DE69521169T2

DE69521169T2 - System und Verfahren zur diskreten Radarerkennung

Info

Publication number: DE69521169T2
Application number: DE69521169T
Authority: DE
Inventors: Bruno Carrara; Michel Pecot; Philippe Tourtier
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1994-05-02
Filing date: 1995-04-25
Publication date: 2001-10-25
Anticipated expiration: 2015-04-26
Also published as: US6300895B1; FR2719382A1; EP0681190A1; FR2719382B1; DE69521169D1; EP0681190B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur diskreten Radarzielerfassung sowie auf ein System zur Durchführung dieses Verfahrens.
Die multistatischen Radarsysteme bieten zahlreiche Vorteile, insbesondere hinsichtlich
- der Diskretion der Empfangsstationen, die vollkommen passiv sind und damit praktisch den elektronischen Kampfmitteln gegenüber unverwundbar sind,
- der Möglichkeit der Erfassung der Ziele, die Schwierigkeiten zur Gewährleistung ihrer Diskretion aufweisen, da sie unter anderen Darstellungsformen gesehen werden als bei klassischen monostatischen Radarsystemen,
- der Fähigkeit eines Betriebs in Anwesenheit von Störsignalen und der Möglichkeit, Wellenformen mit hoher Wiederholfrequenz zu verwenden.
Diese Systeme erfordern aber den Aufbau eines Netzes von Stationen, sodaß sie sehr aufwendig sind.
Man ist daher dazu übergegangen, bereits vorhandene und normalerweise für andere Zwecke vorgesehene Stationen zu verwenden, die leicht an eine Benutzung im Rahmen eines Radarsystems angepaßt werden können. So wurde in dem Aufsatz von H. D. GRIFFITHS, N. R. W. LONG "Television Based Bistatic Radar" (IEE Proc., Vol 133, nº7, Dezember 1986) vorgeschlagen, Sendestationen für analoge Fernsehsignale vom Typ PAL, SECAM oder NTSC zur Erfassung von fliegenden Zielen zu verwenden, aber dies hat sich als schwierig herausgestellt. Die Autoren des erwähnten Aufsatzes haben dann die Verwendung von Wellenformen vorgeschlagen, die sich an in Radarsystemen üblichen impulsförmigen Sendesignalen ausrichten. Diese Lösung ist aber durch die Betriebserfordernisse der Fernsehsender begrenzt, die mit impulsförmigen Signalen wie in klassischen Radarsystemen nicht kompatibel sind.
Aus den Druckschriften US-A-4 450 444 und US-A-4 041 489 sind Mehrträger-Radarsysteme bekannt, aber diese entsprechen nicht dem oben definierten Kriterium der Diskretion und ihr Betriebsverfahren ist nicht mit einem Netz kompatibel, das für diesen Zweck nicht vorgesehen war, wie z. B. ein Fernsehnetz.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist also ein Verfahren und ein System zur diskreten Radarerfassung, das vorzugsweise ein existierendes Netz von Sende- und Empfangsstationen nutzt, welches ausreichend dicht ist, um eine ausreichende Radar-Überdeckung der überwachten geographischen Zone unter Berücksichtigung der Sendeleistung im Radarbetrieb für solche Sendestationen zu gewährleisten, wobei die in dem existierenden System erforderlichen Veränderungen möglichst einfach realisierbar sein sollen und trotzdem die Bildung eines multistatischen Systems erlauben, dessen Qualität der der bekannten multistatischen Systeme nahekommt. Falls man ein Netz erzeugt, soll dieses möglichst preiswert sein und doch eine gute Radar-Überdeckung der zu überwachenden Zone und eine hohe Diskretion aufweisen. Im Fall einer Anwendung eines monostatischen Radarsystems soll dieses eine ebenso gute Radarerfassung wie ein klassisches Radarsystem gewährleisten, aber bei verbesserter Diskretion.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist ein Verfahren zur Radarerfassung mit mindestens einer vollständig passiven Empfangsstation, wobei das Verfahren darin besteht, ein Mehrträgersignal wiederholt über mindesten N Perioden (N ≥ 1) auszusenden und beim Empfang eine angepaßte Filterung durchzuführen, wie im Anspruch 1 definiert.
N ist vorzugsweise größer als 10 und kann den Wert 1 für ein monostatisches Radarsystem annehmen. N bestimmt die Dopplerselektivität.
Das erfindungsgemäße Radar-Erfassungssystem ist ein System mit mindestens einem Sender und mindestens einem passiven Empfänger gemäß Anspruch 7.
Die Erfindung wird nun anhand einer als nicht beschränkendes Beispiel zu verstehenden Ausführungsform und der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt schematisch ein Beispiel für die Ausbreitung eines Signals zwischen einem Sender und einem Empfänger des erfindungsgemäßen Systems.
Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Beispiel der von den Sendern des erfindungsgemäßen Systems erzeugten Wellenform im Frequenzbereich.
Fig. 3 ist ein vereinfachtes Schema des Bereichs der Verarbeitung der Entfernung und der Dopplerverschiebung in einem erfindungsgemäßen Empfänger.
Fig. 4 zeigt schematisch und vereinfacht die Schaltungen zur Vorbearbeitung der Synchronisation eines erfindungsgemäßen Empfängers.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild des Synchronisationskanals eines erfindungsgemäßen Empfängers.
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild der digitalen Regelkreise der örtlichen Oszillatoren eines erfindungsgemäßen Empfängers. Die Schaltbilder gemäß den Fig. 4 bis 6 betreffen nur den Fall eines multistatischen Systems.
Fig. 7 ist ein Blockschaltbild der Gesamtheit der wesentlichen Verarbeitungsschaltungen eines erfindungsgemäßen Empfängers.
Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsvariante der Schaltungen aus Fig. 3.
Die Erfindung wird nun unter Bezug auf die Nutzung eines vorhandenen Systems der Aussendung von Fernsehsignalen beschrieben, aber natürlich ist die Erfindung nicht auf diese einzige Ausführungsform beschränkt. Die erstreckt sich auch auf die Verwendung eines existierenden Systems, beispielsweise Funksystems, das mindestens teilweise mit der Aussendung und dem Empfang von Signalen nach Art der digitalen Fernsehsignale, wie unter erläutert wird, kompatibel ist, sowie auf die kombinierte Nutzung eines existierenden Netzes und von zusätzlichen Sendern und/oder Empfängern, wenn das vorhandene Netz nicht dicht genug ist, und selbst auf die Herstellung eines speziellen multistatischen Netzes oder monostatischen Radarsystems. In der nachfolgenden Beschreibung wird der Begriff "bistatisch" für Beispiele verwendet, aber natürlich können diese Beispiele auch auf ein multistatisches System erweitert werden.
In Studien zur digitalen Übertragung über Funk hat sich kürzlich der Nutzen der Mehrträgermodulationen in Situationen mit Mehrfachübertragungsstrecken (Echos) herausgestellt. Bei der üblichen Einträger-Technologie besetzt jede elementare Information das ganze verfügbare Spektralband in einem sehr kleinen Zeitintervall. Dagegen widmet die Mehrträger-Technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) jeder Elementarinformation einen kleinen Teil des Nutzfrequenzbands während eines erheblich längeren Zeitintervalls.
Ist ein frequenz-selektiver Kanal vorhanden, wie dies in einer Situation mit Mehrfach-Übertragungsstrecken der Fall ist, dann ermöglicht diese letztgenannte Lösung eine bessere und leichter durch Schnelle Fourier-Transformierte (FFT Fast Fourier Transform) realisierbare Identifikation und Kompensation des Empfangskanals, d. h. der Echos.
Es sind nun gerade die von eventuellen Zielen stammenden Echos, welche der Radarempfänger erfassen soll. Daher ist das Interesse an einer solchen Wellenform verständlich. Ein anderer Vorteil dieser Lösung liegt darin, daß die Sender kontinuierlich arbeiten können, d. h. mit wesentlich besseren Leistungswirkungsgraden als im Fall der Impulsradarsysteme.
Die verwendete Wellenform wird ausgehend von der gewichteten Summe von M orthogonalen Trägern definiert (die frequenzmäßig um Δf beabstandet sind):
S(t) = · ck · e2πjkΔft
Die Gewichtungskoeffizienten ck sind komplexe Zahlen. Im Gegensatz zur digitalen Übertragung, in der diese Koeffizienten die zu übertragende Information während der Dauer Tm = 1/Δf tragen, werden sie hier über N aufeinanderfolgende Perioden Tm erfindungsgemäß fix gewählt, sodaß das resultierende Signale gute Radareigenschaften besitzt.
Die Verwendung der invariablen Koeffizienten ck von einem Paket (dies ist die Gesamtheit der M während einer Periode produzierten Träger) zum nächsten erlaubt es, das Sendesignal stationär zu halten, das mit einer Periode Tm periodisch wird, sodaß auf der Empfangsseite eine übliche Verarbeitung durch angepaßte Filterung über eine Integrationszeit von N Perioden in Betracht gezogen werden kann.
In einer bistatischen Konfiguration erlaubt die Abschätzung der differentiellen Entfernung D (Differenz zwischen der Summe der Entfernungen zwischen Sender und Ziel sowie Empfänger und Ziel und der Entfernung zwischen Sender und Empfänger) sowie der offenbaren bistatischen Geschwindigkeit v (algebraische Summe der radialen Geschwindigkeiten des Ziels bezüglich des Senders und bezüglich des Empfängers). In einer monostatischen Konfiguration erhält man Werte für die Entfernung und die radiale Geschwindigkeit analog zu den Ergebnissen in üblichen Radarsystemen. Die kohärente Integration über N Perioden des empfangenen Signals ist notwendig einerseits, um die Energiebilanz zu verbessern, und andrerseits, um die gewünschte Diskrimination auf der Dopplerachse zu erhalten. Diese Integrationsdauer ist jedoch durch die zeitliche SER-Fluktuation (SER Surface Equivalent Radar) der Ziele und durch deren maximale Geschwindigkeit begrenzt. Diese letztere Einschränkung entspricht einer Hypothese eines schmalen Bands für das empfangene Signal, was bedeutet, daß der Dopplereffekt jeden der Unterträger in gleicher Weise betreffen kann, oder, mit anderen Worte, daß die Veränderung der Entfernung des Ziels während der Integrationsdauer gegenüber der Entfernungsauflösung des Empfängers klein bleibt. Dies läßt sich folgendermaßen beschreiben:
N < < c/M · v
Hierbei ist c die Lichtgeschwindigkeit und v die offenbare Geschwindigkeit des Ziels.
Nach der Modulation durch den Hochfrequenzträger der Frequenz f&sub0; läßt sich das Sendesignal folgendermaßen beschreiben:
e(t) = Re{α&sub0; · s(t) · e2πj )}
Hierbei ist α&sub0; eine reelle positive Zahl, die die mittlere Sendeleistung Pe bestimmt:
α&sub0;² = Pe/M
Das im Empfänger ankommende Signal wird von der Summe verschiedener Beiträge gebildet, wie Fig. 1 zeigt, nämlich:
- bewegliche Ziele (C&sub1;, C&sub2;),
- direkte Übertragungsstrecke (also kürzeste stationäre Übertragungsstrecke),
- Festechos (Reflexionen an ortsfesten Strukturen des Geländes,
- Störsignale vom Boden,
- Antennenrauschen und auf den Eingang bezogenes Eigenrauschen des Empfängers.
Unter den Bedingungen eines schmalen Bands wie oben definiert läßt sich das von einem Ziel in einem Zeitintervall N · Tm empfangene Signal nach der Demodulation durch den Träger f&sub0; folgendermaßen beschreiben:
z(t) = α,s(t - t&sub0; - τ)· e-2πjf&sub0;(τ + t&sub0;)· e2πjf&sub0;(t - t&sub0;)· ΠNTm (t - t&sub0;)
Hierbei ist ΠNTm(t) die charakteristische Funktion des Intervalls [0, NTm] und t&sub0; ist ein bekannter, aber von der Übertragungsstrecke (Ziel, direkter Weg, Festechos u. s. w.) unabhängiger konstanter Parameter, der einfach die unterschiedlichen Orte von Sender und Empfänger berücksichtigt. In einem monostatischen System gilt t&sub0; = 0.
fd und τ sind Merkmale des Ziels, nämlich seine offenbare Dopplerverschiebung fa = f&sub0;· v/c beziehungsweise seine differentielle Verzögerung τ = D/c.
Unter der Hypothese eines weißen Gauss-schen Rauschens ist der optimale Empfänger (d. h. derjenige, der das beste Signal-Rauschverhältnis an seinem Ausgang besitzt) derjenige, der die Korrelation (über N · Tm) des mit der Frequenz fe = M · Δf getasteten Empfangssignal mit
Ukm(t) = s(t - τk)· e2πjfmt
für Paare (τk fm) durchführt, die den Entfernungs- und Dopplerverschiebungsraum tasten, der dann den Modul des Ergebnisses nimmt und die Maxima sucht, die nach CFAR erhalten werden, wobei diese Maxima das Vorliegen eines oder mehrerer Ziele anzeigen.
Die Mehrdeutigkeitswerte beim Empfang ergeben sich unmittelbar:
- Mehrdeutigkeit bezüglich der Entfernung Da = c · Tm = c/Δf
- Mehrdeutigkeit bezüglich der Geschwindigkeit Va = c · Δf/f&sub0;
Entsprechend kann eine regelmäßige Tastung des Entfernungs/Dopplerverschiebungsraums, die mit der erreichbaren Schätzgenauigkeit kompatibel ist, gewählt werden
- gemäß der Breite des Entfernungsfachs: DP = c · Tm/M (also M Entfernungsfächer),
- gemäß der Breite des Dopplerfachs: Vp = c· Δf/N · f&sub0; (also N Dopplerfächer).
Die Paare (τk fm) ergeben sich also wie folgt:
- τk = k · Tm/M mit 0 ≤ k ≤ (M - 1)
- fm = m · Δf/N mit 0 ≤ m ≤ (N - 1)
Die Koeffizienten ck ihrerseits müssen so gewählt werden, daß der Kompromiß zwischen der Breite der Hauptkeule und den Pegeln der Nebenkeulen der Mehrdeutigkeitsfunktion optimiert ist.
Dann läßt sich zeigen, indem man eine Hypothese über die Dopplerverschiebung der Ziele (fd < < Δf) aufstellt, daß der optimale Empfänger (abgesehen von der Normierung) folgende Rechnung durchführen muß:
Hierbei gilt 0 ≤ k ≤ (M - 1) (Entfernungsindex) und 0 ≤ m ≤ (N - 1) (Dopplerindex) und
zln = z(l + n · M) · Te)
ist eine Tastung des empfangenen Signals.
Die Hypothese fd < < Δf ist sehr zwingend. Wenn sie nicht wirklich erfüllt ist (Ziele mit hoher Geschwindigkeit), erscheint eine Kopplung zwischen Entfernung und Dopplerfrequenz, und die Mehrdeutigkeits-Sekundärkeulen nehmen zu.
In Fig. 2 ist eine Wellenform gezeigt, die im erfindungsgemäßen System im Frequenzbereich verwendet werden kann. Diese Wellenform enthält M gleichmäßig verteilte Träger (z. B. gilt M = 512), wobei diese M Träger orthogonal sind.
Fig. 3 zeigt den Verarbeitungsteil der Entfernungs- 1 und Dopplerfächer eines erfindungsgemäßen Empfängers. Das am Empfänger ankommende Signal wird in bekannter Weise durch nicht dargestellte Schaltungen getastet. Diese Tastung erfolgt mit einer Tastperiode Te = Tm/M mit Intervallen einer Dauer von N · Tm (da es N · M Tastproben für N Perioden eines Signals mit M Tastproben gibt).
Die erhaltenen Tastproben werden dann nach Rangindex in der Wellenform zusammengefaßt, d. h. gemäß Entfernungsfächern. So erhält man M Gruppen von je N Tastproben. Jede dieser M Gruppen gelangt an eine entsprechende FFT-Schaltung 1 einer ersten Stufe 1, die M solche FFT-Schaltungen im Parallelbetrieb enthält. Die schnelle Fourier-Transformierte wird an N Punkten in jeder dieser Schaltungen realisiert und führt eine Dopplerverarbeitung durch.
Die Ausgangstastproben der ersten Stufe 1 werden nach ihrer Zugehörigkeit zu einer der N Dopplerfächer geordnet.
So ergeben sich N Gruppen von je M Tastproben. Jede dieser N Gruppen wird an eine entsprechende FFT-Schaltung der nächsten Verarbeitungsstufe 2 angelegt. Die N Schaltungen der Stufe 2 bilden je eine FFT über M Punkte. Die verschiedenen Ausgänge jeder der Schaltungen der Stufe 2 werden mit ck* multipliziert (0 ≤ k ≤ (M - 1)), wobei die Koeffizienten ck* der obigen Definition entsprechen. Die so gewichteten Ausgänge der Schaltungen der Stufe 2 werden parallel an inverse FFT- Schaltungen einer Stufe 3 angelegt. Diese Schaltungen der Stufe 3 führen je eine inverse FFT über M Punkte für jedes der N Ausgangspakete der Stufe 2 durch. So ergibt sich eine Entfernungsverarbeitung.
Die Ausgänge der N Schaltungen der Stufe 3 gelangen an eine Stufe 4 zur Bestimmung des Moduls und zur Regelung der Fehlalarmrate (CFAR), die ihrerseits an eine Stufe 5 zur Suche nach den Maxima angeschlossen ist (höchster Leistungswert nach Korrelation der verschiedenen Dopplerfächer).
Beispielsweise werden für 512 Träger, für eine Integration über 512 Pakete, für eine für ein Gesamtfrequenzband von 1,5 MHz sowie einen HF-Träger von 600 MHz die Merkmale des Empfängers wie folgt:
Da = 100 km Dp = 200 m
Va = 1500 m/s Vp = 3 m/s
Unter diesen Bedingungen kann ein SER-Einheitsziel in 20 km Entfernung vom Sender und vom Empfänger mit einem Signal/Rauschverhältnis am Ausgang der Verarbeitung in der Größenordnung von 15 dB für eine Sendeleistung von nur 50 W erfaßt werden (vorausgesetzt eine gesamte Rauschtemperatur von 1700 K).
Dieser Empfänger benötigt vorab eine Synchronisation. Im bistatischen Betrieb ergibt sie sich aus dem über die direkte Übertragungsstrecke (zwischen Sender und Empfänger) empfangenen binären Impulszug, worauf eine Verarbeitung der differentiellen Verzögerung wie oben beschrieben erfolgt. Im monostatischen Betrieb ergibt sich diese Synchronisation ganz von selbst aus den internen Schaltungen des Radargeräts.
Der Mangel der oben beschriebenen Mehrträger-Wellenform besteht darin, daß man zwar das Spektrum vollkommen beherrscht, aber daß die Dynamik erheblich ist. Um jede Intermodulationsverzerrung zwischen benachbarten Trägern am Ausgang des Senders (Amplitudenbegrenzung bei der Verstärkung) zu vermeiden, muß der Arbeitspunkt nach rückwärts (backoff) bezüglich der Nennleistung in einem Verhältnis gleich dem Verhältnis der Spitzenleistung zur mittleren Leistung des OFDM-Signals verlegt werden. Dieser Backoff führt zu einer Abnahme der mittleren Sendeleistung.
Der Wert dieses Backoff kann durch eine geschickte Wahl der Koeffizienten ck beschränkt werden. Typisch ist im Fall von Koeffizienten mit Einheitsmodul und gleichmäßig verteilten unabhängigen Phasen über [-π, +π] ein Backoff von 8 dB erforderlich.
Der oben beschriebene Empfänger ermöglicht Verzögerungsmessungen ohne Absolutbezugswert wegen der nicht vorhandenen Synchronisation zwischen Sender und Empfänger. Dies führt zu einer zusätzlichen, unbekannten, aber für jeden der Anteile des Empfangssignals (direkte Strecke und Übertragungsstrecken über Ziele) konstanten Verzögerung t&sub0;.
Um einen absoluten Bezugswert im bistatischen oder multistatischen Betrieb zu erhalten, muß also vor dem eigentlichen Empfänger (Fig. 3) ein Synchronisationsmodul auf dem direkten Übertragungsweg eingefügt werden, d. h. man muß den binären Impulszug bezüglich der unbekannten Verzögerung t&sub0; nachstellen. Der Empfänger mißt also differentielle Verzögerungen bezüglich der Verzögerung auf der direkten Übertragungsstrecke, die (durch Eichung) als bekannt angenommen wird.
Diese Synchronisation kann einfach erhalten werden, indem man annimmt, daß die direkte Strecke dem höchsten Leistungswert nach Korrelation im Dopplerfach null entspricht. Die Synchronisation kann dann mithilfe digitaler Schaltungen durchgeführt werden, die schematisch in Fig. 4 gezeigt sind. Es sei bemerkt, daß diese Synchronisation nicht vor jeder Verarbeitung von N Paketen durchgeführt werden muß, was die Rechenbelastung des Empfängers verringert.
Nachfolgend wird als Empfangskanal die Verarbeitung gemäß Fig. 3 und als Synchronisationskanal die Verarbeitung gemäß Fig. 4 bezeichnet (im globalen Empfangsschema erfolgen nämlich diese beiden Verarbeitungen in zwei getrennten Kanälen).
Die Vorrichtung gemäß Fig. 4 empfängt an ihrem Eingang die N Gruppen von je M Tastproben vor der Verarbeitung und vor der Einordnung in Gruppen. Alle diese Gruppen werden in einer Summierschaltung 6 zusammengeführt, die nur die Komponente mit der Dopplerkomponente null durchläßt und die an eine Schaltung 7 angeschlossen ist, die eine FFT über M Punkte bildet. Die verschiedenen Ausgänge der Schaltung 7 werden bei 8 mit den entsprechenden Koeffizienten ck* (0 ≤ k ≤ (M - 1)) multipliziert und dann einer inversen FFT über M Punkte bei 9 unterworfen. Eine Schaltung 10 extrahiert den Modul der Ausgänge der Schaltung 9 und sucht den Maximalwert der Leistung nach Korrelation im Fach mit der Dopplerkomponente null wie oben angegeben. So ergibt sich der Wert mit dem Index dieses Werts (wobei wie oben gilt 0 ≤ k ≤ (M - 1)). Daraus leitet man das Synchronisationssignal für die empfangenen Pakete ab.
Eine zweite Begrenzung beim Einsatz hängt mit der Dynamik der zu verarbeitenden Signale ab. Die oben beschriebenen Verarbeitungen erfolgen nämlich digital. Man setzt daher eine Tastung und eine Analog/Digitalwandlung nach der HF-Demodulation der empfangenen Signale voraus. Dann ergibt sich das Problem der Wandlerdynamik. Der Empfänger muß nämlich sowohl die direkte Übertragungsstrecke verarbeiten können (im bistatischen Betrieb oder bei "Verschwinden des Senders", d. h. der, direkten parasitären Verbindung zwischen dem Sender und dem Empfänger einer monostatischen Station, ohne die Sende/Empfangsstation zu verlassen), als auch das von einem Ziel (Empfangskanal) reflektierte Signal. Zwischen diesen beiden Signalen kann aber ein Leistungsgefälle von 95 dB vorliegen, sodaß vorab eine Dynamik der Analog/Digitalwandlung von mindestens 16 Bits erforderlich ist. Um außerdem zu vermeiden, daß die direkte Übertragungsstrecke einen Fehlalarm am Ausgang der Dopplerfilter bei Geschwindigkeiten ungleich null (aufgrund der sehr hohen Leistung) hervorruft, muß man außerdem (auf dem Empfangskanal) diese Signale durch Filterung auf einen Pegel bringen, der mit dem der von den Zielen stammenden Signale vergleichbar ist. Eine einfache Lösung besteht dann darin, von den empfangenen Tastproben den Mittelwert abzuziehen, der sich am Ausgang der Dopplerverarbeitung bei Frequenz null ergibt. Diese Subtraktion muß analog erfolgen, um die Umwandlungsdynamik auf dem Empfangskanal zu verringern.
Fig. 5 zeigt eine möglich Lösung für die Realisierung dieses Moduls vor der Synchronisierung und Filterung des direkten Übertragungswegs, wodurch die Dynamik des Empfangskanals (Verarbeitung der von Zielen kommenden Signale) auf einen vernünftigen Wert von 8 oder 12 Bits verringert werden kann. Das Filter H(z) bildet einen gleitenden Mittelwert, der nur die direkte Übertragungsstrecke beibehält und die Ziele mit Dopplerfrequenz ungleich null eliminiert.
Diese Lösung hat außerdem den Vorteil, den Synchronisationskanal (der nur mit dem Signal auf der direkten Übertragungsstrecke arbeitet) vom Verarbeitungskanal im bistatischen und multistatischen Betrieb gut zu trennen. Dieser Synchronisationskanal wird außerdem zur digitalen Nachregelung des örtlichen Oszillators des Empfängers auf den des Senders verwendet.
Fig. 5 zeigt ein globales Übersichtsschema des Synchronisationskanals (mit Ausnahme der Vorrichtung zur Nachregelung des Oszillators, die nicht gezeigt ist). Man findet in dieser Figur wieder den Synchronisationsteil der bistatischen Realisierung entsprechend Fig. 4 (FFT über M Punkte, Multiplikation mit dem Koeffizienten ck, inverse FFT). Der einzige Unterschied zu diesem Synchronisationsteil liegt in der Berechnung des gleitenden Mittelwerts in Fig. 5 über die Filter H(z).
Das Blockschaltbild gemäß Fig. 5 zeigt Schaltungen eines Teils eines erfindungsgemäßen Empfängers. Der Eingang 11 der Schaltungen empfängt analoge Signale nach der HF- Demodulation im Empfänger, in dem sie liegen. Dieser Eingang 11 ist über einen Analog/Digitalwandler 12 mit einer Schaltung 13 zur Berechnung des gleitenden Mittelwerts verbunden. Darauf folgt eine Schaltung 14 zur Synchronisationsvorverarbeiung, die der aus Fig. 4 gleicht. Die Schaltung 13 ergibt sich in bekannter Weise, indem man an jeden der Ausgänge der Schaltung 12 ein Filter H(z) anschließt. Die Ausgänge der verschiedenen Filter H(z) führen zu einem Parallel/Serienwandler 15, auf den ein Digital/Analogwandler 16 folgt. Der Ausgang dieses Wandlers 16 ist mit einem Eingang eines Addierers 17 verbunden, dessen anderer Eingang vom Eingang 11 gebildet wird. Der Ausgang des Addierers 17 ist mit einem Analog/Digitalwandler 18 verbunden, auf den eine Verarbeitungsschaltung 19 entsprechend Fig. 3 folgt. Ein örtlicher Oszillator 20 ist mit den verschiedenen Wandlern 12, 16 und 18 verbunden.
Für eine bistatische digitale Regelung des örtlichen Oszillators des Empfängers betrachtet man weiter eine Konfiguration mit einem Sender und einem Empfänger. Die örtliche Trennung zwischen Aussendung und Empfang verschwindet auch in Höhe der Erzeugung der Steuerfrequenzen des Empfängers (Oszillatoren zur HF-Demodulation und zur Tastung), die auf die Sendefrequenzen nachgeregelt werden müssen, um eine kohärente Verarbeitung beizubehalten. Wie weiter unten erläutert wird, kann eine digitale Wiedergewinnung der Sendetaktfrequenzen durch eine ergänzende Verarbeitung auf dem Synchronisationskanal erhalten werden.
Geht man nämlich von der lokalen Erzeugung (bei der Sendung und beim Empfang) aus, dann sind die Demodulationsfrequenz f&sub0;' und die Tastfrequenz fe' beim Empfang unterschiedlich und schwanken nicht genauso wie die entsprechenden Frequenzen f&sub0; und fe auf der Sendeseite. Diesen Unterschied muß man zu kompensieren suchen (Taktwiedergewinnung), indem die örtlichen Oszillatoren des Empfängers auf die des Senders nachgeregelt werden.
Die gewählte Lösung ist eine digitale Wiedergewinnung des Takts ausgehend vom Taktsignal der direkten Übertragungsstrecke auf dem Synchronisationskanal.
Es sei Δf&sub0; = f&sub0;' - f&sub0; und Δfe' = fe' - fe. Man muß also Δf&sub0; und Δfe schätzen, die für die Abstimmungsfehler der Frequenzen des Empfängers kennzeichnend sind, und daraus die geeignete Steuerung für die örtlichen Oszillatoren ableiten.
Man kann dann zeigen (die einfachen, aber relativ umfangreichen Berechnungen werden hier nicht wiedergegeben), daß die zeitliche Veränderung der Phase der am Ausgang der FFT des Synchronisationskanals erhaltenen Koeffizienten dk (FFT über M Punkte in Fig. 4 oder 5 vor der Multiplikation mit dem Koeffizienten ck*) eine lineare Funktion der Differenzen Δfe und Δf&sub0; ist (vorausgesetzt, daß diese Diferenzen gering sind).
Bezeichnet man mit ΔΦ(k) die Phasenvariation des Koeffizienten dk zwischen den FFT der Zeitpunkte n und n + 1, dann kann man mit anderen Worten schreiben:
ΔΦ(k) = a · k + b · Δfe + c · Δf&sub0;
wobei a, b und c bekannte Konstante sind. Unter diesen Bedingungen kann man mit einem Algorithmus der kleinsten Quadrate in Anwendung auf diese Phasendifferenz (für 0 ≤ k ≤ (M - 1)) die unbekannten Differenzen Δf&sub0; und Δfe abschätzen.
Diese Prozedur zur Nachregelung der Steuerfrequenzen für den bistatischen Betrieb ist in Fig. 6 dargestellt. Es sei bemerkt, daß Δf&sub0; entweder zur Steuerung des Oszillators für die Demodulationsfrequenz oder zur Speisung einer komplexen Multiplikation mit dem zeitlichen Signal vor der Verarbeitung des Empfangssignals (Entfernungs- und Dopplerverarbeitung) verwendet werden kann, wobei der Demodulationsoszillator dann frei bleibt.
Fig. 6 zeigt den Synchronisationskanal der Fig. 5, also die Schaltungen 12, 13 und 14. Die Ausgänge der FFT- Schaltung in der Schaltung 14 sind mit einer Schaltung 21 zur Berechnung der Phase der verschiedenen Tastproben verbunden, auf die eine Stufe 22 zur Addition der vorhergehenden Phase und eine Stufe 23 zur Berechnung der kleinsten Quadrate folgen, deren Ausgang den örtlichen Oszillator (20 in Fig. 5) steuert.
Das oben beschriebene System soll schließlich zu einer absoluten Ortung der Ziele führen, was es erfordert, daß die von verschiedenen Sendern kommenden Signale verarbeitet und damit in Höhe eines Empfängers diskriminiert werden können. Eine gute Diskriminierung kann durch Verwendung von Sätzen orthogonaler Koeffizienten ck von einem Sender zum anderen erhalten werden. Wählt man beispielsweise Koeffizienten ck mit Einheitsmodul, deren Phase zufällig und von einem zum anderen unabhängig ist, dann erhält man beim Empfang in Abwesenheit von Rauschen eine Sperrwirkung von 10log&sub1;&sub0;(M) dB für den unerwünschten Sender, d. h. 27 dB für 512 Träger. Diese Sperrwirkung reicht voll aus, sofern ein Rauschpegel von 19 dB am Verarbeitungsausgang für eine Erfassungswahrscheinlichkeit von 0,85 und eine Fehlalarmwahrscheinlichkeit von 10&supmin;&sup6; ausreicht.
In ähnlicher Weise ermöglicht diese Diskriminierung der Koeffizienten ck von verschiedenen Sendern eine Fokussierung der Synchronisationsoperationen und Nachregelung der örtlichen Oszillatoren auf einen bestimmten Sender.
Im Fall der Verwendung eines existierenden Netzes von Sendern und Empfängern (beispielsweise eines Fernseh-Verteilungsnetzes) ist das multistatische Radarsystem besonders für die Überwachung von Flugobjekten in geringer Höhe wegen der flachen Orientierung der Antennen eines solchen Netzes geeignet.
Um die Eigenschaften des erfindungsgemäßen Radarsystems weiter zu verbessern, kann man vorzugsweise die Koeffizienten ck nach einem ganzzahligen Vielfachen von Perioden des Sendesignals variieren. Man kann so die störenden Wirkungen der verschiedenen parasitären Signale ausschalten (Störsignale, Störechos, Verrauschung etc.).
Um das System noch diskreter zu machen, kann man die Koeffizienten ck so wählen, daß das ausgesendet Signal einem unbewegten oder bewegten Fernsehbild ähnelt.
In Fig. 7 ist das Blockschaltbild des Verarbeitungsteils für OFDM-Signale des erfindungsgemäßen Empfängers dargestellt. Dieses Blockschaltbild enthält die in den Fig. 3, 4, 5 und 6 dargestellten Untereinheiten. Die nur für eine monostatische Station verwendeten Elemente sind in einem gestrichelten Rahmen zusammengefaßt.
In Fig. 8 ist eine günstige Ausführungsform einer Variante der Schaltungen aus Fig. 3 gezeigt. Das vom Empfänger aufgenommene Signal wird wie im Fall der Fig. 3 getastet. Die N Pakete von M Tastproben werden in einer Speicherstufe 24 gespeichert und dann in multiplexierter Form an eine Stufe 25 von P Prozessoren des Typs FFT in Parallelschaltung weiter übertragen, die je M/P Gruppen verarbeiten (1 ≤ P ≤ M). Auf die Stufe 25 folgte eine Stufe 26 zur Speicherung der M Gruppen von N Tastproben, die am Ausgang der FFT-Prozessoren vorliegen. Diese Stufe 26 führt auch eine Multiplexierung dieser Tastproben in N Gruppen zu M Tastproben durch, wobei die Tastproben einer Gruppe alle zu einer gleichen Dopplerfachgruppe gehören. Auf die Stufe 26 folgt eine Stufe 27 mit Q Einheiten zur Verarbeitung von Entferungsfächern, wobei jede dieser Einheiten N/Q Dopplerfächer verarbeitet (1 ≤ Q ≤ N). Wie im Fall der Fig. 3 wird in jeder Verarbeitungseinheit zuerst eine FFT über M Tastproben des gleichen Dopplerfachs durchgeführt, worauf die verschiedenen Tastproben mit ck* (0 ≤ k ≤ (M - 1)) multipliziert und anschließend einer inversen FFT (FFT&supmin;¹) unterworfen werden. Auf die Stufe 27 folgte eine Stufe 28 zur Bestimmung des Moduls und des CFAR wie in der Stufe 4 in Fig. 3. Darauf kann eine Stufe folgen wie die Stufe 5, in der die Maxima gesucht werden.
In der oben beschriebenen Empfangsvorrichtung kann man die Anzahl der FFT-Prozessoren abhängig von ihrer elementaren Rechenkapazität mithilfe einer Speicherung der zu verarbeitenden Signale verringern. Vorzugsweise können die Operationen der Speicherung einerseits und der FFT und der FFT&supmin;¹ nacheinander in den gleichen physischen Schaltungen durchgeführt werden, wenn die Verarbeitunngskapazität mit dem Durchsatz von Daten kompatibel ist, die vom Empfänger empfangen werden.

Claims

1. Verfahren zur bistatischen oder multistatischen Radarerfassung mit mindestens einer vollkommen passiven Empfangsstation, wobei das Verfahren darin besteht, ein Mehrträgersignal wiederholt über mindestens N Perioden (N ≥ 1) auszusenden und beim Empfang eine angepaßte Filterung durchzuführen, dadurch gekennzeichnet, daß das Mehrträgersignal vom OFDM-Typ (OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing) mit zueinander orthogonalen Trägern ist und daß die verwendete Wellenform ausgehend von der gewichteten Summe eines Pakets von M orthogonalen Trägern unterschiedlicher Frequenzen definiert wird, die während einer Periode erzeugt werden, und wobei die komplexen Gewichtungskoeffizienten über N aufeinanderfolgende Perioden des Sendesignals nicht verändert werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangssignale einer Dopplerverarbeitung und einer Entfernungsverarbeitung unterworfen werden.

3. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche für ein bistatisches oder multistatisches System, dadurch gekennzeichnet, daß die empfangenen Signalzüge auf dem direkten Übertragungsweg zwischen Sender und Empfänger synchronisiert werden.

4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Arbeitspunkt des Senders bezüglich seiner Nennleistung in ein Verhältnis gleich dem Verhältnis der Spitzenleistung zur mittleren Leistung des OFDM-Signals zurückversetzt wird.

5. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungskoeffizienten nach einem ganzzahligen Vielfachen von N Perioden des Sendesignals verändert werden.

6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungskoeffizienten so gewählt sind, daß das ausgesendete Signal einem unbewegten oder bewegten Fernsehbild ähnelt.

7. Bistatisches oder multistatisches Radar-erfassungssystem mit mindestens einem Sender und einem Empfänger, wobei der oder die Empfänger vollkommen passiv sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender einen Generator für eine kodierte Mehrträgerwelle vom Typ OFDM mit orthogonalen Trägern besitzt und daß die verwendete Wellenform ausgehend von der gewichteten Summe eines Pakets von M orthogonalen Trägern unterschiedlicher Frequenzen definiert ist, die während einer Periode erzeugt werden, wobei die komplexen Gewichtungskoeffizienten über N aufeinanderfolgende Perioden des Sendesignals konstant bleiben und der Empfänger eine Tastungsstufe enthält, auf die mindestens eine Stufe zur Verarbeitung von Entfernungsfächern (2) folgt, und wobei die Tastung nach Rangindices in der Wellenform zusammengefaßt werden, d. h. nach Entfernungsfächern.

8. Erfassungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger außerdem eine Stufe (2) zur Verarbeitung von Dopplerfrequenzfächern enthält.

9. Erfassungssystem nach Anspruch 7 oder 8 für eine mit N Trägern kodierte Welle, für eine Integrationszeit von N Perioden, während denen die kodierte Welle nicht verändert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufe zur Verarbeitung von Entfernungsfächern des Empfängers N FFT-Schaltungen über M Punkte enthält, daß die Ausgangssignale dieser Schaltungen je mit einem Gewichtungskoeffizienten multipliziert werden und daß auf diese Stufe eine Stufe (3) mit N inversen FFT- Schaltungen über M Punkte folgt.

10. Erfassungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verarbeitungsstufe für Entfernungsfächer des Empfängers eine Doppler-Verarbeitungsstufe (1) mit M FFT-Schaltungen über N Punkte vorausgeht.

11. System nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen Synchronisationskanal (7 bis 10) besitzt, dem eine Schaltung (6) vorausgeht, die nur die Komponente mit dem Dopplerwert null durchläßt, und daß der Synchronisationskanal eine FFT-Schaltung (7), eine Schaltung (8) zur Multiplikation mit Gewichtungskoeffizienten, eine inverse FFT-Schaltung (9) und eine Schaltung (10) aufweist, in der der Modul entnommen und der maximale Leistungswert gesucht wird.

12. Erfassungssystem nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger eine analoge Schaltung zur Verringerung der Dynamik (12 bis 18) aufweist, die zwischen den Ausgang des Hochfrequenzdemodulators und den Eingang der Schaltungen zur Verarbeitung von Entfernungs- und/oder Dopplerfächern eingefügt ist.

13. Erfassungssystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Verminderung der Dynamik einen Analog/Digitalwandler (12), eine Schaltung (13) zur Berechnung eines gleitenden Mittelwerts, eine Schaltung (14) zur Vorverarbeitung der Synchronisation, einen Parallel/Serienwandler (15) und einen Digital/Analogwandler (16) enthält.