DE602004004727T2

DE602004004727T2 - Adaptiver FM Empfänger mit einem Mehrwegfilter

Info

Publication number: DE602004004727T2
Application number: DE602004004727T
Authority: DE
Inventors: Yuji Yamamoto; Toshiaki Kubuki
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2003-12-03
Filing date: 2004-12-02
Publication date: 2007-11-22
Anticipated expiration: 2024-12-03
Also published as: EP1538759A1; JP2005167718A; DE602004004727D1; US20050124310A1; EP1538759B1; JP4294455B2

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger, der zum Beispiel ein frequenzmoduliertes oder ein phasenmoduliertes Signal empfängt, und betrifft insbesondere einen Empfänger, der mit einem Mehrweg-Eliminierungsfilter zum Eliminieren einer Mehrweg-Verzerrung ausgestattet ist.
Ein herkömmlicher Empfänger ist in der japanischen Gebrauchsmuster-Veröffentlichung Nr. Sho 59-31077 offenbart, wobei dieser in der Lage ist, eine Frequenzmodulations-Sendung zu empfangen und einen Mehrweg-Einfluß durch Verbessern des Signal-Rausch-Abstands zu eliminieren.
Die europäische Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer EP 1 071 220 offenbart ebenfalls einen Frequenzmodulations-(FM-)Empfänger, der das Ausmaß der Stereotrennung sowie der Hochfrequenz-Eliminierung in Abhängigkeit von dem Eingangssignalpegel und dem detektierten Mehrweg in adaptiver Weise steuert.
Beim Beschreiben der Konstruktion dieses Empfängers unter Bezugnahme auf 5 versteht es sich, daß ein Vorgang ab dem Empfang der ankommenden elektrischen Welle bis zu der Demodulation von dieser in die Links-Rechts-Kanalsignale (Links-Rechts-Stereosignale) DL, DR durch eine analoge Signalverarbeitung ausgeführt werden kann.
Wie gezeigt, wandelt eine Abschlußeinheit 1 ein von einer Empfangsantenne ANT abgegebenes Hochfrequenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal um, das dann von einem ZF-Verstärker 2 verstärkt wird, um dadurch ein Zwischenfrequenzsignal SIF abzugeben, das dann einen für eine Signalverarbeitung geeigneten Pegel hat. Ein FM-Detektor 3 bewirkt daraufhin die Erzeugung eines zusammengesetzten Signals durch FM-Detektion des Zwischenfrequenzsignals SIF.
Das erzeugte zusammengesetzte Signal wird dann in Richtung auf einen Stumm-Prozessor 4, ein Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 5 sowie einen Stereodemodulator 6 weitergeleitet, um dadurch Links-Rechts-Kanalsignale DL, DR durch den Stereodemodulator 6 abzugeben.
Außerdem ist der Empfänger mit einem Feldstärken-Detektor 7 ausgestattet, um eine Feldstärke durch AM-Detektion des Zwischenfrequenzsignals SIF zu detektieren. In Abhängigkeit von einer Änderung in dem Feldstärken-Detektionssignal EAs, das von dem Feldstärkendetektor 7 abgegeben wird, werden dann ein Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 4, eine obere Grenzfrequenz-Charakteristik (f-Charakteristik) des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 5 sowie eine Trenn-Charakteristik (Trennungsausmaß) des Stereodemodulators 6 zum Erzeugen von Links-Rechts-Kanalsignalen DL, DR mit einem akzeptablen Signal-Rausch-Abstand gesteuert, um dadurch den Einfluß der Mehrweg-Verzerrung durch Verbessern des Signal-Rausch-Abstands im wesentlichen zu eliminieren.
Es ist zwar in der vorstehend genannten japanischen Gebrauchsmuster-Veröffentlichung nicht beschrieben, jedoch ist auch ein Verfahren vorgeschlagen worden, bei dem der Empfänger mit einem Detektionsbereich 9 ausgestattet ist, der nicht nur den vorstehend beschriebenen Feldstärken-Detektor 7 beinhaltet, sondern auch einen Rauschbetrag-Detektor 8 zum Detektieren einer in dem Feldstärken-Detektionssignal EAs enthaltenen Rauschkomponente.
Auf der Basis des von dem Rauschbetrag-Detektor 8 abgegebenen Rausch-Detektionssignal NAs und dem vorstehend erwähnten Feldstärken-Detektionssignal EAs werden dann ein Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 4, eine obere Grenzfrequenz-Charakteristik (f-Charakteristik) des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 5 sowie eine Trenn-Charakteristik (Trennungsausmaß) des Stereodemodulators 6 zum Erzeugen von Links-Rechts-Kanalsignalen DL, DR mit einen akzeptablen Signal-Rausch-Abstand gesteuert, um dadurch den Einfluß von der Mehrweg-Verzerrung durch Verbessern des Signal-Rausch-Abstands im wesentlichen zu eliminieren.
Der vorstehend beschriebene herkömmliche Empfänger ist jedoch nicht in der Lage, die Mehrweg-Verzerrung direkt zu eliminieren. In Wirklichkeit nimmt ein solcher Empfänger eine Mehrweg-Verzerrung, die aufgrund eines Mehrweg-Einflusses aufgetreten ist, nur als Rauschkomponente auf, wobei er die jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessors 4, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 5 und des Stereodemodulators 6 derart steuert, daß der Einfluß der Mehrweg-Verzerrung durch Verbessern des Signal-Rausch-Abstands im wesentlichen eliminiert wird.
Aus diesem Grund ist ein weiterer Verstärker vorgeschlagen worden, der versucht, den Signal-Rausch-Abstand weiter zu verbessern, und zwar durch Eliminieren der Mehrweg-Verzerrung aus dem Zwischenfrequenzsignal SIF sowie durch Steuern der jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 4, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 5 und des Stereodemodulators 6, die dem FM-Detektor 3 sukzessive folgend angeordnet sind.
Dieser Empfänger, der die Mehrweg-Verzerrung aus dem Zwischenfrequenzsignal SIF eliminiert, ist ausgestattet mit einem A/D-Wandler zum Umwandeln des von einem ZF-Verstärker abgegebenen Zwischenfrequenzsignals SIF in ein Zwischenfrequenzsignal, das aus einer digitalen Datensequenz besteht, sowie aus einem digitalen Filter zum Ausführen einer vorbestimmten digitalen Signalverarbeitung an dem vorstehend genannten, von dem A/D-Wandler abgegebenen Zwischenfrequenzsignal (das aus einer digitalen Datensequenz besteht). Ferner sind auch der FM-Detektor 3, der Stumm-Prozessor 4, das Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 5 und der Stereodemodulator 6, die in 5 gezeigt sind, alle als digitale Schaltungen oder dergleichen ausgebildet.
Genauer gesagt, es wird das von dem A/D-Wandler abgegebene Zwischenfrequenzsignal (das aus einer digitalen Datensequenz besteht) zuerst dem digitalen Filter zugeführt, das die umgekehrte Charakteristik des Ausbreitungsweges einer ankommenden Welle hat, woraufhin der Empfang eines digitalen Signalverarbeitungssignals erfolgt, um dadurch die Mehrweg-Verzerrung zu eliminieren. Anschließend wird das Zwischenfrequenzsignal, dessen Mehrweg-Verzerrung bereits eliminiert worden ist, einer FM-Detektion in dem durch eine digitale Schaltung oder dergleichen gebildeten FM-Detektor unterzogen.
Ferner wird das auf diese Weise detektierte FM-Detektionssignal einer Signalverarbeitung in dem Stumm-Prozessor 4, dem Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 5 und dem Stereodemodulator 6 unterzogen, die alle durch digitale Schaltungen oder dergleichen gebildet sind, so daß eine Eliminierung der Mehrweg-Verzerrung und eine Verbesserung des Signal-Rausch-Abstands realisiert werden.
Es hat sich jedoch herausgestellt, daß der mit dem digitalen Filter zum Eliminieren der Mehrweg-Verzerrung ausgestattete Empfänger ein Problem mit sich bringt, das im folgenden erläutert wird. Es gibt nämlich immer noch keine geeignete und ausreichende Analyse im Hinblick auf Signale, bei denen Bereiche des Empfängers zum Detektieren des Feldstärken-Detektionssignals und des Rausch-Detektionssignals ver wendet werden können, die beide zum Steuern der jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessors 4, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 5 und des Stereodemodulators 6 erforderlich sind, noch gibt es irgendeine geeignete und ausreichende Analyse hinsichtlich der Art der Steuerung des Stumm-Prozessors 4, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 5 und des Stereodemodulators 6.
Obwohl die Mehrweg-Verzerrung durch Vorsehen des digitalen Filters eliminiert werden kann, gibt es somit dennoch keine adäquate Optimierung zum Verwirklichen eines verbesserten Signal-Rausch-Abstands durch den Stumm-Prozessor 4, das Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 5 und den Stereodemodulator 6.
Kurzbeschreibung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist zum Lösen der vorstehend geschilderten Probleme des Standes der Technik erfolgt, und ein Ziel der Erfindung besteht in der Angabe eines Empfängers, der mit einem Mehrweg-Eliminierungsfilter ausgestattet ist und zum Realisieren eines verbesserten Signal-Rausch-Abstands optimiert ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger angegeben, der folgendes aufweist:
ein Mehrweg-Eliminierungsfilter, um ein digitalisiertes frequenzmoduliertes oder phasenmoduliertes Signal mit einer Zwischenfrequenz als Eingangssignal zu empfangen und um eine Mehrweg-Verzerrung aus dem Eingangssignal zu entfernen;
einen Detektor zum Detektieren eines gewünschten Signals, das von dem Mehrweg-Eliminierungsfilter abgegeben wird;
einen Demodulator zum Demodulieren eines von dem Detektor detektierten Detektionssignals; einen ersten Feldstärken-Detektor zum Detektieren einer ersten Feldstärke von dem Eingangssignal;
einen zweiten Feldstärken-Detektor zum Detektieren einer zweiten Feldstärke von dem gewünschten Signal;
einen Rauschbetrag-Detektor zum Detektieren einer Rauschkomponente, die in dem zweiten Feldstärken-Detektionssignal enthalten ist; und
eine Steuerung, um zumindest eine Stumm-Steuerung, eine Höhenabsenk-Steuerung und eine Trennsteuerung an dem Demodulator durchzuführen, und zwar in Abhängigkeit von einer Änderung der von dem ersten Feldstärken-Detektor detektierten ersten Feldstärke und einer Änderung der von dem Rauschbetrag-Detektor detektieren Rauschkomponente.
Insbesondere arbeitet die Steuerung derart, daß sie die erste Feldstärke mit einem ersten Schwellwert und einem zweiten Schwellenwert vergleicht, die in Relation zu der Feldstärke vorbestimmt sind, um die Stumm-Steuerung an dem Demodulator vorzunehmen, wenn die erste Feldstärke niedriger ist als der erste Schwellenwert, um die Höhenabsenk-Steuerung an dem Demodulator vorzunehmen, wenn die erste Feldstärke zwischen dem ersten Schwellenwert und dem zweiten Schwellenwert liegt, und um die Trenn-Steuerung an dem Demodulator vorzunehmen, wenn die erste Feldstärke den zweiten Schwellenwert überschreitet.
Insbesondere arbeitet die Steuerung derart, daß sie die detektierte Rauschkomponente mit einem dritten Schwellenwert und einem vierten Schwellenwert vergleicht, die in Relation zu dem Rauschkomponentenbetrag vorbestimmt sind, um die Trenn-Steuerung an dem Demodulator vorzunehmen, wenn die detektierte Rauschkomponente niedriger ist als der dritte Schwellenwert, um die Höhenabsenk-Steuerung an dem Demodulator vorzunehmen, wenn die detektierte Rauschkomponente zwischen dem dritten Schwellenwert und dem vierten Schwellenwert liegt, und um die Stumm-Steuerung an dem Demodulator vorzunehmen, wenn die detektierte Rauschkomponente den vierten Schwellenwert überschreitet.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Diese und weitere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich in deutlicher Weise aus der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen; darin zeigen:
1 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Ausbildung eines Empfängers, der gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist;
2 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Ausbildung eines in 1 dargestellten Mehrweg-Eliminierungsfilters;
3A und 3B graphische Darstellungen zur Erläuterung der Arbeitsweise der in 1 gezeigten Steuerung;
4A und 4B Blockdiagramme zur Erläuterung der Ausbildung der Empfänger der Beispiele 1 und 2 zum Beurteilen des in 1 und 2 dargestellten Empfängers; und
5 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Ausbildung eines herkömmlichen Empfängers.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Im folgenden wird zur Erläuterung als ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein Funk-Empfänger zum Empfangen von FM-Sendungen oder dergleichen beschrieben. 1 zeigt ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Ausbildung des Empfängers, der gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ausgebildet ist.
Wie in 1 gezeigt ist, besitzt der Empfänger eine Abschlußeinheit zum Erzeugen eines Zwischenfrequenzsignals durch Ausführen einer gemischten Detektion von empfangenen Hochfrequenzsignalen, die durch eine Empfangsantenne (nicht gezeigt) empfangen werden, sowie einen ZF-(Zwischenfrequenz-)Verstärker, der das Zwischenfrequenzsignal auf einen für die Signalverarbeitung geeigneten Pegel verstärkt. Der Empfänger beinhaltet ferner einen A/D-Wandler 10, der ein Zwischenfrequenzsignal DIF abgibt, das aus einer digitalen Datensequenz besteht, und zwar durch Ausführen einer A/D-Wandlung eines von dem ZF-Verstärker abgegebenen verstärkten Zwischenfrequenzsignals SIF.
Der A/D-Wandler 10 ist mit einem Mehrweg-Eliminierungsbereich 13 und einem ersten Feldstärken-Detektor 18 verbunden. Der Mehrweg-Eliminierungsbereich 13 beinhaltet eine automatische Verstärkungssteuerschaltung 11 (die im folgenden als "AGC-Schaltung" bezeichnet wird), die ein Zwischenfrequenzsignal DIF als Eingangssignal empfängt, sowie ein Mehrweg-Eliminierungsfilter 12, das aus einem digitalen Filter besteht.
Der Ausgang des Mehrweg-Eliminierungsfilters 12 ist mit einem FM-Detektor 14 verbunden, während der Ausgang des FM-Detektors 14 mit einem als Demodulationseinrichtung dienenden Stumm-Prozessor 15, einem Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 16 und einem Stereodemodulator 17 verbunden ist, die in der in 1 dargestellten Weise in Reihe geschaltet sind.
Weiterhin ist der Ausgang des Mehrweg-Eliminierungsfilters 12 auch mit einem zweiten Feldstärken-Detektor 19 verbunden, dessen Ausgang mit einem Rauschbetrag-Detektor 20 verbunden ist.
Weiterhin ist der Empfänger mit einer Steuerung 21 versehen, die ein von dem ersten Feldstärken-Detektor 18 abgegebenes erstes Feldstärken-Detektionssignal Es1 sowie ein von dem Rauschbetrag-Detektor 20 abgegebenes Rausch-Detektionssignal Ns empfängt und die jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessor 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in Abhängigkeit von einer Änderung des Rausch-Detektionssignals Ns in variabler Weise steuert.
Die vorstehend genannte AGC-Schaltung 11, das Mehrweg-Eliminierungsfilter 12, der FM-Detektor 14, der Stumm-Prozessor 15, das Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 16, der Stereodemodulator 17, der erste Feldstärken-Detektor 18, der zweite Feldstärken-Detektor 19, der Rauschbetrag-Detektor 20 und die Steuerung 21 sind alle als digitale Schaltungen oder als digitale Signalprozessoren (DSP) ausgebildet.
Die vorstehend erwähnte AGC-Schaltung 11 stellt automatisch eine Verstärkung ein, um ein von dem A/D-Wandler 10 zugeführtes Zwischenfrequenzsignal DIF auf ein Zwischenfrequenzsignal X_in(t) mit einer vorbestimmten konstanten Amplitude einzustellen, wobei dieses Signal dann dem Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 zugeführt wird. In Anbetracht der Tatsache, daß die Amplituden eines frequenzmodulierten Signals oder eines phasenmodulierten Signals von Beginn an konstant sind, ist die AGC-Schaltung 11 vorgesehen, um dem Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 ein auf eine konstante Amplitude eingestelltes Zwischenfrequenzsignal X_in(t) zuzuführen.
Das Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 ist derart ausgebildet, wie dies in 2 in einem Blockdiagramm dargestellt ist; es beinhaltet ein digitales Filter ADF, einen Hüllkurven-Detektionsbereich 22, einen Fehlerdetektionsbereich 23, einen Fehlerkomponenten-Begrenzungsbereich 34 und eine Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25.
Das digitale Filter ADF ist gebildet aus einem digitalen FIR-Filter oder einem digitalen IIR-Filter, das durch Ausführen der Taylor-Entwicklung der Sperrkenndaten eines Ausbreitungsweges angenähert wird, bis eine elektrische Welle an der vorstehend genannten Empfangsantenne ankommt. Bei variablem Abgriffkoeffizienten erzeugt das digitale Filter ADF ferner ein gewünschtes Signal und gibt dieses ab (mit anderen Worten ein vorhergesagtes Signal Y(t), dessen Mehrweg-Verzerrung aus einem Zwischenfrequenzsignal X_in(t) entfernt worden ist.
Unter kontinuierlicher Verzögerung eines Zwischenfrequenzsignals X_in(t) unter Verwendung von m Pegeln von Verzögerungselementen D₀ – D_m–1, die als Verzögerungszeit T gleich einer inversen Zahl der vorstehend genannten Abtastfrequenz vorgegeben sind, werden m Multiplizierer MP₀ – MP_m (m: Anzahl der Abgriffe) betätigt, um das neueste Zwischenfrequenzsignal X₀(t) sowie die von den Verzögerungselementen D₀ – D_m–1 abgegebenen Zwischenfrequenzsignale X₁(t) – X_mt mit den Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) zu multiplizieren, woraufhin ein Addierer ADD verwendet wird, um m Ausgangssignale der Multiplizierer MP₀ – MP_m zusammenzuaddieren und dadurch ein gewünschtes Signal (Y(t)) zu erzeugen, das keine Mehrweg-Verzerrung enthält, und dieses Signal dann abzugeben.
Der Hüllkurven-Detektionsbereich 22 beinhaltet eine Recheneinheit 22a zum Berechnen des Quadrats |X_in(t)|² des Absolutwerts eines Zwischenfrequenzsignals X_in(t), ein Verzögerungselement D_a zum Verzögern des Ausgangssignals der Recheneinheit 22a um eine Verzögerungszeit T sowie zum anschließenden Abgeben des Ausgangssignals, einen Addierer 22b zum Zusammenaddieren des Ausgangs-werts |X_in(t)|² der Recheneinheit 22a sowie des Ausgangswerts |X_in(t) – 1|² des Verzögerungselements D_a, um dadurch ein Hüllkurvensignal X_e(t) abzugeben, das die Hüllkurve des Zwischenfrequenzsignals X_in(t) anzeigt, sowie ein digitales Tiefpaßfilter 22c, das ein Referenzsignal V_th(t) eines Gleichstromes durch Glätten des Hüllkurvensignals X_c(t) abgibt.
Das heißt, der Hüllkurven-Detektionsbereich 22 erzeugt das Referenzsignal V_th(t) eines Gleichstroms in Anbetracht der Tatsache, daß die Amplituden eines FM-Modulationssignals und eines Phasenmodulationssignals von Beginn an konstant sind, und gibt dieses Signal ab.
Der Fehlerdetektionsbereich 23 beinhaltet eine Recheneinheit 23a zum Berechnen des Quadrats |Y(t)|² des Absolutwerts eines gewünschten Signals Y(t), das von dem digitalen Filter ADF abgegeben wird, ein Verzögerungselement Db zum Verzögern des Ausgangssignals der Recheneinheit 23a um eine Verzögerungszeit T sowie zum anschließenden Abgeben des Ausgangssignals, einen Addierer 23b zum Aufaddieren des Ausgangswerts |Y(t)|² der Recheneinheit 23a und des Ausgangswerts |Y(t) – 1|² des Verzögerungselements Db, um dadurch ein Hüllkurvensignal Y_e(t) abzugeben, das die Hüllkurve des gewünschten Signals Y(t) anzeigt, sowie einen Subtrahierer 23c zum Ausführen einer Subtraktionsverarbeitung, um eine Fehlerkomponente e(t) aufzufinden, die eine Differenz zwischen dem Hüllkurvensignal Y_e(t) und dem vorstehend genannten Referenzsignal V_th(t) darstellt.
Der Fehlerkomponenten-Begrenzungsbereich 24 beinhaltet eine Absolutwert-Detektionsschaltung 24a, ein digitales Tiefpaßfilter 24b, eine Amplitudensteuerschaltung 24c und eine Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d.
Die Absolutwert-Detektionseinheit 24a stellt den Absolutwert |e(t)| der Fehlerkomponente e(t) fest, während das digitale Tiefpaßfilter 24b eine geglättete Fehlerkomponente D_ce(t) durch Glätten des Absolutwerts |e(t)| erzeugt und abgibt.
Die Amplitudensteuerschaltung 24c überwacht die Amplitude einer Fehlerkomponente D_ce(t) in genauer Weise. Wenn die Amplitude der Fehlerkomponente D_ce(t) einen vorbestimmten Wert überschreitet, steuert die Amplitudensteuerschaltung 23c die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d derart, daß ein Signal abgegeben wird, bei dem die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) gesperrt worden ist, d.h. eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t).
Wenn dagegen die Amplitude der Fehlerkomponente D_ce(t) einen vorbestimmten Wert nicht erreicht hat, steuert die Amplitudensteuerschaltung 24c die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d zum Abgeben einer Fehlerkomponente als korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) ohne Sperren der Amplitude der Fehlerkomponente e(t).
Hierbei ist die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch ein digitales Dämpfungselement oder einen Verstärker gebildet, und sie ändert einen Dämpfungsfaktor oder einen Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der von der vorstehend genannten Amplitudensteuerschaltung 24c ausgeführten Steuerung, um dadurch eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) abzugeben, bei der die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) gesperrt worden ist.
Wenn die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch ein digitales Dämpfungsglied gebildet ist und wenn die Amplitude einer Fehlerkomponente D_ce(t) einen vorbestimmten Wert nicht erreicht hat, dann wird die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch die Amplitudensteuerschaltung 24c derart gesteuert, daß deren Dämpfungs faktor bei 0 dB gesetzt wird, um dadurch eine Fehlerkomponente e(t) als korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) abzugeben, ohne daß irgendeine Korrektur durchgeführt wird.
Wenn dagegen die Amplitude der Fehlerkomponente D_ce(t) den vorbestimmten Wert überschritten hat, so wird die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch die Amplitudensteuerschaltung 24c derart gesteuert, daß ihr Dämpfungsfaktor zunimmt, um dadurch eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) abzugeben, wobei die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) gesperrt bzw. unterdrückt ist.
Wenn die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch einen Verstärker gebildet ist und wenn die Amplitude einer Fehlerkomponente D_ce(t) einen vorbestimmten Wert nicht erreicht hat, dann wird die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch die Amplitudensteuerschaltung 24c derart gesteuert, daß ihr Verstärkungsfaktor bei einem vorbestimmten standardmäßigen Verstärkungsfaktor gehalten bleibt, um dadurch eine Fehlerkomponente e(t) als korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) ohne Ausführung irgendeiner Korrektur abzugeben.
Wenn dagegen die Amplitude der Fehlerkomponente D_ce(t) den vorbestimmten Wert überschritten hat, so wird die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d durch die Amplitudensteuerschaltung 24c derart gesteuert, daß ihr Verstärkungsfaktor auf einen niedrigeren Wert als den standardmäßigen Verstärkungsfaktor vermindert wird, um dadurch eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) abzugeben, wobei die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) unterdrückt wird.
Ferner stellt bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Amplitudensteuerschaltung 24c einen logarithmischen Wert einer Fehlerkomponente D_ce(t) fest, die einen vorbestimmten Wert überschritten hat, und stellt dann den Dämpfungsfaktor oder den Verstärkungsfaktor der Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d in Abhängigkeit von einem zu dem logarithmischen Wert proportionalen Wert ein, um dadurch eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) abzugeben, wobei die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) unterdrückt ist.
Die Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25 erhält synchron mit der Verzögerungszeit T eine von der Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d abgegebene korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t), und sie steuert die Abgriffkoeffizienten K₀(t – 1) – K_m(t – 1) der jeweiligen Multiplizierer MP₀ – MP_m in variabler und adaptiver Weise in Abhängigkeit von einem Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus, wie er durch die nach folgende Gleichung (1) ausgedrückt wird, um dadurch die korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) oder eine von dem Subtrahierer 23c abgegebene Fehlerkomponente e(t) bei nahezu Null zum Konvergieren zu bringen.
Genauer gesagt, es bringt die nachfolgende Gleichung (1) Faktoren von Reflexionswellenkomponenten zum Ausdruck, die Mehrweg-Verzerrung hervorrufen, wobei man diese durch Ausführen der Taylor-Entwicklung der Sperrkenndaten eines Ausbreitungsweges bis zur Ankunft einer elektrischen Welle an einer Empfangsantenne ANT erzielen kann. Kj(t) = Kj(t – 1) – α·ecp(t)·{Xj(t)·Y(t) + Xj(t – 1)·Y(t – 1)} (1), (dabei bedeuten j = 0, 1, 2, 3, ... m – 1; α > 0; t eine natürliche Zahl, die einen Zeitpunkt einer jeden Verzögerungszeit T darstellt).
Das in der vorstehend beschriebenen Weise ausgebildete Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 wiederholt nach Empfang eines Zwischenfrequenzsignals X_in(t) die vorstehend erläuterte Verarbeitung in Synchronisation mit der vorstehend genannten Verzögerungszeit T.
Während das digitale Filter ADF in kontinuierlicher Weise ein Zwischenfrequenzsignal X_in(t) um eine Verzögerungszeit T auf der Basis von m Pegeln von Verzögerungselementen D₀ – D_m–1 verzögert, multipliziert es dieses mit den Abgriffkoeffizienten K₀(t – 1) – K_m(t – 1) der Multiplizierer MP₀ – MP_m, woraufhin das Aufaddieren von m Ausgangssignalen der Multiplizierer MP₀ – MP_m unter Verwendung eines Addierers ADD folgt, um dadurch ein gewünschtes Signal Y(t) zu erzeugen und dieses dem FM-Detektor 14 zuzuführen.
Während der Erzeugung des Referenzsignals V_th(t) als Auswertungskriterium in dem vorstehend genannten Hüllkurven-Detektionsbereich 22 berechnet der Fehlerdetektionsbereich 23 ferner eine Fehlerkomponente e(t) zwischen dem Referenzsignal V_th(t) und einem Hüllkurvensignal Y_e(t) des gewünschten Signals Y(t) und erzeugt eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t), wobei die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) durch den Fehlerkomponenten-Begrenzungsbereich 24 unterdrückt wird.
Anschließend führt die Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25 eine variable und adaptive Steuerung der jeweiligen Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) des digitalen Filters ADF in Abhängigkeit von dem durch die vorstehend genannte Gleichung (1) ausgedrückten Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus aus, um dadurch die korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) oder eine Fehlerkomponente e(t) auf nahezu Null zu konvergieren.
Wenn die Amplitude einer Fehlerkomponente e(t) einen vorbestimmten Wert wahrscheinlich überschreitet, werden aufgrund des Mehrweg-Eliminierungsfilters 12 Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) in variabler Weise gesteuert, und zwar in Abhängigkeit von einer korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t), bei der die Amplitude der Fehlerkomponente e(t) unterbunden worden ist, wie dies in der vorstehenden Gleichung (1) gezeigt ist.
Auf diese Weise kann eine Veränderung der Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) unterbunden werden, so daß es möglich wird, die korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) oder die Fehlerkomponente e(t) rasch auf nahezu Null zu konvergieren. Auf diese Weise ist es möglich, das digitale Filter ADF zu stabilisieren, so daß sich ein Mehrweg-Eliminierungsfilter realisieren läßt, das im Hinblick auf eine Mehrweg-Situation einen stabilisierten Konvergiervorgang ausführen kann.
Sobald die Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25 eine variable Steuerung an den Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) gemäß dem in der vorstehenden Gleichung (1) ausgedrückten Algorithmus ausführt, wird genauer gesagt eine für das Konvergieren notwendige Zeit in Abhängigkeit von einem vorbestimmten Koeffizientenwert α bestimmt.
Da eine von dem Subtrahierer 23c abgegebene Fehlerkomponente e(t) durch den Absolutwert-Detektor 24a in das digitale Tiefpaßfilter 24b eingespeist wird, so wird eine Fehlerkomponente D_ce(t) in Abhängigkeit von der Zeitkonstantencharakteristik des digitalen Tiefpaßfilters 24b allmählich bestimmt. Genauer gesagt, es wird während einer Periode bis zum Zuführen einer bestimmten Fehlerkomponente D_ce(t) zu der Amplitudenbegrenzungsschaltung 24c, mit anderen Worten während einer Periode, in der die Fehlerkomponente D_ce(t) noch nicht bestimmt worden ist, aufgrund der Tatsache, daß die Amplitude der Fehlerkomponente e(t) immer noch niedrig ist, eine korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) nahezu gleich der Fehlerkomponente e(t).
Auf der Basis der korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) besteht dann, sobald die Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25 eine variable Steuerung an den Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) in Abhängigkeit von dem durch die vorstehende Gleichung (1) ausgedrückten Algorithmus ausführt, die Möglichkeit zum Konvergieren der korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) oder der Fehlerkomponente e(t) mit einer Geschwindigkeit, die von dem vorbestimmten Koeffizientenwert α abhängig ist, so daß es möglich ist, das digitale Filter ADF zu stabilisieren.
Wenn dagegen eine Möglichkeit besteht, daß ein digitales Filter ADF aufgrund eines Einflusses von einer Mehrweg-Situation instabil wird, dann wird nach dem Verstreichen einer Zeitdauer, die durch die Zeitkonstante des digitalen Tiefpaßfilters 14b bestimmt wird, eine eine vorbestimmte Amplitude übersteigende Fehlerkomponente D_ce(t) bestimmt und dann der Amplitudensteuerschaltung 24c zugeführt. Auf diese Weise steuert die Amplitudensteuerschaltung 24c die Amplitudenbegrenzungsschaltung 24d zum Sperren der Amplitude der Fehlerkomponente e(t), um dadurch das amplitudengesperrte Signal als korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) abzugeben.
Auf der Basis der korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) mit gesperrter Amplitude führt die Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25 eine variable Steuerung der Abgriffkoeffizienten K₀(t) – K_m–1(t) in Abhängigkeit von dem in der vorstehenden Gleichung (1) ausgedrückten Algorithmus durch, und ein Multiplikationswert der korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) mit dem Koeffizienten α wird klein, so daß der Wert des Koeffizienten α beträchtlich verringert wird. Infolgedessen läßt sich eine Zeitdauer verkürzen, die zum Konvergieren der korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) oder der Fehlerkomponente e(t) auf nahezu Null erforderlich ist, so daß sich das digitale Filter ADF stabilisieren läßt.
Auf diese Weise ist das Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 derart ausgebildet, daß es den Konvergierungsvorgang in bezug auf eine Mehrweg-Situation in stabiler Weise ausführen kann.
Wie unter erneuter Bezugnahme auf 1 ersichtlich, erzeugt der FM-Detektor 14 ein zusammengesetztes Signal durch FM-Detektion des von dem digitalen Filter ADF abgegebenen gewünschten Signals Y(t), und er gibt dieses Signal ab.
Der Stumm-Prozessor 15 ist als variables digitales Dämpfungsglied ausgebildet, das in der Lage ist, die Amplitude des zusammengesetzten Signals einzustellen.
Das Hochfrequenz-Eliminierungsfilter 16 ist als variables digitales Filter ausgebildet, das in der Lage ist, eine Hochfrequenzverstärkung zu verändern, um eine Hochfrequenzkomponente des von dem Stumm-Prozessor 15 abgegebenen zusammengesetzten Signals zu eliminieren.
Der Stereodemodulator 17 beinhaltet eine Matrixschaltung, die in variabler Weise ein Trennungsausmaß regulieren kann und ferner eine Rückentzerrungs- bzw. Deemphasis-Schaltung beinhaltet. Durch Matrixverarbeitung des zusammengesetzten Signals von dem Stumm-Prozessor 15 in Abhängigkeit von dem Trennungsausmaß erzeugt der Stereodemodulator 17 die Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR und gibt diese ab.
Der erste Feldstärken-Detektor 18 führt eine AM-Detektion eines von dem A/D-Wandler 10 abgegebenen Zwischenfrequenzsignals DIF durch oder er führt zuerst die AM-Detektion durch und berechnet dann einen effektiven Wert, um eine Feldstärke einer Empfangsantenne zu detektieren sowie das erste Feldstärken-Detektionssignal Es1 der Steuerung 21 zuzuführen.
Der zweite Feldstärken-Detektor 19 führt eine AM-Detektion eines von dem Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 abgegebenen gewünschten Signals Y(t) durch oder er führt zuerst die AM-Detektion durch und berechnet dann einen effektiven Wert, um eine auf eine Rauschkomponente bezogene Feldstärke einer Empfangsantenne zu detektieren und das zweite Feldstärken-Detektionssignal Es2 dem Rauschbetrag-Detektor 20 zuzuführen.
Der Rauschbetrag-Detektor 20 detektiert eine Rauschkomponente aus dem zweiten Feldstärkensignal Es2 und führt das Rauschdetektionssignal Ns der Steuerung 21 zu.
Die Steuerung 21 empfängt das erste Feldstärken-Detektionssignal Es1 und das Rauschdetektionssignal Ns und führt eine (noch zu beschreibende) Verarbeitung gemäß der Darstellung in den 3A und 3B durch, um die jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in variabler Weise zu steuern und dadurch Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR mit akzeptablem Signal-Rausch-Abstand durch den Stereodemodulator 17 abzugeben.
Das heißt, die Steuerung 21 führt eine exakte Überwachung der Änderungen des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 und des Rauschdetektionssignals Ns durch und steuert die jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in variabler Weise nach Maßgabe von Steuersignalen CNT1, CNT2 und CNT3 in Abhängigkeit von den Änderungen der Signale Es1 und Ns.
Wie in 3A gezeigt, wird dann das erste Feldstärken-Detektionssignal Es1 mit einem ersten Schwellenwert Eth1 und einem zweiten Schwellenwert Eth2 verglichen, die vorab bestimmt werden, zu der Feldstärke in Beziehung stehen und unterschiedliche Werte aufweisen. Wenn der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 niedriger ist als der erste Schwellenwert Eth1, so wird ein Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 15 in Abhängigkeit von dem Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 in variabler Weise gesteuert (stummgesteuert), um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Wenn nämlich der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 niedriger ist als der erste Schwellenwert Eth1, dann wird ein Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 15 jedesmal erhöht, wenn der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 verringert wird, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Wenn ferner eine Umgebung experimentell sichergestellt werden kann, in der sich Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR mit akzeptablem Signal-Rausch-Abstand erzielen lassen und wenn ein Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 15 zu diesem Zeitpunkt, eine f-Charakteristik des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 sowie das Trennungausmaß des Stereodemodulators 17 als Standard-Charakteristika bestimmt werden, die dann vorab in der Steuerung 21 gespeichert werden, ist es möglich, eine Steuerung in Abhängigkeit von dem Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 durchzuführen, wobei die Standardcharakteristika als Kriterien verwendet werden.
Wenn der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 zwischen dem ersten Schwellenwert Eth1 und dem zweiten Schwellenwert Eth2 liegt, so arbeitet die Steuerung 21 derart, daß sie eine f-Charakteristik (Hochfrequenzverstärkung) des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 in variabler Weise steuert (Höhenabsenk-Steuerung), um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Das heißt, wenn der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 zwischen dem ersten Schwellenwert Eth1 und dem zweiten Schwellenwert Eth2 liegt, sowie immer dann, wenn das erste Feldstärken-Detektionssignal Es1 geringer wird, dann wird eine f-Charakteristik des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 zum Dämpfen von dessen Hochfrequenzverstärkung gesteuert, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Wenn der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 größer wird als der zweite Schwellenwert Eth2, führt der Steuerbereich 21 eine Trenn-Steuerung zum Ändern des Trennungsausmaßes des Stereodemodulators 17 durch, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Das heißt, wenn der Wert des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 größer wird als der zweite Schwellenwert Eth2, wird bei jedem Anstieg des Werts des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1 die Trenn-Steuerung zum Erhöhen des Trennungsausmaßes des Stereodemodulators 17 durchgeführt.
Wie ferner in 3B gezeigt ist, arbeitet die Steuerung 21 derart, daß sie ein Rausch-Detektionssignal Ns mit einem dritten Schwellenwert Nth1 und einem vierten Schwellenwert Nth2 vergleicht, die vorab in Relation zu der Rauschkomponente bestimmt werden, wobei die Steuerung 21 eine variable Steuerung der jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 ausführt, um dadurch Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR mit einem akzeptablen Signal-Rausch-Abstand durch den Stereodemodulator 17 abzugeben.
Wenn zunächst der Wert des Rauschdetektionssignals Ns niedriger ist als der dritte Schwellenwert Nth1, führt die Steuerung 21 eine Trenn-Steuerung zum Ändern des Trennungsausmaßes des Stereodemodulators 17 aus, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Das heißt, selbst wenn der Wert des Rauschdetektionssignals Ns niedriger ist als der dritte Schwellenwert Nth1, wird bei jedem Ansteigen des Werts des Rauschdetektionssignals Ns eine Trenn-Steuerung zum Vermindern des Trennungsausmaßes des Stereodemodulators 17 durchgeführt.
Wenn als nächstes der Wert des Rauschdetektionssignals Ns zwischen dem dritten Schwellenwert Nth1 und dem vierten Schwellenwert Nth2 liegt, arbeitet die Steuerung 21 derart, daß sie eine f-Charakteristik (eine Hochfrequenzverstärkung) des Hoch frequenz-Eliminierungsfilters 16 in variabler Weist steuert, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Das heißt, wenn der Wert des Rauschdetektionssignals Ns zwischen dem dritten Schwellenwert Nth1 und dem vierten Schwellenwert Nth2 liegt, wird bei jedem Anstieg des Werts des Rauschdetektionssignals Ns eine f-Charakteristik zum Dämpfen seiner Hochfrequenzverstärkung gesteuert, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Wenn als nächstes der Wert des Rauschdetektionssignals Ns größer wird als der vierte Schwellenwert Nth2, arbeitet die Steuerung 21 derart, daß sie den Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 15 in Abhängigkeit von dem Wert des Rauschdetektionssignals Ns in variabler Weise steuert, um dadurch den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Das heißt, wenn der Wert des Rauschdetektionssignals Ns größer ist als der vierte Schwellenwert Nth2, wird bei jedem Anstieg des Werts des Rauschdetektionssignals Ns der Dämpfungsbetrag des Stumm-Prozessors 15 ebenfalls erhöht, um den Signal-Rausch-Abstand zu verbessern.
Aufgrund einer Kombination, mit der sich beide Bedingungen gemäß 3A und 3B bewerkstelligen lassen, arbeitet die Steuerung 21 anschließend derart, daß sie die jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in variabler Weise steuert, um dadurch Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR mit einem akzeptablen Signal-Rausch-Abstand zu erzeugen.
Wie vorstehend beschrieben, arbeitet bei dem Empfänger gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der erste Feldstärken-Detektor 18 derart, daß er eine Feldstärke von einem Zwischenfrequenzsignal DIF detektiert, das von dem A/D-Wandler 10 abgegeben worden ist, jedoch nicht in den Mehrweg-Eliminierungsabschnitt 13 eingegeben worden ist, um dadurch die Feldstärke der Empfangsantenne in korrekter Weise zu detektieren.
Da die jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in Abhängigkeit von dem detektierten ersten Feldstärkensignal Es1 gesteuert werden können, ist es möglich, Rechts- Links-Kanalsignale DL und DR mit einem akzeptablen Signal-Rausch-Abstand zu erzeugen.
Ferner arbeitet an dem Mehrweg-Eliminierungsfilter 13 der zweite Feldstärken-Detektor 19 derart, daß er ein zweites Feldstärkensignal Es2 aus einem zum Eliminieren von Mehrweg-Verzerrung bearbeiteten gewünschten Signal Y(t) detektiert, während der Rauschbetrag-Detektor 20 derart arbeitet, daß er ein Rauschsignal aus dem zweiten Feldstärken-Detektionssignal Es2 detektiert, so daß es möglich wird, das Rauschsignal Ns zu detektieren, das einen in dem gewünschten Signal Y(t) verbliebenen Betrag der Rauschkomponente darstellt.
Da die jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in Abhängigkeit von dem Rauschdetektionssignal Ns gesteuert werden können, ist es möglich, Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR mit einem akzeptablen Signal-Rausch-Abstand zu erzeugen.
In Abhängigkeit von den Änderungen sowohl des ersten Feldstärken-Detektionssignals Es1, das eine tatsächliche Feldstärke darstellt, als auch des Rauschdetektionssignals Ns, das aus dem gewünschten Signal Y(t) gefunden wird, das für eine Mehrweg-Verzerrung verarbeitet worden ist, jedoch immer noch eine Rauschkomponente enthält, arbeitet die Steuerung 21 derart, daß sie die jeweiligen Eigenschaften des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in Abhängigkeit von den beiden Bedingungen steuert, die in den 3A und 3B dargestellt sind.
Infolgedessen ist es möglich, die Mehrweg-Verzerrung aufgrund des Mehrweg-Eliminierungsfilters 12 zu eliminieren, sowie Rechts-Links-Kanalsignale DL und DR mit einem akzeptablen Signal-Rausch-Abstand zu erzeugen.
Beim Entwickeln des Empfängers des vorliegenden Ausführungsbeispiels haben die Erfinder der vorliegenden Erfindung ferner zwei in 4A und 4B dargestellte Schaltungen zum Erzeugen eines Feldstärken-Detektionssignals und eines Rausch-Detektionssignals berücksichtigt, wie diese zum Steuern der jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 erforderlich sind. Die nachfolgende Beschreibung soll daher einen Vergleich zwischen dem in 1 dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiel und zwei weiteren Beispielen, wie sie in 4A und 4B dargestellt sind, erläutern.
In den 4A und 4B sind Einheiten, die mit denen in 1 gezeigten identisch sind oder diesen entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Als erstes besitzt der in 4A gezeigte Empfänger (der im folgenden als "Empfänger gemäß Beispiel 1" bezeichnet wird) einen Feldstärken-Detektor 100 für die AM-Detektion eines gewünschten Signals Y(t), das von dem Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 abgegeben wird, um dadurch ein Feldstärken-Detektionssignal Es abzugeben, einen Rauschbetrag-Detektor 200 zum Detektieren eines Betrags einer in dem Feldstärken-Detektionssignal Es enthaltenen Rauschkomponente, um dadurch ein Rauschdetektionssignal Ns abzugeben, sowie eine Steuerung 300, die vorgesehen ist, um in Abhängigkeit von den Änderungen des Feldstärken-Detektionssignals Es und des Rauschdetektionssignals Ns die jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in Abhängigkeit von den beiden Bedingungen zu steuern, die in den 3A und 3B dargestellt sind.
Da bei dem Empfänger gemäß Beispiel 1 der Feldstärken-Detektor 100 nicht zum Detektieren einer Feldstärke aus einem in die AGC-Schaltung eingespeisten Zwischenfrequenzsignal DIF vorgesehen ist, sondern zum Vorhersagen und Detektieren einer Feldstärke von einem gewünschten Signal vorgesehen ist, das von der AGC-Schaltung 11 und dem Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 verarbeitet worden ist, ist es schwierig, eine tatsächliche Feldstärke der Empfangsantenne zu detektieren. Aus diesem Grund versteht es sich, daß der in 1 dargestellte Empfänger als bevorzugtes Ausführungsbeispiel den Signal-Rausch-Abstand in wirksamerer Weise verbessern kann als der in 4A dargestellte Empfänger gemäß Beispiel 1.
Als nächstes weist der in 4B dargestellte Empfänger (der im folgenden als "Empfänger gemäß Beispiel 2" bezeichnet wird) einen Feldstärkendetektor 100 zum Abgeben eines Feldstärken-Detektionssignals Es durch AM-Detektion eines Zwischenfrequenzsignals DIF, das noch nicht zum Eliminieren von Mehrweg-Verzerrung verarbeitet worden ist, einen Rauschbetrag-Detektor 200 zum Detektieren eines in dem Feldstärken-Detektionssignal Es enthaltenen Betrags einer Rauschkomponente, um dadurch ein Rauschdetektionssignal Ns abzugeben, sowie eine Steuerung 300 auf, die dazu vorgesehen ist, um in Abhängigkeit von den Änderungen des Feldstärken-Detektionssignals Es und des Rauschdetektionssignals Ns die jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereo demodulators 17 in Abhängigkeit von den beiden Bedingungen zu steuern, wie diese in den 3A und 3B dargestellt sind.
Da bei dem Empfänger gemäß Beispiel 2 der Feldstärken-Detektor 100 zum Detektieren einer Feldstärke von einem Zwischenfrequenzsignal DIF vorgesehen ist, läßt sich ein Feldstärken-Detektionssignal Es detektieren, das eine tatsächliche Feldstärke einer Empfangsantenne anzeigt. Der Rauschbetrag-Detektor 200 ist jedoch nicht in der Lage, ein Rauschdetektionssignal zu detektieren, das einen Betrag einer Rauschkomponente anzeigt, der in dem gewünschten Signal Y(t) verblieben ist, das durch die AGC-Schaltung 11 und das Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 verarbeitet worden ist. Mit anderen Worten wird das in 4B dargestellte Rauschdetektionssignal Ns nicht zu einem Signal, das in der Lage ist, einen in dem gewünschten Signal Y(t) verbliebenen Betrag einer Rauschkomponente anzuzeigen.
Selbst wenn zum Zweck der Verbesserung eines Signal-Rausch-Abstands in bezug auf ein von dem FM-Detektor 14 abgegebenes zusammengesetztes Signal durch FM-Detektion des gewünschten Signals Y(t), die jeweiligen Charakteristika des Stumm-Prozessors 15, des Hochfrequenz-Eliminierungsfilters 16 und des Stereodemodulators 17 in Abhängigkeit von dem vorstehend genannten Feldstärken-Detektionssignal Es und dem vorstehend genannten Rausch-Detektionssignal Ns gesteuert werden, die von dem Feldstärken-Detektor 100 bzw. dem Rauschbetrag-Detektor 200 abgegeben werden, ist es immer noch schwierig, die Verarbeitung zum ausreichenden Verbessern eines Signal-Rausch-Abstands bei der Verarbeitung eines solchen zusammengesetzten Signals vorzunehmen. Daher ist davon auszugehen, daß der in 1 dargestellte Empfänger als bevorzugtes Ausführungsbeispiel den Signal-Rausch-Abstand in effektiverer Weise verbessern kann als der in 4B gezeigte Empfänger gemäß Beispiel 2.
Obwohl der in 1 gezeigte Empfänger ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, kann das in 2 dargestellte Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 auch einige andere Ausführungen haben.
Obwohl das in 2 gezeigte Mehrweg-Eliminierungsfilter 12 mit einem Fehlerkomponenten-Begrenzungsbereich 24 versehen ist, der zum Gewährleisten von ausgezeichneter Sicherheit vorgesehen ist und die Absolutwert-Detektionseinheit 24a, das digitale Tiefpaßfilter 24b sowie die Amplitudensteuerschaltung 24c beinhaltet, ist es z.B. auch möglich, einen solchen Fehlerkomponenten-Begrenzungsbereich 24 weg zulassen, und zwar unter Zuführung einer von dem Subtrahierer 23c abgegebenen Fehlerkomponente e(t) zu der Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25, anstatt der Zuführung einer korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) zu dieser Aktualisierungseinheit.
Gemäß einer derartigen Ausbildung wird die in der vorstehend genannten Gleichung (1) dargestellte korrigierte Fehlerkomponente e_cp(t) durch die Fehlerkomponente e(t) ersetzt. Ein solches Ersetzen führt jedoch zu keinerlei Problemen beim praktischen Einsatz, wenn ein normaler Empfang in urbanen Gebieten erfolgt.
Darüber hinaus ist es auch möglich, den Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus derart zu verändern, um den in dem ersten Ausdruck auf der rechten Seite der vorstehend genannten Gleichung (1) dargestellten Abgriffkoeffizient K_j(t – 1) mit einer Variablen ν zu multiplizieren sowie die Abgriffkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 25 in die Lage zu versetzen, die Variable ν in Abhängigkeit von der Änderung der vorstehend genannten korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) oder der Fehlerkomponente e(t) in variabler Weise zu steuern.
Selbst wenn bei einer derartigen Ausbildung die Möglichkeit besteht, daß der Betrieb des digitalen Filters ADF aufgrund eines Einflusses einer Mehrweg-Situation instabil wird, ist es immer noch möglich, die Geschwindigkeit zum Konvergieren einer korrigierten Fehlerkomponente e_cp(t) oder einer Fehlerkomponente e(t) auf nahezu Null in Abhängigkeit von dem Wert der Variablen ν zu beschleunigen. Auf diese Weise ist es möglich, ein in bezug auf die Mehrweg-Situation stabiles Mehrweg-Eliminierungsfilter zu realisieren.

Claims

Empfänger, der folgendes aufweist: – ein Mehrweg-Eliminierungsfilter (12), um ein digitalisiertes frequenzmoduliertes oder phasenmoduliertes Signal mit einer Zwischenfrequenz als Eingangssignal zu empfangen und um eine Mehrweg-Verzerrung aus dem Eingangssignal zu entfernen; – einen Detektor (14) zum Detektieren eines gewünschten Signals, das von dem Mehrweg-Eliminierungsfilter (12) abgegeben wird; – einen Demodulator (17) zum Demodulieren eines von dem Detektor detektierten Detektionssignals; – einen ersten Feldstärken-Detektor (18) zum Detektieren einer ersten Feldstärke von dem Eingangssignal; – einen zweiten Feldstärken-Detektor (19) zum Detektieren einer zweiten Feldstärke von dem gewünschten Signal; – einen Rauschbetrag-Detektor (20) zum Detektieren einer Rauschkomponente, die in dem zweiten Feldstärken-Detektionssignal enthalten ist; und – eine Steuerung (21) um zumindest eine Stumm-Steuerung, eine Höhenabsenk-Steuerung und eine Trenn-Steuerung an dem Demodulator durchzuführen, und zwar in Abhängigkeit von einer Änderung der von dem ersten Feldstärken-Detektor detektierten ersten Feldstärke und einer Änderung der von dem Rauschbetrag-Detektor (20) detektierten Rauschkomponente.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Steuerung (21) derart arbeitet, daß sie die erste Feldstärke mit einem ersten Schwellenwert und einem zweiten Schwellenwert vergleicht, die in Relation zu der Feldstärke vorbestimmt sind, um die Stumm-Steuerung an dem Demodulator (17) vorzunehmen, wenn die erste Feldstärke niedriger ist als der erste Schwellenwert, um die Höhenabsenk-Steuerung an dem Demodulator (17) vorzunehmen, wenn die erste Feldstärke zwischen dem ersten Schwellenwert und dem zweiten Schwellenwert liegt, und um die Trenn-Steuerung an dem Demodulator (17) vorzunehmen, wenn die erste Feldstärke den zweiten Schwellenwert überschreitet.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerung (21) derart arbeitet, daß sie die detektierte Rauschkomponente mit einem dritten Schwellenwert und einem vierten Schwellenwert vergleicht, die in Relation zu dem Rauschkomponentenbetrag vorbestimmt sind, um die Trenn-Steuerung an dem Demodulator (17) vorzunehmen, wenn die detektierte Rauschkomponente niedriger ist als der dritte Schwellenwert, um die Höhenabsenk-Steuerung an dem Demodulator (17) vorzunehmen, wenn die detektierte Rauschkomponente zwischen dem dritten Schwellenwert und dem vierten Schwellenwert liegt, und um die Stumm-Steuerung an dem Demodulator (17) vorzunehmen, wenn die detektierte Rauschkomponente den vierten Schwellenwert überschreitet.