DE10226347C1

DE10226347C1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ermitteln von Übertragungsparametern

Info

Publication number: DE10226347C1
Application number: DE10226347A
Authority: DE
Inventors: Heinrich Schenk
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2002-06-13
Filing date: 2002-06-13
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2022-06-14
Also published as: US7050487B2; US20050063323A1; WO2003107558A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungsstrecke (2) in einem Telekommunikationssystem durch eine Sende-/Empfangsvorrichtung (1) mit einem Sender (3) und einem Empfänger (7). DOLLAR A Um Übertragungsparameter wie z. B. die Signallaufzeit, die Leitungslänge und die Leitungsdämpfung aus der Echoimpulsantwort zu ermitteln, wird ein Sendesignal über die Übertragungsstrecke (2) mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate (f¶T¶) gesendet und ein Echosignal abgetastet, das wenigstens eine Echokomponente von einem Leitungsanfang (2a) der Übertragungsstrecke (2) und eine Echokomponente von einem Leitungsende (2b) der Übertragungsstrecke (2) aufweist. Das Leitungsanfangsecho und das Leitungsendecho werden durch ein Verkürzungsfilter (18, 19) verkürzt, eine Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal in einer Korrelationsfunktionsstufe (20) berechnet, eine Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion in einer Einhüllendenfunktionsstufe (21) berechnet und die Einhüllendenfunktion ausgewertet und ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder des Leitungsendechos in einer Auswertungsstufe (25) erzeugt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsan ordnung zum Ermitteln von Übertragungsparametern nach dem O berbegriff von Anspruch 1 bzw. Anspruch 10.

Die US 6279022 B1 beschreibt ein System zur Erfassung der Grenzen von Multiton-Datensymbolen, die zwischen zwei Trans ceivern übertragen werden. Dabei werden die Parameter in der Übertragungsstrecke ermittelt und ein Sendesignal mit mindes tens einem Einzelimpuls über die Übertragungsstrecke mit ei ner vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate gesendet. Das übertragene Signal wird durch den Emp fänger abgetastet. Durch ein FIR-Filter wird das empfangene Signal verkürzt. In einer Korrelationsfunktionsstufe wird ei ne Korrelationsfunktion aus dem empfangenen Signal und einem Korrelationssignal berechnet. In Abhängigkeit von der relati ven zeitlichen Lage und der Amplitude des empfangenen Signals wird in einer Auswertungsstufe ein Ausgangssignal erzeugt.

In Kummer "Grundlagen der Mikrowellentechnik", Kapitel 9.4.2.5., Seiten 383-385 VEB Verlag Technik Berlin, 1. Aufla ge, wird ein Messaufbau mit einem Zeitbereichsreflektormeter beschrieben.

Die DE 695 21 169 T2 beschreibt ein System und ein Verfahren zur diskreten Radarerkennung, wobei ein Mehrträgersignal wie derholt über mehrere Perioden ausgesendet wird und bei Emp fang eine angepasste Filterung durchgeführt wird. Das Mehr trägersignal ist vom OFDM-Typ mit zueinander orthogonalen Signalträgern.

Aus Wilhelm Cauer "Theorie der linearen Wechselstrom- Schaltungen", Akademie-Verlag Berlin, Band II 1960, Seiten 940-944 ist ein System zur Nachrichtenübertragung durch hoch frequente phasenverzerrte Impulse bekannt.

Übertragungstechnische Parameter einer Übertragungsstrecke werden üblicherweise dadurch ermittelt, dass das Signal aus gewertet wird, das bei nach dem Aussenden von speziellen Messsignalen empfangen wird. Hierbei muss das Übertragungs system an beiden Seiten mit der Messeinrichtung verbunden werden. Dies ist insbesondere bei Übertragungsstrecken mit einer größeren geometrischen Ausdehnung sehr aufwendig.

Es sind Verfahren bekannt, bei denen periodisch Einzelimpulse gesendet und das Echosignal am Empfängereingang abgetastet wird, um die Echoimpulsantwort zu ermitteln. Durch Optimie rungsverfahren lassen sich aus der Echoimpulsantwort die ge wünschten Leitungsparameter ableiten.

Da die Optimierungsverfahren sehr komplex sind, werden sie nur in Fällen angewendet, die diesen Aufwand rechtfertigen.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren anzugeben und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, um Über tragungsparameter wie z. B. die Signallaufzeit, die Leitungs länge und die Leitungsdämpfung aus der Echoimpulsantwort zu ermitteln.

Diese Aufgabe wird gelöst durch das Verfahren zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungsstrecke in einem Telekommu nikationssystem nach Anspruch 1 bzw. die Sende-/Empfangsvor richtung nach Anspruch 11. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ebenfalls die gemes sene Echoimpulsantwort zugrundegelegt. Das erfindungsgemäße Verfahren zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungs strecke in einem Telekommunikationssystem durch eine Sende-/ Empfangsvorrichtung mit einem Sender und einem Empfänger mit den Schritten: Senden von einem Sendesignal mit wenigstens einem Einzelimpuls durch den Sender über die Übertragungs strecke mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate, Abtasten eines Echosignals in dem Emp fänger, wobei das Echosignal wenigstens eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsanfang der Übertragungs strecke und eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsende der Übertragungsstrecke aufweist, ist gekenn zeichnet durch die Schritte Verkürzen des Leitungsanfangs echos und des Leitungsendechos durch ein Verkürzungsfilter, Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal in einer Korrelationsfunktionsstufe, Berechnen einer Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion in einer Einhüllendenfunktionsstufe, Auswerten der Einhüllen denfunktion und Erzeugen eines Ausgangssignals in Abhängig keit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Lei tungsanfangsechos und/oder dem Leitungsendechos in einer Aus wertungsstufe.

Dabei kann das Korrelationssignal das Sendesignal (Kreuzkor relation) oder das Echosignal (Autokorrelation) sein.

Vorzugsweise wird die Einhüllendenfunktion der Korrelations funktion mit Hilfe der Hilbert-Transformation des Sendesig nals berechnet. Besonders bevorzugt erfolgt die Berechnung der Hilbert-Transformation mit einer FFT (Fast-Fourier- Transformation) und einer IFFT (inverse FFT).

Insbesondere wird als Einhüllendenfunktion eine geradzahlige Potenz der Einhüllenden der Korrelationsfunktion verwendet, und das Auswerten umfasst das Ermitteln von Maxima der Ein hüllendenfunktion (für die Bestimmung der Dämpfung) und ihrer Zeitkoordinaten (für die Bestimmung der Laufzeit und damit der Leitungslänge).

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist das Ver kürzungsfilter ein Differenzierer, der die Übertragungsfunk tion

H(z) = (1 - z^-1)ⁿ

hat, wobei z ein komplexer Frequenzparameter ist, der defi niert ist als

wobei f_A die Abtastfrequenz des Echosignals und ein ganzzah liges Vielfaches der vorgegebenen Baudrate f_T ist.

Um aus dem Maximum der Einhüllenden unmittelbar die Dämpfung des Echos ableiten zu können, wird die Korrelationsfunktion vorzugsweise auf die Sendeleistung des Sendesignals normiert.

Um den statistischen Fehler der Messung zu verringern, weist bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung das Sendesignal eine Vielzahl von Einzelimpulsen auf, und die Echosignale werden zu jedem der Einzelimpulse des Sendesig nals gemittelt.

Alternativ dazu, dass die Werte der Echoimpulsantwort aus ei ner speziellen Messung, d. h. durch periodisches Senden eines Einzelimpulses, Abtasten und Mitteln über viele Einzelimpul se, erfasst werden, können die Werte auch durch Auswertung der Koeffizienten eines eventuell vorhandenen Echokompensa tors in der Sende-/Empfangsvorrichtung ermittelt werden.

Die entsprechende Sende-/Empfangsvorrichtung zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungsstrecke in einem Telekommu nikationssystem mit einem Sender und einem Empfänger ist ge kennzeichnet durch ein Verkürzungsfilter zum Verkürzen des Leitungsanfangsechos und des Leitungsendechos, eine Korrela tionsfunktionsstufe zum Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal, eine Einhül lendenfunktionsstufe zum Berechnen einer Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion und eine Auswertungsstufe zum Aus werten der Einhüllendenfunktion und Erzeugen eines Ausgangs signals in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder dem Leitungsend echos.

Dabei kann das Verkürzungsfilter zwei Differenziererelemente umfassen, von denen einer ein Element des Senders und der an dere ein Element des Empfängers ist.

Vorzugsweise umfasst die Einhüllendenfunktionsstufe ein re kursives Quadraturnetzwerk zur Durchführung einer Hilbert- Transformation, das zwei digitale rekursive Filter umfasst.

Insbesondere sind die digitalen Filter Allpass-Filter, die in einem vorgegebenen Frequenzbereich eine im wesentlichen konstante Phasendifferenz von 90° aufweisen.

In einer alternativen Ausführungsform der Sende-/Empfangs vorrichtung umfasst die Einhüllendenfunktionsstufe ein nicht rekursives Filters mit linearer Phase zur Durchführung einer Hilbert-Transformation, durch das ein zu dem ursprünglichen Signal um 90° phasengedrehtes Signal erzeugt wird, das ge meinsam mit dem ursprünglichen Signal zur Erzeugung einer Einhüllendenfunktion verwendet wird.

Zur Reduzierung des Signalrauschens und zur Verbesserung der zeitlichen Genauigkeit bei der Auswertung ist bei einer wei teren bevorzugten Ausführungsform vor der Auswertungsstufe ein Comb-Filter vorgegebener Ordnung angeordnet, das die Ü bertragungsfunktion

hat, wobei z einen komplexen Frequenzparameter in Abhängig keit von der Ausgangsfrequenz darstellt gemäß

und n die Ordnung des Comb-Filters ist.

Es ist ein Vorteil der Erfindung, dass sich die wichtigsten übertragungstechnischen Parameter durch Auswertung allein des am Leitungsanfang empfangenen Echosignals ermitteln lassen. Das Leitungsende bleibt dabei vorzugsweise unbeschaltet (Leerlauf). Es kann die Signallaufzeit und die Leitungsdämp fung ermittelt werden. Bei Kenntnis der Wellenausbreitungsge schwindigkeit im betreffenden Kabel kann aus der Signallauf zeit auch die Leitungslänge berechnet werden. Bei gestückel ten Leitungen kann auch die Lage der Stoßstellen ermittelt werden.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, wobei Bezug genommen wird auf die beigefügten Zeichnungen.

Fig. 1 zeigt schematisch den Aufbau einer Sende-/Empfangs vorrichtung (eines Transceivers) nach dem Stand der Technik.

Fig. 2 zeigt schematisch den Aufbau einer Sende-/Empfangs vorrichtung mit Echokompensation nach dem Stand der Technik.

Fig. 3 zeigt die Echoimpulsantwort für eine Sende-/Empfangs vorrichtung nach Fig. 2 mit einer 3,5 km langen Leitung mit 0,4 mm Durchmesser und einer Baudrate von 640 kBd.

Fig. 4 zeigt die Echoimpulsantwort für eine Sende-/Empfangs vorrichtung nach Fig. 3, jedoch mit 4-fachen Differenzierer.

Fig. 5 zeigt die Echoimpulsantwort für eine Sende-/Empfangs vorrichtung nach Fig. 4, jedoch mit 5000-facher Vergröße rung.

Fig. 6 zeigt den Sendeimpuls des Differenzierers.

Fig. 7A und 7B zeigen die Kreuzkorrelationsfunktion von Echo impulsantwort und Sendeimpuls für den Leitungsanfang bzw. das Leitungsende.

Fig. 8A und 8B zeigen Diagramme der Kreuzkorrelationsfunktion und der Hilbert-Transformierten bzw. des Quadrats der Kreuz korrelationsfunktion.

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild für die Berechnung der Hil bert-Transformierten aus der Impulsfolge x(k).

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild für die Berechnung der Hil bert-Transformierten mithilfe von rekursiven Allpass-Fil tern.

Fig. 11 zeigt die Abweichung der Phasendifferenz der beiden Filter H1(z) und H2(z) von der Solldifferenz von 90°.

Fig. 12 zeigt das Quadrat der Einhüllenden der Kreuzkorrela tionsfunktion mit FFT/IFFT bzw. mit Quadraturfilter berech net.

Fig. 13A und 13B zeigen die Leitungsdämpfung einer 3,5 km langen Leitung mit dem Durchmesser von 0,4 mm bzw. das Spekt rum des differenzierten Sendeimpulses.

Fig. 14 zeigt eine gestückelte Leitung.

Fig. 15 zeigt die Einhüllende der Kreuzkorrelationsfunktion bei einer gestückelten Leitung.

Fig. 16 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Sen de-/Empfangsvorrichtung zum Messen der Echoimpulsantwort.

Fig. 17 zeigt eine erste Ausführungsform der erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung für die Auswertung der Messung.

Fig. 18 zeigt eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung für die Auswertung der Messung.

Fig. 1 zeigt eine Anordnung einer digitalen Sende-/Empfangs vorrichtung 1 für den Empfang bzw. das Senden von Daten über eine Übertragungsstrecke 2 nach dem Stand der Technik. Der obere Zweig der digitalen Sende-/Empfangsvorrichtung 1 ent spricht der Sendeeinrichtung und der untere Zweig der Emp fangseinrichtung.

Die zu sendenden Daten (Symbole) werden zur Erreichung einer speziellen Spektralform gefiltert, digitalanalog gewandelt, verstärkt und auf die Übertragungsleitung 2 gegeben. Dazu um fasst der Senderzweig einen Sender 3, ein Senderfilter 4, ei nen D/A-Wandler 5 und einen Leistungsverstärker 6.

Das Empfangssignal wird abgegriffen und gelangt nach Analog- Digital-Wandlung und Empfangsfilterung zum Empfänger, in dem bei Aussendung eines Einzelzeichens die Echoimpulsantwort ge messen werden kann. Dazu umfasst der Empfängerzweig einen Empfänger 7, ein Empfängerfilter 8 und einen A/D-Wandler 9.

Die Schnittstelle zwischen Senderzweig bzw. Empfängerzweig und Übertragungsstrecke 2 ist eine Hybrid-Schaltung 10, die sich an einem Leitungsanfang 2a der Übertragungsstrecke 2 be findet. Die Übertragungsstrecke 2 endet an einem Leitungsende 2b, an dem sich eine entsprechende digitale Sende-/Empfangs vorrichtung befindet, eine Vermittlungsstelle oder an dem ei ne weitere Übertragungsstrecke anschließt.

Der Übergang von einem ersten Ausbreitungsmedium in ein zwei tes Ausbreitungsmedium ist in den Figuren durch gestrichelte senkrechte Linien markiert. Beim Übertritt von Signalen aus einem Medium in ein anderes ergeben sich aufgrund von unver meidlichen Unterschieden der Ausbreitungsbedingungen in bei den Medien Reflexionen, die zu einem oder mehreren Signal echos führen. Diese Signalechos werden verwendet, um die Ei genschaften der Ausbreitungsmedien zu bestimmen. Dazu wird ein Testpuls ausgesendet und dessen Echo empfangen, oder es wird das Echo des eigentlichen Sendesignals empfangen und a nalysiert. Im ersten Fall wird zur Reduzierung des statisti schen Fehlers des Messergebnisses der Messvorgang vorzugswei se periodisch wiederholt und eine Mittelung im Empfänger durchgeführt.

Fig. 2 zeigt eine Anordnung einer Sende-/Empfangsvorrich tung, die sich von der Vorrichtung nach Fig. 1 dadurch unter scheidet, dass sie eine Echokompensation aufweist, die in ei nem Echokompensator 11 durchgeführt wird. Im übrigen sind die Elemente gleich und mit gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht nochmals erläutert. Bei dieser Sende-/Empfangs vorrichtung nach dem Stand der Technik werden die zu senden den Symbole sowohl auf die Sendestufe als auch auf den Echo kompensator 11 gegeben. Das im Echokompensator 11 ermittelte Schätzsignal wird in einem Überlagerungselement 12 von dem Empfangssignal subtrahiert. Der Echokompensator 11 besteht aus einem (nicht dargestellten) nichtrekursiven Filter, des sen Koeffizienten adaptiv im Sinne eines möglichst kleinen quadratischen Fehlers nach der Subtraktionsbildung einge stellt werden. Nach erfolgtem Einlauf des Echokompensators 11 entsprechen die Koeffizienten des Echokompensators den Ab tastwerten der Echoimpulsantwort. Die Genauigkeit hängt dabei von der Wortlänge der Koeffizienten und der Einstellzeit ab. Zur Einstellung werden vorzugsweise statt periodischen Ein zelimpulsen stochastische Daten wie im normalen Betrieb aus gesendet. Wegen der in einem Betrieb mit dem Echokompensator 11 geforderten hohen Restechodämpfung ist so eine sehr genaue Ermittlung der Echoimpulsantwort möglich.

In Fig. 3 ist die Echoimpulsantwort für ein System mit einer 3,5 km langen Leitung mit 0,4 mm Durchmesser, einem (nicht dargestellten) Übertrager mit einer Hauptinduktivität von 2,5 mH und einer einfachen Brückenhybridschaltung 10 darge stellt.

Im folgenden wird angenommen, dass ein Sendesignal mit einer Symbolrate von 640 kBd gesendet wird. Die Echoimpulsantwort zu diesem Sendesignal besteht prinzipiell aus zwei Anteilen und zwar aus dem Anteil, der unmittelbar am Leitungsanfang 2a entsteht (Nearend-Echo), und aus einem Anteil, der vom Lei tungsende 2b reflektiert wird (Farend-Echo).

Die Echoimpulsantwort ist in Fig. 3 gezeigt. Es ist nur das Leitungsanfangsecho zu sehen, das Leitungsendecho wird wegen der großen zeitlichen Ausdehnung vom Leitungsanfangsecho ü berlagert. Eine zeitliche Trennung der beiden Anteile ist da her in der Anordnung nach dem Stand der Technik nach Fig. 1 bzw. 2 nicht möglich.

Erschwerend wirkt bei der Trennung des Leitungsendechos von dem Leitungsanfangsechos, dass das Leitungsanfangsecho durch die Hybridschaltung 10 reduziert wird, das Leitungsendecho jedoch unbeeinflusst bleibt. Außerdem wird das Leitungsend echo mit der doppelten Leitungsdämpfung gedämpft, sodass ins besondere bei längeren Leitungen Genauigkeitsprobleme auftre ten.

Um eine zeitliche Trennung dennoch durchführen zu können, wird erfindungsgemäß im Echo-Signalzweig ein spezielles Fil ter eingefügt. Dabei kann es sich um ein einziges Filter ent weder im Sender oder im Empfänger handeln, oder um ein Hyb ridfilter, das auf Sender und Empfänger aufgeteilt ist. Die ses Filter hat die Aufgabe, die Echoimpulsantwort vom Lei tungsanfang zu verkürzen, und wird daher im folgenden als Verkürzungsfilter bezeichnet.

Durch das Verkürzungsfilter wird das Leitungsendecho wie im folgenden beschrieben vom Leitungsanfangsecho getrennt. Durch Auswertung der zeitlichen Lage und der Amplitude des Lei tungsendechos lassen sich dann die gewünschten Parameter der Übertragungsstrecke 2 ermitteln.

Fig. 16 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Sen de-/Empfangsvorrichtung mit einem Verkürzungsfilter. Das Verkürzungsfilter ist in Fig. 16 ein Hybridfilter mit einem ersten Differenzierer 18 als Element des Senderzweiges und einem zweiten Differenzierer 19 als Element des Empfänger zweiges.

Das Echo-Verkürzungsfilter hat die folgende Übertragungsfunk tion:

H(z) = (1 - z^-1)ⁿ,

wobei z den komplexen Frequenzparameter darstellt. Der kom plexe Frequenzparameter ist definiert als

wobei f_A die Abtastfrequenz des Verkürzungsfilters bezeich net. Sie muss ein ganzzahliges Vielfaches der Baudrate (Sym bolrate) sein, mit der das Sendesignal ausgesendet wird, d. h. es muss gelten

f_A = w.f_T.

Im einfachsten Fall ist dabei w = 1.

Das Verkürzungsfilter stellt somit einen n-fachen Differen zierer mit der Abtastfrequenz

f_A = w.f_T

dar.

Fig. 4 zeigt die entsprechende Echoimpulsantwort mit einem 4- fachen Differenzierer mit der Abtastfrequenz f_A = f_T (w = 1). Es ist deutlich der Einfluss des Differenzierers in Bezug auf die Länge der Echoimpulsantwort zu erkennen. Dabei ist zu be achten, dass der Sendeimpuls zunächst zeitlich verlängert wird. Die Länge des Sendeimpulses beträgt

wobei T die Symboldauer ist.

Wegen der starken Dämpfung des Leitungsendechos ist in Fig. 4 das Leitungsendecho der Echoimpulsantwort ebenfalls nicht zu erkennen.

In Fig. 5 ist die Echoimpulsantwort daher nochmals mit 5000- facher Vergrößerung dargestellt. In dieser Darstellung ist der Anteil der Impulsantwort vom Leitungsende deutlich zu er kennen.

Zur Messung der Signallaufzeit und hieraus mit Kenntnis der Fortpflanzungsgeschwindigkeit des Signals im Medium der Lei tungslänge ist die genaue Ermittlung der Verzögerung der Im pulsantwort vom Leitungsende gegenüber dem Sendeimpuls erfor derlich. Der Beginn der Impulsantwort vom Leitungsende ist jedoch im allgemeinen nicht so leicht zu ermitteln, da es we gen der starken Dämpfung zu Verfälschungen kommen kann. Es ist daher sinnvoll den zeitlichen Beginn der Impulsantwort vom Leitungsende anhand der Korrelationsfunktion der Echoim pulsantwort mit dem gesendeten Sendeimpuls zu ermitteln.

In Fig. 6 ist der Sendeimpuls des 4-fachen Differenzierers mit der Abtastfrequenz f_A = f_T dargestellt, wobei am Ausgang des Differenzierers vier Abtastwerte je Symbol betrachtet werden. Dies entspricht einer Abtastfrequenz für die Echoim pulsantwort von f_A = 4.f_T. Die Amplitude ist dabei so nor miert, dass sie der tatsächlich gesendeten Sendeleistung ent spricht.

Die Kreuzkorrelationsfunktion der Echoimpulsantwort mit dem Sendeimpuls zeigen Fig. 7A und 7B. Dabei ist in Fig. 7A die Korrelation des Sendeimpulses mit der Echoimpulsantwort vom Leitungsanfang und in Fig. 7B die Korrelation des Sendeimpul ses mit der Echoimpulsantwort vom Leitungsende gezeigt.

Dabei ist die Kreuzkorrelationsfunktion zweier Zahlenfolgen x_k und y_k definiert als

und x_k und y_k sind die Werte des Sendeimpulses bzw. der E choimpulsantwort vom Leitungsende.

Zur Ermittlung der Signallaufzeit ist nun die zeitliche Lage bzw. die absolute Verzögerung des lokalen Maximums der Kreuz korrelationsfunktion zwischen Echoimpulsantwort und Sendeim puls für den Leitungsanfang 2a und das Leitungsende 2b zu er mitteln.

Soll dagegen nur die Laufzeit ermittelt werden, so kann an statt der Kreuzkorrelationsfunktion auch die Autokorrelati onsfunktion der Echoimpulsantwort herangezogen werden. Die Autokorrelationsfunktion der Zahlenfolge x_k ist dabei wie folgt definiert:

und x_k sind die Werte der Echoimpulsantwort vom Leitungsende.

Wegen Laufzeitverzerrungen auf der Leitung und bei der Refle xion am Leitungsende kann das tatsächliche Maximum nicht im mer mit genügender Genauigkeit lokalisiert werden. Dies ist insbesondere bei einer gestückelten Leitung schwierig, bei der mehrfache Reflexionen auftreten und daher die zeitliche Lage mehrerer Maxima gefunden werden muss.

Zur besseren Lokalisierung des Maximums wird bei einer bevor zugten Ausführungsform der Erfindung nicht die Kreuzkorrela tionsfunktion bzw. die Autokorrelationsfunktion selbst ver wendet, sondern es wird deren Einhüllende bzw. das Quadrat der Einhüllenden herangezogen.

Die Einhüllende eines Impulses x(t) kann wie folgt bestimmt werden:

Dabei bezeichnet H(x(t)) die Hilbert-Transformierte des Im pulses x(t).

Zur Vereinfachung kann für die Auswertung des Echoimpulses vom Leitungsende das Quadrat der Einhüllenden herangezogen werden:

In Fig. 8A und 8B sind Hilfsfunktionen für das bisher verwen dete Beispiel einer Leitung mit einer Länge von 3,5 km und einem Durchmesser von 0,4 mm gezeigt, die bei einer Symbolra te von 640 kBd und einem Differenzierer mit n = 4, w = 1 auf genommen wurden. In Fig. 8A ist die Kreuzkorrelationsfunktion von Sendeimpuls und Echoimpuls vom Leitungsende sowie deren Hilbert-Transformierte gezeigt.

In Fig. 8B ist das Quadrat der entsprechenden Einhüllenden dargestellt. Die zeitliche Lage des Maximums der Einhüllenden entspricht der Echolaufzeit vom Leitungsende. Die Leitungs laufzeit erhält man durch Halbierung der Echolaufzeit, da die Leitung zweimal durchlaufen wird.

Es ist offensichtlich, dass die Bestimmung des Maximums in Fig. 8B einfacher möglich ist als in Fig. 8A.

Normiert man die Kreuzkorrelationsfunktion auf die Sendeleis tung des Sendeimpulses, dann kann aus dem Maximum der Einhül lenden unmittelbar die Dämpfung des Echos abgeleitet werden. Die Leitungsdämpfung entspricht hier der halben Echodämpfung

a_Leitung = 5.log(e(t_max)²),

wobei a_Leitung die Dämpfung ist und e(t_max) der Wert der Einhül lenden bei ihrem Maximum t_max ist.

Wenn bei der Messung der Echoimpulsantwort keine Hybrid- Schaltung verwendet wird, kann die Leitungsdämpfung aus der Autokorrelationsfunktion der Echoimpulsantwort ermittelt wer den. Im anderen Fall kann die Leitungsdämpfung nur mit der Kreuzkorrelationsfunktion des Sendeimpulses und des Echoim pulses von dem Leitungsende ermittelt werden.

Die Hilbert-Transformierte kann auf verschiedene Weise be rechnet werden. Im folgenden werden drei Möglichkeiten ange geben.

In einer ersten bevorzugten Ausführungsform, die in Fig. 9 dargestellt ist, wird die Hilbert-Transformierte mit Hilfe von Fourier-Transformationen berechnet, d. h. mit FFT und IFFT (Fast-Fourier-Transformation und inverse FFT). Mit x(k) als Abtastwerten der Kreuzkorrelationsfunktion erhält man da bei die komplexen Frequenzwerte X(i) durch eine Fourier- Transformation (insbesondere FFT), die in einer FFT-Stufe 13 durchgeführt wird. Anschließend werden die Frequenzwerte in einer Multiplikationsstufe 14 mit der imaginären Einheit j multipliziert. Schließlich erhält man die Hilbert-Transfor mierte H(x(k)) von x(t) mithilfe einer inversen Fourier- Transformation (insbesondere einer inversen FFT, IFFT), die in einer IFFT-Stufe 15 durchgeführt wird.

In einer zweiten bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Be rechnung der Hilbert-Transformation mit rekursiven Allpass- Filtern, insbesondere mithilfe eines rekursiven Quadratur netzwerkes. Dabei werden die Werte von x(k) auf zwei digitale rekursive Filter 16 und 17 mit den Übertragungsfunktionen H1(z) bzw. H2(z) gegeben. Die beiden Filter sind Allpass- Filter, die somit den Betrag von x(k) nicht beeinflussen. Die beiden Filter 16 und 17 (H1(z) und H2(z)) sind so ausgelegt, dass sich im interessierenden Frequenzbereich eine konstante Phasendifferenz von 90° ergibt.

Die beiden Filter verursachen eine konstante Signallaufzeit, die bei der Ermittlung der Leitungslaufzeit aus der zeitli chen Lage des Maximums der Einhüllenden berücksichtigt werden muss.

In einer bevorzugten Ausführungsform haben die beiden All pass-Filter jeweils die Übertragungsfunktion

mit den Koeffizientenvektoren

Es ergibt sich am Ausgang von dem ersten Filter 16 eine Folge von Werten y(k), am Ausgang des zweiten Filters 17 steht die Hilbert-Transformierte H(y(k)) zur Verfügung.

Die Abweichung der Phasendifferenz der Filter 16 und 17 von 90° über die Frequenz ist in Fig. 11 dargestellt. Sie ist im wesentlichen konstant und schwankt nur wenig um den Nullwert.

In Fig. 12 ist zum Vergleich die mit der Fourier-Transforma tion und inversen Fourier-Transformation berechnete Einhül lende neben der mit dem Quadraturfilter berechneten Einhül lenden dargestellt.

Die mit dem Quadraturfilter berechnete Einhüllende weist eine Verzögerung um etwa eine Symbolperiode gegenüber der mit der Fourier-Transformation und inversen Fourier-Transformation berechneten Einhüllenden auf. Diese Verzögerungszeit ist bei der Ermittlung der Signallaufzeit zu berücksichtigen.

In einer dritten bevorzugten Ausführungsform wird die Hil bert-Transformierte mit einem nichtrekursiven Filter mit li nearer Phase berechnet. Die ursprüngliche Folge der Werte x(k) wird bei dieser Ausführungsform auf ein nichtrekursives Filter gegeben, das bei einer konstanten Signallaufzeit die Phase exakt um 90° dreht. Der Frequenzgang, bei dem die Amp litude konstant auf dem Wert 1 bleibt, kann nur approximativ eingehalten werden. Das so gefilterte Signal und das um die konstante Laufzeit des Filters verzögerte Signal x(k-v) wer den weiter verarbeitet.

In Fig. 13A ist die theoretische Leitungsdämpfung gezeigt, die die Leitung aus den bisher verwendeten Beispielen mit 3,5 km Länge und 0,4 mm Durchmesser aufweist.

In Fig. 13B ist das entsprechende Signalspektrum des Sendeim pulses nach dem 4-fach Differenzierer dargestellt. Das Maxi mum des Signalspektrums ergibt sich bei der Frequenz von 285 kHz. Die Leitungsdämpfung beträgt hier 49 dB.

Im folgenden wird dies mit den Werten aus der Berechnung der Einhüllenden verglichen. Das Maximum der quadratischen Ein hüllenden in Fig. 12 beträgt 2,8.10^-10. Als Dämpfung ergibt sich somit:

a = -5.log(2,8.10^-10) = 48,3 dB.

Dieser Wert stimmt sehr gut mit der theoretischen Leitungs dämpfung von 49 dB überein.

Ferner ergibt sich aus Fig. 12 für die Einhüllende eine Ver zögerung von 23,25 Symbolintervallen. Dies entspricht einer Signallaufzeit von

Die Leitungslaufzeit beträgt somit 18,165 µs. Unter der An nahme einer Wellenausbreitungsgeschwindigkeit im Kabel von 65% der Lichtgeschwindigkeit, d. h. von v = 195 000 km/s, ent spricht der Leitungslaufzeit von 18,165 µs eine Kabellänge von

Leitungslänge = 195000.18,165.10^-6 km = 3,54 km.

Auch dieser Wert stimmt sehr gut mit der Leitungslänge von 3,5 km in dem Beispiel überein.

Zur Bestimmung der Leitungsdämpfung für verschiedene Fre quenzwerte muss das Maximum des Sendespektrums entsprechend verändert werden. Dies kann durch entsprechende Einstellung der Symbolrate (in unserem Beispiel 640 kBd), aber auch durch die Wahl der Parameter des Differenzierers (Grad, Wert von w) beeinflusst werden. Wählt man z. B. einen Differenzierer mit n = 12, dann liegt das Maximum des Signalspektrums bei 307,5 kHz. Bei dieser Frequenz ergibt sich eine Leitungsdämp fung von 50,3 dB. Bei Auswertung der Einhüllenden der Kreuz korrelationsfunktion erhalten wir einen Wert von 50,1 dB, was wieder sehr gut mit dem tatsächlichen Wert übereinstimmt.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist nicht auf homogene Leitun gen beschränkt. Es lässt sich auch die Lage von vorhandenen Stoßstellen bei einer gestückelten Leitung näherungsweise bestimmen. Eine derartige gestückelte Leitung ist in Fig. 14 gezeigt. Sie setzt sich aus zwei Abschnitten 2 zwischen den "Leitungsenden" 2b zusammen, die wieder durch gestrichelte senkrechte Linien markiert sind. Dabei sei der erste Ab schnitt 2,5 km lang und hat einen Durchmesser von 0,4 mm, der zweite Abschnitt ist 2 km lang und hat einen Durchmesser von 0,6 mm.

Die Einhüllende der Kreuzkorrelationsfunktion eines Sendeim pulses und der Echoimpulse ist in Fig. 15 dargestellt. Man erkennt deutlich die zeitliche Lage der beiden reflektierten Echoimpulse von den beiden Leitungsenden 2b. Die Laufzeit des ersten Impulses beträgt 17 und die des zweiten Impulses 29,25 Symbolintervalle. Unter der Annahme einer Wellenausbreitungs geschwindigkeit von 65% der Lichtgeschwindigkeit ergeben sich hieraus Entfernungen von 2,59 km und 4,46 km. Auch hier kann somit die Leitungslänge und die Lage der Stoßstelle mit einer relativ großen Genauigkeit (Abweichung < 5%) angegeben wer den.

Zusammenfassend weist das erfindungsgemäße Verfahren als we sentliche Bestandteile die Modifizierung der (möglichst breitbandigen) Sende- und Empfangsfilter, das Differenzieren (entweder nur im Sender oder nur im Empfänger oder aufgeteilt in Sender und Empfänger) sowie die Messung der Echoimpulsant wort auf, wobei die Messung entweder aus der Mittelung der periodisch empfangenen Echoimpulsantwort oder dem unmittelba ren Auslesen der Koeffizienten des Echokompensators bestehen kann. (Durch entsprechende Wahl der Abtastphase des Empfän gers in Bezug auf die Abtastphase des Sendesignals können auch Impulsantworten mit höherer Abtastfrequenz als die Sym bolrate gemessen werden.)

Die Weiterverarbeitung und Auswertung der Echoimpulsantwort erfolgt vorzugsweise mit dem in Fig. 17 gezeigten Aufbau, bei dem die Echoimpulsantwort sowie der Sendeimpuls in eine Kreuzkorrelationsstufe 20 eingespeist wird, in der die Be rechnung der Kreuzkorrelationsfunktion von Echoimpuls und Sendeimpuls (alternativ Berechnung der Autokorrelationsfunk tion von Echoimpuls) erfolgt. In der anschließenden Einhül lendenfunktionsstufe 21 wird zur einfacheren Bestimmung von Laufzeiten das Quadrat der Einhüllenden der Kreuzkorrelati onsfunktion bzw. der Autokorrelationsfunktion mit Hilfe der Hilberttransformation berechnet, wobei die Hilbert-Transfor mierte in der Hilbert-Transformationsstufe 22 gebildet wird und das Quadrat der Hilbert-Transformierten vom Leitungsan fang 2a bzw. vom Leitungsende 2b in jeweils einem Quadratur element 23 gebildet wird. Die beiden Ausgangssignale des Quadraturelemente 23 werden in einem zweiten Überlagerungs element 24 addiert und schließlich zur Auswertung der Einhül lenden in eine Auswertungsstufe 25 eingespeist. Die Auswer tung der Einhüllenden umfasst das Bestimmen der Maximalwerte des Echos vom Leitungsende, woraus sich die Leitungsdämpfung ergibt, und das Bestimmen der zeitlichen Lage des Echos vom Leitungsende, woraus sich die Leitungslaufzeit und damit die Leitungslänge ergibt.

In Fig. 18 ist eine Ausführungsform der Schaltungsanordnung dargestellt, bei der Signalrauschen besser unterdrückt wird und die Genauigkeit bei der Auswertung gegenüber der in Fig. 17 erhöht ist. Diese Verbesserung wird erreicht durch ein In terpolationsfilter 26 vor der Auswertungsstufe 25.

Die mit der Abtastfrequenz w.f_T ermittelte Einhüllendenfunk tion wird nach den Quadraturelementen 23 auf die Filterstufe 26 gegeben, die ein Tiefpassfilter darstellt, das höherfre quente Störanteile nach den Quadraturelementen 23 unter drückt. Darüber hinaus kann durch entsprechende Wahl der Ab tastfrequenz des Filters die zeitliche Auflösung erhöht wer den. Für die praktische Realisierung ist es sinnvoll, für die Abtastfrequenz f_A am Ausgang des Interpolationsfilters 26 ein ganzzahliges Vielfaches m.f_A der Abtastfrequenz des Ein gangssignals zu wählen.

Diese Bedingungen werden besonders gut mit einem Comb-Filter erfüllt. Bei einer m-fachen Abtastratenerhöhung erhält man für das Interpolationsfilter die folgende Übertragungsfunkti on:

Hierbei stellt z den komplexen Frequenzparameter entsprechend der Ausgangsfrequenz dar

wobei n die Ordnung des Comb-Filters ist.

Die Eingangsfrequenz des Comb-Filters 26 ist also f_A, wäh rend die Eingangsfrequenz der Auswertungsstufe 25 (Ausgangs frequenz des Comb-Filters 26) m.f_A beträgt.

Bezugszeichen

1

Sende-/Empfangsvorrichtung, Transceiver

2

Teilnehmerleitung,

2

a Leitungsanfang,

2

b Leitungsende

3

Sender

4

Sendefilter

5

D/A-Wandler

6

Leistungsverstärker

7

Empfänger

8

Empfangsfilter

9

A/D-Wandler

10

Hybridschaltung

11

Echokompensator

12

erstes Überlagerungselement, Subtrahierer

13

FFT-Stufe

14

Multiplikationsstufe

15

IFFT-Stufe

16

erster Allpass-Filter

17

zweiter Allpass-Filter

18

erster Differenzierer

19

zweiter Differenzierer

20

Korrelationsfunktionsstufe

21

Einhüllendenfunktionsstufe

22

Hilbert-Transformationsstufe

23

Quadraturelement

24

zweites Überlagerungselement

25

Auswertungsstufe

26

Cumbfilter

Claims

1. Verfahren zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungs strecke (2) in einem Telekommunikationssystem durch eine Sende-/Empfangsvorrichtung (1) mit einem Sender (3) und einem Empfänger (7)
mit den Schritten:
Senden von einem Sendesignal mit wenigstens einem Einzel impuls durch den Sender (3) über die Übertragungsstrecke (2) mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate (f_T),
Abtasten eines Echosignals in dem Empfänger (7), wobei das Echosignal wenigstens eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsanfang (2a) der Übertragungsstrecke (2) und eine Echokomponente des Sendesignals von einem Lei tungsende (2b) der Übertragungsstrecke (2) aufweist,
gekennzeichnet durch die Schritte
Verkürzen des Leitungsanfangsechos und des Leitungsend echos durch ein Verkürzungsfilter (18, 19),
Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrelationssignal in einer Korrelationsfunkti onsstufe (20),
Berechnen einer Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunk tion in einer Einhüllendenfunktionsstufe (21),
Auswerten der Einhüllendenfunktion und Erzeugen eines Aus gangssignals in Abhängigkeit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder des Leitungsendechos in einer Auswertungsstufe (25).

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Korrelationssignal das Sendesignal ist (Kreuzkor relation).

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, das Korrelationssignal das Echosignal ist (Autokorrelati on).

4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion mit Hil fe der Hilbert-Transformation berechnet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilbert-Transformation mit einer FFT (Fast-Fourier- Transformation) und einer IFFT (inverse FFT) erfolgt.

6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass
die Einhüllendenfunktion eine geradzahlige Potenz der Ein hüllenden der Korrelationsfunktion ist und
das Auswerten das Ermitteln von Maxima der Einhüllenden funktion und ihrer Zeitkoordinaten umfasst.

7. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass
das Verkürzungsfilter (18, 19) ein Differenzierer ist, der die Übertragungsfunktion
H(z) = (1 - z^-1)ⁿ
hat, wobei z ein komplexer Frequenzparameter ist, der de finiert ist als
wobei f_A die Abtastfrequenz des Echosignals und ein ganz zahliges Vielfaches der vorgegebenen Baudrate (f_T) ist.

8. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dass die Korrelationsfunktion auf die Sendeleistung des Sendesignals normiert ist.

9. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
dass das Sendesignal eine Vielzahl von Einzelimpulsen auf weist und
die Echosignale zu jedem der Einzelimpulse des Sendesig nals gemittelt werden.

10. Sende-/Empfangsvorrichtung zum Ermitteln von Parametern einer Übertragungsstrecke (2) in einem Telekommunikations system mit einem Sender (3) und einem Empfänger (7) mit den Schritten:
Senden von einem Sendesignal mit wenigstens einem Einzel impuls durch den Sender (3) über die Übertragungsstrecke (2) mit einer vorgegebenen Sendeleistung und mit einer vorgegebenen Baudrate (f_T),
Abtasten eines Echosignals in dem Empfänger (3), wobei das Echosignal wenigstens eine Echokomponente des Sendesignals von einem Leitungsanfang (2a) der Übertragungsstrecke (2) und eine Echokomponente des Sendesignals von einem Lei tungsende (2b) der Übertragungsstrecke (2) aufweist,
gekennzeichnet durch
ein Verkürzungsfilter (18, 19) zum Verkürzen des Leitungs anfangsechos und des Leitungsendechos,
eine Korrelationsfunktionsstufe (20) zum Berechnen einer Korrelationsfunktion aus dem Echosignal und einem Korrela tionssignal,
eine Einhüllendenfunktionsstufe (21) zum Berechnen einer Einhüllendenfunktion der Korrelationsfunktion und
eine Auswertungsstufe (25) zum Auswerten der Einhüllenden funktion und Erzeugen eines Ausgangssignals in Abhängig keit von der relativen zeitlichen Lage und Amplitude des Leitungsanfangsechos und/oder dem Leitungsendechos.

11. Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Verkürzungsfilter (18, 19) zwei Differenzierere lemente umfasst, von denen einer ein Teil des Senders (3) und der andere Teil des Empfängers (7) ist.

12. Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Einhüllendenfunktionsstufe (21) ein rekursives Quadraturnetzwerk zur Durchführung einer Hilbert-Trans formation umfasst, das zwei digitale rekursive Filter (16, 17) umfasst.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch die digitalen Filter (16, 17) Allpass-Filter sind, die in einem vorgegebenen Frequenzbereich eine im wesentlichen konstante Phasendifferenz von 90° aufweisen.

14. Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Einhüllendenfunktionsstufe (21) ein nichtrekursi ves Filters mit linearer Phase zur Durchführung einer Hil bert-Transformation umfasst, durch das ein zu dem ur sprünglichen Signal um 90° phasengedrehtes Signal erzeugt wird, das gemeinsam mit dem ursprünglichen Signal zur Er zeugung einer Einhüllendenfunktion verwendet wird.

15. Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass vor der Auswertungsstufe (25) ein Comb-Filter vorge gebener Ordnung angeordnet ist, das die Übertragungsfunk tion
hat, wobei z einen komplexen Frequenzparameter in Abhän gigkeit von der Ausgangsfrequenz darstellt gemäß
und n die Ordnung des Comb-Filters ist.