DE602004009018T2

DE602004009018T2 - Elektrische Servolenkung für ein Fahrzeug

Info

Publication number: DE602004009018T2
Application number: DE602004009018T
Authority: DE
Inventors: Thomas James Gallagher; John R. Suriano; Jiang Hong; Joseph P. Whinnery; Sergej Kolomeitsev
Original assignee: Valeo Electrical Systems Inc
Current assignee: Valeo Electrical Systems Inc
Priority date: 2003-10-31
Filing date: 2004-10-29
Publication date: 2008-06-19
Anticipated expiration: 2024-10-30
Also published as: EP1527979A3; EP1527979B1; US7116075B2; EP1527979A2; US20050093493A1; ATE373594T1; DE602004009018D1

Description

Diese Anmeldung ist verwandt mit einer Anmeldung mit dem Titel „FAULT-HANDLING SYSTEM FOR ELECTRIC POWER-STEERING SYSTEM"; die zeitgleich als US-Patentanmeldung S.N. 10/698,574 eingereicht wurde.
Die Erfindung bezieht sich auf elektrische Servolenkungssysteme in Fahrzeugen und darin verwendete vereinfachte Steuersysteme.
Hintergrund der Erfindung
Diese Erörterung wird zunächst erklären, wie ein einfacher Synchronmotor funktioniert, und dann einen Typ Geschwindigkeitssteuerung des Standes der Technik, die mit einem solchen Motor verwendet wird erklären.
Synchronmotor
1 stellt schematisch drei Statorspulen 3, 6 und 9 dar, welche in einem Drei-Phasen-Synchronmotor (nicht gezeigt) enthalten sind. 2 zeigt die Spulen, wobei die Verbindungsdrähte W von 1 jedoch weggelassen wurden, um Undeutlichkeit zu vermeiden. In 2 werden Strom I3, I6 und I9 in den jeweiligen Spulen erzeugt. Jeder Strom produziert ein magnetisches Feld B3, B6 und B9, wie dargestellt.
Die Spulen 3, 6 und 9 sind, wie gezeigt, physikalisch so positioniert, dass sie 120 Grad auseinander sind, sodass die Felder B3, B6 und B9 auch 120 räumliche Grad auseinander positioniert sind. Diese Anordnung erlaubt die Erschaffung eines magnetischen Feldes, welches im Raum mit konstanter Geschwindigkeit rotiert, wenn geeignete Ströme in den Spulen erzeugt werden, wie nun erklärt werden wird.
3 stellt dreiphasige Ströme dar. Die vertikale Achse auf den Koordinaten läuft vom negativen Einheitswert zum positiven Einheitswert zwecks Einfachheit. In der Praxis würde man die Werte des Einheitswerts mit dem tatsächlichen Spitze-zu-Spitze-Werten der verwendeten Ströme multiplizieren.
Ströme in der Form von Sinuswellen SIN3, SIN6 und SIN9 werden jeweils in den Spulen 3, 6 bzw. 9 erzeugt, wie dargestellt. Spule 3 befindet sich bei 0 physikalischen Grad. SIN3 beginnt bei 0 elektrischen Grad, wie in dem Graph angedeutet.
In ähnlicher Weise steht Spule 6 bei 120 Grad von Spule 3. SIN6 beginnt bei 120 Grad, wie in dem Graph angezeigt. Auf ähnliche Weise steht Spule 9 bei 240 Grad von Spule 3. Entsprechend beginnt SIN9 bei 240 Grad, wie in dem Graph angezeigt.
Jede Spule 3, 6 und 9 produziert ein magnetisches Feld wie angezeigt. Diese drei magnetischen Felder addieren sich vektorweise, um ein einzelnes magnetisches Feld zu produzieren. Zwei Beispiele werden diese Vektoraddition veranschaulichen.
In dem ersten Beispiel wird die Zeit T1 in 3 gewählt, welche 255 elektrischen Grad entspricht. T1 ist auch in 4 gezeigt. Zu der Zeit T1 sind die Werte der Ströme I3, I6 und I9 gezeigt. Diese Ströme existieren in den Spulen 3, 6 und 9 in 2 und 3. Die Ströme produzieren magnetische Felder, welche im Großen und Ganzen proportional zu den Strömen sind.
Da die Spulen 3, 6 und 9 physikalisch bei Winkeln von Null, 120 und 240 Grad positioniert sind, sind auch die magnetischen Felder bei diesen Winkeln positioniert. Die magnetischen Felder sind in 4 als B3, B6 und B9 gezeigt.
Es wird angemerkt, dass Feld B3 bei 180 Grad positioniert ist, anstelle von 0 Grad. Dies tritt auf, da Strom I3 negativ ist und somit ein magnetisches Feld B3 produziert, welches 180 Grad von dem magnetischen Feld ist, welches von einem positiven Strom produziert werden würde.
Die Feldvektoren B3, B6 und B9 sind innerhalb des Kreises C1 repositioniert, um die Vektoraddition zu zeigen. Sie addieren sich zu dem resultierenden Vektor R1. Die resultierende R1 stellt die Vektorsumme der drei magnetischen Felder dar und ist ein tatsächlicher magnetischer Feldvektor, der im Raum lokalisiert ist. Die resultierende R1 ist das magnetische Feld, das von den drei Spulen erzeugt wird, und wird als Statorfeld bezeichnet. In dem zweiten Beispiel ist Zeitpunkt T2 in 3 ausgewählt, welcher 330 elektrischen Grad entspricht. T2 ist auch in 5 gezeigt. Zu diesem Zeitpunkt T2 sind die jeweiligen Werte der Ströme I3, I6 und I9 gezeigt.
Es wird angemerkt, dass I3 und I6 einander überlagert sind: Derselbe Pfeil repräsentiert beide. Es sollte bemerkt werden, dass diese zwei identischen Ströme zwei magnetische Felder derselben Größe zu diesem Zeitpunkt produzieren. Da die zwei Ströme I3 und I6 jedoch auf Spulen angewendet werden, die physikalisch 120 Grad auseinander sind, sind die magnetischen Felder unterschiedlich im Raum ausgerichtet.
Die produzierten magnetischen Feldvektoren sind als B3, B6 und B9 in 5 gezeigt.
Es wird angemerkt, dass Felder B3 und B6 bei 180 bzw. 300 Grad positioniert sind, anstelle von bei 0 und 120 Grad. Wie zuvor tritt dies auf, da die Ströme I3 und I6 negativ sind, magnetische Felder B3 und B6 produzierend, die 180 Grad rotiert sind von dem magnetischen Feld, das von positiven Spannungen produziert werden würde. Feldvektoren B3, B6 und B9 sind innerhalb des Kreises C2 repositioniert, um Vektoraddition zu zeigen. Sie addieren sich zu dem resultierenden Vektor R2. Die resultierende R2 repräsentiert die Vektorsumme der drei magnetischen Felder und ist ein tatsächlicher magnetischer Feldvektor, der im Raum lokalisiert ist. Es ist das Statorfeld.
Wenn diese zwei Beispiele für jeden Winkel von null bis 360 in 3 wiederholt werden, wird gefunden, dass eine resultierende R in 6 bei jedem Winkel produziert wird, und dass alle resultierenden R in der Länge identisch sind. Es wird auch gefunden werden, dass wenn die resultierende R für sequenzielle Winkel berechnet wird, die resultierende R mit einer gleichförmigen Geschwindigkeit um den Kreis C rotiert.
Die gerade beschriebene Anordnung produziert ein konstantes magnetisches Feld, welches mit konstanter Geschwindigkeit rotiert. Dieses rotierende Feld kann benutzt werden wie gezeigt in 7.
7 stellt die Spulen der 2 dar. Ein Rotor ROT ist hinzugefügt, welcher ein Rotormagnetfeld RF enthält, das von einer magnetischen Feldquelle FS produziert wird, welche ein Permanentmagnet oder eine elektrische Spule sein kann. Auf Grund der physikalischen Gesetze wird das Rotorfeld RF versuchen, der rotierenden resultierenden R zu folgen. Folglich verursacht die rotierende resultierende R eine Rotation im Rotor ROT, was eine Motoraktivität produziert.
Steuersystem
Ein Ansatz des Standes der Technik, um die Geschwindigkeit des gerade beschriebenen Motors zu steuern, wird angegeben. In einem Ansatz ist die grundlegende Idee, das resultierende Statorfeld R in 7 90 Grad vor dem Rotorfeld RF zu halten. (7 zeigt die resultierende R bei null Grad mit Bezug auf RF.)
Der bestimmte, zu erklärende Ansatz wird manchmal als „Feld-orientierte Steuerung" („Field Oriented Control", FOC) bezeichnet. Bei FOC wird das Statorfeld auf ein rotierendes Koordinatensystem transformiert oder diesem überlagert, und dann mit dem Rotorfeld innerhalb des rotierenden Koordinatensystems verglichen. Im Rahmen dieses Ansatzes ändern sich zwei Felder (Stator und Rotor) idealerweise nicht mit Bezug zu einander, und wenn sie sich ändern sollten, ändern sie sich langsam mit Bezug zueinander. FOC reduziert Bandbreitenanforderungen, speziell bei Proportional-Integral-Reglern, die verwendet werden, um den Fehler zwischen den zwei Feldern zu regeln beziehungsweise zu steuern.
Eine Analogie kann gegebenenfalls die Bandbreitenreduktion erklären. Man stelle sich zwei Rennpferde vor, die auf einer kreisförmigen Bahn laufen. Jedes kann im Wesentlichen von dem Zeiger an einer Uhr repräsentiert werden. In einem Ansatz kann ein stationärer Beobachter, sagen wir jede Sekunde, die Position von jedem Pferd berechnen, die Positionen vergleichen und daraus eine Differenz zwischen den Positionen ableiten. Im Wesentlichen berechnet der Beobachter einen Winkel für jeden Zeiger an der Uhr und vergleicht kontinuierlich diese sich ändernden Winkel. Selbst wenn die Pferde Kopf-an-Kopf laufen, muss der Beobachter jedoch immer noch einen Winkel für jedes Pferd in jeder Sekunde berechnen und jeder Winkel ändert sich von Sekunde zu Sekunde.
Im FOC-Ansatz reitet der Beobachter im Wesentlichen mit den Pferden. Wenn die Pferde Kopf-an-Kopf sind, berechnet der Beobachter eine gleichbleibende Nulldifferenz. Wenn ein Pferd das andere überholt berechnet der Beobachter eine langsam ändernde Differenz.
Der FOC-Ansatz reduziert die Anzahl eines bestimmten Typs der Berechnung, welche gemacht werden muss, und reduziert damit die Bandbreitenanforderung.
Bei der Erklärung von FOC wird der Strom einer Spule manchmal austauschbar mit dem magnetischen Feld, das die Spule produziert, behandelt. Ein Grund dafür ist, dass die zwei Parameter näherungsweise proportional zueinander sind, es sei denn, die Spule ist gesättigt. Damit unterscheiden sich der Strom und das von ihm produzierte Feld nur durch eine Proportionalitätskonstante.
8 ist ein Schaltungsschema der drei Spulen C3, C6 und C9 in einem Typ eines Synchronmotors (nicht gezeigt). Sie sind in einer Y-Konfiguration verbunden, wobei Punkt PN den neutralen Punkt beziehungsweise Sternpunkt repräsentiert.
Ein signifikantes Merkmal der Y-Konfiguration ist, dass die Ströme in den Spulen nicht von einander unabhängig sind. Vielmehr müssen sich auf Grund des Kirchhoff'schen Stromgesetztes die drei Ströme am Punkt PN zu null addieren. Daher sind nur zwei unabhängige Ströme vorhanden, da sobald diese spezifiziert sind, der dritte dadurch bestimmt ist. Eine Signifikanz dieses Merkmals wird später erklärt in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung.
Eine Steuerung 50 misst und steuert die Ströme I3, I6 und I9 in einer zu beschreibenden Weise. Es wird noch mal hervorgehoben, dass jeder Strom I3, I6 und I9 ein jeweiliges magnetisches Feld B3, B6 und B9 produziert, welche im Raum um 120 Grad beabstandet sind, wie gezeigt. (B3, B6 und B9 in 8 zeigen nur die unterschiedlichen Richtungen im Raum, aber nicht unterschiedliche Beträge.)
Die Steuerung 50 führt die Prozesse aus, die in Bezug auf die 9–14 erklärt werden. Block 55 in 9 zeigt, dass die Steuerung 50 in 8 oder eine zugeordnete Einrichtung jeden Strom I3, I6 und I9 misst. In Block 57 in 9 wird ein Datenpunkt oder Vektor für jeden Strom berechnet, der den Betrag und die Richtung des von jedem Strom produzierten magnetischen Feldes angibt. Falls die Messung zum Beispiel zum Zeitpunkt T1 in 4 erfolgte, dann würden die Vektoren B3, B6 und B9 berechnet. Diese Vektoren sind in 9 neben block 57 gezeigt.
In Block 60 werden zwei orthogonale Vektoren berechnet, die das äquivalente Magnetfeld zu den resultierenden der in Block 57 berechneten Vektoren produziert. Die zwei Graphen neben Block 60 veranschaulichen das Konzept. STATORFELD ist die Vektorsumme der drei Vektoren B3, B6 und B9, die zuvor in Block 57 berechnet wurden. Zwei orthogonale Vektoren a und b werden nun berechnet, die äquivalent zu dieser Vektorsumme sind, nämlich dem STATORFELD. Parameter a ist die Länge eines Vektors, der parallel zur X-Achse ist. Parameter b ist die Länge eines Vektors, der parallel zur Y-Achse ist.
10 stellt dar, wie diese Berechnung durchgeführt wird und wird präsentiert, um eine Komplexität im Stand der Technik zu veranschaulichen, welche die vorliegende Erfindung eliminiert oder reduziert. 10 veranschaulicht drei verallgemeinerte Vektoren I1, I2 und I3, welche über den oberen Bereich der 10 verteilt dargestellt sind. Die Gesamtprozedur ist (1) die x- und y-Koordinaten für jeden Vektor zu berechnen, (2) die x-Koordinaten aufzuaddieren, und (3) die y-Koordinaten aufzuaddieren. Das Resultat sind zwei orthogonale Vektoren.
Was die x-Koordinaten angeht, so ist die x-Koordinate von I2 gleich I2 (COS 120), wie in 10 oben Mitte gezeigt. Wie oben rechts gezeigt, ist die x-Koordinate von I3 gleich I3 (COS 240). Wie oben links gezeigt, ist die x-Koordinate von I1 gleich I1 (COS 180). Diese drei x-Koordinaten werden unten links addiert, was einen Vektor Ia produziert.
Was die y-Koordinaten angeht, so ist die y-Koordinate von I2 gleich I2 (SIN 120), wie in 10 oben Mitte gezeigt. Wie oben rechts gezeigt, ist die y-Koordinate von I3 gleich I3 (SIN 240). Für I1 gibt es keine y-Koordinate, da er immer bei entweder null oder 180 Grad steht. Diese y-Koordinaten werden unten links addiert und produzieren einen Vektor Ib.
11 zeigt die zwei Vektoren Ia und Ib. Ihre Vektorsumme ist das STATORFELD, wie gezeigt. Diese zwei Vektoren Ia und Ib entsprechen den zwei im Block 60 in 9 berechneten Vektoren.
In Block 70 in 12 wird der Rotorwinkel theta gemessen. Ein Wellenencoder (nicht gezeigt) wird gewöhnlich für diese Aufgabe benutzt. Der Rotorwinkel ist ein Winkel, der den Rotorfeldvektor anzeigt, entweder direkt oder durch Berechnung.
In Block 80 werden die zwei in Block 60 in 9 berechneten Vektoren in ein Koordinatensystem transformiert, das mit dem Rotor rotiert. (Der Winkel theta ändert sich kontinuierlich.) Die Graphen neben Block 80 veranschaulichen das Konzept. Das STATORFELD, wie in Block 60 in 9 berechnet, ist links und hat x-y-Koordinaten von (a, b). Block 80 transformiert die Koordinaten zu a1 und b1, rechts gezeigt, welche die Koordinaten für dasselbe STATORFELD sind, jedoch jetzt in einem rotierenden u-v-Koordinatensystem.
13 veranschaulicht, wie diese Transformation erreicht werden kann. Der Graph 100 veranschaulicht einen verallgemeinerten Punkt P, der einen verallgemeinerten Statorfeldvektor mit Koordinaten (a, b) in einem x-y-Koordinatensystem repräsentiert. Der Graph 105 veranschaulicht, wie die u-Koordinate mit einem Wert a1 für ein rotiertes u-v-Koordinatensystem berechnet werden kann. Der Graph 110 veranschaulicht, wie die v-Koordinate mit einem Wert b1 für das rotierte u-v-Koordinatensystem berechnet werden kann. Die Gleichungen 115 fassen diese Ergebnisse zusammen.
Die Parameter a1 und b1 sind die von Block 80 in 12 berechneten Variablen. Es wird angemerkt, dass die Koordinate b1 einem Vektor entspricht, der parallel zu der FÜHRUNGSORTHOGONALEN in dem Graph neben Block 90 ist. Die Signifikanz davon wird in Kürze klar.
Block 90 in 12 berechnet den Fehler, falls vorhanden, zwischen dem STATORFELD (gezeigt neben Block 80) und der FÜHRUNGSORTHOGONALEN in dem Graphen neben Block 90. Die FÜHRUNGSORTHOGONALE ist ein Vektor, der senkrecht zum ROTORFELD ist und das ROTORFELD führt. Um das Drehmoment zu maximieren, wird das Statorfeld so gesteuert, dass es kontinuierlich parallel ausgerichtet mit der FÜHRUNGSORTHO GONALEN, auch bezeichnet als Quadraturvektor zum ROTORFELD, verbleibt (bei Generatorbetrieb im Gegensatz zum Motorbetrieb läuft der Quadraturvektor dem ROTORFELD hinterher). Diese Evaluierung wird im rotierenden Koordinatensystem u-v gemacht, wie es Block 90 zeigt.
Block 130 in 14 zeigt, dass die Vektorkoordinaten des erforderlichen Statorfeldes berechnet werden, jedoch im rotierenden Koordinatensystem. Der Graph neben Block 130 veranschaulicht das Konzept. Das BENÖTIGTE FELD ist jenes, das orthogonal zum ROTORFELD ist. In dem Graphen ist das dargestellte STATORFELD nicht orthogonal und eine Korrekturaktion muss unternommen werden.
Die in Block 130 berechneten Koordinaten für das erforderliche Statorfeld liegen im rotierenden u-v-Koordinatensystem. Block 135 transformiert diese Koordinaten in das stationäre x-y-Koordinatensystem, wobei es die inversen der in 13 gezeigten Operationen benutzt. Die inversen Operationen sind x = uCOS(theta) – vSIN(theta) y = uSIN(theta) + vCOS(theta).
Block 140 in 14 berechnet dann die erforderlichen Spannungen, die für die Spulen benötigt werden, um das erforderliche Statorfeld zu erhalten. In dem Konzept spezifiziert Block 135 einen Vektor analog zur resultierenden R1 in 4. Block 140 in 14 berechnet die Spannung analog zu V3, V6 und V9, die erforderlich sind, um diesen Vektor R1 zu produzieren.
Die Berechnung von Block 140 ist von demselben Typ wie jene in 10 gezeigte. In letzterer werden zwei orthogonale Vektoren abgeleitet, die äquivalent zu drei Vektoren sind. In Block 140 werden drei Vektoren aus zwei orthogonalen Vektoren abgeleitet.
Dann werden die Prozesse der 9–14 kontinuierlich während des Betriebs des Motors wiederholt.
Das Vorausgehende war eine Vereinfachung. In der Praxis werden verschiedene Steuerstrategien des Standes der Technik benutzt im Prozess des Konvergierens des Statorfelds zum er forderlichen Statorfeld, das heißt beim Reduzieren des Fehlers von Block 90 hin zu Null durch Justieren der Ströme in den Spulen. Diese Steuerstrategien wurden nicht diskutiert.
Die Erfinder haben einen weniger teueren Ansatz für das Steuern eines Synchronmotors entwickelt.
Das Dokument EP 1 096 658 offenbart ein System, das von einer Batterie gespeist wird, die eine Spannung V abgibt, und das für einen Betrieb in einem Fahrzeug ist, umfassend einen zweiphasigen elektrischen Motor mit einem Stator vom Synchron-Typ und zwei Statorphasen, und eine feldorientierte Steuerung zum Steuern von an den Phasen anliegenden bzw. angelegten Spannungen, wobei das System derart ist, dass die volle Batteriespannung verfügbar ist zum Anlegen an jeder Phase und alle Phasenspannungen durch Pulsweitenmodulation gesteuert werden, welche verwendet wird, um den Betrag des Stroms in jeder Phase zu steuern.
Zusammenfassung der Erfindung
In einer Form der Erfindung wird ein zweiphasiger Motor verwendet, um Kraftunterstützung für ein Lenkungssystem in einem Fahrzeug bereitzustellen. Ein Steuersignal vom FOC-Typ wird verwendet, aber jedoch eines, das keine Konvertierung von magnetischen Feldvektoren in äquivalente orthogonale Vektoren erfordert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 stellt drei Spulen dar, die in einem Dreiphasen-Motor verwendet werden.
2 stellt von den Spulen von 1 erzeugte Magnetfelder dar.
3 stellt dreiphasige Wellenformen dar.
4 und 5 stellen zwei resultierende Vektoren dar bei zwei unterschiedlichen Punkten in der Zeit, die von den Wellenformen von 3 erzeugt werden.
6 veranschaulicht, dass der hier diskutierte resultierende Vektor ungefähr in einem Kreis rotiert.
7 ist eine schematische Ansicht eines Synchron-Motors.
8 stellt ein Schema bzw. einen Schaltplan einer Steuerung 50 dar, die zum Steuern eines dreiphasigen Synchron-Motors des Standes der Technik benutzt wird.
9, 12 und 14 stellen ein Flussdiagramm dar, das den Betrieb der Steuerung 50 aus 8 erklärt,
10 und 11 stellen graphisch die von Block 60 in 9 unternommene Transformierung dar.
13 stellt graphisch die von Block 80 in 12 unternommene Transformierung dar.
15 stellt eine Form der Erfindung dar.
16 ist ein Verdrahtungsschema des Stators eines zweiphasigen Motors.
17 und 18 sind Flussdiagramme, die die von einer Form der Erfindung unternommenen Prozesse beschreiben.
19 stellt eine dreihphasige Wellenform dar.
20 stellt einen Y-geschalteten Spulensatz dar und Gleichungen, die die Berechnungen der Spannung und der Leistung darin darstellen.
21 stellt Richtungen von Strömen in dem zweiphasigen Motor von 16 für jeden der vier kartesischen Quadranten dar.
22 veranschaulicht, wie Ströme in den Spulen des Stators von 16 initialisiert werden für jeden der vier kartesischen Quadranten.
23–25 veranschaulichen, wie eine bestimmte Wellenform erzeugt werden kann.
26 stellt eine Sequenz der Wellenformen von 25 dar.
27–29 stellen dar, wie unterschiedliche Durchschnittsspannungen erzeugt werden können durch Justieren des Tastverhältnisses des Schalters SW in den 23–25.
30 veranschaulicht, wie die durchschnittlichen Spannungen, die in Verbindung mit den 27–29 beschrieben wurden, dazu veranlasst werden können, eine Sequenz zu erzeugen, die eine Sinuswelle beschreibt.
31 veranschaulicht das von der Erfindung benutzte weiche Schalten.
32 veranschaulicht, wie ein Ändern des Tastverhältnisses des Schalters SW in den 23–25 eine unterschiedliche durchschnittliche Spannung erzeugen kann.
33 veranschaulicht drei Impulsfolgen, die auf einem Y-geschalteten Spulensatz angewendet werden.
34 stellt eine Verschiebung einer Wellenform in einem Dreiphasensatz dar.
35 stellt verschiedene mögliche Kombinationen von Steuersystemen und Motoren dar für den Hauptzweck der Klassifizierung der vorliegenden Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
15 stellt eine Form der Erfindung dar. Ein zweiphasiger Synchronmotor 200 wird von einer Steuerung 205 gesteuert. In einer Ausführungsform ist der zweiphasige Motor 200 in einem Fahrzeug 210 enthalten und stellt eine Lenkunterstützung, allgemein als "Servolenkung" bezeichneten Typ bereit. Die Steuerung 205 detektiert, dass das Lenkrad 215 zu einer Drehung der Vorderräder 220 aufruft. Die Steuerung 205 befiehlt dem Motor 200 so lange Kraft zu produzieren, wie die Änderung der Richtung der Räder 220 gemacht wird. Der Motor 200 dreht die Räder 220 durch eine Anlenkung 225.
Ein zweiphasiger Synchronmotor hat zwei Statorspulen CX und CY, wie in 16, die physikalisch um 90 Grad zueinander lokalisiert sind. Die zwei Spulen CX und CY produzieren damit magnetische Felder BX und BY, die auch 90 Grad voneinander sind.
Wenn geeignete Ströme IX und IY auf die Spulen 210 und 215 angewendet werden, produzieren sie magnetische Feldvektoren, die sich vektorweise zu einem einzigen rotierenden magnetischen Feldvektor aufaddieren, und zwar von konstantem Betrag und konstanter Winkelgeschwindigkeit. Wenn z. B. der Strom IX durch den Ausdruck COS T beschrieben wird und der Strom IY durch SIN T beschrieben wird, dann ist ihre Summe eine Resultierende RSUM. Der vorangehende Satz beschreibt die Gleichung RSUM = COS T + SIN T, die einen Kreis in parametrischen Thermen beschreibt, wobei der Parameter T ist.
Abweichend von dem dreiphasigen Fall von 8 enthält der zweiphasige Motor 200 von 15 Spulen, die nicht miteinander verbunden sind. Das heißt, der Strom IX in 16 kann unabhängig von IY gesteuert werden und diese Ströme sind die einzigen Stator-Ströme in dem Motor, die den Rotor antreiben. Anders formuliert sind alle Ströme in den Spulen unabhängig steuerbar.
Die Steuerung 205 in 15 führt die in den 17–19 dargestellten Prozesse durch. In Block 230 in 17 werden die Ströme IX und IY wie in 16 gemessen. 17 benutzt den konventionellen Symbolsatz Ia und Ib.
Diese Ströme produzieren magnetische Felder Ba und Bb, die 90 Raumgrad auseinander sind, wie gezeigt. Somit zeigt die Messung der Ströme Ia und Ib direkt den STATORFELDVEKTOR, weil die magnetischen Felder Ba und Bb gleich denen mit einer konstanten multiplizierten Strömung sind (außerhalb der Sättigung).
Das heißt, dass jeglicher Bedarf für die Transformation des Blocks 60 in 9 und gezeigt in den 10 und 11 eliminiert wurde. Unter der Erfindung werden zwei Vektoren, analog zu Ia und Ib in 11 direkt von Block 230 in 16 gelesen. Anders formuliert, werden zwei orthogonale Ströme, und der Folge zwei orthogonale magnetische Felder, welche sich vektorweise zum STATORFELDVEKTOR neben Block 230 in 17 aufsummieren, direkt von Block 230 gelesen. Diese zwei Ströme sind im stationären x-y-Koordinatensystem ansässig.
In Block 235 in 17 wird der Rotorwinkel theta gemessen. In Block 240 werden Ia und Ib in ein rotierendes u-v-Koordinatensystem transformiert, das an einem Rotorwinkel theta positioniert ist, wie gezeigt. 13 veranschaulicht den Typ der Transformation.
In Block 245 in 18 wird der Fehler zwischen (1) dem Statorwinkel in rotierenden u-v-Koordinaten und (2) der FÜHRUNGSORTHOGONALEN, ebenfalls in rotierenden u-v-Koordinaten, berechnet. Diese Berechnung sucht den Unterschied im Winkel zwischen b1 und q, beide neben Block 245.
Block 250 in 18 berechnet den benötigten Statorwinkel, das heißt den benötigten Statormagnetfeldvektor in rotierenden u-v-Koordinaten.
Block 260 in 18 transformiert den erforderlichen Statorwinkel von rotierenden u-v-Koordinaten zu stationären x-y-Koordinaten unter Benutzung einer bekannten Transformation, wie die im Kapitel Hintergrund der Erfindung diskutierte Inverse, in Verbindung mit 13.
Block 270 berechnet die benötigten Ströme. An diesem Punkt sind die in den zwei Statorspulen CX und CY in 16 benötigten Ströme direkt bekannt. Es gibt keine Notwendigkeit für eine Transformation vom Typ, wie er in Block 140 in 14 gezeigt ist. Dieser Typ von Transformation, bei dem zwei orthogonale Vektoren in x-y-Koordinaten in ein äquivalentes Set von drei Vektoren in x-y-Koordinaten konvertiert werden, ist wie gesagt nicht notwendig.
Block 280 in 18 zeigt, dass Ströme in den Spulen erzeugt werden und die jeweiligen erzeugten Momentanströme von der benutzten Steuerstrategie abhängen. Daher ist Block 280 eng mit Block 270 verbunden. Ein Beispiel wird dies veranschaulichen.
Es wird ein einzelner Zyklus durch die Prozesse angenommen, die von dem Flussdiagramm der 17 und 18 beschrieben werden. Während dieses Zyklus wird angenommen, dass der Quadraturvektor q neben Block 245 in 18 bei 120 Grad berechnet wird. Es wird angenommen, dass der STATORFELDVEKTOR neben Block 230 in 17 bei 110 Grad berechnet wird, oder 10 Grad von seiner gewünschten Position.
Dabei taucht die Frage auf, wie dieser Fehler von 10 Grad zu reduzieren ist. Sollte dies graduell und linear über den nächsten, sagen wir 10 Sekunden, gemacht werden? Oder sollte der Fehler so schnell wie möglich reduziert werden? Oder sollte der Fehler zunächst extrem schnell reduziert werden, bis er zum Beispiel 1 Grad erreicht und dann graduell reduziert werden?
Jeder dieser drei Ansätze hat Vorteile und Nachteile hinsichtlich der Stabilität, des Überschwingens, des Verhaltens unter anderen Bedingungen und anderen Faktoren. Somit hängen die jeweiligen in den Blöcken 270 und 280 unternommenen Aktionen von der jeweiligen benutzten Steuerstrategie ab, sobald der Fehler berechnet ist. Wie später diskutiert, wird in einer Ausführungsform eine Proportional-Integral-Strategie PI bevorzugt.
Weitere Überlegungen

1. Ein Vorteil der Erfindung ist, dass sie mehr Kraft für eine gegebene Versorgungsspannung produziert im Vergleich zum Stand der Technik. Angenommen, die synthetisierte dreiphasige Spannung in einem Fahrzeug mit 12-Volt-Batterie entspricht jener in 19. Null Volt werden nur als Referenz verwendet. Es ist eine technische Tatsache, dass in dem Y-geschalteten System von 20 die Spannung über jeder Phase Vp gleich zu der Leitungsspannung geteilt durch die Quadratwurzel von 3 ist, wenn ausgeglichene Bedingungen angenommen werden, in denen kein Strom auf der neutralen Leitung fließt (die Quadratwurzel von 3 wird hierin als 1,7 angenommen). Die Leitungsspannung ist jene zwischen beliebigen zwei Leitungen, wie Va und Vb.

Im Allgemeinen wird für eine Motorfahrzeuganwendung die maximale Leitungsspannung, die in 19 verfügbar ist, die Fahrzeug-Systemspannung von 12 Volt sein (natürlich könnten separate Spannungsversorgungen bereitgestellt sein, welche eine unterschiedliche Spannung liefern. Nichtsdestotrotz existiert eine Systemspannung, die gleich der Leitungsspannung sein wird. Somit kann die maximale Spannung, die auf irgendeine Spule im Stator, dargestellt in 20, angewendet werden kann, ungefähr 12/1,7 oder 6,9 Volt sein. Im Gegensatz dazu ist die maximale Spannung, die von der Erfindung auf jede Spule CX und CY in 16 angewendet werden kann, die volle Leitungsspannung von 12 Volt.
Dies ist signifikant, da bei jeder beliebigen Technologiestufe in einer Gesellschaft die verfügbare Verdrahtung, um die Spulen zu konstruieren, dieselbe ist, in beiden Fallen der 16 und der 20. Somit stellt die Erfindung für eine gegebene physikalische Spule (1) eine Spannung über der Spule, die 1,7-mal größer ist, (2) einen Strom der 1,7-mal größer ist, und (3) somit ein magnetisches Feld, das 1,7-mal größer ist, im Vergleich zur 20 bereit.
Wenn das System von 20 das selbe magnetische Feld pro Spule bereitstellen soll, wie die Erfindung, dann muss ein Draht mit größerem Durchmesser in den Spulen verwendet werden. Oder es muss ein Draht mit geringerem Widerstand und damit höheren Kosten benutzt werden. Oder eine höhere Spannung muss benutzt werden. All dies, um den Faktor von 1,7 zu überwinden, der gerade diskutiert wurde.
20 veranschaulicht auch eine andere technische Tatsache, nämlich, dass die in einem Y-geschalteten System abgegebene Leistung gleich ist zu V-Leitung mal I-Phase, multipliziert mit der Quadratwurzel von 3 (wenn die Phasen parallel geschaltet wären, dann wäre die gesamte abgegebene Leistung dreimal so groß wie die von einer einzelnen Phase). Im Gegensatz dazu gibt die Erfindung unter Verwendung von zwei Spulen in 16 eine Gesamtleistung ab, die gleich ist zu zweimal derjenigen, die von jeder Phase produziert wird.

2. Eine zweite Eigenschaft der Erfindung bezieht sich auf die verwendete weiche Schalttechnik. Zunächst wird eine verallgemeinerte Erklärung der Erzeugung von sinusförmigen Spannungen mittels Schalttechniken erklärt.

21, die neben 16 ist, veranschaulicht die Richtung der Ströme, die durch die Spulen CX und CY hindurchgehen, in jedem der vier kartesischen Quadranten I–IV. Der gestrichelte Vektor in jedem Quadranten repräsentiert die verallgemeinerten Summen der Ströme und wird nur verwendet, um die Richtung zu illustrieren.
22 stellt die H-Brücken dar, die benutzt werden, um die Ströme in jedem der Quadranten I–IV zu erzeugen, und wird als selbsterklärend angesehen. Diese H-Brücken generieren sinusförmige Ströme in den Spulen CX und CY der 16, wie nun beschrieben werden wird.
23 stellt einen RL-Schaltkreis dar, mit einem Schalter SW, der mit der Masse verbunden ist. Wenn in 24 der Schalter SW mit der Versorgungsspannung von 12 Volt verbunden wird, steigt der Ausgangsstrom exponentiell an, wie gezeigt in 24. Der Parameter T ist die Zeitkonstante, welche von den Werten von R und L abhängt. Der Graph folgt der Formel I = 12 – 12 × EXP(–t·T), wobei t die Zeit und T die Zeitkonstante ist.
Wenn der Schalter SW bei 5T geerdet ist, wie in 25, dann nimmt I exponentiell zu Null hin ab, wie gezeigt.
Wenn der Schalter SW zwischen den zwei Positionen alle 5T alterniert, wird die Wellenform von 26 generiert.
Es wird angenommen, dass der Schalter SW initial in der Position der 23 war und dann zu der Position der 24 bewegt wurde. Wie in 27 gezeigt, steigt der Strom I an und folgt dem Pfad 300. Es wird nun angenommen, dass zu der Zeit T (eine Zeitkonstante später) der Schalter SW geerdet wird, wie in 25. Jetzt beginnt I abzuklingen entlang dem Pfad 305 in 27. Es wird angenommen, dass der Schalter SW bei 1,5T wieder mit 12 Volt verbunden wird. I steigt wieder an.
Wie in 27 gezeigt, wird die Induktivität L alternierend geladen (wenn der Schalter SW mit 12 Volt verbunden ist) und entladen (wenn der Schalter SW mit der Masse verbunden ist). Der Induktivität L wird jedoch nicht erlaubt, sich vollständig aufzuladen oder vollständig zu entladen.
Wenn diese Alternierung der Position des Schalters SW alle 0,5T beibehalten wird, wird die Sägezahnwellenform von 27 erzeugt. Diese Wellenform hat einen Durchschnittswert AVG.
Es wird nun angenommen, dass in 28 der Schalter SW zum Zeitpunkt 4T nicht geerdet wird. I wird versuchen, exponentiell anzusteigen bis zu Imax und versuchen, den Pfad 307 zu folgen. Es wird angenommen, dass bei 5T die Oszillation des Schalters SW wieder aufgenommen wird, nun jedoch alle 0,25T. Die Sägezahnwellenform von 29 wird erhalten mit einer anderen Durchschnittsspannung AVG.
Im allgemeinen Fall kann durch Justieren des Tastverhältnisses, mit dem der Schalter SW sich öffnet und schließt, der produzierte Durchschnittsstrom justiert werden. Wenn das Timing richtig gewählt ist, kann eine sinusförmige Wellenform erzeugt werden, wie die in 30 gezeigte. Das heißt, es werden die richtigen Tastverhältnisse gewählt und arrangiert in der richtigen Sequenz, um die von AVG1, AVG2, usw. repräsentierte Sequenz in 30 zu produzieren.
Dies kann aus einer anderen Perspektive erklärt werden. 32 ist eine andere Darstellung der Schaltereignisse des Schalters SW in 23, wobei jedoch der Schalter SW in 32 fehlt. Stattdessen wird die von dem Schalter SW am Punkt Pin erzeugte Spannung aufgezeichnet.
In Graph 350 wird Pin bei 12 Volt gehalten, bis auf kurze Intervalle wie 355, in denen Pin auf 0 Volt gebracht wird. Dies ist ein großes Tastverhältnis. Somit kann der Strom I als bei Imax gehalten gedacht werden, was gleich ist zu der Eingangsspannung geteilt durch R, bis auf die kurzen Intervalle 355, in denen er versucht, exponentiell zu Null abzufallen. Bevor der Strom I jedoch sehr weit fällt, wird Pin wieder auf 12 Volt angehoben. Somit wird Iout bei der relativ hohen Durchschnittsspannung 360 gehalten, welche geringfügig unterhalb Imax ist.
Im Gegensatz dazu wird in Graph 375 Pin bei 0 Volt gehalten mit Ausnahme von kurzen Intervallen wie 380, in denen Pin auf 12 Volt gebracht wird. Dies ist ein niedriges Tastverhältnis. Somit kann der Strom I als auf Null gehalten angesehen werden, bis auf die kurzen Intervalle 380, in denen er versucht, exponentiell auf Imax anzusteigen. Bevor der Strom I jedoch sehr weit steigt, wird Pin wieder auf 0 Volt fallengelassen. Somit wird der Strom I bei der relativ niedrigen Spannung 390 gehalten, die geringfügig über Null ist.
In einer ähnlichen Weise veranlasst der Graph 400 den Strom I bei der Durchschnittsspannung 410 zu bleiben zwischen den zwei gerade beschriebenen Extremen. Im allgemeinen Fall hängt die durchschnittliche Spannung des Stroms I von der relativen Dauer der Intervalle 355 und 380 oder dem Tastverhältnis ab.
Unter der Erfindung wird der gerade beschriebene Schalttyp unter Verwendung der Schalter der 22 durchgeführt, um sinusförmige Ströme in den Spulen des zweiphasigen Motors zu erzeugen. Weiterhin wird "weiches Schalten" („soft switching") benutzt.
Im Gegenteil, insbesondere bei "hartem Schalten" („hard switching") würde Schalter 450 in 22 wiederholt geöffnet und geschlossen, analog zum Schalter SW in 23, um eine durchschnittliche Wellenform des Stroms durch die Spule CX mit dem richtigen Wert zu entwickeln.
Immer wenn Schalter 450 geöffnet wird, neigt die Spannung am Punkt PH dazu, zu einem hohen Wert zu springen. Um diesem Sprung entgegenzukommen, ist eine Diode D bereitgestellt, die zwischen PH und der 12-Volt-Leitung verbunden ist. Die springende Spannung erzeugt nun einen Strom, der an die Spannungsversorgung zurückgespeist wird. Eine Diode ist für jeden Schalter in 22 bereitgestellt, wobei die Schalter die Form von Transistoren annehmen.
Beim "weichen Schalten" wird der Strom durch die Spule, z. B. die Spule CX im Quadranten I in 31, gehandhabt durch zunächst Aufladen der Spule CX durch einen geschlossenen Schalter 500. Ein ansteigender Strom wird erzeugt, der von einem Gleichstrombuskondensator (nicht gezeigt) bereitgestellt wird, analog zum ansteigenden Strom 300 in 27. Ein ähnlicher ansteigender Strom wird in Spule CY generiert und von demselben Buskondensator (nicht gezeigt) versorgt. Wie später beschrieben, sind die Takte für Spulen CX und CY nicht gleichzeitig, obwohl möglicherweise von identischer Frequenz. Dieses Fehlen von Gleichzeitigkeit eliminiert jedes Erfordernis, dass der Buskondensator zwei steigende Ströme zusammen versorgt, zu jeder der Spulen CX und CY gleichzeitig. Der Buskondensator versorgt CX und dann CY.
Dann wird Schalter 500 in 31 geöffnet und Schalter 505 wird gleichzeitig geschlossen, was es dem vorhandenen Strom erlaubt, sich zu entladen, analog zu dem fallenden Strom 305 in 27.
Die Wiederholung des in 31 gezeigten Prozesses, gezeigt durch Pfeil 515, zeigt einen Strom mit einem Durchschnittswert in der Spule CX analog zu den Situationen der 27–32.
Aus einem anderen Blickwinkel wird zunächst eine Spannung auf die Spule CX angewendet, welche einen steigenden Strom erzeugt. Dann wird die Spannung weggenommen und ein Widerstand wird parallel zu CX platziert, um den vorhandenen Strom zu absorbieren, der dann abnimmt. Dieser Widerstand enthält den Widerstand des Schalters 505, 510 und von Komponenten zwischen ihnen außerhalb der H-Brücke. Weiterhin verbraucht der Widerstand innerhalb der Spule CX etwas Energie.
Ein ähnliches weiches Schalten findet in den anderen Quadranten der 31 statt, wie von den horizontalen Doppelspitzpfeilen gezeigt.

3. Ein signifikantes Merkmal der Erfindung ist, dass die auf die Spulen CX und CY in 16 angewendeten Spannungen nicht synchronisiert sein müssen. Das heißt, jede Spule CX und CY trägt ihren eigenen Strom und erzeugt ihren eigenen Feldvektor B ohne Rücksicht auf die andere. Selbstverständlich werden die Ströme in einer Betriebsart so arrangiert, dass sie zusammenarbeiten, um einen rotierenden Feldvektor zu generieren.

Nichtsdestotrotz sind die Ströme in jeder Spule in vieler Hinsicht unabhängig. Zum Beispiel ist die exakte Frequenz, mit der die Schalter zyklisch angesteuert werden, in 31 unabhängig für die Spule X verglichen mit der Spule Y. Zum Beispiel kann das Schalten der Spule X 20 kHz sein, und Spule CY kann 21 kHz sein. Weiterhin müssen diese Frequenzen weder aufeinander bezogen noch synchron sein. Dies wird erklärt im Kontext des dreiphasigen Falles des Standes der Technik.
In 33 werden drei Spannungen auf drei Spulen in einem Y-geschalteten System angewendet. Die ansteigenden Kanten der Spannungen müssen jedoch synchronisiert werden, wie durch die gestrichelte Linie 550 angedeutet. Das heißt, wenn die Impulsfolge 400B um die Zeit T1 verschoben wäre, hätte dies den Effekt des Verschiebens der Phase von SIN6 zu SIN6A in 34. Diese Phasenverschiebung kann nicht zugelassen werden, da dies die Spannungen ändern würde, die auf die anderen Spulen in 33 angewendet werden. Mit anderen Worten würde diese Verschiebung einen unsymmetrischen Betrieb in dem Y-geschalteten System verursachen.

4. 35 stellt mehrere Spalten von Optionen dar, die für den Entwickler eines Motorsystems verfügbar sind. Der Entwickler würde die geeigneten Elemente aus jeder Spalte auswählen, um ein System zu entwickeln. Natürlich sind einige Elemente inkompatibel mit anderen. Zum Beispiel ist Geschwindigkeitssteuerung mittels Steuern des Rotorfeldes durch Justieren der Spannung im Allgemeinen nicht auf einen Schrittmotor anwendbar, der als geschalteter Reluktanz-Motor klassifiziert werden kann.

Die vorliegende Erfindung benutzt eine spezifische Kombination von Elementen in 35, nämlich einen zweiphasigen Motor mit einem Statur vom Synchron-Typ, wie gezeigt. Es ist auch ein verdeckter Permanentmagnetrotor möglich. Das Steuersystem implementiert feldorientierte Steuerung FOC, um das Statorfeld in Quadratur mit dem Rotorfeld zu halten.

5. Die Erfindung reduziert die erforderliche Berechnung durch Eliminieren der Transformationen von einem dreiphasigen Referenzrahmen zu einem zweiphasigen Rahmen und die konversen Transformationen. Ein quantitatives Maß der Einsparung bei der Berechnung ist das folgende.

Einer oder mehrere der Erfinder oder ihrer Beauftragten schrieb einen Computercode für FOC eines Dreiphasensystems vom in 2 gezeigten Typ. Der Code lief auf einem 16-Bit-Digital-Signalprozessor DSP, der bei einer gegebenen Taktgeschwindigkeit lief. Dieser Prozessor ist von dem Typ, der eine Programminstruktion pro Taktzyklus ausführt.
Als er kompiliert war, belegte der Code ungefähr N-Zeilen oder N-Instruktionen.
Funktional äquivalenter Code wurde geschrieben für FOC für das zweiphasige System der 15 f. für denselben DSP bei derselben Taktgeschwindigkeit. Der Code belegte, als er kompiliert war, ungefähr 0,69-N-Zeilen oder 0,69-N-Instruktionen. Die Reduzierung war ungefähr 30%. Eine Reduzierung größer als 25% ist akkurat beschreibend.

6. Eine Charakterisierung der Erfindung kann auf dem vorhergehenden Punkt 5 basiert werden. In einem System, in dem Energie von einer Fahrzeugbatterie in mechanische Leistung in einem Servolenkungssystem konvertiert wird, benötigt eine dreiphasige FOC ein Programm, das auf einer Steuerung abläuft und N-Instruktionen enthält. Für denselben Energieumwandlungskontext reduziert die Erfindung durch Austauschen eines zweiphasigen Motors und zugeordneter FOC die Anzahl der Instruktionen zu 0,69N.
7. Einige Vergleiche des dreiphasigen Systems verglichen mit dem zweiphasigen System werden angegeben. Für einen gegebenen DSP benötigt letzteres ein Programm, das 30% weniger Instruktionen enthält. Wie erklärt in der mitanhängigen Anmeldung, benötigt das dreiphasige System zwei Transistoren pro Spule, oder sechs Transistoren insgesamt. In der Erfindung werden vier Transistoren pro Spule benötigt für eine Gesamtzahl von 8 Transistoren für zwei Spulen.

Im dreiphasigen Fall gehen drei Kabel in den Motorraum, wobei der neutrale Punkt bzw. Sternpunkt innerhalb des Motors enthalten ist. Unter der Erfindung gehen vier Kabel in den Motorraum.
Im dreiphasigen Fall ist ein Relais erforderlich. Die Erfindung eliminiert das Relais.
Im dreiphasigen Fall wird die maximale Leitungsspannung nicht zu jeder Spule geliefert. Unter der Erfindung ist die maximale Leitungsspannung für jede Spule verfügbar. In dem zweiphasigen Fall ist der Spitzenstrom nur zu Wurzel 3-durch-2, oder 0,866 des Spitzenstroms im dreiphasigen Fall. Diese Reduzierung des Spitzenstroms reduziert joul'sche Wärmeverluste in den Schalttransistoren und anderen resistiven Elementen in dem Stromrichter. Weiterhin erlaubt der geringere Strom die Verwendung von Schalttransistoren mit niedrigerem Nennstrom, die weniger teuer sind.
Wie oben erklärt, erzeugt die Erfindung eine Sinuswelle für jede Spule in dem zweiphasigen Motor. Ein Vorteil der Erfindung ist, dass das Tastverhältnis, das für die PWM benötigt wird, direkt aus dem Sinus und dem Kosinus des Rotorwinkels berechnet werden kann, im Gegensatz zum dreiphasigen Fall, der einen viel umständlicheren Prozess erfordert. Wenn der Rotorwinkel z. B. 45 Grad ist und die Steuerung einen Phasenwinkel von Beta spezifiziert, dann ist das Tastverhältnis für eine Spule Sinus (45 + Beta) und das Tastverhältnis für die andere Spule ist Kosinus (45 + Beta) zum gleichen Zeitpunkt.
Zahlreiche Substituierungen und Modifikationen können unternommen werden, ohne dass der Schutzbereich der Erfindung verlassen wird. Das, was durch dieses Patent geschützt werden soll, ist die Erfindung, wie sie in den folgenden Ansprüchen definiert ist.

Claims

System, das von einer Batterie versorgt wird, die eine Spannung V abgibt, und zum Betrieb in einem Fahrzeug (210), umfassend: a) einen zweiphasigen elektrischen Motor (200) mit i) einen Stator vom Synchrontyp und ii) zwei Statorphasen; b) eine feld-orientierte Steuerung (205) zum Steuern von an den Phasen anliegenden Spannungen, wobei das System derart ist, dass volle Batteriespannung verfügbar ist zum Anlegen an jede Phase und alle Phasenspannungen durch Pulsweiten-Modulation PWM gesteuert werden, welche benutzt wird, um die Stärke des Stroms in jeder Phase zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass alle Phasenspannungen unabhängig gesteuert werden und dass die an eine Phase angelegte PWM nicht simultan mit der PWM ist, die an die andere Phase angelegt wird.
System gemäß Anspruch 1, wobei ein in jeder Phase erzeugter maximaler Strom nicht durch eine Spannung geringer als V begrenzt ist.
System gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Fahrzeug (200) ein Servolenkungssystem umfasst und der Motor (200) das Servolenkungssystem antreibt.
System gemäß einem der vorangehenden Ansprüche für einen elektrischen Motor, der Statorwicklungen (Cx, Cy) hat, welche einen rotierenden Statorfeldvektor erzeugen, und welcher durch die feld-orientierte Steuerung (305) gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass es umfasst: a) Mittel zum Ableiten von Daten betreffend das Verhalten der Wicklungen; und b) Mittel zum Empfang der Daten und Berechnen der Position des Statorfeldvektors ohne Übergang von einem 3-Phasen-Bezugsrahmen des Stators zu einem orthogonalen Bezugsrahmen.
System gemäß Anspruch 4 und weiterhin umfassend: c) Mittel zum Berechnen eines verlangten Statorfeldvektors in dem rotierenden Koordinatensystem; und d) Mittel zum Berechnen von in den Wicklungen benötigten Strömen, um den verlangten Statorfeldvektor zu erzeugen ohne Übergang in einen 3-Phasen-Bezugsrahmen.
System gemäß Anspruch 4 oder 5, wobei alle Mittel elektronische Schaltungen, Computerprogramme oder beides umfassen.
System gemäß Anspruch 1, in welchem jede der zwei Statorphasen eine Phasenwicklung umfasst, wobei die Leistung in jeder Phasenwicklung gleich ist zu V multipliziert mit dem Strom in der Phase.
System gemäß Anspruch 1, wobei zwei Arbeitszyklen, die für die Synthese von zwei Sinuskurven nötig sind, eine für jede Wicklung, basierend auf Rotorwinkel und Spannungsbetrag berechnet werden.
System gemäß Anspruch 8, wobei ein Arbeitszyklus als Produkt von Spannungsbetrag und Sinus (Rotorwinkel plus Phasenterm) berechnet wird und der andere Arbeitszyklus als Produkt von Spannungsbetrag und Kosinus (Rotorwinkel plus dem Phasenterm) berechnet wird.
Verfahren zum Betrieb in einem Fahrzeug (210), das von einer Batterie versorgt wird, welche eine Spannung V liefert, umfassend: a) Erhalten eines 2-phasigen elektrischen Motors (200) mit i) einem Stator vom Synchrontyp und ii) zwei Statorphasen; b) Erhalten einer feldorientierten Steuerung (205) zum Steuern von an den Phasen anliegenden Spannungen, die volle Batteriespannung über jede Phase anlegt, wobei alle Phasenspannungen durch Pulsweiten-Modulation PWM gesteuert werden, welche genutzt wird, um den Betrag des Stroms in jeder Phase zu steuern, gekennzeichnet dadurch, dass alle Phasenspannungen unabhängig voneinander gesteuert werden und dass die an eine Phase angelegte PWM nicht simultan mit der PWM ist, die an eine andere Phase angelegt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei der in jeder Phase generierte maximale Strom nicht durch eine Spannung geringer als V begrenzt ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 10 oder 11, wobei das Fahrzeug ein Servolenkungssystem umfasst und der Motor das Servolenkungssystem antreibt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12 für einen elektrischen Motor (200), der Statorwicklungen (Cx, Cy) hat, welche einen rotierenden Statorfeldvektor erzeugen, und welcher von einer feldorientierten Steuerung (205) gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass es die Schritte umfasst: a) Ableiten von Daten betreffend das Verhalten der Wicklungen; und b) basierend auf den Daten Berechnen der Position des Statorfeldvektors ohne Übergang von einem 3-Phasen-Bezugsrahmen des Stators zu einem orthogonalen Bezugsrahmen.
Verfahren gemäß Anspruch 13, weiterhin umfassend: c) Berechnen eines verlangten Statorfeldvektors im rotierenden Koordinatensystem; und d) Berechnen von in den Wicklungen benötigten Strömen, um den verlangten Statorfeldvektor zu erzeugen ohne Übergang in einen 3-Phasen-Bezugsrahmen.
Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei zwei für die Synthese von zwei Sinuskurven benötigte Arbeitszyklen, einer für jede Wicklung, basierend auf Spannungsbetrag und Rotorwinkel berechnet werden.
Verfahren gemäß Anspruch 15, wobei ein Arbeitszyklus als Produkt von Spannungsbetrag und Sinus (Rotorwinkel plus Phasenterm) berechnet wird und der andere Arbeitszyklus als Produkt von Spannungsbetrag und Kosinus (Rotorwinkel plus dem Phasenterm) berechnet wird.