JP4824817B2 - 伝送線路挿入損失の推定 - Google Patents

Description

本発明は、通信分野に関し、少なくとも一つの周波数における加入者伝送線路（ｃｕｓｔｏｍｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅ）の伝送線路挿入損失の推定に関する。

通信事業者が顧客にＤＳＬを販売する場合に、顧客までの通信線路の特性が十分によく知られていないことは問題である。そのせいで、その線路がどのくらいのＤＳＬ容量（例えば、Ｍビット／秒での数値）をサポートでき、それ故、どのくらいのＤＳＬ容量を顧客に販売できるかを予測可能でないかもしれない。

サポートされ得るＤＳＬ容量を予測できるためには、使用される周波数に対する線路減衰値を知ることが有用である。大抵は、大きさだけを知れば十分であり、位相を知る必要ない。線路減衰は周波数とともに変わるので、使用される周波数のそれぞれまたはほとんどに対する減衰を知ることが大抵は必要である。

各周波数に対する線路減衰が十分な精度で知られ、線路雑音（ＰＳＤ、パワースペクトル密度）も十分な精度で知られる場合に、これらから線路で達成可能なＤＳＬビットレートを推定することが可能である。

好ましくは、線路特性のいかなる線路測定も、事業者施設から実行し得る片端線路試験（ＳＥＬＴ、Single-Ended Line Testing）を用いて行われるべきである。

両端線路試験では、線路の顧客端にも装置が存在することを必要とする。技術者を顧客宅に派遣することは費用がかかるし、またＤＳＬサービスへの加入を決定する前は、顧客は大抵、両端線路試験を行う助けとなり得るだろういかなるＤＳＬモデムまたは他の装置を持たない。

従って、事業者施設からＳＥＬＴを用いて線路減衰量を推定できることが望ましい。

従来の一つの推定手法は、時間領域反射率測定法（ＴＤＲ）により線路の遠端エコーの到着時間を測定することにより線路長を測定することである。この場合、各周波数に対する単位線路長当たりの減衰の標準値から、特定の線路に対する減衰が推定される。この方法は、恐らく単位長当たりの減衰がケーブルの種類間で異なるため、満足な精度をもたらさない。線路がどの種類のケーブルでできているか、またはどの種類のケーブルの組み合わせでできているかは、多くの場合に事前には知られていない。

特許文献１には、測定しようとする線路に狭帯域幅のパルスを送信する方法が開示されている。遠端反射が識別され、使用される周波数帯に対する線路減衰が反射パルスと送信パルスとの振幅比から直接的に決定される。このようにして決定された減衰は、一般にパルスの使用される周波数帯に対してだけ有効である。送信パルスと受信パルスとの両方の大きさを測定する必要がある。この方法は、ラインカード送受信器が信号に及ぼす影響のために、ラインカードを含む実装には適さない。

米国特許出願公開第２００５００５７８８０（Ａ１）号明細書 国際出願公開第２００４／１００５１２号パンフレット

Ｔｈｉｅｒｒｙ Ｐｏｌｌｅｔ著「Ｇ．ｓｅｌｔはどのようにＳ１１（校正測定）を指定するか？（Ｈｏｗ ｉｓ Ｇ．ｓｅｌｔ ｔｏ ｓｐｅｃｉｆｙ Ｓ１１ （ｃａｌｉｂｒａｔｅｄ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）？）」ＩＴＵ電気通信標準化部門、暫定文書０Ｊ−０９１、日本国大阪、２００２年１０月２１〜２５日

本発明は、片端線路試験、ＳＥＬＴにより通信加入者伝送線路の線路挿入損失を推定する課題に関する。

別の課題は、様々な周波数で加入者伝送線路の線路挿入損失を推定することである。

さらなる課題は、ラインカードを介して加入者伝送線路の線路挿入損失を推定することである。

さらに課題は、加入者伝送線路の挿入損失の高精度な推定値を生成することである。

これらの課題は、校正測定（ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）により解決される。少なくとも二つの基準伝送線路に対する線路挿入損失が、所定の周波数で予め測定される。また、基準伝送線路のそれぞれに対する校正量（ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｑｕａｎｔｉｔｙ）も予め測定され、校正量は実質的に遠端ＴＤＲ反射の振幅を表す。未知である線路挿入損失を有する前述の加入者伝送線路に対してさらに同じ校正量が測定される。前述の周波数における加入者伝送線路の線路挿入損失の推定値は、基準伝送線路および加入者伝送線路の両方に対する前述の校正量と、前述の予め測定された基準線路挿入損失とに基づいて生成される。

解決手段は、伝送線路に対する線路モデルの形成とも見なしてもよく、線路モデルは予め測定された線路挿入損失と予め測定された校正量とを用いて校正される。加入者伝送線路に対する線路挿入損失は、線路モデルと加入者伝送線路について測定された校正量とを用いて推定される。

基準伝送線路と加入者伝送線路との両方に対する校正量は、片端線路試験で生成される。当該線路に信号が送信され、遠端反射信号が受信され、遠端反射信号から校正量が生成される。この量は、実質的に遠端ＴＤＲ反射の振幅を表す。

校正量を生成する一つの選択肢は、線路の直接的なＴＤＲ測定である。別の選択肢は、線路の近端においてラインカードを介して信号を送信することである。反射信号が受信され、それから実質的に遠端ＴＤＲ反射が生成される。測定は、線路のどちらの端から行われてもよい。

基準伝送線路に対する予め測定された挿入損失と校正量とを用いて、線路モデルを描写する関係が確立される。その後、この関係は、加入者伝送線路について測定した校正量を用いて、加入者伝送線路の線路挿入損失を推定するために使用される。

伝送線路は、様々なインピーダンスで終端されてもよい。線路挿入損失に関する高精度な値を得るために、線路モデルは、これらの様々なインピーダンスに関して校正されてもよい。

本発明の一つの目的は、片端線路試験で加入者伝送線路の正確な線路挿入損失値を生成することである。

別の目的は、加入者伝送線路がどの種類のケーブルかを知ることなく、線路挿入損失値を生成することである。

さらに目的は、非常に高精度な線路挿入損失値を生成することである。

本発明の一つの利点は、加入者伝送線路の正確な線路挿入損失値が簡単なやり方で生成されることである。

別の利点は、加入者伝送線路についての測定がラインカードを介して実行し得ることである。

さらなる利点は、加入者伝送線路がどの種類のケーブルかを知る必要がないことである。

さらに利点は、加入者伝送線路の挿入損失を、基準伝送線路の線路挿入損失が事前に測定された周波数とは異なる周波数でも推定し得ることである。

さらに別の利点は、加入者伝送線路の片端試験を線路のどちらの端から行ってもよいことである。

実験室での線路挿入損失の測定を示すブロック図の一例である。 ＴＤＲ測定を示すブロック図の一例である。 ＴＤＲパルスの図の一例である。 反射ＴＤＲ信号の図の一例である。 様々な周波数に対する線路挿入損失の図の一例である。 加入者伝送線路のＴＤＲ測定を示すブロック図の一例である。 ラインカードを介した挿入損失の測定を示すブロック図の一例である。 線路スペクトラム信号の図の一例である。 インパルス応答を示す図の一例である。 様々な周波数に対する線路挿入損失の図の一例である。 線路挿入損失の推定方法に関するフローチャートの一例である。 校正量を生成するためのフローチャートの一例である。 校正量を生成するための詳細なフローチャートの一例である。 線路挿入損失を生成するための詳細なフローチャートの一例である。 ラインカードに関するブロック図の一例である。

本発明について、これより実施形態を用い添付の図面を参照してより詳細に説明する。

上記のように、ネットワーク事業者が顧客までの通信伝送線路の特性を知ることは不可欠である。その結果、事業者は、線路がどのくらいのＤＳＬ容量をサポートできるか、それ故、どのくらいのＤＳＬ容量を顧客に販売できるかを予測し得る。以下では、校正を用いるＳＥＬＴ（片端線路試験、Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｌｉｎｅ Ｔｅｓｔ）測定でどのようにこれらの線路特性を決定し得るかを説明する。

図１には、実験室での両端線路試験で線路挿入損失がどのように測定されるかが示される。送信デバイス１は、測定される通信用基準伝送線路Ｌ１を介して受信測定デバイス２に接続される。送信デバイスは、指定された出力振幅を有する周波数ｆ１の信号Ｓ（ｆ１）を送信し、測定デバイス２は、受信した信号Ｓ（ｆ１）の減衰した振幅を測定する。普通はデシベルｄＢで表わされる周波数ｆ１における伝送線路Ｌ１の線路挿入損失Ｌ１１が決定される。同じように、さらなる周波数ｆ２…ｆＮの信号Ｓ（ｆ２）…Ｓ（ｆＮ）を用いて、線路挿入損失が測定される。基準伝送線路Ｌ１に関して、今や周波数の組ｆ１…ｆＮに対する一組の線路挿入損失値Ｌ１１…Ｌ１Ｎが存在する。

同じように、周波数の組ｆ１…ｆＮに対する線路挿入の損失値の組Ｌ２１…Ｌ２Ｎを与えるように、基準伝送線路Ｌ２が測定される。異なる種類で異なる長さのさらなる基準伝送線路Ｌ３、Ｌ４、…、ＬＫが、同じように測定される。

前述のように、上記の測定は実験室で行われ、伝送線路は例えばケーブルドラムに巻かれていてもよい。実用的かつ経費上の理由から、この種の両端からの測定は加入者伝送線路の現場測定での使用に適さない。現場測定に関しては、時間領域反射率測定法ＴＤＲなどの他の方法がより実用的である。以下では、伝送線路に対する線路モデルが、線路挿入損失値Ｌ１１…Ｌ１Ｎ、Ｌ２１…Ｌ２Ｎ、…、ＬＫ１…ＬＫＮと、ＴＤＲおよび特定のやり方で使用される他の方法との、両方を用いてどのように校正され得るかを説明する。その結果として、加入者伝送線路の当初は未知である非常に正確な挿入損失値を、校正（適合）された線路モデルを用いて生成し得る。

図２ａには、基準伝送線路Ｌ１を介して遠隔デバイス４に接続されるＴＤＲ測定デバイス３を示す。遠隔デバイスは、この実施形態では単に線路の開放端であり、ＴＤＲ測定デバイス３は、この実施形態ではパルスであるテスト信号Ｐ１を線路Ｌ１に送信する。パルスは、横座標に時間ｔ、縦座標にｄＢ単位の振幅Ａを有する図２ｂのグラフに示される。テスト信号Ｐ１は遠隔デバイスで反射され、反射信号Ｐ２はＴＤＲ測定デバイス３で測定される。反射信号は図３に示され、図３も横座標に時間ｔ、縦座標にｄＢ単位の振幅Ａを有するグラフである。反射信号Ｐ２は、近端反射として識別される第１のピークＰ２１と、遠端ＴＤＲ反射または遠隔デバイス４の開放端からの遠端反射として識別される減衰した第２のピークＰ２２との両方を有する。第２のピークＰ２２は、測定された基準伝送線路Ｌ１に対してＰＶ１で示されるピーク振幅値を有し、この線路に対する校正量である。

パルスＰ１が通信線（ｌｏｏｐ）を２度移動（伝送線路Ｌ１を往復）したので、遠端反射のピーク値ＰＶ１は、基準伝送線路Ｌ１の線路挿入損失値Ｌ１１、Ｌ１２、…、Ｌ１Ｎに関係していると推定される。この意味することは、伝送線路の線路モデルを設定でき、その線路モデルは、基準伝送線路に対する線路挿入損失値およびピーク値を用いて校正されることである。本実施形態のピーク値はｄＢ単位で測定されるので、基準値ＲＶと比較される。

図２ａと図２ｂとに関連して説明したＴＤＲ測定は、基準伝送線路Ｌ２、…、ＬＫに対しても実行される。校正量であるパルスＰ１の遠端反射の対応するピーク値ＰＶ２、…、ＰＶＫが生成され、基準値ＲＶと比較される。

図４は、遠端ＴＤＲ反射のピーク値が線路挿入損失値にどのように関係するかを明示する。この図は、横座標にＴＤＲ測定によるピーク値を有し、縦座標に実験室で測定された線路挿入損失を有するグラフである。ピーク値は一般にＰＶで示され、線路挿入損失は一般にＩＬ（ｆ）で示され、ここでｆは周波数依存を示す。両軸の値は、デシベルｄＢで与えられる。基準伝送線路Ｌ１〜Ｌ５に関して、対応するピーク値ＰＶ１〜ＰＶ５は、横座標に示される。各ピーク値に関して、対応する線路挿入損失値Ｌ１１…Ｌ１４、Ｌ２１…Ｌ２４などが示される。

図４のグラフから見えてくることは、回線Ｌ１…Ｌ５は異なっても同一周波数例えば周波数ｆ１に対する線路挿入損失値は、少なくとも近似的には線形関係に属する。それぞれの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３、およびｆ４に関してＬｆ１、Ｌｆ２、Ｌｆ３、およびＬｆ４で示される直線で値が一緒に結ばれる。図４に明示されるこの線形関係は、基準伝送線路に対する線路挿入損失値およびピーク値で校正された伝送線路に関する線路モデルである。

ピーク値および線路挿入損失値の使用は、図４の簡単なグラフとは異なるやり方で詳細に説明することができる。これについては以降で説明するが、図４のグラフで説明された線路モデルが加入者伝送線路の挿入損失を推定するためにどのように使用されるかについて、まず一例を挙げる。

図５は加入者伝送線路ＬＸを示す。伝送線路は、未知である線路挿入損失を有し、近端でラインカード５に接続され、遠端で遠隔デバイス６に接続される。前と同様に、この実施形態では遠隔デバイスは線路の開放端を表す。伝送線路の近端は、ラインカード５から切り離され、ＴＤＲ測定デバイス３に電流を生じるように接続される。テスト信号Ｐ１が送信され、遠端ＴＤＲ反射のピーク値ＰＶＸが測定され、ピーク値ＰＶＸは加入者伝送線路ＬＸに対する校正量である。前と同様に、ピーク値ＰＶＸは基準値ＲＶと比較される。図４の横座標に結果が示され、周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３、およびｆ４に関して直線Ｌｆ１、Ｌｆ２、Ｌｆ３、およびＬｆ４上の縦座標で対応する線路挿入損失値ＬＸ１、ＬＸ２、ＬＸ３、およびＬＸ４が読み取られてもよい。

校正測定が、基準伝送線路と加入者伝送線路との両方に対して同じやり方で行われることが留意されるべきである。従って、送信信号Ｐ１の振幅を知る必要はなく、遠端反射の振幅ピーク値だけが重要である。

伝送線路に関する代替の線路モデルでは、線路挿入損失ＩＬ（ｆ）は、ピーク値ＰＶの関数として多項式で、一般に以下のように数学的に表現し得る。
ＩＬ（ｆ）＝ｃ_１（ｆ）＋ｃ_２（ｆ）・ｌｏｇ_１０（ＰＶ／ＲＶ）＋ｃ_３（ｆ）・｛ｌｏｇ_１０（ＰＶ／ＲＶ）｝^２＋… （１）
上式で、ｃ_１（ｆ）、ｃ_２（ｆ）、およびｃ_３（ｆ）は、周波数依存の線路モデルのパラメータである。

図４における周波数の中の任意の一つに対する線路挿入損失値は、このように所定の次数の多項式で互いに連結され得る。線路モデルのパラメータの値は、多項式を測定値に適合させることにより決定される。これは、加入者伝送線路の当初は未知であった線路挿入損失ＩＬ（ｆ）について非常に正確な結果を与えるが、少しだけ複雑である。一次項の多項式すなわち直線
ＩＬ（ｆ）＝α_１（ｆ）・ｌｏｇ１０（ＰＶ／ＲＶ）＋α_２（ｆ） （２）
は、多くの場合に十分に正確な値を生成することが観察されている。この直線は、例えば最小二乗アルゴリズムなどによって測定値に適合される。

非常に多数の様々なケーブルについての実験室での測定から、商
Ｃ１＝α_２（ｆ）／α_１（ｆ） （３）
が周波数にほぼ依存しないことが実証されている。そのため、式（２）は以下のように記述してもよい。
ＩＬ（ｆ）＝α_１（ｆ）・｛ｌｏｇ_１０（ＰＶ／ＲＶ）＋Ｃ１｝ （４）
さらに、基準値ＲＶを定数Ｃ２に含めることにより、以下のように単純化を行うことができる。
ＩＬ（ｆ）＝α_１（ｆ）・｛ｌｏｇ_１０ＰＶ＋Ｃ２｝ （５）

このようにして、図４で線路挿入損失値ＩＬ（ｆ）をプロットする代わりに、上記の式を用いて代わりに直線または高次曲線が生成されてもよい。その後、加入者伝送線路ＬＸの線路挿入損失値は、そのピーク値である校正量を上記の多項式に代入することにより、高精度で計算し得る。

図４および式（１）から明らかなように、線路モデルを校正するためには、少なくとも二つの基準伝送線路で測定することが必要である。また、測定される基準伝送線路が多ければ多いほど、線路モデルはますます正確になる。

上述の実施形態では、遠隔デバイス４または６は、線路の開放端、すなわち線路終端は無限大のインピーダンスを有していた。同様に、線路終端の他の所定のインピーダンス値も可能である。一つの選択肢は短絡であり、別の選択肢は線路インピーダンスに整合するインピーダンスであり、多くの場合に約１００オームである。後者の場合は、線路終端インピーダンスが既知であり、このインピーダンスを推定する周知の方法も存在する場合に、最善の結果が達成される。線路終端がどのインピーダンスを有するかにかかわらず、線路モデルを校正し、加入者伝送線路を測定する場合に、基準伝送線路と加入者伝送線路との両方に対して同じ所定の終端インピーダンスにすることは、非常に正確な結果を得るために不可欠である。いずれにせよ、実際の加入者伝送線路の線路終端インピーダンスと異なる線路終端インピーダンスで線路モデルが校正されたとしても、線路モデルは加入者伝送線路の挿入損失に関して十分に受け入れられる値を与えるだろうことが留意されるべきである。

これらの非常に正確な結果を得るために、線路モデルは、各エディション（ｅｄｉｔｉｏｎ）に対して所定の線路終端インピーダンスを有する様々なエディションで校正される。加入者伝送線路を測定する場合に、その終端インピーダンスが決定され、線路モデルの対応するエディションが選択される。その後、選択された線路モデルのエディションは、加入者伝送線路の挿入損失を推定する際に用いられる。

図５に関連して、ＴＤＲ測定デバイス３は加入者伝送線路ＬＸに電流が流れるように接続されると説明した。直流電流を生じるような接続は必要なく、一つの選択肢は、例えば変圧器を介して測定デバイスを接続することである。図５は、測定デバイスが線路の事業所側に接続されることも示しているが、加入者伝送線路はその顧客側からも測定されてもよい。

上では伝送線路に対する線路モデルは、対数値を有する線路モデルと説明される。図４は、横座標と縦座標との両方の値がデシベルで示されるグラフであり、式１、２、４、および５はすべて対数関数を含む。これは唯一の選択肢ではなく、線路モデルは、例えば線形ピーク値などを有する他の手法で形成されてもよい。

図４では、伝送線路に対する線路モデルは、グラフにおいて直線で示され、式（１）〜（５）の多項式でも示される。線路モデルを示すさらなる選択肢は、ピーク値ＰＶ１、ＰＶ２…および線路挿入損失値Ｌ１１、Ｌ１２…、Ｌ２１、Ｌ２２…等を有する表の形式である。加入者伝送線路ＬＸの線路挿入損失は、表の補間により推定される。

図５に関連して、当初は未知である加入者伝送線路ＬＸの現場測定について説明した。伝送線路はそのラインカードから切り離され、ＴＤＲ測定デバイス３が加入者伝送線路に電流が生じるように接続された。この方法は、少しだけ高くつくので、代替の簡単で安価な線路挿入損失の測定手法について図６に関連して説明する。

線路挿入損失を測定する代替の手法は、おおよその概要では図１〜５に関連して説明した方法と同じ動作を含み、それらは、基準伝送線路についての実験室での両端からの測定、同じ線路についての校正ＳＥＬＴ測定、例えばピーク値−挿入損失グラフの曲線などの線路モデルの生成、未知である加入者伝送線路についてのＳＥＬＴ測定、および加入者伝送線路の線路挿入損失の生成である。違いは、第２のピークＰ２２のピーク値ＰＶ１である遠端ＴＤＲ反射を直接的に測定する代わりに、遠端ＴＤＲ反射のピーク値を実質上表わす校正量が測定されることである。

図６は、伝送線路Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、…、ＬＫについて校正測定を実行する状況を描写する。この図は、伝送線路Ｌ１を介して遠隔デバイス８に接続されるラインカード７を示し、遠隔デバイス８は、この実施形態では線路の開放端である。ラインカード７は、サービスを顧客に送信する際に使用するラインカードとまったく同じ種類である。ラインカード７は、伝送線路Ｌ１に接続された送受信器９を有し、インタフェース１０も有する。テスト信号ＣＳ１はインタフェース１０を介して線路に送信され、反射信号Ｒ１はこのインタフェースを介して測定される。テスト信号は送受信器９を通して送信されるので、パルスＰ１のような信号は必ずしも使用されない。代わりにテスト信号ＣＳ１は、時間的に連続し、相当数の選択された周波数を有する線路スペクトラム信号である。テスト信号ＣＳ１は図７に示され、図７は、横座標に周波数ｆ、縦座標に振幅ＣＡを有するグラフである。テスト信号ＣＳ１は、例えばＤＳＬ周波数でもよい周波数Ｃｆ１、…、ＣｆＰを含む。定常状態では、反射信号Ｒ１は時間領域で測定され、周波数領域の信号ＣＲ１にフーリエ変換される。ここで、送受信器９と結合した伝送線路Ｌ１に対するエコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）は、以下のように生成されてもよい。
Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）＝ＣＲ１／ＣＳ１ （６）

エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）に逆フーリエ変換を適用することにより、送受信器９と結合した基準伝送線路Ｌ１に対するインパルス応答ＩＰ２が受信される。インパルス応答ＩＰ２は図８に示され、図３における反射パルスＰ２と類似する。図８は、横座標に時間ｔ、縦座標にｄＢ単位の振幅Ａを有するグラフである。図３と同様に、インパルス応答ＩＰ２は、近端反射として識別される第１のピークと遠隔デバイス８の開放端からの遠端エコーとして識別される減衰した第２のピークＩＰ２２との両方を有する。第２のピークの振幅は、遠端ＴＤＲ反射の振幅を実質的に表わす基準伝送線路Ｌ１に対する校正量であるピーク値ＩＰＶ１を有する。ピーク値ＩＰＶ１は対数目盛のｄＢ単位で測定されるため、基準値ＲＶ１と比較される。上記と同じように、他の基準伝送線路Ｌ２、Ｌ３…も校正され、ピーク値ＩＰＶ２、ＩＰＶ３、…を有する遠端反射が得られる。

第２のピークＩＰ２２をより明確に且つ識別されるようにするために、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）またはインパルス応答ＩＰ２のどちらかを適切なフィルタでフィルタすることは選択肢である。代替案は、それら二つともフィルタすることである。

ここで、図４に類似する校正グラフが図９に示すように描かれ得る。この図は、横座標に一般にＩＰＶで示されるピーク振幅を有するグラフである。基準伝送線路Ｌ１、Ｌ２、…の線路挿入損失ＩＬ（ｆ）が縦座標にｄＢ単位で示される。実験室で測定された線路挿入損失値Ｌ１１…Ｌ１４、…、Ｌ５１…Ｌ５４の点が、図４と同じように、対応するピーク振幅ＩＰＶ１…ＩＰＶ５に対してグラフ上にプロットされる。周波数ｆ１…ｆ４のそれぞれに対して１本の直線がプロットされた点に合わせて引かれる。

当初は未知である加入者伝送線路ＬＸの線路挿入損失は、以下のやり方で生成される。伝送線路ＬＸは実際の加入者線路であり、測定は現場で行われると想定する。線路スペクトラムのテスト信号ＣＳ１が送受信器インタフェース１０を介して送信され、反射信号Ｒ１が測定される。加入者伝送線路ＬＸに対するピーク値ＩＰＶＸが上記のように生成され、ピーク値ＩＰＶＸは加入者伝送線路の校正量である。対応する挿入損失値ＩＬＸ１…ＩＬＸ４は、加入者伝送線路ＬＸのグラフにおいて読み取られる。上述の測定は、基準線路と加入者伝送線路との両方が同じやり方で測定される校正測定なので、正確な挿入損失値を与え得る。

図４に関連して、基準伝送線路に対する測定された校正ピーク値ＰＶおよび挿入損失ＩＬ（ｆ）に、直線または高次の曲線が数学的に適合された線路モデルを説明した。同じやり方および式（１）〜（５）で、適切な次数の曲線が、図９の測定されたピーク値ＩＰＶおよび挿入損失ＩＬ（ｆ）に適合され得る。その後、未知である加入者伝送線路の線路挿入損失値を高精度で生成し得る。同様に、測定されたピーク値および挿入損失値を有する、表に格納された上記の線路モデルが適合されてもよい。

実験室で挿入損失を測定する周波数ｆ１…ｆＮは、線路スペクトラム信号ＣＳ１の周波数Ｃｆ１…ＣｆＰと同じである必要は全くないことが留意されるべきである。

上記の実施形態では、テスト信号ＣＳ１は線路スペクトラム信号である。それ自体既知のやり方で、他の広帯域なテスト信号もエコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）を生成するために使用されてもよい。

図６のラインカード７は、ＤＳＬアクセス集線装置ＤＳＬＡＭまたは加入者宅内機器ＣＰＥで置き換えられてもよい。

図８のインパルス応答ＩＰ２に類似するインパルス応答が、例えば図６のインタフェース１１における線路Ｌ１またはＬＸの周波数依存の線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）からも生成され得る。例示的な実施形態では、線路入力インピーダンスは、

のように生成されてもよい。

右辺のパラメータは、以下のように解釈される予め記憶された送受信器のモデル校正値である。

値Ｈ_∞（ｆ）は、線路への接続が開放されている場合、すなわち線路インピーダンスが無限大である場合の送受信器９に関する周波数依存のエコー伝達関数である。

値Ｚ_ｈｙｂ（ｆ）は、線路Ｌ１への接続点で測定された送受信器インピーダンス、すなわち線路側から見たインタフェース１１における送受信器インピーダンスである。

値Ｚ_{ｈ０（ｆ）}は、Ｚ_ｈ０（ｆ）＝Ｈ_０（ｆ）・Ｚ_ｈｙｂ（ｆ）と表すこともでき、値Ｈ_０（ｆ）は、線路Ｌ１への接続点が短絡されている送受信器９に関する周波数依存のエコー伝達関数であり、値Ｚ_ｈｙｂ（ｆ）は、上に定義される。

エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）および線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）の生成についての一例は、特許文献２に極めて詳細に記載されている。

インパルス応答ＩＰ２のようなインパルス応答を生成するさらなる可能性は、周波数依存の散乱パラメータＳ_１１（ｆ）を用いることである。このパラメータがどのように生成されるかについての一例は、非特許文献１の標準化文書に見つけることができる。

インパルス応答を生成するさらなる可能性は、例えば線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）の二乗すなわち（Ｚ_ｉｎ（ｆ））^２を用いることである。また、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）、線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）、および散乱パラメータＳ_１１（ｆ）の様々な組み合わせも可能である。

図４および図５に関連して、伝送線路に対して異なるエディションの線路モデルが決定されてもよいことを説明した。異なるエディションは、伝送線路の異なる終端インピーダンスに対応する。

ラインカードを介して測定する上記の実施形態では、終端インピーダンスに応じて異なるエディションの線路モデルを形成することも当然可能である。

図１０は、加入者伝送線路の線路挿入損失を推定する方法を示すフローチャートである。方法はステップ１０１から始まり、基準伝送線路Ｌ１…ＬＫに対して線路挿入損失ＩＬ（ｆ）が測定される。測定は、周波数の組ｆ１…ｆＮに対して図１の両端線路試験で実行される。

ステップ１０２で、基準伝送線路の校正量を予め測定するための方法が選択される。一つの方法は、図２ａ、図２ｂ、および図３に関連して説明されたＴＤＲ法である。別の方法は、図６、７に関連して説明された、連続的な線路スペクトラムのテスト信号ＣＳ１または別の広帯域信号を使用する方法である。この方法によれば、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）が生成される。線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）または散乱パラメータＳ_１１（ｆ）を使用するさらに他の方法も説明している。

ステップ１０３で、基準伝送線路に対して校正量が予め測定される。ＴＤＲ法が選択される場合に、校正量は、直接的に測定された遠端ＴＤＲ反射のピーク値ＰＶ１…ＰＶＫである。エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）を用いる方法が選択される場合に、基準伝送線路に関する遠端エコーのピーク値が生成される。反射信号Ｒ１が測定され、この信号が信号ＣＲ１にフーリエ変換され、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）が生成され、逆フーリエ変換を適用することによりインパルス応答ＩＰ２が生成される。性能向上のために、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）もしくはインパルス応答ＩＰ２のどちらか、またはそれら両方がフィルタされる。ピーク値ＩＰＶ１がインパルス応答ＩＰ２から測定され、それが校正量である。

ステップ１０４で、様々な周波数に対する線路挿入損失とピーク値との間の関係が、基準伝送線路に対して生成される。これは、例えば式（１）〜（５）または図４もしくは図９のグラフによって行われてもよい。

ステップ１０５で、加入者伝送線路ＬＸに対する校正量ＰＶＸ、ＩＰＶＸがステップ１０３と同じように測定される。基準伝送線路および加入者伝送線路は、校正が適切に機能するために、当然のことながら同じ方法で取り扱われなければならない。

ステップ１０６で、加入者伝送線路ＬＸの線路挿入損失が推定される。推定は、図４もしくは図９のグラフまたは適切な次数の式（１）〜（５）を用いて、周波数の組ｆ１…ｆＮに対して行われる。

図１１に関連して、図１０のステップ１０３およびステップ１０５について、より詳細に説明する。方法はステップ１１１から始まり、ＴＤＲ測定デバイス３またはラインカード７が、基準伝送線路Ｌ１…ＬＫの中の一つかまたは加入者伝送線路ＬＸのいずれかである伝送線路の中から選択された線路に接続される。

ステップ１１２で、テスト信号Ｐ１または線路スペクトラムのテスト信号ＣＳ１などの広帯域テスト信号が、選択された伝送線路の近端において送信される。

ステップ１１３で、当該伝送線路の遠端で反射された反射信号Ｐ２またはＩＰ２が、その伝送線路の近端で受信される。

ステップ１１４で、ＴＤＲ信号に対応する信号が生成される。上記のように、反射信号Ｐ２が直接的に受信されるか、またはインパルス応答ＩＰ２が生成される。

ステップ１１５で、遠端ＴＤＲ反射を表わすピーク値である校正量が生成される。

ステップ１１６で、基準伝送線路Ｌ１…ＬＫの少なくとも二つと加入者伝送線路とが扱われているかどうかが調査される。二者択一のＹＥＳでは、方法はステップ１１７で終わる。二者択一のＮＯでは、ステップ１１８で伝送線路がさらに選択され、ステップ１１１〜１１６が繰り返される。

校正量を生成するステップ１１５について、図１２に関連してより詳細に説明する。この図は、広帯域信号を使用する方法を示す。

ステップ１２１で、線路スペクトラムテスト信号ＣＳ１などの広帯域テスト信号が、ラインカード７を介して送信される。

ステップ１２２で、伝送線路の遠端８において反射された信号Ｒ１がラインカードを介して受信され、記録される。

ステップ１２３で、時間領域にある反射信号Ｒ１が周波数領域にフーリエ変換される。

ステップ１２４で、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）が生成される。これに代えて、線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）または散乱パラメータＳ_１１（ｆ）が生成されてもよい。

エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）（またはＺ_ｉｎ（ｆ）またはＳ_１１）は、一つの代替案としてステップ１２５でフィルタされる。

ステップ１２６で、エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）、線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）、または散乱パラメータＳ_１１（ｆ）のいずれかに逆フーリエ変換を適用することにより、伝送線路に対するインパルス応答ＩＰ２が生成される。

ステップ１２７で、第２の代替案において、インパルス応答ＩＰ２はフィルタされる。ステップ１２５やステップ１２７を実行することは必須ではないが、性能向上のためであり、それら両方が実行されてもよい。

ステップ１２８で、校正量である遠端反射の振幅ピーク値ＩＰＶ１が測定される。

図１３では、図１０のステップ１０４およびステップ１０６による基準伝送線路の線路挿入損失とピーク値との関係を有する線路モデルの生成について、一例を示す。

ステップ１３１で、基準伝送線路Ｌ１…ＬＫに対する遠端ピーク値ＰＶ１、ＰＶ２…または代案としてＩＰＶ１、ＩＰＶ２…が、基準値ＲＶまたは代案としてＲＶ１と比較される。

ステップ１３２で、このようにして得られた商の対数が生成される。

ステップ１３３で、ステップ１３２の対数と、選択された一つの周波数ｆ１に対して予め測定された線路挿入損失と、によって決定される点Ｌ１１…Ｌ５１が生成される。ステップ１３３は、他の周波数ｆ２…ｆＮに対して繰り返される。

ステップ１３４で、周波数ごとの多項式がステップ１３３の点に適合され、このようにして伝送線路に対する線路モデルの一例が定義される。。

ステップ１３５で、加入者伝送線路ＬＸの線路挿入損失ＬＸ１、代替としてＩＬＸ１が、図１０のステップ１０６により推定される。ステップ１３２によって生成されたこの対数値が、選択された周波数ｆ１に対する多項式に代入される。ステップ１３５は、周波数ｆ２…ｆＮに対して繰り返される。

図１４は、図６のラインカード７をより詳細に示す。ラインカードは、ハイブリッド回路を有するアナログフロントエンド１４０４と、デジタル部とを有する。デジタル部は、テスト信号ＣＳ１を送信する信号発生器１４０１を含み、テスト信号ＣＳ１は逆フーリエ変換器１４０２で時間領域に変換される。変換された信号は、Ｄ／Ａコンバータ１４０３でデジタルからアナログに変換され、ハイブリッド回路に送信され、例えば基準伝送線路Ｌ１または加入者伝送線路ＬＸなどの線路に送信される。送信された信号は線路の遠端で反射され、ハイブリッド回路で受信され、Ａ／Ｄコンバータ１４０５で反射信号Ｒ１にアナログデジタル変換される。フーリエ変換器１４０６は、反射信号Ｒ１を周波数領域の受信信号ＣＲ１に変換し、それをエコー伝達関数デバイス１４０７にゆだねる。エコー伝達関数デバイス１４０７では、テスト信号ＣＳ１および受信信号ＣＲ１を用いてエコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）が生成される。エコー経路の伝達関数Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ）は、フィルタ１４１０に配信されるか、または代替の実施形態では計算デバイス１４０９に配信される。計算デバイス１４０９は、送受信器のモデル校正値を予め記憶する記憶部１４０８に接続されており、線路入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｆ）または散乱パラメータＳ_１１（ｆ）のどちらかを計算し、それをフィルタ１４１１に配信する。フィルタ１４１０またはフィルタ１４１１からの出力は、逆フーリエ変換器１４１２に配信される。インパルス応答ＩＰ２が逆フーリエ変換器で生成され、逆フーリエ変換器はそのインパルス応答をフィルタ１４１３に送信する。上述のようにフィルタリングは必須ではないが、結果を良好にする。これに代えて、逆フーリエ変換器１４１２の前後両方でフィルタが利用されてもよい。フィルタ１４１３からの出力は、計算回路１４１５に配信される。この回路は、インパルス応答の遠端反射ＩＰ２２を識別し、測定デバイス１４１５では、振幅ピーク値ＩＰＶ１すなわち校正量が測定される。

基準伝送線路Ｌ１…ＬＫが扱われる場合には、ピーク値がモデル回路１４１７に送信される。この回路は、ピーク値を記憶し線路モデルを校正する。この意味することは、式（１）の多項式が線路モデルである場合に、多項式は、様々な周波数ｆ１…ｆＮに対するピーク値および予め測定された線路挿入損失値Ｌ１１…ＬＫＮによって決定される点に適合される。線路挿入損失値は、記憶部１４１６から受信される。線路モデルが表の実施形態では、振幅ピーク値は単にモデル回路１４１７に格納される。

加入者伝送線路ＬＸが扱われる場合には、この線路に対する振幅ピーク値ＩＰＶＸが損失値生成回路１４１８に送信され、損失値生成回路１４１８はモデル回路１４１７から校正された線路モデルも受信する。損失値生成回路１４１８では、加入者伝送線路ＬＸに対する振幅ピーク値が様々な周波数ｆ１…ｆＮに対する線路モデルに代入され、加入者伝送線路ＬＸに対して線路挿入損失値ＬＸ１…ＬＸＮが取得される。この意味することは、線路モデルが多項式である場合に、回路１４１８は、加入者伝送線路ＬＸに対する振幅ピーク値ＩＰＶＸを多項式に代入し、挿入損失値ＩＬＸ１、ＩＬＸ２…を出力する。線路モデルが表の場合に、回路１４１８は、加入者伝送線路ＬＸに対する振幅ピーク値ＩＰＶＸを用いて、校正された線路モデルで補間する。

Claims (27)

1. 少なくとも一つの周波数（ｆ１）において加入者伝送線路（ＬＸ）の線路挿入損失を推定する通信分野の方法であって、
   ‐前記少なくとも一つの周波数（ｆ１）において少なくとも二つの基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）に対する線路挿入損失値（Ｌ１１…Ｌ１Ｎ）を予め測定するステップと、
   ‐前記少なくとも二つの基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）のそれぞれに対する実質的に遠端ＴＤＲ反射の振幅を表す校正量（ＰＶ１…、ＩＰＶ１…）を予め測定するステップと、
   ‐前記通信の加入者伝送線路（ＬＸ）に対する前記校正量（ＰＶＸ、ＩＰＶＸ）を測定するステップと、
   ‐線路モデル（（１））に従って前記加入者伝送線路（ＬＸ）に対して前記少なくとも一つの周波数（ｆ１）のそれぞれにおいて前記線路挿入損失（ＬＸ１…、ＩＬＸ１…）の推定値を生成するステップであって、該線路モデルは前記予め測定された線路挿入損失（Ｌ１１…Ｌ１Ｎ）を含み、前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）の前記校正量（ＰＶ１…、ＩＰＶ１…）により校正され、該推定値は前記加入者伝送線路（ＬＸ）の前記校正量（ＰＶＸ、ＩＰＶＸ）に依存して生成されるステップと
   を備えることを特徴とする方法。
2. 前記基準伝送線路に対する前記校正量を予め測定するステップは、
   ‐ａ）前記基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）の近端においてテスト信号（Ｐ１、ＣＳ１）を送信するステップと、
   ‐ｂ）所定のインピーダンスの線路終端を有する前記基準伝送線路の遠端（４、８）において反射される反射信号（Ｐ２、Ｒ１）を、前記基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）の前記近端において受信するステップと、
   ‐ｃ）前記基準伝送線路のＴＤＲ反射に実質的に対応する信号（Ｐ２、ＩＰ２）を生成するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記加入者伝送線路（ＬＸ）に対する前記校正量を測定するステップは、
   ‐ａ１）前記加入者伝送線路（ＬＸ）の近端においてテスト信号（Ｐ１、ＣＳ１）を送信するステップと、
   ‐ｂ１）所定のインピーダンスの線路終端を有する前記加入者伝送線路の遠端（６、８）において反射される反射信号（Ｐ２、Ｒ１）を、前記加入者伝送線路（ＬＸ）の前記近端において受信するステップと、
   ‐ｃ１）前記加入者伝送線路（ＬＸ）のＴＤＲ反射に実質的に対応する信号（Ｐ２、ＩＰ２）を生成するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. ‐ステップ（ａ）の前記テスト信号は前記基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）の前記近端に接続されるパルス（Ｐ１）であり、
   ‐ステップ（ｂ）の前記反射信号（Ｐ２）はＴＤＲ反射であり、
   ‐前記校正量は前記遠端ＴＤＲ反射（Ｐ２２）の振幅ピーク値（ＰＶ１）である
   ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
5. ‐ステップ（ａ１）の前記テスト信号は前記加入者伝送線路（ＬＸ）の前記近端に接続されるパルス（Ｐ１）であり、
   ‐ステップ（ｂ１）の前記反射信号（Ｐ２）はＴＤＲ反射であり、
   ‐前記校正量は前記遠端ＴＤＲ反射（Ｐ２２）の振幅ピーク値（ＰＶＸ）である
   ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
6. ‐ステップ（ａ）の前記テスト信号は、ラインカード（７）を介して送信される広帯域信号（ＣＳ１）であり、
   ‐ステップ（ｂ）の前記反射信号（Ｒ１）は前記ラインカードを介して受信される時間領域の信号であり、
   ‐ステップ（ｃ）の前記信号（ＩＰ２）を生成するステップは、
   ‐ｅ）前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の信号（ＣＲ１）にフーリエ変換するステップと、
   ‐ｆ）前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記基準伝送線路に対するエコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））を生成するステップと、
   ‐ｇ）前記エコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって、前記基準伝送線路に対するインパルス応答（ＩＰ２）を生成するステップと
   を含み、
   ‐前記校正量は、前記インパルス応答（ＩＰ２）の前記遠端反射（ＩＰ２２）の振幅ピーク値（ＩＰＶ１）である
   ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
7. ‐ステップ（ａ１）の前記テスト信号は、ラインカード（７）を介して送信される広帯域信号（ＣＳ１）であり、
   ‐ステップ（ｂ１）の前記反射信号（Ｒ１）は前記ラインカードを介して受信される時間領域の信号であり、
   ‐ステップ（ｃ１）の前記信号（ＩＰ２）を生成するステップは、
   ‐ｅ）前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の信号（ＣＲ１）にフーリエ変換するステップと、
   ‐ｆ）前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記加入者伝送線路に対するエコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））を生成するステップと、
   ‐ｇ）前記エコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって、前記加入者伝送線路に対するインパルス応答（ＩＰ２）を生成するステップと
   を含み、
   ‐前記校正量は、前記インパルス応答（ＩＰ２）の前記遠端反射（ＩＰ２２）の振幅ピーク値（ＩＰＶ１）である
   ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
8. ‐ステップ（ａ）の前記テスト信号は、ラインカード（７）を介して送信される広帯域信号（ＣＳ１）であり、
   ‐ステップ（ｂ）の前記反射信号（Ｒ１）は前記ラインカードを介して受信される時間領域の信号であり、
   ‐ステップ（ｃ）の前記信号（ＩＰ２）を生成するステップは、
   ‐ｅ）前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の信号（ＣＲ１）にフーリエ変換するステップと、
   ‐ｈ）前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記基準伝送線路に対する線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））を生成するステップと、
   ‐ｉ）前記線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって、前記基準伝送線路に対するインパルス応答を生成するステップと
   を含み、
   ‐前記校正量は、前記インパルス応答の前記遠端反射の振幅ピーク値である
   ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
9. ‐ステップ（ａ１）の前記テスト信号は、ラインカード（７）を介して送信される広帯域信号（ＣＳ１）であり、
   ‐ステップ（ｂ１）の前記反射信号（Ｒ１）は前記ラインカードを介して受信される時間領域の信号であり、
   ‐ステップ（ｃ１）の前記信号（ＩＰ２）を生成するステップは、
   ‐ｅ）前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の信号（ＣＲ１）にフーリエ変換するステップと、
   ‐ｈ）前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記加入者伝送線路に対する線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））を生成するステップと、
   ‐ｉ）前記線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって、前記加入者伝送線路に対するインパルス応答を生成するステップと
   を含み、
   ‐前記校正量は、前記インパルス応答の前記遠端反射の振幅ピーク値である
   ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
10. ‐ステップ（ａ）の前記テスト信号は、ラインカード（７）を介して送信される広帯域信号（ＣＳ１）であり、
    ‐ステップ（ｂ）の前記反射信号（Ｒ１）は前記ラインカードを介して受信される時間領域の信号であり、
    ‐ステップ（ｃ）の前記信号（ＩＰ２）を生成するステップは、
    ‐ｅ）前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の信号（ＣＲ１）にフーリエ変換するステップと、
    ‐ｋ）前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記基準伝送線路に対する散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））を生成するステップと、
    ‐ｌ）前記散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって、前記基準伝送線路に対するインパルス応答を生成するステップと
    を含み、
    ‐前記校正量は、前記インパルス応答の前記遠端反射の振幅ピーク値である
    ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
11. ‐ステップ（ａ１）の前記テスト信号は、ラインカード（７）を介して送信される広帯域信号（ＣＳ１）であり、
    ‐ステップ（ｂ１）の前記反射信号（Ｒ１）は前記ラインカードを介して受信される時間領域の信号であり、
    ‐ステップ（ｃ１）の前記信号（ＩＰ２）を生成するステップは、
    ‐ｅ）前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の信号（ＣＲ１）にフーリエ変換するステップと、
    ‐ｋ）前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記加入者伝送線路に対する散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））を生成するステップと、
    ‐ｌ）前記散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって、前記加入者伝送線路に対するインパルス応答を生成するステップと
    を含み、
    ‐前記校正量は、前記インパルス応答の前記遠端反射の振幅ピーク値である
    ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
12. 前記広帯域信号（ＣＳ１）は線路スペクトラム信号であることを特徴とする請求項６乃至１１のいずれか１項に記載の方法。
13. ‐前記線路モデル（（１））の異なるエディションを校正するステップであって、異なる線路終端インピーダンス（４、６、８）が該異なるエディションに対して用いられるステップと、
    ‐前記加入者伝送線路（ＬＸ）の前記線路挿入損失を生成するために前記エディションの一つを選択するステップであって、前記加入者伝送線路と前記線路モデルの前記選択されたエディションとは本質的に同じ線路終端インピーダンスを有するステップと
    を含む請求項２又は３に記載の方法。
14. 前記エコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））、前記線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））、及び前記散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））の一つは、前記インパルス応答（ＩＰ２２）の前記遠端反射の識別を簡単にするためにフィルタされることを特徴とする請求項６乃至１１のいずれか１項に記載の方法。
15. 前記インパルス応答（ＩＰ２２）は、前記遠端反射の識別を簡単にするためにフィルタされることを特徴とする請求項６乃至１１のいずれか１項に記載の方法。
16. ‐前記少なくとも一つの周波数（ｆ１…ｆＮ）における前記少なくとも二つの基準伝送線路（Ｌ１、Ｌ２…）の前記予め測定された線路挿入損失値（Ｌ１１、Ｌ２１…）と前記基準伝送線路に対する前記対応する予め測定された校正量（ＰＶ１、ＰＶ２…；ＩＰＶ１、ＩＰＶ２…）との両方により決定される点に所定の次元の多項式（（１））を適応するステップと、
    ‐前記多項式に前記加入者伝送線路（ＬＸ）の校正量（ＰＶＸ；ＩＰＶＸ）を代入することによって前記加入者伝送線路（ＬＸ）の前記線路挿入損失（ＩＬ（ｆ））を推定するステップと
    を備えることを特徴とする請求項１乃至１５のいずれか１項に記載の方法。
17. 前記多項式の独立変数は基準値（ＲＶ；ＲＶ１）と比較した前記ピーク値（ＰＶ）の対数であることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. 前記多項式は１次すなわち直線（Ｌｆ１、Ｌｆ２…）であることを特徴とする請求項１６に記載の方法。
19. 少なくとも一つの周波数（ｆ１）において加入者伝送線路（ＬＸ）の線路挿入損失を推定するように構成される通信分野の装置であって、
    ‐前記少なくとも一つの周波数（ｆ１）において少なくとも二つの基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）に対する線路挿入損失値（Ｌ１１…Ｌ１Ｎ）を予め測定した値を記憶する手段（１４１６）と、
    ‐前記少なくとも二つの基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）のそれぞれと前記加入者伝送線路（ＬＸ）とに対する実質的に遠端ＴＤＲ反射の振幅を表す校正量（ＰＶ１…、ＩＰＶ１…；ＰＶＸ、ＩＰＶＸ）を測定する手段（１４０１、１４０６、１４０７、１４１０−１４１５）と、
    ‐線路モデル（（１））に従って前記加入者伝送線路（ＬＸ）に対して前記少なくとも一つの周波数（ｆ１）のそれぞれにおいて前記線路挿入損失（ＬＸ１…、ＩＬＸ１…）を推定する手段（１４１６−１４１８）であって、該線路モデルは前記予め測定された線路挿入損失（Ｌ１１…Ｌ１Ｎ）を含み、前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）の前記校正量（ＰＶ１…、ＩＰＶ１…）により校正され、該推定値は前記加入者伝送線路（ＬＸ）の前記校正量（ＰＶＸ、ＩＰＶＸ）に依存して生成される、推定する手段（１４１６−１４１８）と
    を備えることを特徴とする装置。
20. 前記校正量を測定する手段は、
    ‐前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）と前記加入者伝送線路（ＬＸ）との近端において信号（Ｐ１、ＣＳ１）を送信する信号生成器（１４０１）と、
    ‐所定のインピーダンスの線路終端を有する前記伝送線路の遠端（４、６）において反射される反射信号（Ｐ２、Ｒ１）を、前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）と前記加入者伝送線路（ＬＸ）との前記近端において受信する手段（１４０４、１４０６）と、
    ‐前記加入者伝送線路（ＬＸ）と前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）との遠端ＴＤＲ反射に実質的に対応する信号（Ｐ２、ＩＰ２）を生成する手段（１４０７、１４１０、１４１２、１４１４）と、
    ‐前記遠端ＴＤＲ反射（Ｐ２２、ＩＰ２２）の振幅ピーク値（ＰＶ１、ＩＰＶ１）を測定する測定デバイス（１４１５）と
    を含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
21. 前記装置はラインカード（７）を含み、該ラインカードは、
    ‐広帯域信号（ＣＳ１）を送信するように構成される信号生成器（１４０１）と、
    ‐時間領域で前記反射信号（Ｒ１）を受信し、アナログ・フロントエンド（１４０４）を含む手段と、
    ‐前記反射信号（Ｒ１）を周波数領域の対応する信号（ＣＲ１）に変換するフーリエ変換器（１４０６）と、
    ‐前記広帯域信号（ＣＳ１）と前記フーリエ変換された反射信号（ＣＲ１）とを用いて、前記基準伝送線路（Ｌ１…ＬＫ）と前記加入者伝送線路（ＬＸ）とに対するエコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））を生成するエコー伝達関数デバイス（１４０７）と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２０に記載の装置。
22. 前記ラインカード（７）は、
    ‐前記エコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって前記基準伝送線路と前記加入者伝送経路（ＬＸ）とに対するインパルス応答（ＩＰ２）を生成する逆フーリエ変換器（１４１２）と、
    ‐前記エコー経路の伝達関数の前記インパルス応答（ＩＰ２）の前記遠端ＴＤＲ反射（ＩＰ２２）の振幅ピーク値（ＩＰＶ１）である校正量を生成する手段（１４１４、１４１５）と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２１に記載の装置。
23. 前記ラインカード（７）は、
    ‐送受信器のモデル校正値を予め記憶する記憶部（１４０８）と、
    ‐前記エコー経路の伝達関数（Ｈ _ｅｃｈｏ （ｆ））を用いて前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）と前記加入者伝送線路（ＬＸ）とに対する線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））を生成する計算デバイスと、
    ‐前記線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）と前記加入者伝送経路（ＬＸ）とに対するインパルス応答（ＩＰ２）を生成する逆フーリエ変換器（１４１２）と、
    ‐前記線路入力インピーダンスの前記インパルス応答（ＩＰ２）の前記遠端ＴＤＲ反射（ＩＰ２２）の振幅ピーク値（ＩＰＶ１）である校正量を生成する手段（１４１４、１４１５）と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２１に記載の装置。
24. 前記ラインカード（７）は、
    ‐送受信器のモデル校正値を予め記憶する記憶部（１４０８）と、
    ‐前記エコー経路の伝達関数（Ｈ _ｅｃｈｏ （ｆ））を用いて前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）と前記加入者伝送線路（ＬＸ）とに対する散乱パラメータ（Ｓ _１１ （ｆ））を生成する計算デバイスと、
    ‐前記散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））に逆フーリエ変換を適用することによって前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）と前記加入者伝送経路（ＬＸ）とに対するインパルス応答（ＩＰ２）を生成する逆フーリエ変換器（１４１２）と、
    ‐前記散乱パラメータの前記インパルス応答（ＩＰ２）の前記遠端ＴＤＲ反射（ＩＰ２２）の振幅ピーク値（ＩＰＶ１）である校正量を生成する手段（１４１４、１４１５）と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２１に記載の装置。
25. 前記ラインカード（７）は、前記エコー経路の伝達関数（Ｈ_ｅｃｈｏ（ｆ））、前記線路入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ（ｆ））、及び前記散乱パラメータ（Ｓ_１１（ｆ））の一つをフィルタするフィルタ（１４１０、１４１１）をさらに含むことを特徴とする請求項２２乃至２４のいずれか１項に記載の装置。
26. 前記ラインカード（７）は、前記インパルス応答（Ｐ２、ＩＰ２）をフィルタするフィルタ（１４１３）をさらに含むことを特徴とする請求項２２乃至２４のいずれか１項に記載の装置。
27. 前記ラインカード（７）は、
    ‐前記予め測定された線路挿入損失値（Ｌ１１…ＬＫＮ）を記憶する記憶部（１４１６）と、
    ‐前記基準伝送線路（Ｌ１−ＬＫ）の振幅ピーク値（ＩＰＶ１、ＩＰＶ２）を記憶し、前記基準伝送線路に対する前記振幅ピーク値と前記挿入損失値（Ｌ１１…ＬＫＮ）とを用いて線路モデルを校正するモデル回路（１４１７）と、
    ‐前記線路モデル（（１）−（５））を受信し、該線路モデルと前記加入者伝送線路（ＬＸ）に対する前記振幅ピーク値（ＩＰＶＸ）とを用いて前記加入者伝送線路（ＬＸ）に対する前記線路挿入損失値（ＩＬＸ１、ＩＬＸ２）を生成するように構成される損失値生成回路（１４１８）と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２４乃至２６のいずれか１項に記載の装置。

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