ES2256428T3

ES2256428T3 - Procesamiento de señal para estimar los atributos de una linea de transmision.

Info

Publication number: ES2256428T3
Application number: ES02292592T
Authority: ES
Inventors: Tom Bostoen; Thierry Pollet; Patrick Jan Maria Boets; Leonard Pierre Van Biesen
Original assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel SA
Current assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2002-10-18
Filing date: 2002-10-18
Publication date: 2006-07-16
Anticipated expiration: 2022-10-18
Also published as: US20040080323A1; US6909978B2; EP1411361B1; DE60210031D1; ATE321273T1; EP1411361A1; DE60210031T2

Abstract

Un método para estimar atributos de una línea de transmisión (LP), comprendiendo dicho método las operaciones de: realizar mediciones de reflectometría de dicha línea de transmisión, determinar a partir de dichas mediciones de reflectometría un parámetro de dispersión de 1 puerto de dicha línea de transmisión es una base de impedancia de referencia (Zref), estimar una impedancia característica (Z0) de dicha línea de transmisión, caracterizado porque dicho método comprende además las operaciones de: convertir dicho parámetro de dispersión de 1 puerto a partir de dicha base de impedancia de referencia a una base de impedancia característica estimada, produciendo por ello un segundo parámetro de dispersión de 1 puerto con reflejos del extremo próximo residuales, determinar una zona de tiempo en la que dichos reflejos del extremo próximo residuales están encerrados, neutralizar la contribución de dicha zona de tiempo en el proceso de estimación de dichos atributos de dicha línea de transmisión.

Description

Preprocesamiento de señal para estimar los atributos de una línea de transmisión.

El presente invento se refiere a un método para estimar atributos de una línea de transmisión a partir de mediciones de reflectometría, como se ha descrito en el preámbulo de la reivindicación 1ª, y a un aparato en el que el método es aplicado, como se ha descrito en el preámbulo de la reivindicación 3ª.

Tal método es bien conocido en la técnica, por ejemplo a partir del artículo titulado "Estimación de la Función de Transferencia de un Bucle de Abonado por medio de una Medición del Parámetro de Dispersión de 1 Puerto en la Oficina Central", publicado en la Revista de Áreas Seleccionadas en Comunicaciones (J-SAC) de Junio de 2002, Vol. 20, Nº 5, pág. 936-948. En él, se ha descrito un método para predecir la función de transferencia de un bucle local a partir de mediciones de reflectometría.

Un bucle local es una línea de transmisión de dos conductores que conecta premisas de usuario o cliente a una oficina central de una red de telecomunicación. Originalmente, el bucle local ha concedido el acceso de cliente al Servicio de Telefonía de Planificación antigua (POTS). Esta red de acceso de cableado de cobre ha sido de hecho el medio para entregar al mejor coste nuevos servicios de telecomunicación a usuarios residenciales y pequeñas oficinas de negocio. Los servicios de la línea de Abonado Digital (DSL) explotan la banda de frecuencia por encima de 4 KHz hasta varios MHz, que no es usada por los POTS, para proveer al cliente con acceso de alta velocidad (de hasta unos pocos Mbit/s).

Sin embargo, el bucle local fue diseñado para transmisión de banda de voz sin ninguna perspectiva para servicios de telecomunicación de datos que funcionan a frecuencias más elevadas. El bucle local puede tener varios inconvenientes para servicios de DSL que no afectan al POTS, tales como tomas puenteadas (derivación de línea de final abierto), calibre de hilo mezclado, divisiones o empalmes, etc. Los servicios de DSL están en su mayoría afectados por reflejos que se presentan a lo largo de la línea, los cuales ítem de cualquier falta de uniformidad en la impedancia de la línea de transmisión. Los reflejos interfieren con la señal de DSL directa y, en aquellas frecuencias para las que la interferencia es destructiva, reducen la magnitud de la señal recibida o alternativamente disminuye la Relación de Señal a Ruido (SNR). Es por ello necesario evaluar a priori la calidad de la línea antes de poner en práctica los servicios de DSL.

En una operación preliminar del método conocido, un modelo físico del bucle local está definido a partir de la teoría electromagnética que especifica cómo las ondas de tensión y de corriente se propagan a lo largo de todo el bucle.

El bucle local está modelado cómo comprendiendo una pluralidad de segmentos de línea divididos entre sí en una estructura de árbol.

Un segmento de línea está modelado por el paréntesis (Z_{0},e^{-}^{\gamma}^{l}) donde Z_{0} es la impedancia característica del segmento de línea, \gamma es la constante de propagación del segmento de línea, y l es la longitud del segmento de línea. Z_{0} y \gamma pueden expresarse como una función de la frecuencia f y de un número finito de coeficientes, estando definidos los coeficientes a partir de las dimensiones geométricas en sección transversal de la línea y las constantes de material de la línea. (Z_{0},e^{-}^{\gamma}^{l}) especifica el modo en que las ondas de tensión y de corriente se propagan a lo largo de la línea. Las condiciones límite, que la tensión de línea y la corriente de línea deben cumplir en una división o en una terminación, producen el reflejo y el factor de transmisión de las ondas de tensión y de corriente en esa división o en esa terminación. Extendiendo el razonamiento al bucle completo produce un modelo paramétrico del bucle local que especifica cómo las ondas de tensión y de corriente se propagan a lo largo de todo el bucle, tal como la matriz de dispersión o la matriz ABCD.

En otra operación del método conocido, es generada una señal eléctrica inicial y acoplada a un puerto del bucle local, mientras son observadas las formas de onda eléctrica en ese punto de acoplamiento. La forma de onda observada está comprendida de una cantidad de la señal inicial y una cantidad de cada señal, si la hay, que es reflejada de nuevo desde cualquier falta de uniformidad en la impedancia de la línea de transmisión. Este procedimiento de medición es conocido en la técnica como reflectometría, más específicamente como reflectometría de dominio de tiempo o reflectometría de dominio de frecuencia dependiendo de si la forma de onda observada es medida en el dominio de tiempo o en el dominio de frecuencia respectivamente. La señal medida es denominada un reflectograma, si no se ha hecho ninguna referencia explícita al dominio de medición, además un reflectograma de dominio de tiempo o un reflectograma de dominio de frecuencia.

En esa etapa del proceso de calificación, el bucle local es considerado como un dispositivo de un puerto, siendo el puerto en el que se realizan las mediciones de reflectometría el puerto de referencia.

En otra operación del método conocido, son estimados los valores de coeficiente del modelo paramétrico. El proceso de estimación incluye las operaciones de:

- asignar un valor inicial a algunos de los coeficientes haciendo uso de un modelo casi-realista del bucle local,

- calcular a partir del modelo paramétrico el parámetro de dispersión de un puerto S_{11} del bucle local, en particular S_{11}^{estimado}, siendo definido el parámetro de dispersión S_{11} como la relación en el dominio de frecuencia de la onda que se desplaza hacia atrás u onda reflejada sobre la onda que se desplaza hacia delante u onda de incidente,

- determinar a partir de las mediciones de reflectometría el parámetro de dispersión S_{11} de un puerto del bucle local, en particular S_{11}^{medido},

- cuantificar una diferencia entre S_{11}^{estimado} y S_{11}^{medido} introduciendo una función de coste,

- reducir la diferencia adaptando los valores de coeficiente del modelo paramétrico.

Tanto el parámetro de dispersión de un puerto medido como el estimado son determinados en una base de impedancia de referencia dada.

El modelo casi-realista proporciona valores iniciales a los coeficientes del modelo paramétrico para el cálculo del parámetro de dispersión S_{11}^{estimado} de 1 puerto. Los valores iniciales de los coeficientes deben tener preferiblemente el orden de magnitud predicho por su fórmula de modo que la optimización de la función de coste determina un mínimo global y no debe quedar atrapado en un mínimo local. El modelo casi-realista es un modelo de caja blanca con tanto conocimiento a priori como sea posible, en oposición a un modelo de caja negra. El modelo casi-realista del bucle local está basado en una topología de bucle asumida, y en el tipo de línea de transmisión usado en el campo como es presumiblemente conocido para el operador de telecomunicación.

Una vez que los coeficientes han sido estimados, es posible calcular la función de transferencia entre cualquier puerto del bucle local, siendo ahora considerado el bucle local como un dispositivo multi-puerto.

Otros ejemplos para tal método y dispositivo están descritos en los documentos EP-A-1.248.383 y WO-A-01/
01158.

El método conocido produce buenos resultados hasta una cierta longitud de línea, por ejemplo 2000 metros para cable de polietileno de 0,4 mm. Para bucles más largos, los primeros reflejos directos originados a partir del punto de acoplamiento entre el dispositivo de medición y la línea dominan las mediciones y hacen la convergencia del modelo paramétrico imposible.

Es un objeto del presente invento eliminar los reflejos cercanos al final y hacer posible la calificación de bucles más largos.

De acuerdo con el invento, este objeto es alcanzado por el método definido en la reivindicación 1ª y por el aparato definido en la reivindicación 3ª.

La mayor parte de los reflejos del extremo próximo es eliminada por la puesta en práctica de las operaciones de:

- estimar la impedancia característica del bucle local, estimando más específicamente la impedancia característica del segmento de línea al que está acoplado el dispositivo de medición,

- convertir el parámetro de dispersión de un puerto del bucle local a partir de la base de la impedancia de referencia a la base de la impedancia característica estimada.

Sin embargo, hay aún una influencia residual de los reflejos cercanos al final. Esta influencia residual es debida en su mayor parte al hecho de que la impedancia característica estimada no corresponde perfectamente a la impedancia característica real de la línea. Por ejemplo, la estimación de la impedancia característica no tiene en cuenta faltas de homogeneidad de la línea y el backscatter resultante.

Es entonces muy necesario determinar una zona de tiempo en la que los reflejos cercanos al final residuales están encerrados de modo que su contribución es además neutralizada en el proceso de calificar el bucle local.

El tratamiento del parámetro de dispersión de un puerto de acuerdo con el presente invento puede ser realizado indistintamente en el dominio de tiempo o en el dominio de frecuencia, o en cualquier referente teórico como es conocido por el experto en la técnica.

El presente invento es aplicable a cualquier tipo de línea de transmisión, independientemente de la naturaleza del medio de transmisión e independientemente de la tecnología de telecomunicación que ha sido usada en el mismo.

El presente invento no está restringido a la técnica antes mencionada sino que es aplicable a cualquier método o aparato que hace uso de mediciones de reflectometría para estimar atributos de una línea de transmisión, sin importar cuales de esos atributos son y sin importar el dominio en el que la estimación es realizada.

Otras realizaciones de caracterización del presente invento son mencionadas en las reivindicaciones adjuntas.

Debe señalarse que el término "que comprende", también usado en las reivindicaciones, no debe interpretarse como restringido a los medios citados después. Así, el marco de la expresión "un dispositivo que comprende medios A y B" debe no estar limitado a dispositivos consistentes sólo de componentes A y B. Esto significa que con relación al presente invento, los componentes relevantes del dispositivo son A y B.

Similarmente, debe señalarse que el término "acoplado", también usado en las reivindicaciones, no debe interpretarse como restringido sólo a conexiones directas. Así, el marco de la expresión "un dispositivo A acoplado a un dispositivo B" no debe estar limitado a dispositivos o sistemas en los que una salida de dispositivo A está directamente conectada a una entrada de dispositivo B. Esto significa que existe un trayecto entre una salida de A y una entrada de B que puede ser un trayecto que incluye otros dispositivos o medios.

Los anteriores y otros objetos y características del invento resultarán más evidentes y el propio invento serán mejor comprendidos por referencia a la descripción siguiente de una realización tomada en unión con los dibujos adjuntos en los que:

La fig. 1 representa un dispositivo de medición de acuerdo con el invento,

La fig. 2 representa un ejemplo de un bucle local elegido como un caso de investigación,

La fig. 3 representa una unidad analógica de extremo frontal del dispositivo de medición,

La fig. 4 representa una impedancia de entrada medida y una impedancia característica estimada para unos cables de polietileno de 0,4 mm de 5 Km y 1 Km de longitud.

La fig. 5 representa una respuesta de impulso de un cable de polietileno de 0,4 mm de 3 Km de longitud en base de 100 \Omega y en una base de impedancia característica estimada,

La fig. 6 representa la eliminación del alias de tiempo desde una respuesta de impulso ajustando una función exponencial decreciente sobre la cola de la respuesta de impulso,

La fig. 7 representa una respuesta de impulso de igual nivel y la determinación de la zona neutra por medio de un umbral extremo y de línea de base.

El dispositivo de prueba TEST como se ha representado en la fig. 1 comprende:

medios de entrada IN,

medios de salida OUT,

una unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR,

una unidad de tratamiento PROC.

Los medios de entrada IN y los medios de salida OUT están acoplados a la unidad de tratamiento PROC. La unidad de tratamiento PROC está acoplada a la unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR mediante una línea de transmisión de comunicación de datos COM, tal como una línea de transmisión en serie. La unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR está acoplada al bucle local LP.

El dispositivo de prueba TEST está destinado a estimar la función de transferencia de un bucle local a partir de las mediciones de reflectometría. El dispositivo de prueba TEST está integrado como un dispositivo de prueba manual que puede ser usado por un técnico en el campo, por ejemplo en la oficina central próxima a una estructura principal de distribución.

Los medios de entrada IN comprenden un teclado y un ratón de ordenador asociado con un enlace gráfico de usuario y están destinados a:

Disparar o provocar las mediciones de reflectometría del dominio de tiempo,

introducir o seleccionar desde un menú desplegable cualesquiera piezas útiles de información tales como características del bucle local (usado en el modelo paramétrico), configuraciones de mediciones, etc.

Los medios de salida OUT comprenden una pantalla de presentación, por ejemplo para proporcionar a un técnico el resultado del procedimiento de medición.

La unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR comprende las unidades funcionales siguientes:

una unidad de generación GEN, para generar una señal eléctrica de una forma dada y dentro de un intervalo de espectro dado,

una unidad de medición MEAS, para medir en el dominio de tiempo una señal eléctrica, tal como una tensión, que incluye un convertidor analógico a digital,

una unidad de acoplamiento COUP, para acoplar la señal de excitación desde la unidad de generación GEN a un par conductor y para proporcionar a la unidad de medición MEAS los puntos de acceso de medición apropiados,

un filtro anti-alias de pasabajos FILT para la conversión analógica a digital,

un amplificador de bajo ruido LNA, para amplificar la señal desde el bucle local LP,

una unidad de sincronización SYN, para disparar la unidad de generación GEN de manera síncrona y la unidad de medida MEAS.

La unidad de tratamiento PROC comprende un procesador Pentium IV suministrado por Intel Corp., así como todo el hardware necesario como es conocido por la persona experta, tal como memoria de acceso aleatorio, un disco duro, un controlador de interrupción, un controlador de DMA, una tarjeta gráfica, periféricos E/S, etc.

La unidad de tratamiento PROC hace funcionar el software que lleva a cabo cualquier parte del método de acuerdo con el presente invento, más específicamente:

Agrupar y promediar los resultados de medición desde la unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR,

procesar los resultados de medición de acuerdo con el presente invento,

estimar a partir de ellos la función de transferencia del bucle local, como ya es conocido en la técnica.

La señal eléctrica usada para excitar el bucle local es una onda multisenoidal que oscila desde 5 KHz hasta 1 MHz con un espaciamiento de tono de 5 KHz. El tipo de señal así como la duración de explosión pueden ser ajustados mediante los medios de entrada IN.

Las señales eléctricas medidas son la tensión de línea en unión con la onda de tensión reflejada. La última permite la discriminación de las ondas incidente y reflejadas dentro de la tensión de línea.

Al pedir el operador mediante los medios de entrada IN, la unidad de tratamiento PROC dispara la unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR mediante la línea de transmisión de comunicación de datos COM para llevar a cabo una medida de reflectometría de dominio de tiempo. Después de ello, la unidad de sincronización SYN dispara tanto la unidad de generación GEN, para generar una señal de excitación, como la unidad de medición MEAS, para iniciar la medición de las señales resultantes en el punto de acoplamiento. Una medición es un conjunto de muestras digitales, siendo cada muestra la magnitud codificada de la señal medida en un caso particular de tiempo. La frecuencia de muestreo es ajustada a 10 MHz, es decir la frecuencia de corte del filtro anti-alias es aproximadamente 5 MHz. La ventana de captura es 200 \mus de longitud de modo que la resolución de frecuencia coincide con el espaciamiento de tono de la señal de excitación. Los resultados de la medición son entregados a través de la línea de transmisión de comunicación de datos COM de nuevo a la unidad de tratamiento PROC para otro tratamiento. El procedimiento de medición es repetido unas pocas veces durante un pequeño período de modo que calcule el valor medio y de variancia de cada muestra.

A continuación, la operación de la realización preferida será descrita con referencia a un ejemplo LP de un bucle local. Sin embargo, el presente invento no está limitado a ello.

La topología del bucle local LP, como es conocido para el operador de telecomunicaciones y como es introducido a través del medio de entrada IN, es una línea de transmisión única.

La fig. 2 representa el circuito eléctrico de una línea de transmisión única desde la que se ha establecido el modelo paramétrico. En un extremo de la línea se coloca una fuente de tensión Vg conectada en serie a una impedancia de generador Zg. En el otro extremo se coloca una carga con una impedancia Zl. La línea está caracterizada por su función de transferencia e^{-}^{\gamma}^{l} e impedancia característica Z_{0}.

La línea es considerada como un dispositivo de 1 puerto, siendo V e I la tensión de entrada y la corriente de entrada en ese puerto.

Las ondas a y b que se desplazan hacia delante hacia atrás en ese puerto son definidas con respecto a una impedancia de referencia Z_{ref}:

(1)a = \frac{V + Z_{ref} \ I}{2}

(2)b = \frac{V - Z_{ref} \ I}{2}

El tipo de línea de transmisión, como es conocido para el operador de telecomunicaciones y como es introducido a través del medio de entrada IN, es un Par Retorcido Desprotegido (UTP) que consiste de 2 conductores cilíndricos circulares paralelos inmersos en un dieléctrico homogéneo, que se ha supuesto lineal e isotrópico.\psi

(Z_{0}, e^{-}^{\gamma}^{l}) de una UTP está dado por:

(3)\gamma l = \sqrt{z_{s} \ y \ _{p}l^{2}} = \sqrt{a_{4}s^{2} + a_{1}\sqrt{-s} \frac{J_{0}}{J_{1}} + \frac{a_{1}a_{3}}{2}s^{2}\Psi}

(4)Z_{0} = \frac{\gamma l}{y_{p}l}

donde:

- s = j\omega = j2\pif representa la frecuencia de Laplace,

- \Psi = \frac{3a_{2}^{3}J_{3}J_{2} + 2a_{2}J_{1}J_{2} + a_{2}^{2}J_{0}J_{1}}{a_{2}^{3}J_{2}J_{3} + a_{2}J_{1}J_{2} + 3a_{2}^{2}J_{0}J_{1} + J_{0}J_{1}} indica una función auxiliar usada en los cálculos,

- J_{i} = J_{i}(a_{3}\sqrt{-s)}) indica la función de Bessel,

- y_{p} = a_{5}s/l es la admitancia paralela por unidad de longitud de la línea de transmisión.

A los coeficientes a_{1} a a_{5} pueden dárseles valores iniciales dados de acuerdo con:

a_{1} = \frac{1}{a\pi}\sqrt{\frac{\mu}{\sigma}}\frac{\varepsilon}{ar \ cosh(D/2a)}l

a_{2} = \left(\frac{a}{D}\right)^{2}

a_{3} = a\sqrt{\mu\sigma}

a_{4} = \frac{a_{1}a_{3}}{ln(1/ \sqrt{a_{2}})}

a_{5} = \frac{\pi\varepsilon}{ar \ cosh(D/2a)}l

donde:

-: a es el radio de los conductores circulares (el mismo radio para ambos conductores),

-: D es la distancia entre los ejes de dos conductores,

-: \sigma es la conductividad del material conductor (por ejemplo, cobre),

-: \varepsilon y \mu son la permisividad eléctrica y la permeabilidad magnética respectivamente del material dieléctrico (por ejemplo, polietileno).

Antes de las mediciones de reflectometría del bucle local LP, tiene lugar el procedimiento de calibración.

En la fig. 3 se ha propuesto un modelo más exacto de la unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR. En este modelo, los siguientes elementos son tomados en consideración:

- la diferencia \deltag de la impedancia de generador real con respecto a la impedancia de generador supuesta Zg,

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- la unidad de acoplamiento COUP, modelada como un dispositivo de acoplamiento de 4 puertos y caracterizada por su propia matriz de dispersión,

- la impedancia de entrada Za y Zb de los dispositivos que miden la tensión de línea Vline y la onda de tensión reflejada Vrefl.

Zin es la impedancia de entrada del dispositivo bajo ensayo.

Las ondas a y b que se desplazan hacia delante y hacia atrás pueden ser determinadas a partir de las tensiones Vline y Vrefl medidas usando la fórmula:

1

donde los coeficientes \lambda_{1}, \lambda_{2}, \lambda_{3} y \lambda_{4} están definidos a partir de la matriz de dispersión de la unidad de acoplamiento COUP.

El parámetro de dispersión de 1 puerto en la base de impedancia de referencia puede ser obtenido de la fórmula (5):

100

El procedimiento de calibración consiste en determinar los valores de los coeficientes C_{1}, C_{2}, C_{3}. Esto se consigue midiendo la tensión de línea Vline y la onda de tensión reflejada Vrefl con 3 valores distintos de la impedancia de entrada Zin para la que el parámetro de dispersión de 1 puerto resultante es conocido preliminarmente:

- primera medición con un circuito abierto, Zin = \propto, S_{11} | _{Z_{ref}} = 1

- segunda medición con un cortocircuito, Zin = 0, S_{11} | _{Z_{ref}} = -1

- tercera medición con la impedancia de referencia, Zin = Zref, S_{11} | _{Z_{ref}} = 0.

La unidad de tratamiento PROC agrupa los 3 resultados de medición a partir de la unidad de reflectometría de dominio de tiempo TDR y obtiene de ellos 3 ecuaciones lineales a partir de las cuales se pueden derivar los valores de C_{1}, C_{2}, C_{3}.

La unidad de tratamiento PROC determina el parámetro de dispersión de 1 puerto del bucle local LP en la base de la impedancia de referencia usando la fórmula (6), el valor de los coeficientes C_{1}, C_{2}, C_{3} como se han determinado durante el procedimiento de calibración y los resultados de medición de la onda de tensión de línea Vline y de tensión reflejada Vrefl, siendo el bucle local LP el dispositivo bajo prueba.

Los reflejos del extremo alejado deben ser hechos visibles tan claro como sea posible. Pueden no ser deformados por el desajuste entre la impedancia de referencia Zref y la impedancia característica Z0, de otro modo reflejos muy pequeños pero aún muy importantes, que se han desplazado unos pocos miles de metros a lo largo de la línea, serán ahogados en la señal reflejada inmediata. Una transformación de la impedancia de base de S_{11} es entonces muy necesaria.

La impedancia de base ideal es la impedancia característica Z_{0} del segmento de línea al que está acoplado el dispositivo de prueba TEST. Estimar esta impedancia característica con respecto a la impedancia de entrada medid a produce buenos resultados. Efectivamente, cuanto más larga es la línea, más cerca está la impedancia de entrada de la impedancia característica.

La impedancia de entrada puede derivarse a partir del parámetro de dispersión de 1 puerto medido como sigue:

(7)z \ Z_{in}^{medido} = Z_{ref}\frac{1 + S_{11}^{medido}}{1 - S_{11}^{medido}}

La estimación de la impedancia característica del bucle local LP está basada en el modelo paramétrico como se ha expresado en la fórmula (4).

El estimador preferido es el Estimador de Probabilidad Máxima (MLE) pero el presente invento no está limitado a él. El MLE es elegido porque es consistente, no cargado asintóticamente, distribuido de manera asintótica normalmente, y eficiente de manera asintótica con la condición de ruido realista.

La función de coste del MLE está dada por:

(8)V(\theta) = V(\theta)\sum\limits_{k = 1}^{n}\frac{ | \ Z_{0}^{estimado}(fk), \theta f - Z_{in}^{medido}(fk) \ | }{\sigma_{Zin}^{2}(fk)}

donde:

- N es el número de muestras de frecuencia,

- fk es la frecuencia k^{ésima},

- \theta es el vector de parámetro del modelo paramétrico de la impedancia característica: \theta = (a1,a2,a3,a4),

Z_{0}^{estimado}(fk, \theta) es la muestra k^{ésima} de frecuencia del modelo paramétrico de la impedancia característica,

Z_{in}^{medido}(fk) es la muestra k^{ésima} de frecuencia de la impedancia de entrada medida,

\sigma_{Zin}(fk) es la estimada de la variancia de la muestra k^{ésima} de frecuencia de la impedancia de entrada medida.

El mínimo de la función de coste como una función del vector de parámetro \theta es encontrado por medio de un algoritmo iterativo. El minimizador preferido es el método de Levenberg-Marquardt (LM) pero el presente invento no está limitado a él.

El minimizador determina un vector \theta para el que es alcanzado el mínimo de la función de coste V. La impedancia característica estimada es a continuación dada por \hat{Z}Z_{0}^{estimado}(\hat{\theta}).

Como puede verse en la fig. 4, la impedancia característica estimada no toma en consideración las variaciones de mayor orden (picos y valles alrededor de la asíntota), que representa la contribución de la impedancia de carga y otros segmentos de línea, si los hay. Aquellas contribuciones son irrelevantes por lo que a la impedancia característica se refiere y han de ser sobreestimadas por el proceso de estimación.

El parámetro de dispersión de 1 puerto es a continuación convertido a partir de la base de la impedancia de referencia a la base de la impedancia característica como sigue:

(9)S_{11}^{estimado} \ | \ _{\hat{Z}0} = \frac{Z_{in}^{medido} - \hat{Z}_{0}}{Z_{in}^{medido} + \hat{Z}_{0}}

Como puede verse en la fig. 5 los reflejos del extremo alejado pueden observarse después de la conversión, hay aún algún reflejo del extremo próximo no despreciable.

La determinación de la zona de tiempo en la que están encerrados los reflejos del extremo próximo residuales -denominada de aquí en adelante como zona neutra- será realizada en el dominio de tiempo usando una inversa de la Transformada de Fourier Discreta (DFT) de S_{11}^{medida} | _{\hat{Z}0}. La señal resultante S_{11}(t) | _{\hat{Z}0} es denominada la respuesta de impulso del bucle local.

Sin embargo, la DFT inversa no puede aplicarse directamente en S_{11}^{medida} | _{\hat{Z}0}(f) porque no todas las muestras de frecuencia contienen datos significativos. Hay normas o regulaciones de los operadores de telecomunicaciones de que señales de excitación situadas por debajo y en la banda de voz no están permitidas en líneas de abonados. También, la excitación de tales líneas por encima de 1 MHz no es aconsejable debido a la atenuación extrema de la línea. Por último, la señal medida no posee componente de corriente continua debido al acoplamiento de corriente alterna. Subsiguientemente, un número de líneas de espectro no contendrán ninguna corriente impuesta.

Las muestras de frecuencia no energéticas de S_{11}^{medida} | _{\hat{Z}0}(f) son repuestas a cero, mientras la componente de corriente continua S_{11}^{medida} | _{\hat{Z}0}(f) es ajustada a 1, como se ha predicho desde el modelo teórico. La DFT inversa de tal espectro dará origen a efectos de timbre en el dominio de tiempo. El timbre será suavizado lejos de un filtro de escala espaciada de fase lineal o cualquier otro filtro apropiado como es conocido por la persona experta.

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La DFT inversa del S_{11}^{medida} | _{\hat{Z}0}(f) filtrada contiene alias de tiempo debido a que la ventana de captura T no es lo bastante grande para reducir el alias de tiempo por debajo del nivel de cuantificación. El alias de tiempo se reducirá a un nivel aceptable ajustando una función exponencial decreciente A'e^{-B't} en la cola de S_{11}^{medida} | _{\hat{Z}0} (véase fig. 6).

Se ha usado un estimador de mínimo cuadrado para encontrar los parámetros A' y B'. Los parámetros son estimados en la última parte de la cola.

El alias de tiempo g(t) es dado por una suma infinita de funciones exponenciales decrecientes:

g(t) = Ae^{-Bt} + Ae^{-B(t + T)} + Ae^{-B(t + 2T)} + ... = Ae^{-Bt} \sum \limits _{k = 0}^{\infty}e^{-kBT}

Como \sum\limits_{k = 0}^{\infty}e^{-kBT} = \frac{1}{1 - e^{-Bt}}, g(t) = Ae^{-Bt} \frac{1}{1 - e^{-Bt}}

La relación con los parámetros estimados está dada por:

B = B'

A = A'e^{BT}

La respuesta de impulso desprovista de alias es obtenida con:

(10)S_{11}(t) \ | \ _{\hat{Z}0, \ desprovista \ de \ alias} = S_{11}(t) \ | \ _{\hat{Z}0} - g(t)

El experto está autorizado para considerar cualquier otra alternativa pero las series decrecientes exponencial y el estimador de mínimo cuadrado son una alternativa válida.

La determinación de la zona neutra es conseguida estimando el inicio de los reflejos del extremo alejado.

Lo primero de todo, la respuesta de impulso desprovista de alias es ecualizada en amplitud para compensar la atenuación de señal.

La respuesta de impulso de igual nivel S_{11}(t) | _{\hat{Z}0, \ nivel \ igual} es obtenida multiplicando la respuesta de impulso desprovista de alias S_{11}(t) | _{\hat{Z}0, \ desprovista \ de \ alias} con una amplificación variable en el tiempo ya que a mayor retraso, mayor atenuación. La amplificación en el instante de tiempo t depende del valor máximo de la respuesta de impulso de una línea genérica de longitud L = V_{prop}xt, siendo V_{prop} la velocidad de propagación de la línea.

La amplificación variable en el tiempo está en la parte superior de un cierto tiempo por encima para evitar una amplificación excesiva de la cola.

El experto está autorizado para considerar cualquier otro método de amplificación pero la amplificación variable en el tiempo precedente, incluyendo la no amplificación de la respuesta de impulso desprovista de alias, como una alternativa válida.

A continuación, dos niveles de umbral permiten la detección de los reflejos de extremo alejado, en S_{11}(t) | _{\hat{Z}0, \ nivel \ igual}. El primer umbral permite encontrar el primer extremo, que debe corresponder al primer reflejo de extremo alejado directo. Comenzando desde ese extremo válido, la curva de S_{11}(t) | _{\hat{Z}0, \ nivel \ igual} va seguida en la dirección de tiempo negativa. Cuando ocurre un cruce con el segundo umbral de línea de base, se supone que se ha encontrado el inicio de ese primer reflejo de extremo alejado directo. La zona neutra va desde el origen del tiempo hasta ese tiempo (véase fig. 7).

El experto está autorizado a considerar cualquier otra alternativa del algoritmo precedente como una alternativa válida. Un algoritmo basado en el cálculo de un valor medio cuadrado sobre una ventana deslizante que se mueve hacia arriba podría ser tal alternativa.

Por último, la zona de tiempo así identificada es neutralizada en el proceso de estimar la función de transferencia del bucle local LP.

Con referencia a la técnica anterior mencionada antes, podría por ejemplo ajustar a cero las muestras de tiempo dentro de dicha zona de tiempo, así como los reflejos de extremo próximo no impiden ya que el modelo paramétrico converja.

Debe tenerse cuidado para procesar el parámetro de dispersión de 1 puerto estimado del mismo modo que cuando fue medido, de modo que la convergencia no sea cargada.

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En una realización alternativa del presente invento, la unidad de tratamiento PROC acomodaría un algoritmo de extracción de característica que funciona en el dominio de tiempo. El algoritmo podría usar la zona de tiempo así identificada para distinguir entre reflejos provocados por irregularidades de impedancia y reflejos procedentes de finales de la línea, cambios de calibre y uniones, siendo solo las últimas significativas.

En una realización alternativa del presente invento, la unidad de tratamiento PROC usaría una curva medida a partir de una base de datos de curvas Z_{0} como la impedancia de base. Con el fin de seleccionar la curva apropiada, el técnico es solicitado para introducir a través de los medios de entrada IN información sobre el tipo de cable. Aún, el comportamiento de la impedancia característica depende también de las influencias externas tales como la temperatura y envejecimiento. Y por último pero no menos importante, las propiedades de un par retorcido varían de par a par en el mismo cable debido a los índices de torsión diferentes usados. Se midieron desviaciones de 50 \Omega en 100 KHz y de 5 \Omega por encima de 100 KHz.

En una realización alternativa del presente invento, la ventana de captura sería aumentada -hasta la magnitud de la memoria disponible- de modo que incluya la respuesta de impulso completa. La operación anterior de eliminar el alias de tiempo no sería ya necesaria. Aún, la resolución de frecuencia resultante puede contener muestras dentro de alguna banda de frecuencia prohibida, haciendo la calificación de algunas líneas de transmisión imposible.

En una realización alternativa del presente invento, parte o todo el tratamiento sería realizado en un anfitrión alejado. Por ejemplo, la unidad de reflectometría de dominio de tiempo estaría montada en una tarjeta y conectada en una ranura de tarjeta de un multiplexador de acceso, y enviaría resultados de medición sobre una red de comunicación de datos a una unidad de tratamiento remoto, por ejemplo a un Ordenador Personal (PC) sobre una Red de Área Local (LAN) o a un puesto de gestión de red sobre una red de telecomunicaciones.

Una observación final es que realizaciones del presente invento están descritas anteriormente en términos de bloques funcionales. A partir de la descripción funcional de estos bloques, dada anteriormente, será evidente para un experto en la técnica de diseñar dispositivos electrónicos cómo realizaciones de estos bloques pueden ser fabricadas con componentes electrónicos bien conocidos. Una arquitectura detallada del contenido de los bloques funcionales no está dada aquí por tanto.

Aunque los principios del invento han sido descritos antes en conexión con el aparato específico, ha de comprenderse claramente que esta descripción está hecha sólo a modo de ejemplo y no como una limitación en el marco del invento, como se ha definido en las reivindicaciones adjuntas.

Claims

1. Un método para estimar atributos de una línea de transmisión (LP), comprendiendo dicho método las operaciones de: realizar mediciones de reflectometría de dicha línea de transmisión, determinar a partir de dichas mediciones de reflectometría un parámetro de dispersión de 1 puerto de dicha línea de transmisión es una base de impedancia de referencia (Zref), estimar una impedancia característica (Z0) de dicha línea de transmisión, caracterizado porque dicho método comprende además las operaciones de: convertir dicho parámetro de dispersión de 1 puerto a partir de dicha base de impedancia de referencia a una base de impedancia característica estimada, produciendo por ello un segundo parámetro de dispersión de 1 puerto con reflejos del extremo próximo residuales, determinar una zona de tiempo en la que dichos reflejos del extremo próximo residuales están encerrados, neutralizar la contribución de dicha zona de tiempo en el proceso de estimación de dichos atributos de dicha línea de transmisión.

2. Un método según la reivindicación 1ª, caracterizado porque dicha impedancia característica es estimada realizando las operaciones de: derivar desde dicho (primer) parámetro de dispersión de 1 puerto una impedancia de entrada (Zin) de dicha línea de transmisión, definir un modelo paramétrico de dicha impedancia característica, estimar coeficientes de dicho modelo paramétrico con respecto a dicha impedancia de entrada.

3. Un aparato (TEST) destinado a estimar atributos de una línea de transmisión (LP) y que comprende: una unidad de reflectometría (TDR) acoplada a dicha línea de transmisión para realizar mediciones de reflectometría de dicha línea de transmisión, una unidad de tratamiento (PROC) acoplada a dicha unidad de reflectometría para determinar a partir de dichas mediciones de reflectometría un parámetro de dispersión de 1 puerto de dicha línea de transmisión en una base de impedancia de referencia (Zref), y para estimar una impedancia característica (Z0) de dicha línea de transmisión, caracterizado porque dicha unidad de tratamiento comprende además medios para: convertir dicho parámetro de dispersión de 1 puerto desde dicha base de impedancia de referencia a una base de impedancia característica estimada, produciendo por ello un segundo parámetro de dispersión de 1 puerto con reflejos del extremo próximo residuales, determinar una zona de tiempo en que los reflejos de extremo próximo residuales están encerrados, neutralizar la contribución de dicha zona de tiempo en el proceso de estimación de dichos atributos de dicha línea de transmisión.

4. Un aparato de acuerdo con la reivindicación 3ª, caracterizado porque dicha unidad de tratamiento es acoplada de manera remota a dicha unidad de reflectometría mediante una red de telecomunicaciones.