WO2003107558A1

WO2003107558A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zum ermitteln von übertragungsparametern

Info

Publication number: WO2003107558A1
Application number: PCT/EP2003/005055
Authority: WO
Inventors: Heinrich Schenk
Original assignee: Infineon Technologies Ag
Priority date: 2002-06-13
Filing date: 2003-05-14
Publication date: 2003-12-24
Also published as: US20050063323A1; DE10226347C1; US7050487B2

Abstract

Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ermitteln von ÜbertragungsparameternDie Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungsstrecke (2) in einem Telekommunikationssystem durch eine Sende-/ Empfangsvorrichtung (1) mit einem Sender (3) und einem Empfänger (7). Um Übertragungsparameter wie z.B. die Signallaufzeit, die Leitungslänge und die Leitungsdämpfung aus der Echoimpulsantwort zu ermitteln, wird ein Sendesignal über die Übertragungsstrecke (2) mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate ( ) gesendet und ein Echosignal abgetastet, das wenigstens eine Echokomponente von einem Leitungsanfang (2a) der Übertragungsstrecke (2) und eine Echokomponente von einem Leitungsende (2b) der Übertragungsstrecke (2) aufweist. Das Leitungsanfangsecho und das Leitungsendecho wird durch ein Verkürzungsfilter (18, 19) verkürzt, eine Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal in einer Korrelationsfunktionsstufe (20) berechnet, eine Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion in einer Einhüllendenfunktionsstufe (21) berechnet und die Einhüllendenfunktion ausgewertet und ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder des Leitungsendechos in einer Auswertungsstufe (25) erzeugt.

Description

Beschreibung

Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ermitteln von Übertragungsparametern

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln von Übertragungsparametern nach dem 0- berbegriff von Anspruch 1 bzw. Anspruch 10.

Die US 6279022 Bl beschreibt ein System zur Erfassung der

Grenzen von Multiton-Datensymbolen, die zwischen zwei Trans- ceivern übertragen werden. Dabei werden die Parameter in der Ubertragungsstrecke ermittelt und ein Sendesignal mit mindestens einem Einzelimpuls über die Ubertragungsstrecke mit ei- ner vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen

Baudrate gesendet. Das übertragene Signal wird durch den Empfänger abgetastet. Durch ein FIR-Filter wird das empfangene Signal verkürzt. In einer Korrelationsfunktionsstufe wird eine Korrelationsfunktion aus dem empfangenen Signal und einem Korrelationssignal berechnet. In Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und der Amplitude des empfangenen Signals wird in einer Auswertungsstufe ein Ausgangssignal erzeugt.

In Kummer „Grundlagen der Mikrowellentechnik" , Kapitel 9.4.2.5., Seiten 383-385 VEB Verlag Technik Berlin, 1. Auflage, wird ein Messaufbau mit einem Zeitbereichsreflektormeter beschrieben.

Die DE 695 21 169 T2 beschreibt ein System und ein Verfahren zur diskreten Radarerkennung, wobei ein Mehrträgersignal wiederholt über mehrere Perioden ausgesendet wird und bei Empfang eine angepasste Filterung durchgeführt wird. Das Mehrträgersignal ist vom OFDM-Typ mit zueinander orthogonalen Signalträgem.

Aus Wilhelm Cauer „Theorie der linearen Wechselstrom- Schaltungen", Akademie-Verlag Berlin, Band II 1960, Seiten 940-944 ist ein System zur Nachrichtenübertragung durch hoch frequente phasenverzerrte Impulse bekannt.

Übertragungstechnische Parameter einer Ubertragungsstrecke werden üblicherweise dadurch ermittelt, dass das Signal ausgewertet wird, das bei nach dem Aussenden von speziellen Messsignalen empfangen wird. Hierbei muss das Übertragungssystem an beiden Seiten mit der Messeinrichtung verbunden werden. Dies ist insbesondere bei Übertragungsstrecken mit einer größeren geometrischen Ausdehnung sehr aufwendig.

Es sind Verfahren bekannt, bei denen periodisch Einzelimpulse gesendet und das Echosignal am Empfängereingang abgetastet wird, um die Echoimpulsantwort zu ermitteln. Durch Optimie- rungsverfahren lassen sich aus der Echoimpulsantwort die gewünschten Leitungsparameter ableiten.

Da die Optimierungsverfahren sehr komplex sind, werden sie nur in Fällen angewendet, die diesen Aufwand rechtfertigen.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren anzugeben und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, um Übertragungsparameter wie z.B. die Signallaufzeit, die Leitungslänge und die Leitungsdämpfung aus der Echoimpulsantwort zu ermitteln.

Diese Aufgabe wird gelöst durch das Verfahren zum Ermitteln von Parametern einer Ubertragungsstrecke in einem Telekommunikationssystem nach Anspruch 1 bzw. die Sende-/ Empfangsvor- richtung nach Anspruch 11. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ebenfalls die gemessene Echoimpulsantwort zugrundegelegt. Das erfindungsgemäße Verfahren zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungs- strecke in einem Telekommunikationssystem durch eine Sende-/ Empfangsvorrichtung mit einem Sender und einem Empfänger mit den Schritten: Senden von einem Sendesignal mit wenigstens einem Einzelimpuls durch den Sender über die Ubertragungsstrecke mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate, Abtasten eines Echosignals in dem Emp- fanger, wobei das Echosignal wenigstens eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsanfang der Ubertragungsstrecke und eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsende der Ubertragungsstrecke aufweist, ist gekennzeichnet durch die Schritte Verkurzen des Leitungsanfangs- echos und des Leitungsendechos durch ein Verkurzungsfilter, Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal in einer Korrelationsfunktionsstufe, Berechnen einer Einhullendenfunktion der Korrelationsfunktion in einer Einhullendenfunktionsstufe, Auswerten der Einhullen- denfunktion und Erzeugen eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder dem Leitungsendechos in einer Auswertungsstufe .

Dabei kann das Korrelationssignal das Sendesignal (Kreuzkorrelation) oder das Echosignal (Autokorrelation) sein.

Vorzugsweise wird die Einhullendenfunktion der Korrelations- funktion mit Hilfe der Hubert- Transformation des Sendesig- nals berechnet. Besonders bevorzugt erfolgt die Berechnung der Hubert- Transformation mit einer FFT (Fast- Fourier- Transformation) und einer IFFT (inverse FFT) .

Insbesondere wird als Einhullendenfunktion eine geradzahlige Potenz der Einhüllenden der Korrelationsfunktion verwendet, und das Auswerten umfasst das Ermitteln von Maxima der Einhullendenfunktion (für die Bestimmung der Dampfung) und ihrer Zeitkoordinaten (für die Bestimmung der Laufzeit und damit der Leitungslange) . In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist das Verkürzungsfilter ein Differenzierer, der die Übertragungsfunktion

H(z) = (1-2-')"

hat, wobei z ein komplexer Frequenzparameter ist, der definiert ist als

wobei f_A die Abtastfrequenz des Echosignals und ein ganzzahliges Vielfaches der vorgegebenen Baudrate f_τ ist.

Um aus dem Maximum der Einhüllenden unmittelbar die Dämpfung des Echos ableiten zu können, wird die Korrelationsfunktion vorzugsweise auf die Sendeleistung des Sendesignals normiert.

Um den statistischen Fehler der Messung zu verringern, weist bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung das Sendesignal eine Vielzahl von Einzelimpulsen auf, und die Echosignale werden zu jedem der Einzelimpulse des Sendesignals gemittelt.

Alternativ dazu, dass die Werte der Echoimpulsantwort aus einer speziellen Messung, d.h. durch periodisches Senden eines Einzelimpulses, Abtasten und Mitteln über viele Einzelimpulse, erfasst werden, können die Werte auch durch Auswertung der Koeffizienten eines eventuell vorhandenen Echokompensa- tors in der Sende-/ Empfangsvorrichtung ermittelt werden.

Die entsprechende Sende-/Empfangsvorrichtung zum Ermitteln von Parametern einer Ubertragungsstrecke in einem Telekommunikationssystem mit einem Sender und einem Empfänger ist ge- kennzeichnet durch ein Verkürzungsfilter zum Verkürzen des

Leitungsanfangsechos und des Leitungsendechos, eine Korrelationsfunktionsstufe zum Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal, eine Einhüllendenfunktionsstufe zum Berechnen einer Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion und eine Auswertungsstufe zum Auswerten der Einhüllendenfunktion und Erzeugen eines Ausgangs- Signals in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder dem Leitungsendechos .

Dabei kann das Verkürzungsfilter zwei Differenziererelemente umfassen, von denen einer ein Element des Senders und der andere ein Element des Empfängers ist.

Vorzugsweise umfasst die Einhüllendenfunktionsstufe ein rekursives Quadraturnetzwerk zur Durchführung einer Hilbert- Transformation, das zwei digitale rekursive Filter umfasst.

Insbesondere sind die digitalen Filter Allpass- Filter, die in einem vorgegebenen Frequenzbereich eine im wesentlichen konstante Phasendifferenz von 90° aufweisen.

In einer alternativen Ausführungsform der Sende-/ Empfangsvorrichtung umfasst die Einhüllendenfunktionsstufe ein nicht- rekursives Filters mit linearer Phase zur Durchführung einer Hubert- Transformation, durch das ein zu dem ursprünglichen Signal um 90° phasengedrehtes Signal erzeugt wird, das gemeinsam mit dem ursprünglichen Signal zur Erzeugung einer Einhüllendenfunktion verwendet wird.

Zur Reduzierung des Signalrauschens und zur Verbesserung der zeitlichen Genauigkeit bei der Auswertung ist bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform vor der Auswertungsstufe ein Co b- Filter vorgegebener Ordnung angeordnet, das die Ü- bertragungsfunktion

hat, wobei z einen komplexen Frequenzparameter in Abhängigkeit von der Ausgangsfrequenz darstellt gemäß

_-

und n die Ordnung des Comb- Filters ist.

Es ist ein Vorteil der Erfindung, dass sich die wichtigsten übertragungstechnischen Parameter durch Auswertung allein des am Leitungsanfang empfangenen Echosignals ermitteln lassen. Das Leitungsende bleibt dabei vorzugsweise unbeschaltet (Leerlauf) . Es kann die Signallaufzeit und die Leitungsdämpfung ermittelt werden. Bei Kenntnis der Wellenausbreitungsgeschwindigkeit im betreffenden Kabel kann aus der Signallauf- zeit auch die Leitungslänge berechnet werden. Bei gestückelten Leitungen kann auch die Lage der Stoßstellen ermittelt werden.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, wobei Bezug genommen wird auf die beigefügten Zeichnungen.

Fig. 1 zeigt schematisch den Aufbau einer Sende-/ Empfangsvorrichtung (eines Transceivers ) nach dem Stand der Technik.

Fig. 2 zeigt schematisch den Aufbau einer Sende-/ Empfangsvorrichtung mit Echokompensation nach dem Stand der Technik.

Fig. 3 zeigt die Echoimpulsantwort für eine Sende-/ Empfangs- Vorrichtung nach Fig. 2 mit einer 3,5 km langen Leitung mit 0,4 mm Durchmesser und einer Baudrate von 640 kBd.

Fig. 4 zeigt die Echoimpulsantwort für eine Sende-/ Empfangsvorrichtung nach Fig. 3, jedoch mit 4-fachen Differenzierer. Fig. 5 zeigt die Echoimpulsantwort für eine Sende-/ Empfangsvorrichtung nach Fig. 4, jedoch mit 5000- facher Vergrößerung .

Fig. 6 zeigt den Sendeimpuls des Differenzierers.

Fig. 7A und 7B zeigen die Kreuzkorrelationsfunktion von Echoimpulsantwort und Sendeimpuls für den Leitungsanfang bzw. das Leitungsende .

Fig. 8A und 8B zeigen Diagramme der Kreuzkorrelationsfunktion und der Hubert- Transformierten bzw. des Quadrats der Kreuzkorrelationsfunktion.

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild für die Berechnung der Hubert- Transformierten aus der Impulsfolge x(k).

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild für die Berechnung der Hubert- Transformierten mithilfe von rekursiven Allpass- Fil- tern.

Fig. 11 zeigt die Abweichung der Phasendifferenz der beiden Filter Hl(z) und H2(z) von der Solldifferenz von 90°.

Fig. 12 zeigt das Quadrat der Einhüllenden der Kreuzkorrelationsfunktion mit FFT/IFFT bzw. mit Quadraturfilter berechnet .

Fig. 13A und 13B zeigen die Leitungsdämpfung einer 3,5 km langen Leitung mit dem Durchmesser von 0,4 mm bzw. das Spektrum des differenzierten Sendeimpulses.

Fig. 14 zeigt eine gestückelte Leitung.

Fig. 15 zeigt die Einhüllende der Kreuzkorrelationsfunktion bei einer gestückelten Leitung. Fig. 16 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Sende-/ Empfangsvorrichtung zum Messen der Echoimpulsantwort.

Fig. 17 zeigt eine erste Ausführungsform der erfindungsgemä- ßen Schaltungsanordnung für die Auswertung der Messung.

Fig. 18 zeigt eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für die Auswertung der Messung.

Fig. 1 zeigt eine Anordnung einer digitalen Sende-/ Empfangsvorrichtung 1 für den Empfang bzw. das Senden von Daten über eine Ubertragungsstrecke 2 nach dem Stand der Technik. Der obere Zweig der digitalen Sende-/ Empfangsvorrichtung 1 entspricht der Sendeeinrichtung und der untere Zweig der Emp- fangseinrichtung.

Die zu sendenden Daten (Symbole) werden zur Erreichung einer speziellen Spektralform gefiltert, digital/analog, gewandelt, verstärkt und auf die Übertragungsleitung 2 gegeben. Dazu um- fasst der Senderzweig einen Sender 3, ein Senderfilter 4, einen D/A- Wandler 5 und einen Leistungsverstärker 6.

Das Empfangssignal wird abgegriffen und gelangt nach Analog- Digital-Wandlung und Empfangsfilterung zum Empfänger, in dem bei Aussendung eines Einzelzeichens die Echoimpulsantwort gemessen werden kann. Dazu umfasst der Empfängerzweig einen Empfänger 7, ein Empfängerfilter 8 und einen A/D- Wandler 9.

Die Schnittstelle zwischen Senderzweig bzw. Empfängerzweig und Ubertragungsstrecke 2 ist eine Hybrid-Schaltung 10, die sich an einem Leitungsanfang 2a der Ubertragungsstrecke 2 befindet. Die Ubertragungsstrecke 2 endet an einem Leitungsende 2b, an dem sich eine entsprechende digitale Sende-/ Empfangsvorrichtung befindet, eine Vermittlungsstelle oder an dem ei- ne weitere Ubertragungsstrecke anschließt. Der Übergang von einem ersten Ausbreitungsmedium in ein zweites Ausbreitungsmedium ist in den Figuren durch gestrichelte senkrechte Linien markiert. Beim Übertritt von Signalen aus einem Medium in ein anderes ergeben sich aufgrund von unver- meidlichen Unterschieden der Ausbreitungsbedingungen in beiden Medien Reflexionen, die zu einem oder mehreren Signalechos führen. Diese Signalechos werden verwendet, um die Eigenschaften der Ausbreitungsmedien zu bestimmen. Dazu wird ein Testpuls ausgesendet und dessen Echo empfangen, oder es wird das Echo des eigentlichen Sendesignals empfangen und a- nalysiert. Im ersten Fall wird zur Reduzierung des statistischen Fehlers des Messergebnisses der Messvorgang vorzugsweise periodisch wiederholt und eine Mittelung im Empfänger durchgeführt.

Fig. 2 zeigt eine Anordnung einer Sende-/ Empfangsvorrichtung, die sich von der Vorrichtung nach Fig. 1 dadurch unterscheidet, dass sie eine Echokompensation aufweist, die in einem Echokompensator 11 durchgeführt wird. Im übrigen sind die Elemente gleich und mit gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht nochmals erläutert. Bei dieser Sende-/ Empfangsvorrichtung nach dem Stand der Technik werden die zu sendenden Symbole sowohl auf die Sendestufe als auch auf den Echokompensator 11 gegeben. Das im Echokompensator 11 ermittelte Schätzsignal wird in einem Überlagerungselement 12 von dem Empfangssignal subtrahiert. Der Echokompensator 11 besteht aus einem (nicht dargestellten) nichtrekursiven Filter, dessen Koeffizienten adaptiv im Sinne eines möglichst kleinen quadratischen Fehlers nach der Subtraktionsbildung einge- stellt werden. Nach erfolgtem Einlauf des Echokompensators 11 entsprechen die Koeffizienten des Echokompensators den Abtastwerten der Echoimpulsantwort. Die Genauigkeit hängt dabei von der Wortlänge der Koeffizienten und der Einstellzeit ab. Zur Einstellung werden vorzugsweise statt periodischen Ein- zelimpulsen stochastische Daten wie im normalen Betrieb ausgesendet. Wegen der in einem Betrieb mit dem Echokompensator 11 geforderten hohen Restechodämpfung ist so eine sehr genaue Ermittlung der Echoimpulsantwort möglich.

In Fig. 3 ist die Echoimpulsantwort für ein System mit einer 3,5 km langen Leitung mit 0,4 mm Durchmesser, einem (nicht dargestellten) Übertrager mit einer Hauptinduktivität von 2,5 mH und einer einfachen Brückenhybridschaltung 10 dargestellt.

Im folgenden wird angenommen, dass ein Sendesignal mit einer Symbolrate von 640 kBd gesendet wird. Die Echoimpulsantwort zu diesem Sendesignal besteht prinzipiell aus zwei Anteilen und zwar aus dem Anteil, der unmittelbar am Leitungsanfang 2a entsteht (Nearend- Echo) , und aus einem Anteil, der vom Lei- tungsende 2b reflektiert wird (Farend- Echo) .

Die Echoimpulsantwort ist in Fig. 3 gezeigt. Es ist nur das Leitungsanfangsecho zu sehen, das Leitungsendecho wird wegen der großen zeitlichen Ausdehnung vom Leitungsanfangsecho ü- berlagert. Eine zeitliche Trennung der beiden Anteile ist daher in der Anordnung nach dem Stand der Technik nach Fig. 1 bzw. 2 nicht möglich.

Erschwerend wirkt bei der Trennung des Leitungsendechos von dem Leitungsanfangsechos, dass das Leitungsanfangsecho durch die Hybridschaltung 10 reduziert wird, das Leitungsendecho jedoch unbeeinflusst bleibt. Außerdem wird das Leitungsendecho mit der doppelten Leitungsdämpfung gedämpft, sodass insbesondere bei längeren Leitungen Genauigkeitsprobleme auftre- ten.

Um eine zeitliche Trennung dennoch durchführen zu können, wird erfindungsgemäß im Echo- Signalzweig ein spezielles Filter eingefügt. Dabei kann es sich um ein einziges Filter ent- weder im Sender oder im Empfänger handeln, oder um ein Hybridfilter, das auf Sender und Empfänger aufgeteilt ist. Dieses Filter hat die Aufgabe, die Echoimpulsantwort vom Lei- tungsanfang zu verkurzen, und wird daher im folgenden als Verkurzungsfllter bezeichnet.

Durch das Verkurzungsfilter wird das Leitungsendecho wie im folgenden beschrieben vom Leitungsanfangsecho getrennt. Durch Auswertung der zeitlichen Lage und der Amplitude des Leitungsendechos lassen sich dann die gewünschten Parameter der Ubertragungsstrecke 2 ermitteln.

Fig. 16 zeigt eine Ausfuhrungsform der erfindungsgemaßen Sende-/ Empfangsvorrichtung mit einem Verkurzungsfilter . Das Verkurzungsfilter ist in Fig. 16 ein Hybridfilter mit einem ersten Differenzierer 18 als Element des Senderzweiges und einem zweiten Differenzierer 19 als Element des Empfanger- zweiges.

Das Echo-Verkurzungsfilter hat die folgende Ubertragungsfunk- tion :

wobei z den komplexen Frequenzparameter darstellt. Der komplexe Frequenzparameter ist definiert als

z = e ^IA ,

wobei f_A die Abtastfrequenz des Verkurzungsfilters bezeichnet. Sie muss ein ganzzahliges Vielfaches der Baudrate (Symbolrate) sein, mit der das Sendesignal ausgesendet wird, d.h. es muss gelten

f_A = w- f_τ .

Im einfachsten Fall ist dabei w = 1.

Das Verkurzungsfilter stellt somit einen n- fachen Differenzierer mit der Abtastfrequenz

dar ,

Fig. 4 zeigt die entsprechende Echoimpulsantwort mit einem 4- fachen Differenzierer mit der Abtastfrequenz f_A - f_τ (w = 1) .

Es ist deutlich der Einfluss des Differenzierers in Bezug auf die Länge der Echoimpulsantwort zu erkennen. Dabei ist zu be- achten, dass der Sendeimpuls zunächst zeitlich verlängert wird. Die Länge des Sendeimpulses beträgt

L = (n +l)--, w

wobei T die Symboldauer ist.

Wegen der starken Dämpfung des Leitungsendechos ist in Fig. 4 das Leitungsendecho der Echoimpulsantwort ebenfalls nicht zu erkennen.

In Fig. 5 ist die Echoimpulsantwort daher nochmals mit 5000- facher Vergrößerung dargestellt. In dieser Darstellung ist der Anteil der Impulsantwort vom Leitungsende deutlich zu erkennen.

Zur Messung der Signallaufzeit und hieraus mit Kenntnis der Fortpflanzungsgeschwindigkeit des Signals im Medium der Leitungslänge ist die genaue Ermittlung der Verzögerung der Impulsantwort vom Leitungsende gegenüber dem Sendeimpuls erfor- derlich. Der Beginn der Impulsantwort vom Leitungsende ist jedoch im allgemeinen nicht so leicht zu ermitteln, da es wegen der starken Dämpfung zu Verfälschungen kommen kann. Es ist daher sinnvoll den zeitlichen Beginn der Impulsantwort vom Leitungsende anhand der Korrelationsfunktion der Echoim- pulsantwort mit dem gesendeten Sendeimpuls zu ermitteln. In Fig. 6 ist der Sendeimpuls des 4-fachen Differenzierers mit der Abtastfrequenz f_A - f_τ dargestellt, wobei am Ausgang des Differenzierers vier Abtastwerte je Symbol betrachtet werden. Dies entspricht einer Abtastfrequenz für die Echoim- pulsantwort von f_A = 4 - f_T . Die Amplitude ist dabei so normiert, dass sie der tatsächlich gesendeten Sendeleistung entspricht .

Die Kreuzkorrelationsfunktion der Echoimpulsantwort mit dem Sendeimpuls zeigen Fig. 7A und 7B. Dabei ist in Fig. 7A die Korrelation des Sendeimpulses mit der Echoimpulsantwort vom Leitungsanfang und in Fig. 7B die Korrelation des Sendeimpulses mit der Echoimpulsantwort vom Leitungsende gezeigt.

Dabei ist die Kreuzkorrelationsfunktion zweier Zahlenfolgen x_k und y_k definiert als

KKF(k) = ±-- ∑x_κ - y_κ+k ,

N κ=0

und x_k und y_k sind die Werte des Sendeimpulses bzw. der E- choimpulsantwort vom Leitungsende.

Zur Ermittlung der Signallaufzeit ist nun die zeitliche Lage bzw. die absolute Verzögerung des lokalen Maximums der Kreuz- korrelationsfunktion zwischen Echoimpulsantwort und Sendeimpuls für den Leitungsanfang 2a und das Leitungsende 2b zu ermitteln.

Soll dagegen nur die Laufzeit ermittelt werden, so kann an- statt der Kreuzkorrelationsfunktion auch die Autokorrelationsfunktion der Echoimpulsantwort herangezogen werden. Die Autokorrelationsfunktion der Zahlenfolge x_k ist dabei wie folgt definiert:

AKF(k) = ±-- ∑x_κ - x_κ+k , und x_k sind die Werte der Echoimpulsantwort vom Leitungsende.

Wegen LaufZeitverzerrungen auf der Leitung und bei der Reflexion am Leitungsende kann das tatsächliche Maximum nicht im- mer mit genügender Genauigkeit lokalisiert werden. Dies ist insbesondere bei einer gestückelten Leitung schwierig, bei der mehrfache Reflexionen auftreten und daher die zeitliche Lage mehrerer Maxima gefunden werden muss.

Zur besseren Lokalisierung des Maximums wird bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung nicht die Kreuzkorrelationsfunktion bzw. die Autokorrelationsfunktion selbst verwendet, sondern es wird deren Einhüllende bzw. das Quadrat der Einhüllenden herangezogen.

Die Einhüllende eines Impulses x(t) kann wie folgt bestimmt werden :

e(t) = x(t)² + (H(x(t)))²

Dabei bezeichnet H(λ'(t)) die Hubert- Transformierte des Impulses x(t) .

Zur Vereinfachung kann für die Auswertung des Echoimpulses vom Leitungsende das Quadrat der Einhüllenden herangezogen werden :

e(t)² = x(t)² + (H(x(t))J

In Fig. 8A und 8B sind Hilfsfunktionen für das bisher verwendete Beispiel einer Leitung mit einer Länge von 3,5 km und einem Durchmesser von 0,4 mm gezeigt, die bei einer Symbolrate von 640 kBd und einem Differenzierer mit n = 4, w = 1 aufgenommen wurden. In Fig. 8A ist die Kreuzkorrelationsfunktion von Sendeimpuls und Echoimpuls vom Leitungsende sowie deren Hubert- Transformierte gezeigt. In Fig. 8B ist das Quadrat der entsprechenden Einhüllenden dargestellt. Die zeitliche Lage des Maximums der Einhüllenden entspricht der Echolaufzeit vom Leitungsende. Die Leitungs- laufzeit erhalt man durch Halbierung der Echolaufzeit , da die Leitung zweimal durchlaufen wird.

Es ist offensichtlich, dass die Bestimmung des Maximums in Fig. 8B einfacher möglich ist als in Fig. 8A.

Normiert man die Kreuzkorrelationsfunktion auf die Sendeleistung des Sendeimpulses, dann kann aus dem Maximum der Einhüllenden unmittelbar die Dampfung des Echos abgeleitet werden. Die Leitungsdampfung entspricht hier der halben Echodampfung

^a Lei_tun_g = 5 ^• lθg(e(t_maχ )² ) ,

wobei a_leιlung die Dampfung ist und e(t_max) der Wert der Einhüllenden bei ihrem Maximum t_max ist.

Wenn bei der Messung der Echoimpulsantwort keine Hybrid- Schaltung verwendet wird, kann die Leitungsdampfung aus der Autokorrelationsfunktion der Echoimpulsantwort ermittelt werden. Im anderen Fall kann die Leitungsdampfung nur mit der Kreuzkorrelationsfunktion des Sendeimpulses und des Echoimpulses von dem Leitungsende ermittelt werden.

Die Hilbert- Transformierte kann auf verschiedene Weise berechnet werden. Im folgenden werden drei Möglichkeiten ange- geben.

In einer ersten bevorzugten Ausfuhrungsform, die in Fig. 9 dargestellt ist, wird die Hilbert- Transformierte mit Hilfe von Fourier- Transformationen berechnet, d.h. mit FFT und IFFT (Fast-Fourier -Transformation und inverse FFT). Mit x(k) als Abtastwerten der Kreuzkorrelationsfunktion erhalt man dabei die komplexen Frequenzwerte X(i) durch eine Fourier- Transformation (insbesondere FFT) , die in einer FFT- Stufe 13 durchgeführt wird. Anschließend werden die Frequenzwerte in einer Multiplikationsstufe 14 mit der imaginären Einheit j multipliziert. Schließlich erhält man die Hilbert- Transfor- mierte H(x(k)) von x(t) mithilfe einer inversen Fourier-

Transformation (insbesondere einer inversen FFT, IFFT) , die in einer IFFT- Stufe 15 durchgeführt wird.

In einer zweiten bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Be- rechnung der Hilbert- Transformation mit rekursiven Allpass- Filtern, insbesondere mithilfe eines rekursiven Quadraturnetzwerkes. Dabei werden die Werte von x(k) auf zwei digitale rekursive Filter 16 und 17 mit den Übertragungsfunktionen Hl(z) bzw. H2(z) gegeben. Die beiden Filter sind Allpass- Filter, die somit den Betrag von x(k) nicht beeinflussen. Die beiden Filter 16 und 17 (Hl(z) und H2(z)) sind so ausgelegt, dass sich im interessierenden Frequenzbereich eine konstante Phasendifferenz von 90° ergibt.

Die beiden Filter verursachen eine konstante Signallaufzeit, die bei der Ermittlung der Leitungslaufzeit aus der zeitlichen Lage des Maximums der Einhüllenden berücksichtigt werden muss .

In einer bevorzugten Ausführungsform haben die beiden Allpass- Filter jeweils die Übertragungsfunktion

a₅ ^■ z~⁵ + α₄ • z^~4 + a₃ ^■ z ³ + a₂ ^■ ∑ ² + a ^■ z ^l + a₀

H_x (z) a₀ ^■ z^~5 + α, • z^~4 + a₂ ^■ z^~3 + ₃ • z^~2 + α₄ • z^~l + a₅

und

mit den Koef f i zientenvektoren

Es ergibt sich am Ausgang von dem ersten Filter 16 eine Folge von Werten y ( k ) , am Ausgang des zweiten Filters 17 steht die Hilbert- Transformierte H (y ( k) ) zur Verfügung .

Die Abweichung der Phasendifferenz der Filter 16 und 17 von 90° über die Frequenz ist in Fig. 11 dargestellt. Sie ist im wesentlichen konstant und schwankt nur wenig um den Nullwert.

In Fig. 12 ist zum Vergleich die mit der Fourier- Transformation und inversen Fourier- Transformation berechnete Einhüllende neben der mit dem Quadraturfilter berechneten Einhüllenden dargestellt.

Die mit dem Quadraturfilter berechnete Einhüllende weist eine Verzögerung um etwa eine Symbolperiode gegenüber der mit der Fourier- Transformation und inversen Fourier- Transformation berechneten Einhüllenden auf. Diese Verzögerungszeit ist bei der Ermittlung der Signallaufzeit zu berücksichtigen.

In einer dritten bevorzugten Ausführungsform wird die Hilbert- Transformierte mit einem nichtrekursiven Filter mit linearer Phase berechnet. Die ursprüngliche Folge der Werte x(k) wird bei dieser Ausführungsform auf ein nichtrekursives Filter gegeben, das bei einer konstanten Signallaufzeit die Phase exakt um 90° dreht. Der Frequenzgang, bei dem die Amplitude konstant auf dem Wert 1 bleibt, kann nur approximativ eingehalten werden. Das so gefilterte Signal und das um die konstante Laufzeit des Filters verzögerte Signal x(k-v) werden weiter verarbeitet. In Fig. 13A ist die theoretische Leitungsdämpfung gezeigt, die die Leitung aus den bisher verwendeten Beispielen mit 3,5 km Länge und 0,4 mm Durchmesser aufweist.

In Fig. 13B ist das entsprechende Signalspektrum des Sendeimpulses nach dem 4-fach Differenzierer dargestellt. Das Maximum des Signalspektrums ergibt sich bei der Frequenz von 285 kHz. Die Leitungsdämpfung beträgt hier 49 dB.

Im folgenden wird dies mit den Werten aus der Berechnung der Einhüllenden verglichen. Das Maximum der quadratischen Einhüllenden in Fig. 12 beträgt 2,8-10^~10. Als Dämpfung ergibt sich somit:

a = -5 • log(2,8 •10^"10) = 48,3- R .

Dieser Wert stimmt sehr gut mit der theoretischen Leitungsdämpfung von 49 dB überein.

Ferner ergibt sich aus Fig. 12 für die Einhüllende eine Verzögerung von 23,25 Symbolintervallen. Dies entspricht einer Signallaufzeit von

23 25 Signallaufzeit = — ' Ϊ0^~6s = 36,33 --- .

Die Leitungslaufzeit beträgt somit 18,165 μs . Unter der Annahme einer Wellenausbreitungsgeschwindigkeit im Kabel von 65% der Lichtgeschwindigkeit, d.h. von v = 195 000 km/s, entspricht der Leitungslaufzeit von 18,165 μs eine Kabellänge von

Leitungslänge = 195000 - 18,165 • 10^"6 km = 3,54km .

Auch dieser Wert stimmt sehr gut mit der Leitungslänge von 3 , 5 km in dem Beispiel überein . Zur Bestimmung der Leitungsdämpfung für verschiedene Frequenzwerte muss das Maximum des Sendespektrums entsprechend verändert werden. Dies kann durch entsprechende Einstellung der Symbolrate (in unserem Beispiel 640 kBd) , aber auch durch die Wahl der Parameter des Differenzierers (Grad, Wert von w) beeinflusst werden. Wählt man z.B. einen Differenzierer mit n = 12, dann liegt das Maximum des Signalspektrums bei 307,5 kHz. Bei dieser Frequenz ergibt sich eine Leitungsdämpfung von 50,3 dB. Bei Auswertung der Einhüllenden der Kreuz- korrelationsfunktion erhalten wir einen Wert von 50,1 dB, was wieder sehr gut mit dem tatsächlichen Wert übereinstimmt.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist nicht auf homogene Leitungen beschränkt. Es lässt sich auch die Lage von vorhandenen Stoßstellen bei einer gestückelten Leitung näherungsweise bestimmen. Eine derartige gestückelte Leitung ist in Fig. 14 gezeigt. Sie setzt sich aus zwei Abschnitten 2 zwischen den "Leitungsenden" 2b zusammen, die wieder durch gestrichelte senkrechte Linien markiert sind. Dabei sei der erste Ab- schnitt 2,5 km lang und hat einen Durchmesser von 0,4 mm, der zweite Abschnitt ist 2 km lang und hat einen Durchmesser von 0, 6 mm.

Die Einhüllende der Kreuzkorrelationsfunktion eines Sendeim- pulses und der Echoimpulse ist in Fig. 15 dargestellt. Man erkennt deutlich die zeitliche Lage der beiden reflektierten Echoimpulse von den beiden Leitungsenden 2b. Die Laufzeit des ersten Impulses beträgt 17 und die des zweiten Impulses 29,25 Symbolintervalle. Unter der Annahme einer Wellenausbreitungs- geschwindigkeit von 65% der Lichtgeschwindigkeit ergeben sich hieraus Entfernungen von 2,59 km und 4,46 km. Auch hier kann somit die Leitungslänge und die Lage der Stoßstelle mit einer relativ großen Genauigkeit (Abweichung < 5 %) angegeben werden .

Zusammenfassend weist das erfindungsgemäße Verfahren als wesentliche Bestandteile die Modifizierung der (möglichst breitbandigen) Sende- und Empfangsfilter, das Differenzieren (entweder nur im Sender oder nur im Empfanger oder aufgeteilt in Sender und Empfanger) sowie die Messung der Echoimpulsantwort auf, wobei die Messung entweder aus der Mittelung der periodisch empfangenen Echoimpulsantwort oder dem unmittelbaren Auslesen der Koeffizienten des Echokompensators bestehen kann. (Durch entsprechende Wahl der Abtastphase des Empfangers in Bezug auf die Abtastphase des Sendesignals können auch Impulsantworten mit höherer Abtastfrequenz als die Sym- bolrate gemessen werden.)

Die Weiterverarbeitung und Auswertung der Echoimpulsantwort erfolgt vorzugsweise mit dem in Fig. 17 gezeigten Aufbau, bei dem die Echoimpulsantwort sowie der Sendeimpuls in eine Kreuzkorrelationsstufe 20 eingespeist wird, in der die Berechnung der Kreuzkorrelationsfunktion von Echoimpuls und Sendeimpuls (alternativ Berechnung der Autokorrelationsfunktion von Echoimpuls) erfolgt. In der anschließenden Einhul- lendenfunktionsstufe 21 wird zur einfacheren Bestimmung von Laufzeiten das Quadrat der Einhüllenden der Kreuzkorrelationsfunktion bzw. der Autokorrelationsfunktion mit Hilfe der Hilberttransformation berechnet, wobei die Hilbert- Transformierte in der Hilbert- Transformationsstufe 22 gebildet wird und das Quadrat der Hilbert- Transformierten vom Leitungsan- fang 2a bzw. vom Leitungsende 2b in jeweils einem Quadraturelement 23 gebildet wird. Die beiden Ausgangssignale des Quadraturelemente 23 werden in einem zweiten Uberlagerungs- element 24 addiert und schließlich zur Auswertung der Einhüllenden in eine Auswertungsstufe 25 eingespeist. Die Auswer- tung der Einhüllenden umfasst das Bestimmen der Maximalwerte des Echos vom Leitungsende, woraus sich die Leitungsdampfung ergibt, und das Bestimmen der zeitlichen Lage des Echos vom Leitungsende, woraus sich die Leitungslaufzeit und damit die Leitungslange ergibt.

In Fig. 18 ist eine Ausführungsform der Schaltungsanordnung dargestellt, bei der Signalrauschen besser unterdruckt wird und die Genauigkeit bei der Auswertung gegenüber der in Fig. 17 erhöht ist. Diese Verbesserung wird erreicht durch ein Interpolationsfilter 26 vor der Auswertungsstufe 25.

Die mit der Abtastfrequenz w- f_τ ermittelte Einhüllendenfunktion wird nach den Quadraturelementen 23 auf die Filterstufe 26 gegeben, die ein Tiefpassfilter darstellt, das höherfre- quente Störanteile nach den Quadraturelementen 23 unterdrückt. Darüber hinaus kann durch entsprechende Wahl der Ab- tastfrequenz des Filters die zeitliche Auflösung erhöht werden. Für die praktische Realisierung ist es sinnvoll, für die Abtastfrequenz f_A am Ausgang des Interpolationsfilters 26 ein ganzzahliges Vielfaches m - f_A der Abtastfrequenz des Eingangssignals zu wählen.

Diese Bedingungen werden besonders gut mit einem Comb- Filter erfüllt. Bei einer m-fachen Abtastratenerhöhung erhält man für das Interpolationsfilter die folgende Übertragungsfunktion:

Hierbei stellt z den komplexen Frequenzparameter entsprechend der Ausgangsfrequenz dar

j-2-π- z = e ^m-f_Λ

wobei n die Ordnung des Comb- Filters ist.

Die Eingangsfrequenz des Comb- Filters 26 ist also f_A , während die Eingangsfrequenz der Auswertungsstufe 25 (Ausgangsfrequenz des Comb- Filters 26) m - f_A beträgt. Bezugszeichen

1 Sende-/Empfangsvorrichtung, Transceiver

2 Teilnehmerleitung, 2a Leitungsanfang, 2b Leitungsende 3 Sender

4 Sendefilter

5 D/A- Wandler

6 Leistungsverstärker

7 Empfänger 8 Empfangsfilter

9 A/D- Wandler

10 Hybridschaltung

11 Echokompensator

12 erstes Überlagerungselement, Subtrahierer 13 FFT- Stufe

14 Multiplikationsstufe

15 IFFT- Stufe

16 erster Allpass- Filter

17 zweiter Allpass- Filter 18 erster Differenzierer

19 zweiter Differenzierer 0 Korrelationsfunktionsstufe

21 Einhüllendenfunktionsstufe 2 Hilbert- Transformationsstufe 3 Quadraturelement

24 zweites Überlagerungselement 5 Auswertungsstufe 6 Cumbfilter

Claims

Patentansprüche

1. Verfahren zum Ermitteln von Parametern einer Ubertragungsstrecke (2) in einem Telekommunikationssystem durch eine Sende-/Empfangsvorrichtung (1) mit einem Sender (3) und einem Empfanger (7) mit den Schritten:

Senden von einem Sendesignal mit wenigstens einem Einzel^¬ impuls durch den Sender (3) über die Ubertragungsstrecke (2) mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate [f_τ),

Abtasten eines Echosignals in dem Empfanger (7), wobei das Echosignal wenigstens eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsanfang (2a) der Ubertragungsstrecke (2) und eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsende (2b) der Ubertragungsstrecke (2) aufweist, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h die Schritte Verkurzen des Leitungsanfangsechos und des Leitungsendechos durch ein Verkurzungsfilter (18, 19), Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal in einer Korrelationsfunktionsstufe (20) ,

Berechnen einer Einhullendenfunktion der Korrelationsfunktion in einer Einhullendenfunktionsstufe (21), Auswerten der Einhullendenfunktion und Erzeugen eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder des Leitungsendechos in einer Auswertungsstufe (25).

2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Korrelationssignal das Sendesignal ist (Kreuzkorrelation) .

3. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Korrelationssignal das Echosignal ist (Autokorre- lation) .

4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Einhullendenfunktion der Korrelationsfunktion mit Hilfe der Hilbert- Transformation berechnet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Hilbert- Transformation mit einer FFT (Fast- Fouπer- Transformation) und einer IFFT (inverse FFT) erfolgt.

6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Einhullendenfunktion eine geradzahlige Potenz der Einhüllenden der Korrelationsfunktion ist und das Auswerten das Ermitteln von Maxima der Einhullendenfunktion und ihrer Zeitkoordinaten umfasst.

7. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Verkurzungsfilter (18, 19) ein Differenzierer ist, der die Ubertragungsfunktion

hat, wobei z ein komplexer Frequenzparameter ist, der definiert ist als

wobei f_A die Abtastfrequenz des Echosignals und ein ganzzahliges Vielfaches der vorgegebenen Baudrate ( f_τ ) ist.

. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Korrelationsfunktion auf die Sendeleistung des Sendesignals normiert ist.

9. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Sendesignal eine Vielzahl von Einzelimpulsen aufweist und die Echosignale zu jedem der Einzelimpulse des Sendesignals gemittelt werden.

10. Sende-/Empfangsvorrichtung zum Ermitteln von Parametern einer Ubertragungsstrecke (2) in einem Telekommunikationssystem mit einem Sender (3) und einem Empfanger (7) mit den Schritten: Senden von einem Sendesignal mit wenigstens einem Einzelimpuls durch den Sender (3) über die Ubertragungsstrecke (2) mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate ( f_τ ) ,

Abtasten eines Echosignals in dem Empfanger (3), wobei das Echosignal wenigstens eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsanfang (2a) der Ubertragungsstrecke (2) und eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsende (2b) der Ubertragungsstrecke (2) aufweist, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h ein Verkurzungsfilter (18, 19) zum Verkurzen des Leitungsanfangsechos und des Leitungsendechos, eine Korrelationsfunktionsstufe (20) zum Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal, eine Einhüllendenfunktionsstufe (21) zum Berechnen einer Einhullendenfunktion der Korrelationsfunktion und eine Auswertungsstufe (25) zum Auswerten der Einhullendenfunktion und Erzeugen eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder dem Leitungsendechos.

11. Sende-/Empf angsvorrichtung nach Anspruch 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Verkürzungsfilter (18, 19) zwei Differenziererelemente umfasst, von denen einer ein Teil des Senders (3) und der andere Teil des Empfängers (7) ist.

12. Sende-/Empf angsvorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Einhüllendenfunktionsstufe (21) ein rekursives Quadraturnetzwerk zur Durchführung einer Hilbert- Transformation umfasst, das zwei digitale rekursive Filter (16, 17) umfasst.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h die digitalen Filter (16, 17) Allpass- Filter sind, die in einem vorgegebenen Frequenzbereich eine im wesentlichen konstante Phasendifferenz von 90° aufweisen.

14. Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Einhüllendenfunktionsstufe (21) ein nichtrekursives Filters mit linearer Phase zur Durchführung einer Hilbert- Transformation umfasst, durch das ein zu dem ur- sprünglichen Signal um 90° phasengedrehtes Signal erzeugt wird, das gemeinsam mit dem ursprünglichen Signal zur Erzeugung einer Einhüllendenfunktion verwendet wird.

15. Sende-/Empf angsvorrichtung nach Anspruch 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass vor der Auswertungsstufe (25) ein Comb- Filter vorgegebener Ordnung angeordnet ist, das die Übertragungsfunktion

j-2-π-

»'^•--

und n die Ordnung des Comb- Filters ist