DE602004003816T2 - Steuerung ohne Geschwindigkeitsfühler einer Induktionsmaschine unter Verwendung eines PBM-Wechselrichters mit LC Ausgangsfilter - Google Patents

Description

• Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur sensorlosen Drehzahlregelung eines Induktionsmotors, der über einen PBM-Wechselrichter durch ein LC-Ausgangsfilter gespeist wird.
• Hintergrund der Erfindung
• Ein PBM-Wechselrichter einer Spannungsquelle ermöglicht eine stufenlose Drehzahl- und Drehmomentregelung von Wechselstrommotoren, wodurch ein reduzierter Energieverbrauch und eine verbesserte Regelgüte ermöglicht wird. Die Anwendung eines PBM-Wechselrichters bringt jedoch nicht nur Vorteile mit sich, sondern bewirkt auch unerwünschte Effekte im Motor. Die Ausgangsspannung des Wechselrichters besteht aus scharfflankigen Spannungsimpulsen, die Lagerstreuströme und hohe Spannungsbelastungen in Motorisolierungen [1], [2] erzeugen. Die Schwingung bei der Schaltfrequenz bewirkt weitere Verluste und akustische Störungen. Diese Phänomene können durch Hinzufügen eines LC-Filters an den Ausgang des PBM-Wechselrichters beseitigt werden. Ferner kann die EMI Abschirmung des Motorkabels vermieden werden, wenn die Spannung beinahe sinusförmig ist.
• Das Hinzufügen eines LC-Filters zu einem stufenlos regelbaren Antrieb erschwert die Motorregelung. Gewöhnlich wird ein einfaches Volt-pro-Herz-Regelverfahren gewählt. Eine bessere Regelgüte wird durch Anwenden einer Vektorregelung erreicht, d.h. einer feldorientierten Regelung. Es gibt jedoch nur einige Veröffentlichungen, die sich mit der Vektorregelung eines durch einen LC-Filter gespeisten Motors befassen [3]-[5]. In diesen Dokumenten war eine extra Strom- bzw. Spannungsmessung erforderlich, und es wurde ein Drehgeber verwendet. Um eine Kostenersparnis und eine verbesserte Zuverlässigkeit erreichen zu können, wurde in [6] ein Beobachter voller Ordnung (full-order observer) vorgeschlagen, der zusätzliche Strom- bzw. Spannungsmessungen unnötig macht.
• Seit kurzem ist die sensorlose Drehzahlregelung von Wechselmotoren populär geworden. Vielversprechende Schätzverfahren für sensorlose Induktionsmotorantriebe sind drehzahladaptive Beobachter voller Ordnung [7], kombiniert mit Verbesserungen des Regeneriermodusbetriebs [8], [9]. Es sind jedoch noch keine Verfahren veröffentlicht worden, die der sensorlosen Drehzahlregelung von Induktionsmotoren unter Verwendung eines LC Ausgangsfilters dienen.
• Das Problem der Regelsysteme mit Ausgangsfilter nach dem Stand der Technik besteht darin, dass entweder Strom- oder Spannungsmessungen von Motoren oder die Verwendung von Drehgebern erforderlich sind. Beide der vorgenannten Lösungen erhöhen sowohl die Installationskosten als auch die Wartungskosten für das System.
• Kurze Beschreibung [Offenlegung] der Erfindung
• Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zu schaffen, welches das vorgenannte Problem löst. Die erfindungsgemäße Aufgabe wird durch ein Verfahren erreicht, das durch das gekennzeichnet ist, was im selbstständigen Anspruch steht. Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen offenbart.
• Das erfindungsgemäße Verfahren basiert auf der Anwendung eines adaptiven Beobachters voller Ordnung, und es sind für die Vektorregelung des Motors keine weiteren Spannungs-, Strom- oder Drehzahlmessungen erforderlich. Die Anpassung der Rotordrehzahl basiert auf dem Schätzfehler des Wechselrichterstroms. Die Anpassung der Rotordrehzahl kann auf dem gemessenen Wechselrichterstrom basieren, und zwar aufgrund der überraschenderweise festgestellten Tatsache, dass die Querkomponenten des Wechselrichterstroms und der Statorstrom fast identisch sind, d.h. der angewandte LC-Filter zerstört nicht die q-Komponente des Stroms.
• Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass der Induktionsmotor ohne weitere Messungen geregelt werden kann, selbst wenn ein LC-Filter im Wechselrichterausgang verwendet wird. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren können die mit dem LC-Wechselrichter-Ausgangsfilter erzielten Vorteile zusammen mit einem Antrieb benutzt werden, der keine weiteren Mess- oder Feedbacksignale verwendet.
• Dies wird erreicht, indem ein drehzahladaptiver Beobachter voller Ordnung verwendet wird, der für den mit einem LC-Filter ausgerüsteten Induktionsmotorantrieb erweitert ist, was zu einem Antrieb führt, bei dem nur der Wechselrichterausgangsstrom und die Zwischenkreisspannung gemessen wird. Es wird ein einfacher Beobachter-Gain verwendet, und es wird ein Drehzahladaptionssatz eingesetzt, der auf dem Schätzfehler des Wechselrichterstroms basiert. Der Regeneriermodusbetrieb bei niedrigen Drehzahlen wird weiter stabilisiert, indem der Drehzahladaptionssatz modifiziert wird. Die Vektorregelung des hierin beschriebenen Motors basiert auf verschachtelten Regelkreisen.
• Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Im Folgenden wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen genauer beschrieben, wobei
• 1 das Prinzip des Regelsystems zeigt;
• 2 das Signalflussdiagramm der Kaskadenregelung zeigt;
• 3, 3b und 4 geometrische Orte von Stromschätzfehlern zeigen;
• 5 das Signalflussdiagramm eines linearisierten Modells zeigt;
• 6a und 6b Beobachter-Pole zeigen;
• 7 Simulationsergebnisse zeigt;
• 8 Spannungs- und Stromwellenformen der Simulation aus 7 zeigt;
• 9 den Versuchsaufbau zeigt; und
• 10 und 11 Versuchsergebnisse zeigen.
• Detaillierte Beschreibung der Erfindung
• Im Folgenden werden zunächst das Modell und die Regelung des Systems erläutert. Danach erfolgt eine dynamische Analyse des Systems, und Simulations- und Versuchsergebnisse werden ebenfalls beschrieben.
• MODELL UND REGELUNG DES SYSTEMS
• Das Prinzip des Regelsystems ist in 1 dargestellt. Die Ausgangsspannung u _A des Wechselrichters wird durch ein LC-Filter gefiltert, und der Induktionsmotor (IM) wird durch die gefilterte Spannung u _s gespeist. Der Ausgangsstrom i _A des Wechselrichters und die Zwischenspannung u_dc sind die einzigen gemessenen Größen, wohingegen die Statorspannung u _s, der Statorstrom i _s und die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_m des Rotors durch einen Beobachter geschätzt werden (wobei die geschätzten Größen durch '^' markiert sind). Das System wird durch verschachtelte Regelkreise in einem geschätzten Rotorflussreferenzrahmen gesteuert. Festzustellen ist, dass die dargestellte Regelanordnung nur ein Beispiel einer geeigneten Regelung ist.
• A. Filter- und Motormodelle
• Bei einem mit einer Winkelfrequenz ω_s rotierenden Referenzrahmen sind die Gleichungen für den LC-Filter wie folgt:

  

  wobei L_ƒ die Induktivität und R_Lƒ der Serienwiderstand des Induktors ist und wobei C_ƒ die Kapazität des Filters ist.
• Das Motormodell basiert auf dem Invers-Γ-Modell [10] des Induktionsmotors. Die Stator- und Rotorspannungsgleichungen sind jeweils

  

  wobei R_s und R_R jeweils die Stator- und Rotorwiderstände sind und i _R der Rotorstrom ist. Die Stator- und Rotorflussverkettungen sind jeweils

  

  wobei L'_s die transiente Statorinduktivität und L_M die Magnetisierungsinduktivität ist. Auf der Basis von (1)-(6) kann die Darstellung der Zustandsgleichungen des Systems wie in (7) und (8) gezeigt geschrieben werden.
• 
• Der Zustandsvektor ist x = [i _A u _s i _s Ψ _R]^T, und die beiden Zeitkonstanten sind definiert als τ'_σ = L'_s/(R_s + R_R) und τ_r = L_M/R_R.
• B. Kaskadenregelung
• 2 zeigt die vorgeschlagene Kaskadenregelung des Systems im geschätzten Rotorflussreferenzrahmen. Bei der LC-Filterregelung regelt der innerste Regelkreis den Wechselrichterstrom i _A durch einen PI-Controller, und die Statorspannung u _s wird durch einen P-Controller im nächsten Regelkreis geregelt. Bei beiden Kreisen werden Entkopplungsterme für eine Kompensation der durch den rotierenden Referenzrahmen hervorgerufenen Querkopplungen verwendet.
• Die Motorregelung bildet die beiden äußersten Regelkreise. Der Statorstrom i _s wird durch einen PI-Controller mit Querkopplungskompensation geregelt und die Rotordrehzahl wird durch einen PI-Controller geregelt. Ferner wird ein PI-Rotorfluss-Controller verwendet. Es ist jedoch festzustellen, dass das gezeigte Regelsystem nur als Beispiel gedacht ist.
• C. Adaptiver Beobachter voller Ordnung
• Die Systemzustände werden durch einen Beobachter voller Ordnung geschätzt. Die elektrische Winkelgeschwindigkeit des Rotors, die in die Darstellung der Zustandsgleichung (7) mit aufgenommen ist, wird unter Verwendung eines Adaptionsmechanismus geschätzt. Der Beobachter ist in den geschätzten Rotorflussreferenzrahmen implementiert, d.h. in einen Referenzrahmen, bei dem Ψ _R = Ψ_R + j0. Der Beobachter ist gegeben als

  
• Die Systemmatrix und der Beobachterverstärkungsvektor in (9) sind

  

  wobei die geschätzten Zustände durch das Symbol '^' markiert sind.
• Der herkömmliche Drehzahladaptionssatz für den Induktionsmotor [7] wird für den Fall modifiziert, bei dem ein LC-Filter verwendet wird. Anstatt des Schätzfehlers des Statorstroms wie bei den Systemen nach dem Stand der Technik wird zur Drehzahladaption der Schätzfehler des Wechselrichterstroms verwendet. Um den Regeneriermodus bei niedrigen Drehzahlen zu stabilisieren, wird der Gedanke eines gedrehten Stromschätzfehlers [9], [11] übernommen.
• Der Drehzahladaptionssatz im geschätzten Rotorflussreferenzrahmen ist

  

  wobei K_p und K_i reale Adaptionsverstärkungen sind und der Winkel ϕ die Richtung der Fehlerprojektion ändert. Die digitale Implementierung des adaptiven Beobachters voller Ordnung basiert auf einem einfachen symmetrischen Euler-Verfahren [12].
• Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren werden der Ausgangsstromvektor i _A des Wechselrichters und der Ausgangsspannungsvektor u _A des Wechselrichters bestimmt. Diese Bestimmungen sind normale Strom- und Spannungsmessungen. In der Praxis wird der Ausgangsspannungsvektor u _A des Wechselrichters in Gleichung (9) durch seinen Referenzwert u _A,ref ersetzt. Gewöhnlich werden nur Zweiphasenströme gemessen, um den Stromvektor zu erhalten. Die Ausgangsspannung des Wechselrichters kann durch Zustandsinformationen der Ausgangsschalter und die Spannung des Zwischenkreises bestimmt werden.
• Das erfindungsgemäße Verfahren umfasst ferner einen Schritt des Bildens eines Beobachters voller Ordnung mit einer Systemmatrix  und einem Verstärkungsvektor K wie vorstehend erläutert. Der Beobachter erzeugt den geschätzten Rotorflussverbindungsvektor Ψ _R, den geschätzten Statorstromvektor î _s, den geschätzten Statorspannungsvektor û_s und den geschätzten Ausgangsstromvektor î _A des Wechselrichters. Diese Schätzungen können auf normale Weise für die Motorregelung verwendet werden.
• Da der Wechselrichterausgangsstrom sowohl geschätzt als auch bestimmt wird, kann die Differenz davon in einer Drehzahladaptionsschleife verwendet werden, die eine Schätzung für die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_m der Induktionsmaschine erzeugt. Hauptsächlich korrigiert der Drehzahladaptionssatz die Schätzung der Winkelgeschwindigkeit, so dass die bestimmten und geschätzten Stromvektoren ähnlich sind.
• Überraschenderweise sind die q-Komponenten des geschätzten Statorstromvektors und Ausgangsstromvektors des Wechselrichters beinahe identisch, wodurch es ermöglicht wird, den Ausgangsstrom des Wechselrichters anstelle des Statorstroms bei der Drehzahladaption zu verwenden, wie es nachstehend noch erläutert wird.
• Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren werden alle erforderlichen Informationen gesammelt, um die Induktionsmaschine zu regeln.
• ANALYSE IM EINGESCHWUNGENEN ZUSTAND
• (STEADY-STATE ANALYSIS)
• Die Dynamik des Schätzfehlers ... erhält man aus (7) und (9):

  

  wobei die Differenz zwischen Systemmatrizen wie folgt ist
• 
• Für die Analyse im eingeschwungenen Zustand wird die Ableitung des Schätzfehlers (13) auf Null gesetzt. Der Betriebspunkt ist durch die synchrone Winkelfrequenz ω_s, die Schlupfwinkelfrequenz ω_r = ω_s – ω_m, und den geschätzten Rotorfluss Ψ_R be stimmt. Die Beispielwerte eines 2,2-kW Vierpol-Induktionsmotors (400V, 50 Hz), die in Tabelle 1 dargestellt sind, wurden für die folgende Analyse verwendet.
• 3 zeigt den Stromschätzfehler, wobei der Schlupf vom negativen Nennschlupf zum positiven Nennschlupf für verschiedene Werte des Schätzfehlers der Rotordrehzahl ☐_m = ω_m – ω_m zwischen –0,005 p.u. und 0,005 p.u. variiert wird. Der geschätzte Rotorfluss ist konstant und die Synchronfrequenz ω_s beträgt 0,1 p.u. in 3a und 0,8 p.u. in 3b. Die Beobachterverstärkung beträgt K = [3000s^–1 0 0 0]^T, und der Basiswert der Winkelfrequenz beträgt 2π50 rad/s, und die berechnete Schlupffrequenz beträgt ω_rN = 0,05 p.u.
• Wird die Winkelkorrektur im Adaptionssatz (12) nicht verwendet, wird der Schätzwert der Rotordrehzahl gemäß dem Imaginärteil des Stromschätzfehlers berechnet. Diese Art von Adaptionssatz funktioniert gut im Motoring-Modus (wo ω_sω_r > 0), bei niedrigen Synchrondrehzahlen im Regeneriermodus jedoch (ω_sω_r < 0) ändert der Imaginärteil des Stromschätzfehlers sein Zeichen bei einer gewissen Schlupfwinkelfrequenz, wie in 3(a) ersichtlich. Über diesen Punkt hinaus wird die geschätzte Rotordrehzahl in die falsche Richtung korrigiert, was zu instabilem Betrieb führt. Dieses Problem tritt nicht bei hohen Synchrondrehzahlen auf, wie in 3(b) ersichtlich.
• Der instabile Betrieb kann vermieden werden, wenn der Realteil des Stromschätzfehlers bei der Drehzahladaption ebenfalls in Betracht gezogen wird. Demzufolge wird der Stromschätzfehler um einen Faktor e^–jϕ gedreht. Der Winkel ϕ wird gewählt als [9]

  

  wobei ϕ_max der maximale Korrekturwinkel und ω_ϕ das Limit für die synchrone Winkelfrequenz ist, nach der die Korrektur nicht verwendet wird.
• Der Einfluss der Winkelkorrektur ist in 4 dargestellt. Die Parameterwerte ϕ_max = 0,46π und ω_ϕ = 0,75 p.u. werden bei diesem Beispiel verwendet. Bei Betrieb des Regeneriermodus wird der Stromfehlervektor im Uhrzeigersinn gedreht und die geschätzte Rotordrehzahl wird nach rechts hin korrigiert.
• 4 zeigt Stromschätzfehlerorte, während der Schlupf vom negativen Nennschlupf zum positiven Nennschlupf für mehrere Schätzfehlerwerte der Rotordrehzahl zwischen –0,005 p.u. und 0,005 p.u. variiert. Die synchrone Winkelfrequenz beträgt 0,1 p.u. Der Stromfehler wird bei negativen Schlupfwinkelfrequenzen gedreht (gestrichelte Kurven).
• DYNAMISCHE ANALYSE
• Das dynamische Verhalten des drehzahladaptiven Beobachters kann durch Linearisierung analysiert werden. Der Betriebspunkt wird durch die Gleichgewichtsgrößen eingestellt: die Rotorwinkeldrehzahl ω_m0 und die synchrone Winkelfrequenz ω_s0, und der Rotorfluss Ψ_R0. Der linearisierte Schätzfehler beträgt

  
• Die Transferfunktion vom Drehzahlschätzfehler zum Stromschätzfehler des Wechselrichters, der aus (16) erhalten worden ist, beträgt

  
• Basierend auf (12) beträgt die Transferfunktion vom Imaginärteil des gedrehten Wechselrichterstromfehlers Im{(i _A – î _A)e^–jϕ} zur Drehzahlschätzung ω_m...
• 
• Das sich daraus ergebende linearisierte Systemmodell für die dynamische Analyse ist in 5 dargestellt. Dieses Modell wird für die Untersuchung der Polstellen des linearisierten Systems bei unterschiedlichen Betriebspunkten verwendet.
• Die Beobachterverstärkung K wirkt sich auf die Stabilität des Systems aus. Bei einem Induktionsmotorantrieb ohne LC-Filter ist der adaptive Beobachter selbst mit einer Null-Verstärkung im Motoring-Modus (antreibend) stabil [8]. Jedoch kann eine Null-Verstärkung nicht verwendet werden, wenn ein LC-Filter vorhanden ist. 6(a) zeigt die Beobachterpole, während die synchrone Winkelfrequenz ω_s zwischen –1 p.u. und 1 p.u. variiert und der Schlupf berechnet wird. Der adaptive Beobachter mit Null-Verstärkung ist im Motoring-Modus (antreibend) entsprechend der Pole in der rechten Halbebene instabil.
• Um einen einfachen Beobachteraufbau zu erhalten, wird die Beobachter-Verstärkung K = [k1 0 0 0]T (19)vorgeschlagen. Die erhaltenen Pole sind in 6(b) gezeigt. Alle Pole bleiben in der linken Halbebene im gesamten untersuchten Betriebsbereich.
• SIMULATIONSERGEBNISSE
• Das System wurde mittels Computersimulation mit Matlab/Simulink Software untersucht. Die Daten eines 2,2-kW Induktionsmotor, die in Tabelle 1 enthalten sind, wurden für die Simulationen verwendet. Der LC-Filter wurde gemäß der Designvorschriften in [13], [14] konstruiert. Die Abtastfrequenz war gleich der Schaltfrequenz von 5 kHz. Die Bandbreiten der Controller betrugen 500 Hz für den Wechselrichterstrom, 250 Hz für die Statorspannung, 150 Hz für den Statorstrom, 15 Hz für die Rotordrehzahl und 1,5 Hz für den Rotorfluss. Die Drehzahlschätzung wurde unter Verwendung eines Tiefpassfilters mit einer Bandbreite von 40 Hz gefiltert. Die Bezugsspannung u _A,ref wurde anstelle der tatsächlichen Ausgangsspannung u _A des Wechselrichters im Beobachter verwendet. Die Beobachter-Verstärkung betrug K = [3000s^–1 0 0 0]^T, und die Adaptionsverstärkungen wurden gewählt als K_p = 10(As)^–1 und K_i = 20000(AS²)^–1.
• 7 zeigt Simulationsergebnisse, die für eine Sequenz erhalten worden sind, die aus einer schnellen Beschleunigung von Nulldrehzahl auf 0,8 p.u., einem Nennlastschritt, einer Niedrigdrehzahlumkehr und einer schrittweisen Lastumkehr zur negativen Nennlast besteht. Der Motor befand sich im Regeneriermodus zwischen t = 7,6s und t = 12s. Während der restlichen Sequenz befand sich der Motor im Motoring-Modus, mit Ausnahme einer kurzen Zeit im Plugging-Modus (Gegenstrombremsmodus) während der Drehzahlumkehr. Das erste Teilbild zeigt die Rotordrehzahl (durchgezogen) und ihre Schätzung (gestrichelt). Das zweite Teilbild zeigt die q-Komponente des Wechselrichterstroms (durchgezogen) und ihre Schätzung (gestrichelt). Das dritte Teilbild zeigt die q-Komponente des Statorstroms (durchgezogen) und ihre Schätzung (gestrichelt). Festzustellen ist, dass die durchgezogenen und gestrichelten Bilder ähnlich sind, was bedeutet, dass die Schätzungen genau sind.
• Niedrigdrehzahlumkehrungen unter Last sind für sensorlose Induktionsmotorantriebe schwierig. Obwohl in der Simulation die exakten Motor- und Filterparameter verwendet werden, treten schwache Vibrationen in i_Aq und i_sq bei t = 7,8s auf, wenn die Synchronfrequenz null beträgt. Weitere Probleme treten auf, wenn Umkehrungen langsamerer Drehzahlen erforderlich sind oder Parameterschätzungen ungenau sind. Festzustellen ist, dass die q-Komponenten der Wechselrichter- und Statorströme so gut wie gleich sind, wodurch es möglich wird, i_Aq im Drehzahladaptionssatz anstelle von i_sq zu verwenden, wie es beim Stand der Technik der Fall ist. Die Spannungs- und Stromwellenformen vor und hinter dem LC-Filter sind in 8 genauer dargestellt. Spannung und Strom des Stators sind fast sinusförmig. Das erste Teilbild zeigt die Ausgangsspannung des Wechselrichters (verkettet) und die Statorspannung (verkettet). Das zweite Teilbild zeigt den Wechselrichterstrom und den Statorstrom.
• VERSUCHSERGEBNISSE
• Der Versuchaufbau ist in 9 dargestellt. Der 2,2-kW Vierpol-Induktionsmotor wurde durch einen Frequenzumwandler gespeist, der von einer dSPACE DS1103 PPC/DSP-Platine gesteuert wird. Die Parameter des Versuchaufbaus entsprechen denen von Tabelle 1. Im LC-Filter wurden drei 3,3-μF Kondensatoren in Dreieckschaltung verwendet, wodurch sich pro Phase ein Kapazitätswert von 9,9 μF ergab. Es wurde die Zwischenkreisspannung gemessen, und die vom Wechselrichterstrom-Controller empfangene Referenzspannung für den Beobachter verwendet. Die Drehzahl des Rotors und das Drehmoment der Welle wurden nur für Überwachungszwecke gemessen. Eine einfache Feedforward-Kompensation des Stroms für Totzeiten und Spannungsabfälle des Stromversorgungsgeräts wurde angewandt [15]. Als Lastmaschine wurde ein Dauermagnet-Servomotor verwendet.
• 10 stellt die Versuchsergebnisse entsprechend den in 7 gezeigten Simulationen dar. Die gemessene Leistung entspricht gut den Simulationsergebnissen, die Vibrationen in i_Aq und i_sq sind jedoch bei Nullsynchronfrequenz ausgeprägt. Die Vibrationen beruhen auf ungenauen Schätzungen der Motorparameter und nicht idealen Zuständen des Wechselrichters. Die Erklärungen zu 10 sind wie die zu 7.
• Die Vibration kann gedämpft werden, indem die Beobachterverstärkung bei niedrigen Drehzahlen gesenkt wird. Die Beobachterverstärkung wird ausgewählt als

  

  wobei k_1l und k_1h die Mindest- und Höchstverstärkungen sind. Das Drehzahllimit, nach dem die Höchstverstärkung eingesetzt wird, ist ω_d. Die Limitwinkelfrequenzen ω_ϕ für die Winkelkorrektur in (15) müssen wegen der geringen Verstärkung bei niedrigen Drehzahlen ebenfalls geändert werden. Um stufenweise Änderungen zu vermeiden, wird das Limit ausgewählt als

  

  wobei ω_ϕl und ω_ϕh jeweils die Limitwinkelfrequenzen für die Winkelkorrektur von hohen und niedrigen Drehzahlen sind.
• Die für die modifizierte Beobachterverstärkung und die Winkelkorrektur erhaltenen Versuchsergebnisse sind in 11 dargestellt. Die Parameter in (20) und (21) waren k_1l, = 1000 s^–1, k_1h = 3000 s^–1, ω_ϕl = 0,4 p.u., ω_ϕh = 0,75 p.u., und ω_d = 0,38 p.u. Die Erklärungen zu 11 sind die von 7.
• Die Vibrationen bei der Nullsynchrondrehzahl sind signifikant reduziert, jedoch nicht vollkommen entfernt worden.
• Festzustellen ist, dass das beschriebene Regelsystem nur ein mögliches System zur Regelung einer Induktionsmaschine auf der Basis des erfindungsgemäßen Verfahrens ist. Dem Fachmann wird klar sein, dass mit Voranschreiten der Technologie das erfindungsgemäße Konzept auf verschiedene Weise implementiert werden kann. Die Erfindung und ihre Ausführungsformen sind nicht auf die vorstehend beschriebenen Beispiele begrenzt, sonder können im Rahmen der Ansprüche variieren. TABELLE 1 PARAMETER DES MOTORS UND DES LC-FILTERS Motorparameter

  Statorwiderstand RS	3,67 Ω
  Rotorwiderstand RR	1,65 Ω
  Transiente Statorinduktivität L's	0,0209 H
  Magnetische Induktivität LM	0,264 H
  Gesamtträgheitsmoment J	0,0155 kgm2
  Nenndrehzahl nN	1430 r/min
  Nenn(basis)strom IN	5,0 A
  Nenndrehmoment TN	14,6 Nm

  LC-FILTERPARAMETER

  Induktivität Lƒ	8 mH
  Kapazität Cf	9,9 μF
  Reihenwiderstand RLƒ	0,1 Ω

• ENTGEGENHALTUNGEN
• [1] D.F. Busse, J.M. Erdman, R.J. Kerkman, D.W. Schlegel, and G.L. Skibinski, "The effects of PWM voltage source inverters on the mechanical performance of rolling bearings," IFEE Trans. Ind. Applicat, vol. 33, Mar./Apr. 1997, pp. 567-576.
• [2] A. von Jouanne, P. Enjeti, and W. Gray, "The effect of long motor leads on PWM inverter fed AC motor drive systems," in Proc. IEEE APEC, vol. 2, Dallas, TX, Mar. 1995, pp. 592-597.
• [3] M. Kojima, K. Hirabayashi, Y. Kawabata, E.C. Ejiogu, and T. Kawabata, "Novel vector control system using deadbeat-controlled PWM inverter with output LC filter," IEEE Trans. Ind. Applicat. vol. 40, Jan./Feb. 2004, pp. 162-169.
• [4] A. Nabae, H. Nakano, and Y. Okamura, "A novel control strategy of the inverter with sinusoidal voltage and current outputs," in Proc. IEEE PESC'94, vol. 1, Taipei, Taiwan, June 1994, pp. 154-159.
• [5] R. Seliga and W. Koczara, "Multiloop feedback control strategy in sinewave voltage inverter for an adjustable speed cage induction motor drive system," in Proc. EPE 2001, Graz, Austria, Aug. 2001, CD-ROM.
• [6] J. Salomäki and J. Luomi, "Vector control of an induction motor fed by a PWM inverter with output LC filter," in Proc. NORPIE/2004, Trondheim, Norway, June 2004, CD-ROM.
• [7] H. Kubota, K. Matsuse, and T. Nakano, "DSP-based speed adaptive flux observer of induction motor," IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 29, Mar./Apr. 1993, pp. 344-348.
• [8] H. Kubota, I. Sato, Y. Tamura, K. Matsuse, H. Ohta and Y. Hori, "Regenerating-mode low-speed operation of sensorless induction motor drive with adaptive observer," IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 38, July/Aug. 2002, pp. 1081-1086.
• [9] M. Hinkkanen and J. Luomi, "Stabilization of the regenerating mode of fullorder flux observers for sensorless induction motors," in Proc. IEEE IEMDC'03, Madison, WI, June 2003.
• [10] G.R. Slemon, "Modelling of induction machines for electric drives," IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 25, Nov./Dec. 1989, pp. 1126-1131.
• [11] M. Hasegawa and K. Matsui, "Robust adaptive full-order observer design with novel adaptive scheme for speed sensorless vector controlled induction motors," in Proc. IEEE IECON '02, Sevilla, Spain, Nov. 2002.
• [12] J. Niiranen, "Fast and accurate symmetric Euler algorithm for electromechanical simulations," in Proc. Electrimacs'99, Lisboa, Portugal, Sept. 1999, pp. 71-78.
• [13] J. Steinke, C. Stulz, and P. Pohjalainen, "Use of a LC filter to achieve a motor friendly performance of the PWM voltage source inverter," in Proc. IEEE IEMDC'97, Milwaukee, WI, May 1997, pp. TA2/4.1-TA2/4.3.
• [14] C. Xiyou, Y. Bin, and G. Yu, "The engineering design and the optimization of inverter output RLC filter in AC motor drive system," in Proc. IEEE IECON'02, vol. 1, Sevilla, Spain, Nov. 2002, pp. 175-180.
• [15] J.K Pedersen, F. Blaabjerg, J.W. Jensen, and P. Thogersen, "An ideal PWM-VSI inverter with feedforward and feedback compensation," in Proc. EPF'93, vol. 4, Brighton, U.K., Sept. 1993, pp. 312-318.

Claims (3)

1. Verfahren zum Steuern eines einen Wechselrichter mit Ausgangs-Bandpassfilter verwendenden Induktionsmotors, das die Schritte umfasst: Bestimmen des Wechselrichterausgangsstromvektors (i _A), Bestimmen des Wechselrichterausgangsspannungsvektors (u _A), Bilden eines Komplettgrößensatz-Beobachters mit einer Systemmatrix (Â) und einem Gain-Vektor (K), wobei der Beobachter den geschätzten Rotorflussverkettungsvektor (

   

   ) den geschätzten Statorstromvektor (

   

   ), den geschätzten Statorspannungsvektor (û _s) und den geschätzten Wechselrichterausgangsstromvektor (

   

   erzeugt, Bestimmen des Schätzfehlers (i _A –

   

   ) des Wechselrichterausgangsstromvektors, gekennzeichnet durch die Schritte Bilden einer Geschwindigkeitsanpassungsregel basierend auf dem Schätzfehler des Wechselrichterausgangsstromvektors zum Bestimmen der Schätzung für die elektrische Winkelgeschwindigkeit (

   

   ) des Induktionsmotors, und Steuern des Induktionsmotors basierend auf den erzeugten Schätzungen und dem gemessenen Wechselrichterausgangsstrom.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner die Schritte umfasst Definieren eines Korrekturwinkels (ϕ) und Ändern der Richtung des Schätzfehlers (i _A –

   

   ) entsprechend dem Korrekturwinkel (ϕ) vor dem Bilden der Geschwindigkeitsanpassungsregel, um den Beobachter stabil im Regeneriermodus zu halten.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Bestimmen des Wechselrichterausgangsspannungsvektors (u _A) einen Schritt umfasst, in dem eine Wechselrichterausgangsspannungsreferenz u _A,ref verwendet wird.