozedur durchzuführen. Um diese Störung zu vermeiden, muss zunächst das Vorliegen von einem Handshake-Signal erfasst werden.
Während der Handshake-Prozedur sendet die entfernte Vorrichtung 3 intermittierend ein schmalbandiges Handshake-Signal HS1, welches mit dem Signal S2 interferieren kann und die Leitungsmessung schwieriger gestaltet. Das interferierende Handshake-Signal kann jedoch erfasst werden. Das Schleifentestsignal S1, welches in der vorliegenden Ausführungsform verwendet wird, hat eine Frequenz im Bereich von 0–1104 kHz oder höher. Es basiert auf einem Messsignal, welches eine Anzahl von orthogonalen Frequenzpunkten hat, welche mit dem so genannten diskreten Mehrfachton-Signal übereinstimmen. Dieses Signal wird zu Modulationszwecken im ADSL-Standard ITU-T G.992.1 verwendet. Die Testvorrichtung, welche das reflektierte Signal S2 in diesem Frequenzbereich 0–1104 kHz misst, kann daher für die Erfassung des Handshake-Signals verwendet werden. Ein Rauschsignal im Bereich von 0–276 kHz oder höher wird ebenfalls durch die Testvorrichtung gemessen, und ebenfalls kann diese Messung zur Erfassung des Handshake-Signals HS1 verwendet werden. Die Handshake-Töne in der standardisierten DSL-Übertragung aufgrund des ITU-T-Standards G.994.1 verwenden Schmalband-Signale, welche mit einem reinen DPSK-Schema moduliert sind. Aufgrund seiner beschränkten Bandbreite ist es recht einfach die einzelne Frequenzposition dieser Handshake-Signale zu unterscheiden. In ADSL gibt es beispielsweise drei Sätze von vorgeschriebenen Aufwärtsstrom-Handshake-Tönen, basierend auf einer Frequenz f₀ = 4,3125 kHz:
ADSL Anhang A: N = [9, 17, 25]
ADSL Anhang B: N = [37, 45, 53]
ADSL Anhang C: N = [7, 9]
Die Handshake-Töne haben die Frequenz von F = N × f₀. Ein oder mehrere der obigen Töne können während eines Handshakes für eine spezifische Anhang-Einstellung übertragen werden.
Die obigen Handshake-Signale können als eine Schmalband-Störung in einer Rauschmessung beobachtet werden, welches eine Mittelwert-Rauschuntergrenze über die Frequenz liefert. In 2 ist eine Handshake-Ton-Störung in einer solchen Rauschmessung gezeigt. Die Figur ist ein Diagramm mit der Frequenz f in kHz auf der Abszisse und dem Signalpegel A in dBm/Hz auf der Ordinate. In einem Frequenzbereich von ungefähr 200 kHz und höher hat das Rauschen NS1 einen beinahe konstanten Pegel. In dem Bereich 0–200 kHz kann das Handshake-Signal HS1 beobachtet werden. Die Figur zeigt an, dass die bestimmte entfernte Vorrichtung 3, welche verbunden ist, während des Handshakes vier Töne aktiv hat. Indem diese Frequenztöne im Spektrum identifiziert werden, erscheint es, dass es eine ADSL-Anhang A-Einstellung ist, welche den vorgeschriebenen Satz von Handshake-Tönen erfüllt, und mit einem optionalen zusätzlichen Ton von Anhang B.
Ferner werden Handshake-Töne einem standardisierten Zeitschema folgend übertragen. Die Signale sind nicht kontinuierlich, jedoch mit periodischen Intervallen gesendet, welche die Leitung dazwischen ruhig hinterlassen. Beispielsweise setzt der Standard ITU-T G994.1 fest:
"Wenn eine NAK-EF-Meldung in jeglichem Zustand empfangen wird, sollte die Empfangsstation unmittelbar auf den anfänglichen G.994.1-Zustand zurückkehren (R-SILENTO für ein HSTU-R, C-SILENTI für ein HSTU-C) und für eine minimale Zeitperiode von 0,5 s ruhig verbleiben. Sie kann eine weitere G.994.1-Sitzung einleiten."
Dies bedeutet, dass, wenn es ein Betreiber wünscht, eine SELT-Messung von der Leitung 2 von der Testvorrichtung TD1 durchzuführen, die Handshake-Prozedur von der entfernten Vorrichtung 3 angehalten werden kann. Die Handshake-Signale HS1, beispielsweise wie in 2 beschrieben, werden durch die Empfangsvorrichtung RE1 angezeigt. Die Synchronisationsvorrichtung SH1 befiehlt der Sendevorrichtung SD1 die NAK-EF-Meldung zu senden, welche die Handshake-Töne HS1 für ein Zeitintervall von zumindest 0,5 Sekunden anhält. Während dieses Intervalls wird das Schleifentestsignal S1 von der Sendevorrichtung auf einen Befehl von der Synchronisationsvorrichtung SH1 gesendet, und das reflektierte Signal S2 wird in der Empfangsvorrichtung RF1 empfangen. Um eine vollständige Information über die Leitung 2 zu erlangen, kann es notwendig sein, das Schleifentestsignal S1 abermals zu senden und die SELT-Messprozedur zu wiederholen. Die vollständige Messung wird dann 3 folgen, welche ein Diagramm mit der Zeit T auf der Abszisse ist, welche eine SELT-Messung, mit Handshake-Signalen synchronisiert, zeigt. Die Figur zeigt die Handshake-Signale HS1, gefolgt durch die NAK-EF-Meldung und verschachtelten Zeitintervallen TI1, verwendet für die SELT-Messung. Es ist zu erwähnen, dass es lediglich die SELT-Messung ist, welche im Zeitintervall TI1 durchzuführen ist. Die Berechnungen, bezogen auf die Leitungseigenschaften basierend auf der SELT-Messung, können kontinuierlich fortfahren.
Als eine Alternative zu dem Standard ITU-T G.994.1 gibt es einen ADSL-Standard ANSI T1E1.413, welcher ein unterschiedliches Verfahren für den Handshake verwendet.
Das SELT-Messverfahren, wie oben beschrieben, wird in Zusammenhang mit einem Ablaufdiagramm in 4 zusammengefasst. In einem Schritt 401 wird das Kundengebäude-Equipment CPE, nämlich die Vorrichtung am entfernten Ende 3, mit dem entfernten Ende von der Leitung 2 verbunden. Die Testvorrichtung wird mit dem nahen Ende von der Leitung in einem Schritt 402 verbunden, und in einem Schritt 403 werden die Handshake-Signale HS1 von dem CPE übertragen. In einem Schritt 404 werden die Handshake-Signale HS1 in der Empfangsvorrichtung RE1 angezeigt. Die Handshake-Signale werden innerhalb des Zeitintervalls TI1 von einer vorbestimmten Dauer in einem Schritt 405 angehalten. In einem nächsten Schritt 406 wird die SELT-Messung durchgeführt, und in einem Schritt 407 wird untersucht, ob die SELT-Messung bereit ist. In einem alternativen NO1 wird der Verfahrensschritt 404 mit einer Anzeige der Handshake-Signale wiederholt. Dann werden die Verfahrensschritte 405, 406 und 407 wiederholt, bis das alternative JA1 nach dem Schritt 407 das aktuelle ist, und der Ablauf endet in einem Schritt 408.
Im Folgenden wird in einer Ausführungsform beschrieben, wie die Einzelende-Schleifenprüfung, die SELT, durchgeführt wird.
In 5 ist ein Transceiver 1 gezeigt, welcher mit der entfernten Vorrichtung 3 über die Leitung 2 verbunden ist. Der Transceiver ist für Kommunikationszwecke geeignet, und wird derart beschrieben, dass die SELT-Messung erläutert werden kann. Der Transceiver 1 enthält einen digitalen Teil 41, einen Codec 42 und einen analogen Teil 43, nämlich das so genannte Analog-Frontend AFE. Das digitale Teil enthält wiederum einen digitalen Signalgenerator 13 und eine Berechnungsvorrichtung 11, welche mit einer Speichervorrichtung 12 verbunden ist. Der Transceiver 1 hat ebenfalls einen Eingang 63 und einen Ausgang 64. Der Generator, welcher mit der Berechnungsvorrichtung 11 verbunden ist, sendet ein Breitband-Eingabe-Schleifentestsignal v_ein an die entfernte Vorrichtung 3 über den Codec 42, den analogen Teil 43 und die Leitung 2. Ein reflektiertes Breitband-Schleifentestsignal v_aus wird in der Berechnungsvorrichtung von der Leitung 2 über den analogen Teil und den Codec empfangen.
Das Breitband-Schleifentestsignal v_ein, welches für solche Messzwecke gesendet wird, wird über die Leitung 2 zurückreflektiert, und wird als das Schleifentestsignal v_aus bezeichnet. Wie im Folgenden beschrieben wird, werden die Signale v_ein und v_aus zum Bestimmen der Eigenschaften von der Leitung 2 verwendet.
Was der Betreiber tatsächlich kennen muss, ist die Eingangsimpedanz Z_ein(f) von der Leitung 2, welche die entfernte Vorrichtung 3 enthält, und zwar gemessen von einer Transceiver-Schnittstelle 5, und in Unabhängigkeit von dem Transceiver 1 selber. Ein erster Schritt zum Erlangen der erforderlichen Leitungseigenschaften liegt in der Erzeugung von einer Echoübertragungsfunktion H_echo(f) für die aktuelle Leitung 2. Diese wird berechnet, indem eine Frequenzumsetzung von den Breitbandsignalen v_ein und v_aus durchgeführt wird, welches zu Signalen v_ein(f) und v_aus(f) in der Frequenzdomäne führt. Die Übertragungsfunktion wird erzeugt durch die Beziehung: Hecho(f) = vaus(f)/vein(f) (1)in welcher die Frequenz durch f gekennzeichnet ist.
Natürlich enthält die Funktion H_echo(f) Eigenschaften des Transceivers 1. Im Folgenden wird durch ein Beispiel beschrieben, wie die erforderlichen Leitungseigenschaften von der Leitung 2 mit der Hilfe von der frequenzabhängigen Echoübertragungsfunktion H_echo(f) erlangt werden können. Zunächst wird der Transceiver-Analogteil 43 etwas detaillierter in Zusammenhang mit 6 beschrieben. Dies dient dazu, um die Schwierigkeiten beim Charakterisieren des Transceivers 1 auf eine einfache Weise zu beleuchten.
6 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm von dem analogen Transceiverteil 43 und der Leitung 2 von 5, wobei etwas detaillierter als in dieser Figur. Der Analogteil 43 enthält einen Verstärkerblock 6, einen Hybridblock 7, einen Abtastwiderstand RS und einen Leitungstransformator 8. Der Verstärkerblock 6 hat einen Treiber 61, dessen Eingang mit dem digitalen Generator 13 über den Codec 42, nicht gezeigt, verbunden ist. Er hat ebenfalls einen Empfänger 62, welcher Signale von der Leitung 2 empfängt, und dessen Ausgang mit dem Transceiver- Digitalteil 41, nicht gezeigt, verbunden ist. Der Treiber-Ausgang ist mit dem Abtastwiderstand RS verbunden, dessen Anschlüsse mit dem Hybridblock 7 verbunden sind. Der letztgenannte hat vier Widerstände R1, R2, R3 und R4 und ist mit Eingängen des Empfängers 62 verbunden. Der Leitungstransformator 8 hat eine primäre Wickelung L1 und zwei sekundäre Wickelungen L2 und L3, welche über einen Kondensator C1 verbunden sind. Die primäre Wickelung L1 ist mit dem Abtastwiderstand RS verbunden, und die sekundären Wickelungen L2 und L3 sind mit der Leitung 2 verbunden. Die frequenzabhängige Leitungs-Eingangsimpedanz an der Schnittstelle 5 ist mit Z_ein(f) gekennzeichnet, und die Eingangsimpedanz an der Primärseite des Transformators ist mit ZL gekennzeichnet. Der Abschluss des entfernten Endes von der Leitung 2, nämlich die entfernte Vorrichtung 3, ist durch eine Impedanz ZA dargestellt.
Das Signal v_ein, nun in analoger Form durch den Codec 42, wird im Treiberblock 61 verstärkt. Die Ausgangsimpedanz des Treibers wird durch die Rückführschleife von dem Abtastwiderstand RS synthetisiert. Der Leitungstransformator 8 hat eine Spannung, welche von dem Treiber an die Schleife eingestellt ist. Der Kondensator C1 hat eine DC-Blockierungsfunktion. Der Transformator und der Kondensator wirken als ein Hochpassfilter zwischen dem Treiber 61/Empfänger 62 und der Schleife 2, 3, mit einer Grenzfrequenz von etwa 30 kHz. In diesem Fall ist kein galvanischer Zugriff auf die Schleife möglich.
In der vorliegenden Beschreibung wird ein Frequenzdomäne-Modell von der Echoübertragungsfunktion H_echo(f) dazu verwendet, um die frequenzabhängige Eingangsimpedanz Z_ein(f) von der Schleife 2 und 3, wie durch den Transceiver 1 an der Schnittstelle 5 aus gesehen, zu berechnen. Die Eingangsimpedanz kann dann dazu verwendet werden, um mehrere Schleifen-Qualifikationsparameter zu berechnen. Dieses Frequenzdomäne-Modell von der Echoübertragungsfunktion H_echo(f) enthält drei Parameter Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f), welche sich auf den Transceiver 1 beziehen. Die Parameter, nämlich die Transceiver-Modell-Werte, beschreiben den Transceiver in dieser Hinsicht vollständig.
Die Parameter Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) werden ursprünglich analytisch von den Schaltungen des Transceivers hergeleitet. Es wurden einige untergeordnete Vereinfachungen bei der Analyse vorgenommen, jedoch hat sich das Modell als sehr genau erwiesen. In dem anliegenden Anhang 1 "Simulation der Echoübertragungsfunktion für DAFE708" wird gezeigt, wie das Modell für die Echoübertragungsfunktion H_echo(f) hergeleitet wird.
Die Werte von den Parametern werden normalerweise nicht direkt aus den Komponentenwerten des Transceivers berechnet, werden jedoch aus Messungen in einem Kalibrierungsprozess erzeugt, wie im Folgenden beschrieben wird.
In dem zuvor erwähnten Standardisierungs-Dokument "Wie spezifiziert G.selt das S₁₁ (kalibrierte Messungen)?" wird der Zerstreuungsparameter S₁₁ durch drei Parameter C1, C2 und C3 für den Transceiver ausgedrückt. Diese Parameter sollten nicht mit den Transceiver-Modell-Werten Z_h0(f), Z_hyp(f) und H_∞(f) der vorliegenden Beschreibung verwechselt werden. Die Parameter C1, C2 und C3 sind einheitenlose Größen und geben keinerlei konkrete Bedeutung wider, obwohl sie erfolgreich verwendet werden, um den Transceiver zu modellieren. Die Transceiver-Modell-Werte von der vorliegenden Beschreibung werden in der Analyse berücksichtigt und können direkt interpretiert werden: Der Wert H_∞(f) ist die frequenzabhängige Echoübertragungsfunktion für den Transceiver 1 mit einem Freilauf auf die Leitung 2, d. h., wenn die Leitungsimpedanz von unbegrenzter Größe ist.
Der Wert Z_hyb(f) ist die Transceiver-Impedanz, wie an den Verbindungen zur Leitung 2 aus gemessen, d. h. die Transceiver-Impedanz an der Schnittstelle 5, wie von der Leitungsseite aus gesehen.
Der Wert Z_h0(f) kann ausgedrückt werden als Z_h0(f) = H₀(f) Z_hyb(f), wobei der Wert H₀(f) die frequenzabhängige Echoübertragungsfunktion für den Transceiver 1 ist, wobei die Verbindungen zur Leitung 2 kurz geschlossen sind und der Wert Z_hyb(f) oben bestimmt ist.
Es wird beobachtet, dass die Transceiver-Modell-Werte nicht direkt gemessen werden, jedoch in einem Prozess erzeugt werden, wie im Folgenden beschrieben.
Die Echoübertragungsfunktion H_echo(f) von Gleichung (1) kann ausgedrückt werden als:
wobei

Z_ein(f) die zuvor erwähnte Eingangsimpedanz von der Leitung 2 als eine Funktion von der Frequenz f ist; und
Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) komplexe Vektoren sind und die oben erwähnten Transceiver-Modell-Werte sind.

Nach einer Kalibrierungsmessung von einer bestimmten Transceiver-Version können dessen Vektoren bestimmt werden. Diese Vektoren, nämlich die Transceiver-Modell-Werte, werden dann beispielsweise in der Software von den Transceivern von der gemessenen Version zuvor gespeichert, beispielsweise in dem Speicher 12 von dem Transceiver 1. Die Modell-Werte werden dann für den Schleifentest von der Leitung 2 mit deren anfänglich unbekannten Eigenschaften verwendet.
In Verbindung mit 7 wird erwähnt, wie die Kalibrierungsmessung durchgeführt wird. Die Figur zeigt einen Test-Transceiver 31, an welchem Test-Impedanzen 9 von unterschiedlichen vorbestimmten Werten an der Schnittstelle 5 für die Leitung 2 verbunden sind. Eine Messvorrichtung 32 mit einem Speicher 33 ist mit dem Eingang 63 und dem Ausgang 64 von dem Test-Transceiver verbunden. Die Messvorrichtung 32 sendet ein Steuersignal VC1 an den Test-Transceiver 31, und leitet bei ihm ein, ein Breitband-Transceiver-Testsignal vt_ein zu erzeugen, und zwar eines für jeden Wert von der Testimpedanz 9. Ein reflektiertes Ausgabe-Transceiver-Testsignal vt_aus wird im Test-Transceiver empfangen, welcher ein entsprechendes Steuersignal VC2 an die Messvorrichtung sendet. Eine vollständige Messung erfordert die Messung von drei ausgewählten Impedanzwerten. Die Echoübertragungsfunktion H_echo(f) wird dann gemäß der Beziehung (1) erzeugt.
Ein Verwenden von drei Impedanzwerten für die Kalibrierung ist ausreichend, um die Transceiver-Werte zu erzeugen. Um genauere Werte zu erlangen, können mehr als die drei Impedanzen verwendet werden. Dies verursacht ein überbestimmtes Gleichungssystem. Ein Beispiel über einen Satz von Standardwerten von der Test-Impedanz 9 für die Kalibrierung ist eine Leerlauf-Schaltung, eine Kurzschluss-Schaltung und ein Impedanzwert, welcher einem erwarteten Wert für die Schleife entspricht, beispielsweise 100 Ohm. Es ist zu erwähnen, dass ein Wert für ein reines Widerstandsbauteil normalerweise lediglich bis zu einer beschränkten Frequenz, beispielsweise 1 MHz, gültig ist. Bei höheren Frequenzen wird empfohlen, den Impedanzwert von dem "Widerstands-"Bauteil zu messen.
Die Erzeugung der drei komplexen Vektoren Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) für den gemessenen Transceiver 31 wird auf die folgende Weise durchgeführt. Das Modell der Echoübertragungsfunktion in der Beziehung (2) kann ausgedrückt werden als:
oder äquivalent Ax = b, wobei gilt
Die allgemeine Lösung auf das System Ax = b ist x = (ATA)–1ATb
Unter Verwendung der Werte von der Übertragungsfunktion H_echo(f), wie oben beschrieben mit unterschiedlichen Typen der Eingangs-Abschlüsse 9 gemessen, kann der Vektor x aufgelöst werden. Die somit erzeugten Kalibrierungswerte des Vektors x werden beispielsweise im Speicher 33 von der Messvorrichtung 32 oder im Speicher 12 von den Transceivern von der gemessenen Version gespeichert. Es ist zu erwähnen, dass A, x und b normalerweise komplexe Werte sind und frequenzabhängig sind.
Nach einer Messung der Echoübertragungsfunktion H_echo(f) für die aktuelle unbekannte Leitung 2 kann ihre Eingangsimpedanz, wie durch den Transceiver 1 an der Schnittstelle 5 aus gesehen, erzeugt werden als:
Zusammengefasst, wird eine bestimmte Hardware für die Transceiver, wie beispielsweise der Transceiver 1, zuerst kalibriert. Dies wird für den Test-Transceiver 31 mit der Hilfe der Impedanzen 9 und der Transceiver-Testsignale Vt_ein und vt_aus durchgeführt. Der Vektor x wird berechnet und die Werte des Vektors x werden gespeichert und können für jeglichen Transceiver mit der gleichen Hardware verwendet werden. Die Echoübertragungsfunktion H_echo(f) wird dann durch den Transceiver 1 für die Leitung 2, welche unbekannte Eigenschaften hat, mit der Hilfe von den Schleifentestsignalen v_ein und v_aus gemessen. Die frequenzabhängige Eingangsimpedanz Z_ein(f) von der Leitung 2, wie von der Transceiver-Schnittstelle 5 aus gesehen, wird dann erzeugt.
In der oben beschriebenen Ausführungsform waren sowohl die Transceiver-Testsignale vt_ein, vt_aus als auch die Schleifentestsignale v_ein, v_aus gleich Breitbandsignale. Es ist möglich, Signale von jeglicher gewünschter Frequenzbreite sowohl für die Kalibrierung als auch für die Messung von der Leitung zu verwenden. Die Kalibrierung und die Schleifenprüfung werden selbstverständlich lediglich für den ausgewählten Frequenzbereich gültig sein. Es wurde erwähnt, dass die Transceiver-Modell-Werte in dem Speicher 12 von dem Transceiver 1 gespeichert sind. Eine offensichtliche Alternative liegt in der Speicherung der Werte in dem Speicher 33 oder in einem Speicher in einem bestimmten Zentralcomputer und der Übertragung derer an den Transceiver 1, wenn sie erforderlich sind für die Erzeugung von beispielsweise der Eingangsimpedanz Z_ein(f) von der Leitung 2. In der Beschreibung wurden ebenfalls der Test-Transceiver 31 und der Transceiver 1 für Kommunikationszwecke erwähnt. Der Test-Transceiver 31 kann jeglicher aus einem Satz von Transceivern sein, welche auf ein und derselben Hardware basieren. Der Test-Transceiver kann auf eine offensichtliche Weise für die Kommunikationszwecke verwendet werden.
Die obige Erzeugung von Transceiver-Modell-Werten und die Erzeugung des Impedanzwertes für die Leitung 2 werden in Verbindung mit Ablaufdiagrammen in 8 und 9 kurz beschrieben.
In 8 ist die Erzeugung und Speicherung der Transceiver-Modell-Werte gezeigt. Das Verfahren beginnt in einem Schritt 601 mit der Auswahl des Transceivers 31 für Testzwecke. In einem Schritt 602 wird eine Impedanz 9 mit einem vorbestimmten Wert ausgewählt, und in einem Schritt 603 wird die Impedanz mit der Leitungsverbindung von dem Test-Transceiver 31 verbunden. In einem Schritt 604 wird das Transceiver-Testsignal vt_ein über den Transceiver 31 an die Leitung 2 gesendet. Um Transceiver-Modell-Werte zu erlangen, welche für einen weiten Bereich von Anwendungen verwendet werden können, ist das Testsignal ein Breitbandsignal. Das Signal wird durch die entfernte Vorrichtung 3 reflektiert und wird, nach einem Durchgang beim Transceiver 31, als das Transceiver-Testsignal vt_aus in einem Schritt 605 empfangen. In einem Schritt 606 wird die Echoübertragungsfunktion H_echo(f) in der Berechnungsvorrichtung 32 für die aktuelle Impedanz 9 erzeugt, nachdem zuerst die Signale vt_ein und vt_aus in die Frequenzdomäne umgewandelt wurden. In einem Schritt 607 wird untersucht, ob Messungen für eine ausreichende Anzahl von den Impedanzen 9 vorgenommen wurden, sodass die Transceiver-Modell-Werte Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) erzeugt werden können. In einer Alternative NEIN1 wird eine weitere Impedanz 9 in dem Schritt 602 ausgewählt. Bei einer Alternative JA1 werden die Transceiver-Modell-Werte Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) in einem Schritt 608 bestimmt. In einem Schritt 609 wird der Vektor, d. h. die Transceiver-Modell- Werte, im Speicher 33 gespeichert. Als Nächstes wird der Transceiver 1 für Kommunikationszwecke in einem Schritt 610 ausgewählt. In einem Schritt 611 werden die Transceiver-Modell-Werte Z_h0(f), Z_hyb(f) und H_∞(f) an den ausgewählten Transceiver 1 übertragen und werden in dem Speicher 12 gespeichert.

9 zeigt die Erzeugung der frequenzabhängigen Leitungs-Eingangsimpedanz Z_ein(f) an der Transceiver-Schnittstelle 5 zur Leitung 2. In einem Schritt 701 wird der Transceiver 1 für Kommunikationszwecke mit der Leitung 2 mit der entfernten Vorrichtung 3 verbunden. Das Schleifentestsignal v_ein wird in einem Schritt 702 gesendet. Das Schleifentestsignal v_aus, wenn durch die Leitung 2 reflektiert, wird durch den Transceiver empfangen und in einem Schritt 703 gemessen. In einem Schritt 704 wird die frequenzabhängige Echoübertragungsfunktion H_echo(f) in der Berechnungsvorrichtung 11 erzeugt. Der frequenzabhängige Impedanzwert Z_ein(f) für die Leitung 2 wird in der Vorrichtung 11 mithilfe der gespeicherten Transceiver-Modell-Werte und der Echoübertragungsfunktion, Schritt 705, erzeugt. Diese Erzeugung wird gemäß der Beziehung (4) durchgeführt. Anhang 1 Simulation der Echoübertragungsfunktion für die DAFE708 Übersicht Zielsetzung Anwendung Inhalte

1	Einführung	20
2	Simulationsmodell zur symbolischen Analyse	20
2.1	Teilnehmerkabel	20
2.2	Leitungs-Transformator	21
2.3	Bandexterner Filter	24
2.4	Leitungs-Treiber/Empfänger	28
3	Echoübertragungsfunktion und Schleifenimpedanz	34
4	Echoimpulsantwort	38
5	Anhang A – Verifikation des Simulationsmodells	42
6	Referenzen	49

1 Einführung
Die DAFE 708-Einheit enthält den Broadcom BladeRunner-Chipset (DSP und CODEC) und 10 analoge Leitungs-Schnittstellen. Die Leitungs-Schnittstellen sind um den Infineon Leitungs-Treiber/Empfänger PBM 39714 entworfen. Zum Testen der Einzelende-Schleifenprüfung (SELT)-Algorithmen und Untersuchen von Herstellungs-Testmerkmalen kann es hilfreich sein, ein Simulationsmodell des analogen Frontends zu haben. Damit ist es einfach die Auswirkung einer Änderung der externen Last oder einer Schleife, welche mit der Leitungs-Schnittstelle verbunden ist, als auch die inneren Bauteile des PCB zu untersuchen.
Im Folgenden ist ein solches Modell, basierend auf symbolischen Ausdrücken, für den Analogteil des DAFE 708 entwickelt. Der Hauptzweck liegt darin, Ausdrücke herzuleiten, welche zur Bewertung der Echoübertragungsfunktion H_echo verwendet werden können.
Figur 1: Blockdiagramm des Analogteils des DAFE 708
Die in Betrachtung gezogene Schaltung ist in Figur 1 gezeigt. Der Analogteil ist aufgeteilt in drei Blöcke – der PBM 39714-Treiber/Empfänger/Echolöscher, der bandexterne Rauschunterdrückungsfilter und der Leitungs-Transformator. Die CODEC-Ausgabe wird auf einen konstanten Spannungswert e_ein angenommen. Zwei Serien-Kondensatoren sind zwischen der CODEC-Ausgabe und dem Leitungs-Treiber eingesetzt. Die Echoübertragungsfunktion wird bestimmt als H_echo = v_aus/e_ein wobei v_aus die empfangene Ausgangsspannung an der CODEC-Eingabe ist. Die CODEC-Eingabe hat eine Differenzlast-Impedanz von 24 kΩ. Die gezeigten Kondensatoren C4, C5 und C6 sind eingesetzt, um eine bestimmte Tiefpass- und Hochpass-Filterung von der Empfängerausgabe durchzuführen.
Im Folgenden wird jeder Block analysiert und werden symbolische Ausdrücke formuliert. Schließlich können diese Ausdrücke zusammengefasst werden, um die Echoübertragungsfunktion zu erzeugen. Bevor H_echo bewertet werden kann, muss die Eingangsimpedanz Z_Ein von der Teilnehmer-Schleife berechnet werden. Dies erfordert eine Kenntnis der primären Konstanten des Kabels, der Schleifenlänge und des Abschlusses am weiten Ende.
2 Simulationsmodell zur symbolischen Analyse
2.1 Teilnehmer-Kabel
Die Eingangsimpedanz des Teilnehmer-Kabels wird unter Verwendung der Ausdrücke im Anhang A von Referenz [1] für die primären Konstanten von ETSI-Schleifen berechnet. Wenn die primären Konstanten gefunden sind, sind die sekundären Konstanten angegeben durch:
Die Kettenmatrix von einer Schleife mit der Länge d ist dann angegeben durch:
Mit einem vorgegebenen Abschluss am weiten Ende Z_T kann die Eingangsimpedanz Z_EIN berechnet werden unter Verwendung des Ausdruckes:
2.2 Leitungs-Transformator
Figur 2: Leitungs-Transformator für DAFE 708
Der Leitungs-Transformator ist zusammen mit dem Serien-Kondensator C1 in Figur 2 gezeigt. Alle vier Wickelungen L1, L2, L3 und L4 befinden sich auf dem gleichen Magnetkern und sind nahe zueinander gekoppelt. Es wird angenommen, dass die Anzahl von Wickelungen für L1 und L2 gleich sind, und dass das gleiche für L3 und L4 gilt.
Wenn lediglich differenzierte, ausgeglichene Anschlusssignale in Betracht gezogen werden, können die Schemata des Transformators vereinfacht werden, um die Herleitung von den Eigenschaften einfacher zu gestalten.
Figur 3: Vereinfachtes Modell für den Leitungs-Transformator
Der aus vier Wickelungen bestehende symmetrische Transformator wird in die zwei einzelnen Transformatoren aufgeteilt, wie in Figur 3 gezeigt. Jeder Transformator wird durch eine äquivalente Schaltung ersetzt, welche einen idealen Transformator und die zwei Spulen L1 (L2) und L1s (L2s) enthält. Der ideale Transformator hat ein Wicklungsverhältnis N von gleich dem ursprünglichen Transformator. Der ideale Transformator legt Belastungen auf die Anschlussspannungen und Ströme von dem Transformator auf, wie in Figur 3 angezeigt.
Die Spule L1 (L2) stellt die Hauptinduktivität auf der Leitungsseite dar, und die Induktivität ist tatsächlich halb so groß wie die Leerlaufschaltungs-Induktivität, gemessen an der Leitungsseite. L1s (L2s) stellt die Leckinduktivität dar und ist halb so groß wie die Kurzschluss-Schaltungs-Induktivität, gemessen an der Leitungsseite (beide mit C1 abgekürzt).
Um die Kettenmatrix von dem Leitungs-Transformator zu finden, werden die Anschlussspannungen und Ströme, wie in Figur 3 gezeigt, in Betracht gezogen. Die Gleichungen von der Schaltung sind wie folgt:
Wenn angenommen wird, dass die zwei einzelnen Transformatoren identisch sind (L1 = L2), ergibt sich i₄ = i₃ und v₄ = v₃. Dies zusammen mit Gleichungen 3 bis 6 kann dazu verwendet werden, um v₃, v₄, i₃, i₄ von Gleichungen 1 und 2 zu beseitigen.
Die zweite Gleichung ergibt sich nach den Substitutionen zu:
Dieser Ausdruck wird in die erste Gleichung zusammen mit den Substitutionen eingeführt. Nach einer Neuanordnung ergibt das Ergebnis:
Die Kettenmatrix ist bestimmt als:
Verglichen mit den letzten zwei Ausdrücken, erscheinen die Ketten-Parameter des Leitungs-Transformators wie folgt:
wobei L_m = L₁ + L₂ und L₁ = L_1s + L_2s als die gesamte Hauptinduktivität und die gesamte Leck-Induktivität, jeweils an der Leitungsseite gemessen, (mit C₁ abgekürzt) eingeführt ist.
Die tatsächlichen Bauteilwerte für Freigabe R1.1 sind:
L_m = 2,1 mH, L_I = 2 μH, C₁ = 33 nF, N = 2,0.
Der Betrag der vier Kettenparameter mit diesen Werten ist in Figur 4 dargestellt.
Figur 4: Kettenparameter A, B, C und D des Leitungs-Transformators
2.3 BANDEXTERNER FILTER
Um Rauschen und Harmonische von einer Störung oberhalb des ADSL-Bandes zu unterdrücken, war es notwendig, einen bandexternen Filter zwischen dem Leitungs-Treiber und dem Leitungs-Transformator einzuführen. Der OOB-Filter hat den folgenden Aufbau, wie in Figur 5 gezeigt.
Figur 5: Filter für bandexternes Rauschen
Die Impedanz der Serien-Zweige beträgt Z₁ = Z₂ = sL_F1 unter der Annahme, dass gilt L_F1 = L_F2. Die Impedanz des Shunt-Zweiges beträgt:
Mit i₂ = 0 und einer Spannung v₁ angelegt, ergibt sich:
Wenn die Ausdrücke für die Impedanzen in die Gleichung substituiert werden, beträgt das Ergebnis:
Mit i₂ = 0 und einem Strom i₁ angelegt, ergibt sich v₂ = Z₃i₁ oder i_l = v₂/Z3
Wenn v₂ = 0 und eine Spannung v₁ angelegt sind, ergibt sich i2 = v1/2LF1soder v1 = 2LF1s·i2
Wenn v₂ = 0 und ein Strom i₁ angelegt sind, ergibt sich i₂ = i₁ oder i₁ = i₂.
Die Kettenmatrix ist bestimmt als:
Wenn die Ausdrücke verglichen werden, welche oben hergeleitet sind, ergeben sich die Kettenparameter des OOB-Filters wie folgt:
Die tatsächlichen Bauteilwerte für die Freigabe R1.1 sind:
L_F1 = L_F2 = 680 μH, L_F3 = 270 μH, C_F3 = 4,7 nF.
Der Betrag von den vier Kettenparametern mit diesen Werten ist in Figur 6 dargestellt.
Figur 6: Kettenparameter A, B, C und D des OOB-Filters
Wenn die Eingangsimpedanz von der Teilnehmer-Schleife Z_EIN bekannt ist, kann die Treiber-Lastimpedanz Z_L von dem AFE, wie in Figur 1 gezeigt, herausgefunden werden aus:
Die vier Koeffizienten werden durch eine Multiplikation von der Kettenmatrix des OOB-Filters mit der Kettenmatrix des Leitungstransformators erlangt.
Wenn die Teilnehmer-Schleife durch einen Widerstand von 100 Ω ersetzt wird, erweist sich die Lastimpedanz Z_L wie in Figur 7 dargestellt.
Figur 7: Treiber-Lastimpedanz ZL mit der Leitungs-Schnittstelle, welche mit 100 Ω abgeschlossen ist.
Im idealen Fall sollte Z_L gegeben sein durch 100 Ω/N² = 25 Ω, welches ungefähr lediglich im Falle zwischen 100 kHz und 1 MHz gesehen wird. Die Spitze an den Niedrigfrequenzen wird durch den Leitungs-Transformator und den Serien- Kondensator an der Leitungsseite verursacht. Die Serienresonanzschaltung des OOB-Filters ist für das Minimum bei 2 MHz verantwortlich.
2.4 LEITUNGS-TREIBER/EMPFÄNGER
Figur 8: Schemata des AFE mit dem PBM 39714-Leitungs-Treiber/Empfänger
Das analoge Frontend (AFE) enthält neben dem Leitungs-Transformator und dem OOB-Filter den PBM 39714-Leitungs-Treiber/Empfänger und einige externe Bauteile. Der PBM 39714 ist ein Differenzialmodus-Leitungs-Treiber und -Empfänger, welcher eine Echolöschungs-Brücke enthält. Ein geeignetes Modell von der Vorrichtung ist in Figur 8 gezeigt. Die Eingangsanschlüsse sind TVP und TVN mit den Eingangswiderständen RA6 und RB6. Das verstärkte Übertragungssignal erscheint zwischen den Treiber-Ausgangsanschlüssen DR1 und DR2. Ein Abtast-Impedanznetzwerk Z_S, welches den RSA, CSA und RSHA (RSB, CSB und RSHB) enthält, ist in Serie mit dem Treiberausgang platziert. Die Spannungen an den Anschlüssen des Abtast-Impedanznetzwerks werden durch die zwei 3 kΩ Widerstände an den Anschlüssen SA1 und SB1 (SA2 und SB2) in Ströme umgewandelt. Die Ströme werden durch die zwei stromgesteuerten Stromquellen FA1 und FA2 (FB1 und FB2) subtrahiert. Der Differenzstrom stellt die Spannung über das Abtast-Impedanznetzwerk oder den Treiber-Ausgangsstrom multipliziert mit Z_S dar. Dieser Strom wird zurückgeführt, um die Treiber-Ausgangsspannung zu steuern. Daraus resultierend ist die Treiber-Ausgangsimpedanz gleich Z_S multipliziert mit einem realen Skalenfaktor K. Ein zweiter Rückführpfad durch die gesteuerte Quelle FA3 (FB3) wird dazu verwendet, um den Übertragungsgewinn der Treiber-Ausgangsstufe einzustellen.
Der Echolöscher enthält die Widerstandsbrücke RA7, RA8, RB7 und RB8. Wenn die Lastimpedanz Z_L der Abtastimpedanz K·Z_S entspricht, wird das Echosignal zwischen den Ausgangsanschlüssen RP und RN idealerweise zu Null mit dem ausgewählten Widerstandsverhältnis von der Brücke.
Der Empfangspfad ist rein passiv. Das empfangene Signal über dem Leitungs-Transformator wird über die Brückenwiderstände RA8 und RB8 abgetastet, wenn es zwischen den Anschlüssen RP und RN erscheint. Der Echolöscher beeinflusst jedoch ebenfalls das empfangene Signal. Der Parallelkondensator CR und die zwei Serien-Kondensatoren CRP und CRN bilden einen Ausgangsfilter zusammen mit der Empfänger-Ausgangsimpedanz und der CODEC-Eingangsimpedanz.
Um einen symbolischen Ausdruck für die Echoübertragungsfunktion herzuleiten, wird das vereinfachte, unausgeglichene Modell des Leitungs-Treiber/Empfängers in Figur 9 verwendet. Eine detaillierte Analyse von der Schaltung ist in Referenz [2] dargestellt.
Figur 9: Vereinfachtes, unausgeglichenes Modell zum Herleiten der Echoübertragungsfunktion des Leitungs-Treiber/Empfänger
Die Echoübertragungsfunktion H_echo(f) ergibt sich durch H_echo = v_aus/e_ein. Dies kann ebenfalls geschrieben werden als:
wobei v_aus/v'_aus die Übertragungsfunktion des Ausgangsfilters ist.
Die folgenden Gleichungen betreffen die Schaltung in Figur 9 (siehe ebenfalls Kapitel 2.3 von Referenz [2]).
Durch Substitution ist es möglich, herzuleiten:
Es ist nun möglich v₂ zu eliminieren und v₃ herauszufinden, welches ausgedrückt wird durch die Gleichung:
oder
Unter Verwendung der ersten Beziehung zwischen v₂ und v₃ ist es möglich, v₂ auszudrücken als:
Die letzten zwei Ausdrücke werden nun in die Gleichung für v'_aus substituiert, um anzugeben:
Wenn angenommen wird, dass gilt R₅ = R₈ und R₇ = R₆, kann sie neu angeordnet werden zu:
Es ist zu erkennen, dass gilt v'_aus = 0, wenn gilt R₈/R₆ = 1 + Z_S/Z_L1 (Echoauslöschung).
Die Übertragungsfunktion v'_aus/e_ein kann ebenfalls ausgedrückt werden als:
Die Koeffizienten können nun identifiziert werden, indem die letzten zwei Ausdrücke verglichen werden. Dann ergibt sich:
Um die Echoübertragungsfunktion zu finden, muss die Übertragungsfunktion für den Ausgangsfilter H_aus = v_aus/v'_aus hergeleitet werden. Indem die Filterschaltung in Figur 9 in Betracht gezogen wird, ist es möglich, die Übertragungsfunktion zu berechnen als:
Wenn die Echoübertragungsfunktion H_echo geschrieben wird als:
ist zu erkennen, dass der Multiplikator beträgt: G = G₁·H_aus, während die weiteren Koeffizienten unverändert verbleiben.
Für Berechnungen mit dem Ausdruck für H_echo werden die frequenzabhängigen Größen Z₁, Z_S und μ benötigt.
Z₁ ergibt sich aus:
Die Abtastimpedanz Z_S ergibt sich aus:
Der Leerlauf-Schleifengewinn μ wird bestimmt durch den DC-Gewinn μ₀ und die Grenzfrequenz, welche durch den Widerstand R_μ und dem Kondensator C_μ gegeben wird.
Mit diesen Modifikationen, wobei die Koeffizienten von H_echo in Betracht gezogen werden, kann nun angegeben werden:
Die tatsächlichen Bauteilwerte in Version R1.1 sind:
Wenn die Lastimpedanz Z_L1 bekannt ist, kann die Echoübertragungsfunktion berechnet werden aus:
Es ist zu beachten, dass Z_L1 in diesem Ausdruck lediglich halb so groß sein sollte wie die Impedanz Z_L, wie in Kapitel 2.3 berechnet! Dies liegt daran, weil der Ausdruck für H_echo auf der unausgeglichenen Version von der AFE-Schaltung basiert.
Für den Fall, bei welchem die Teilnehmer-Schleife durch einen Widerstand von 100 Ω ersetzt ist, ist die entsprechende Echoübertragungsfunktion im Folgenden angezeigt.
Figur 10: Echoübertragungsfunktion, wobei die Leitungs-Schnittstelle mit 100 Ω abgeschlossen ist.
Die Prozedur zum Berechnen der Echoübertragungsfunktion kann nun wie folgt angegeben werden:

1. Finde die primären Kabelparameter für den ausgewählten Typ von Kabel (R, L, G, C), die Kabellänge (d) und die Abschlussimpedanz am entfernten Ende (Z_T). Berechne die Eingangsimpedanz von der Schleife Z_EIN.
2. Berechne die Treiber-Last-Impedanz Z_L unter Verwendung der zusammengefassten Kettenmatrix für den Leitungs-Transformator und die OOB-Filter-Sektionen und die Schleifen-Impedanz Z_EIN.
3. Mit der Lastimpedanz Z_L1 = Z_L/2 kann die Echoübertragungsfunktion nun unter Verwendung des Ausdruckes für H_echo für den Leitungs-Treiber/Empfänger PBM 39714 berechnet werden.

3. Echoübertragungsfunktion und Schleifenimpedanz
Die Echoübertragungsfunktion wurde im vorhergehenden Kapitel 2.4 gefunden als:
und die Schleifenimpedanz Z_L bezieht sich zur Eingangsimpedanz Z_EIN von der Teilnehmer-Schleife wie in Kapitel 2.3 gezeigt:
Wenn dies in den Ausdruck H_echo substituiert wird, ergeben sich bestimmte Neuanordnungen:
Wenn H_echo geschrieben wird als:
ergibt sich die Anzeige:
Wenn Z_EIN → ∞ ⇒ H_echo → H_∞ = Y₁/Y₂, welches die Echoübertragungsfunktion ist, wenn die Teilnehmer-Schleife durch eine Leerlaufschaltung ersetzt wird.
Wenn Z_EIN = 0 H_echo = H₀ = M₁/M₂, welches die Echoübertragungsfunktion ist, wenn die Teilnehmer-Schleife durch eine Kurzschlussschaltung ersetzt wird.
Durch eine Division mit Y₂ kann H_echo ebenfalls geschrieben werden als:
wobei gilt Z_hyb = M₂/Y₂ und Z_h0 = M₁/Y₂
Unter Verwendung der tatsächlichen Bauteilwerte können die vier hervorgehobenen Funktionen berechnet werden. Die Ergebnisse sind im Folgenden gezeigt.
– H_echo mit Leerlaufleitungs-Anschlüssen
– H_echo mit Kurzschlussleitungs-Anschlüssen
Der letzte Ausdruck für H_echo kann ebenfalls geschrieben werden als: HechoZEIN + HechoZhyb – Z∞ZEIN – Zh0 = 0
Wenn die Echoübertragungsfunktion H_echo mit einem Satz von geeigneten Anschlüssen Z_EIN gemessen wird, ist es möglich, die unbekannten Koeffizienten Z_hyb, Z_h0 und H_∞ unter Betrachtung des Ausdrucks als einen Satz von Gleichungen zu lösen. Dies ist detailliert in Referenz [3] beschrieben. Der Koeffizient H_∞ kann direkt von einer Einzelmessung mit Z_EIN → ∞ bestimmt werden. Mit zwei unterschiedlichen Widerstandsabschlüssen sollte es möglich sein, die verbleibenden Koeffizienten Z_hyb und Z_h0 zu finden. Diese Parameter charakterisieren vollständig das analoge Frontend inklusive des Leitungs-Transformators, da H_echo stets eine bilineare Funktion in Z_EIN sein muss.
Mit der aktuellen Teilnehmer-Schleife, welche mit dem ADSL-Modem verbunden ist, ist es nun möglich, die Eingangsimpedanz von der Schleife Z_EIN herzuleiten. Dies wird vorgenommen, indem der Ausdruck für H_echo invertiert wird.
Dieser Ansatz ist ferner in Referenz [3] beschrieben.
Die Prozedur kann beschrieben werden wie folgt:

1. Messen der Echoübertragungsfunktion mit Leerlaufleitungs-Anschlüssen und Speichern des Ergebnisses als H_∞.
2. Messen der Echoübertragungsfunktion mit zumindest zwei Widerstandsabschlüssen (mehrere Messungen können die Genauigkeit verbessern).
3. Auflösen der Parameter Z_hyb und Z_h0 und Speichern des Ergebnisses. Dies beendet die Kalibrierungsprozedur.
4. Messen der Echoantwort mit der aktuellen Schleife, welche mit dem ADSL-Modem verbunden ist, und Berechnen der Eingangsimpedanz Z_EIN.
5. Die Eingangsimpedanz Z_EIN kann als Nächstes dazu verwendet werden, um die Teilnehmer-Schleife zu identifizieren.

4 Echoimpulsantwort
Die gemessene Echoübertragungsfunktion kann dazu verwendet werden, um die entsprechende Echoimpulsantwort herzuleiten. Für gewöhnlich wird die Echoübertragungsfunktion lediglich bei einer endlichen Anzahl von diskreten Frequenzen gemessen. Wenn H_echo als Band begrenzt oberhalb der Nyquist-Frequenz angenommen wird, kann es als eine Periode der Echoübertragungsfunktion von einem zeitdiskreten System betrachtet werden. H_echo wird bei zwei 2^N Frequenzpunkten abgetastet, um H_echo(kF) zu erhalten, wobei F die Distanz zwischen den Abtastungen ist. Wenn H_echo(kF) um f = 0 mit einer komplex konjugierten Symmetrie erweitert wird, wird eine IFFT, welche darauf durchgeführt wird, die entsprechende zeitdiskrete Echoimpulsantwort h_echo(kT) erzeugen.
Bei einer typischen Teilnehmer-Schleife hat h_echo eine impulsförmige Wellenform mit einer hohen Spitze zur Zeit t nahe bei Null. Dieser Impuls wird durch eine gedämpfte Oszillation gefolgt, welche hauptsächlich durch die Leitungs-Transformator-Sektion verursacht wird. Irgendwo auf diesem Kurvenverlauf ist eine weitere kleine impulsförmige Wellenform sichtbar. Diese stellt die Reflexion von der anfänglichen Impuls-Wellenform von dem weiten Ende von der Schleife dar.
Durch ein Messen der Distanz in der Zeit zwischen dem Auftritt von dem ersten Impuls und dem zweiten, kann die Verzögerungszeit, vorwärts und zurück in der aktuellen Teilnehmer-Schleife, herausgefunden werden. Wenn die Verbreitungsgeschwindigkeit von dem Kabel bekannt ist, kann die physikalische Kabellänge d berechnet werden.
Das Verhältnis zwischen der Energie im ersten und zweiten Impuls kann dazu verwendet werden, um den Kabelverlust abzuschätzen, da das Verhältnis ungefähr exp(–2αd) sein sollte. Dieser Teil wird hauptsächlich herkömmlich mit einer Bandpass-gefilterten Version von der Echoantwort erreicht, um den Kabelverlust bei einer bestimmten Frequenz zu bewerten. Siehe Referenz [4] für weitere Details.
Das Vorliegen des analogen Echolöschers in dem AFE neigt jedoch dazu, diese Annäherung infrage zu stellen, wie im Folgenden beschrieben.
Was bei der Bestimmung von der Kabellänge und dem Kabelverlust benötigt wird, ist die einfallende und reflektierte Impuls-Wellenform zum Zeitpunkt der Eingabe an der Teilnehmer-Schleife. Die verfügbare Information ist jedoch die Echoimpulsantwort, welche an den Empfänger-Ausgangsanschlüssen gemessen wird. Es ist daher notwendig, die gemessene Impulsantwort vom Empfänger-Ausgang an die Leitungs-Anschlüsse oder Ähnliches an den Leitungs-Transformator-Eingang zu "transformieren". Dies ist in Figur 11 und Figur 12 im Folgenden dargestellt.
Figur 11: Echopfad der einfallenden Welle
Figur 12: Empfangspfad der reflektierten Welle
Anhand von Referenz [2], 2.3 oder den Gleichungen in Kapitel 2.4, ergibt sich die Übertragungsfunktion von der AFE-Ausgangsspannung v₃' zur CODEC-Eingangsspannung v_aus' mit e_Leitung = 0 und e_EIN ≠ 0
welche neu angeordnet werden kann zu:
Die CODEC-Eingangsspannung v_aus'' mit e_Leitung ≠ 0 und e_ein = 0 kann geschrieben werden zu (siehe ebenfalls Referenz [2], Kapitel 2.4):
Mit e_ein = 0 ergibt sich:
Unter Verwendung davon kann v₂ eliminiert werden, und die Übertragungsfunktion wird nun zu:
Beide Funktionen H_inc und H_rfl sollten mit der Ausgangsfilter-Übertragungsfunktion H_aus multipliziert werden. Da lediglich das Verhältnis zwischen den Funktionen von Interesse ist, kann dies ausgelassen werden.
Es kann erwähnt werden, dass, während H_rfl unabhängig ist von der Lastimpedanz Z_L1, die Übertragungsfunktion von dem einfallenden Signal H_inc abhängig ist von Z_L1 oder der Impedanz von der Teilnehmer-Schleife. Beide Funktionen sind frequenzabhängig.
Wenn die Einhüllenden der Bandpass gefilterten Impulse in Betracht gezogen werden, welche in h_echo(t) auftreten, ist die Annahme, dass die Einhüllenden am Leitungs-Transformator gefunden werden können als:
Der abgeschätzte Kabelverlust wird berechnet als:
Der letzte Ausdruck ist der Logarithmus des Skalenfaktors |H_rfl/H_inc|. Unter Verwendung der tatsächlichen Bauteilwerte kann der Skalenfaktor für die Fälle berechnet werden, bei welchen die Teilnehmer-Schleife ein 0,4 mm und ein 0,5 mm PE-Kabel ist. Das Ergebnis ist im Folgenden gezeigt. Die Kurvenverläufe zeigen an, dass der Skalenfaktor frequenzabhängig ist, jedoch ebenfalls abhängig ist von dem Wellenwiderstand von der Teilnehmer-Schleife. Es ist daher nicht möglich, einen einzelnen Skalenfaktor zu finden, welcher alle Fälle abdeckt.
Die Analyse demonstriert, dass der Echolöscher die Energie der einfallenden Welle in Relation zur reflektierten Welle verringert – dies ist tatsächlich die Beabsichtigung eines Echolöschers. Der Vorteil ist, dass der dynamische Bereich zum Erlangen von schwachen Echos erhöht wird, wenn das Echo am nahen Ende unterdrückt ist. Der Nachteil ist, dass die Energie von der einfallenden Welle nicht direkt von der gemessenen Echoantwort gefunden werden kann.
Figur 13: Skalenfaktoren für einfallende Einhüllende
Referenz [4] demonstriert, wie die Abschätzung des Kabelverlustes fehlerhaft wird, wenn der Korrekturausdruck von dem Skalenfaktor nicht in Betracht gezogen wird.
Abermals, um die Wichtigkeit des Skalierungsfaktors darzustellen, wird das Simulationsmodell dazu verwendet, um den Kabelverlust bei 300 kHz für ein 0,4 mm PE-Kabel bei unterschiedlichen Längen abzuschätzen. Die in Referenz [4] beschriebene Prozedur wird hier angewendet. In Figur 14 ist der Einhüllende-Verlust der Verlust, welcher auf dem Verhältnis zwischen den Einhüllenden von der einfallenden und reflektierten Welle basiert. Anhand von Figur 13 beträgt der Skalenfaktor bei 300 kHz für das 0,4 mm PE-Kabel ungefähr 12,5 oder 10,9 dB. Wenn der Skalenfaktor- Ausdruck des Betrages zum Einhüllenden-Verlust hinzuaddiert wird, erscheint der Kabelverlust. Schließlich ist der nominale Kabelverlust von dem Kabel zum Vergleich ebenfalls in Figur 14 gezeigt.
Figur 14: Abgeschätzter Kabelverlust bei 300 kHz für eine 04PE-Schleife (Echolöscher freigegeben)
Es ist in dem Simulationsmodell möglich, den Echolöscher auszuschalten. Wenn dies getan wird, treten die folgenden Ergebnisse für den abgeschätzten Kabelverlust auf. Dies stellt klar die Wirkung des Echolöschers auf die Einhüllenden dar.
Figur 15: Abgeschätzter Kabelverlust bei 300 kHz für eine 04PE-Schleife (Echolöscher nicht freigegeben)
5 Anhang A – Verifikation des Simulationsmodells
Um das Simulationsmodell zu verifizieren, wurden Messungen auf eine DAFE 708-Einheit ausgeführt. Die Serien-Kondensatoren zwischen dem CODEC und dem Leitungs-Treiber/Empfänger sind an der CODEC-Seite getrennt. Das Übertragungssignal e_ein wird an die Kondensatoren über einen 50/100 Ω Ausbalancier-Transformator angelegt. Die Serien-Kondensatoren an der Empfangsseite werden über zwei 12 kΩ-Widerstände auf Erdung abgeschlossen, um die Eingangsimpedanz des CODEC zu simulieren. Die Ausgangsspannung v_aus wird mit einem Hochimpedanz-Differenzsonden-Verstärker gemessen. Ein Kabelsimulator ist mit der Leitungs-Schnittstelle verbunden, um unterschiedliche Schleifen zu simulieren.

Das folgende Equipment wurde während der Messungen verwendet:

EDA R1.1 IP DSLAM	BFB40102/A1 P1B,	mit
	008037AC4EE9 DAFE 708 – ROA
	119 708
Netzwerk-Analysator	Agilent	FAA21372
4395A
S-Parameter	Agilent	FAA21741
Zubehörkit
Differenz-Sonden-	Hewlett-Packard	FAA
Verstärker
Kabelsimulator	Spirent	FAA
DLS400E

Die Echoübertragungsfunktion wird mit dem Netzwerk-Analysator gemessen. Die Eingangsimpedanz von der simulierten Schleife wird mit dem S-Parameter Zubehörkit, welches dem Netzwerk-Analysator beiliegt, gemessen.
Zunächst wird die Eingangsimpedanz Z_EIN des Kabelsimulators mit der gleichen Impedanz verglichen, welche anhand der übertragungsleitungs-Formel berechnet ist. Das Ergebnis für ein 0,5 mm PE-Kabel (ETSI-Schleife #2) mit einer Länge von 500 m im Leerlauf ist im Folgenden in Figur 16 gezeigt. Es scheint eine angemessene Übereinstimmung zwischen dem gemessenen und berechneten Ergebnis bei annähernd 1 MHz (Phasenwinkel lediglich bis zu 500 kHz) zu geben. Ähnliche Ergebnisse werden für weitere Schleifen-Längen beobachtet.
In Figur 17, welche folgt, wird die Treiber-Last-Impedanz Z_L simuliert, indem die Ausdrücke für die zusammengefasste Kettenmatrix von dem Leitungstransformator und OOB-Filter verwendet werden. Es werden zwei Fälle verglichen 1) Z_L, berechnet anhand der Übertragungsleitungs-Version von Z_EIN, und 2) Z_L, berechnet anhand der gemessenen Eingangsimpedanz Z_EIN. Abermals sind die zwei Ergebnissätze recht nahe beieinander.
Figur 16: Eingangsimpedanz Z_EIN für ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞
Figur 17: Treiberlast-Impedanz Z_L für DAFE 708 mit ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞
Nun wird die Echoübertragungsfunktion H_echo simuliert, indem der Ausdruck verwendet wird, welcher in Kapitel 2.4 hergeleitet ist. Die zwei Ergebnisse für die Treiberlast-Impedanz Z_L, wie oben erwähnt, werden bei der Berechnung von H_echo verwendet. Die simulierten Versionen von H_echo werden mit der Echoübertragungsfunktion verglichen, welche mit dem Netzwerk-Analysator gemessen ist. Das Ergebnis kann in Figur 18 gefunden werden. Die drei Kurvenverläufe sind bis zu 1 MHz nahe zueinander. Dies wird möglicherweise in Figur 19 deutlicher, wo H_echo mit linearer Skala ausgedruckt ist.
Figur 18: Echoübertragungsfunktion für DAFE 708 mit ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞
Figur 19: H_echo wie in Figur 18, jedoch mit linearer Skala

Die Ergebnisse scheinen anzuzeigen, dass das Simulationsmodell eine Echoübertragungsfunktion bereitstellt, welche angemessen nahe dessen ist, was auf der DAFE 708-Einheit gemessen werden kann. Wenn jedoch die Schleifenlänge erhöht wird, wird die Übereinstimmung zwischen gemessener und simulierter Version von H_echo weniger zufrieden stellend, wie dies anhand von Figur 19 und Figur 20 deutlich wird. Der tatsächliche Grund für diese Diskrepanz ist nicht vollständig klargestellt. Eine Erläuterung könnte sein, dass, wenn die Schleifenlänge zunimmt, die Lastimpedanz Z_L sich dann der skalierten Abtast-Impedanz K·Z_S annähert, welches zu einem erhöhten Echoverlust führt. Mit einem hohen Echoverlust wird H_echo sehr empfindlich sogar auf kleine Änderungen in den Parameterwerten des Leitungs-Treiber/Empfänger. Das Simulationsmodell für PBM 39714 ist lediglich ein Makromodell, welches möglicherweise die Vorrichtung nicht vollständig charakterisiert.

Figur 20: Echoübertragungsfunktion für DAFE 708 mit ETSI-Schleife #2, d = 500 m, Z_T = ∞

Figur 21: Echoübertragungsfunktion für DAFE 708 mit ETSI-Schleife #2, d = 3 000 m, Z_T = ∞ 6 Referenzen

[1] ETSI TS 101 388	Übertragung und Multiplexing (TM);
	Zugriffsübertragungssysteme auf
	metallischen Zugriffskabeln;
	asymmetrische digitale
	Teilnehmerleitung (ADSL) – European
	specific requirements, 2002–05.
[2] ANA2812B	Analoges Frontend für ADSL mit PBM
	39714.
[3] 4/0363-FCP105 581	Hergeleitete Gleichungen während
	einer Schleifenprüfung und eines
	Qual ifikations-Arbeitstreffens
	2002-03-21
[4] ANA3255A	SELT unter Verwendung der
	Echo impulsantwort

Claims

Verfahren in einer Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, von einer Signalleitung (2), wobei das Verfahren enthält: Verbinden (401) von einem Kommunikationsequipment (3) mit einem entfernten Ende von der Signalleitung; Verbinden (402) von einer Testvorrichtung (TD1) mit einem nahen Ende von der Signalleitung; Durchführen einer SELT-Messung, wobei das Kommunikationsequipment (3) intermittierende Handshake-Signale (HS1) auf der Signalleitung (2) überträgt (403), dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ebenfalls die Schritte enthält: Erfassen (404) der Handshake-Signale (HS1) in der Testvorrichtung (TD1); Anhalten (405) der Handshake-Signale für zumindest ein Zeitintervall (TI1) von einer vorbestimmten Dauer; Durchführen (406) der SELT-Messung in dem zumindest einem Zeitintervall (TI1).
Verfahren in einer Einzelende-Schleifenprüfung von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 1, bei welchem die Handshake-Signale (HS1) wiederholt angehalten werden.
Verfahren in einer Einzelende-Schleifenprüfung von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 1 oder 2, bei welchem die Testvorrichtung ein Transceiver (1) für Kommunikationszwecke ist.
Verfahren in einer Einzelende-Schleifenprüfung von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 3, bei welchem ein Kalibrierungsprozess für den Transceiver (1) für Kommunikationszwecke durchgeführt wird, wobei das Verfahren enthält: Auswählen (601) eines Transceivers (31), welcher den gleichen Typ von Hardware wie der Transceiver für Kommunikationszwecke hat und den Transceiver für Kommunikationszwecke enthält; Verbinden (603) von zumindest drei Impedanzen (9) von jeweils einem vorbestimmten Wert mit einer Leitungsverbindung (5) des ausgewählten Transceivers (31); Erzeugen (606) für den ausgewählten Transceiver (31) von frequenzabhängigen Echoübertragungsfunktionen (H_echo(f)) unter Verwendung der zumindest drei Impedanzen (9) und von Testsignalen (vt_ein, vt_aus); und Erzeugen (608) von Transceiver-Modell-Werten (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) mithilfe der Echoübertragungsfunktionen (H_echo(f)) und der entsprechenden Impedanzwerte (9), wobei die Modellwerte eine Echoübertragungsfunktion (H_∞(f)) für den Test-Transceiver (31) mit einer Freilauf-Verbindung (5), einen Transceiver-Impedanzwert (Z_hyb(f)), von der Leitung-(2) Seite aus gesehen, und ein Produkt (Z_h0(f)) von dem Transceiver- Impedanzwert (Z_hyb(f)) und einer Echoübertragungsfunktion (H₀(f)) für den Transceiver (31) mit einer Kurzschlussleitungs-Verbindung (5) enthalten.
Verfahren in einer Einzelende-Schleifenprüfung von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 4, welches ein Speichern (609) der Transceiver-Modell-Werte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) zur Durchführung des Kalibrierungsprozesses enthält.
Verfahren in einer Einzelende-Schleifenprüfung von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 4 oder 5, welches ein Speichern (611) der Transceiver-Modell-Werte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) in dem Transceiver (1, 12) für Kommunikationszwecke enthält.
Anordnung in einer Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, von einer Signalleitung (2), wobei die Anordnung enthält: eine Testvorrichtung (TD1), welche Verbindungen (5) für ein nahes Ende von der Signalleitung hat; eine Empfangsvorrichtung (RE1) in der Testvorrichtung, welche dazu angeordnet ist, um intermittierende Handshake-Signale (HS1), welche auf der Signalleitung (2) von einem Kommunikationsequipment (3) an einem entfernten Ende von der Signalleitung empfangen werden, zu erfassen; eine Sendevorrichtung (SH1, SD1) in der Testvorrichtung, welche dazu angeordnet ist, um eine Halte-Meldung (NAK-EF) an die Signalleitung (2) zu übertragen, wobei die Halte-Meldung die Handshake-Signale von dem Kommunikationsequipment (3) für zumindest ein Zeitintervall (TI1) von einer vorbestimmten Dauer anhält, wobei die Sendevorrichtung (SD1) dazu angeordnet ist, um ein Schleifenprüfungs-Signal (S1) an die Signalleitung (2) zu übertragen, und die Empfangsvorrichtung (RE1) dazu angeordnet ist, um ein reflektiertes Signal (S2) von der Signalleitung (2) zu empfangen, wobei die Testvorrichtung dazu angeordnet ist, um die SELT-Messung in dem zumindest einen Zeitintervall (TI1) durchzuführen.
Anordnung in einer Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 7, bei welcher die Sendevorrichtung (SH1, SD1) in der Testvorrichtung dazu angeordnet ist, um eine Halte-Meldung (NAK-EF) wiederholt an die Signalleitung (2) zu übertragen.
Anordnung in einer Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 7 oder 8, bei welcher die Testvorrichtung (TD1) ein Transceiver (1, 31) ist, welcher für Kommunikationszwecke geeignet ist.
Anordnung in einer Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 9, wobei die Anordnung in einem Kalibrierungsmodus enthält: eine Messvorrichtung (32) zur Erzeugung, in einem Kalibrierungsprozess, von Kalibrierungswerten für den Transceiver mithilfe von zumindest drei Impedanzen (9) und Testsignalen (vt_ein, vt_aus), wobei die Impedanzen (9) jeweils einen vorbestimmten Wert haben und mit der Leitungsverbindung (5) von dem Transceiver (1, 31) verbunden sind; wobei die Messvorrichtung (32) dazu angeordnet ist, um eine frequenzabhängige Echoübertragungsfunktion (H_echo(f)) für den Test-Transceiver zu erzeugen; und wobei die Messvorrichtung (32) dazu angeordnet ist, um Transceiver-Modell-Werte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) mithilfe von der Echoübertragungsfunktion (H_echo(f)) und den entsprechenden Impedanzwerten (9) zu erzeugen, wobei die Modellwerte eine Echoübertragungsfunktion (H_∞(f)) für den Test-Transceiver (1, 31) mit einer Freilauf-Verbindung (5), einen Transceiver-Impedanzwert (Z_hyb(f)), von der Leitung-(2) Seite aus gesehen, und ein Produkt von dem Transceiver-Impedanzwert (Z_hyb(f)) und einer Echoübertragungsfunktion (H₀(f)) für den Transceiver (1, 31) mit einer Kurzschlussleitungs-Verbindung (5) enthalten.
Anordnung in einer Einzelende-Schleifenprüfung, SELT, von einer Signalleitung (2) nach Anspruch 10, wobei die Anordnung einen Speicher (12, 33) zum Speichern der Transceiver-Modell-Werte (Z_h0(f), Z_hyb(f), H_∞(f)) enthält.