CN109639206B - 基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机 - Google Patents

基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机 Download PDF

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CN109639206B CN201910097179.XA CN201910097179A CN109639206B CN 109639206 B CN109639206 B CN 109639206B CN 201910097179 A CN201910097179 A CN 201910097179A CN 109639206 B CN109639206 B CN 109639206B
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Abstract

本发明公开了基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机，其方法包括如下步骤：根据改进的反馈增益矩阵确定全阶自适应状态观测器的状态方程；根据转速辨识自适应算法确定异步电机的观测转速；将所述异步电机的观测转速与异步电机的转速给定值进行闭环比例积分调节，得到定子电流在MT坐标系下的T轴分量给定值，同时,获取定子电流在MT坐标系下的M轴分量给定值，并进一步确定定子电压在MT坐标系下的分量；利用电压空间矢量控制方式，以所述定子电压在MT坐标系下的分量对异步电机进行闭环控制。本发明通过改进反馈增益矩阵，可提高全阶自适应状态观测器观测转速的收敛速度及低速运行时的稳定性。

Description

基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机
技术领域
本申请涉及电机控制技术领域，尤其涉及基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机。
背景技术
目前，虽然模型参考自适应法被广泛用来实现感应电机无速度传感器的转速估计，但还是这种方法存在着一些不可避免的缺陷，其电压模型中存在积分饱和问题和直流偏置问题，且易受到电机参数影响造成转速估算精确度不高；全阶观测器法是模型参考自适应法中的一种特殊的方法，其原理是将极点随转速变化的异步电机作为参考模型，全阶观测器模型则看作一个变极点的可调模型，该方法避免了纯积分带来的积分饱和及直流偏移问题；但传统全阶观测器增益矩阵中的元素通常采用极点配置的方式来确定的，增益矩阵是时变的，在控制过程中不断的进行计算更新，造成控制系统运行速度慢和稳定性较差的问题。
同时，在基于无速度传感器的异步电机矢量控制系统中，一般采用比例积分调节器分别对定子电流励磁分量和转矩分量进行反馈闭环控制，该方法结构简单、易于实现，但是忽略定子电压分量的耦合问题，从而影响系统的动态性能；一些传统的解耦控制存在电流检测值延时问题，导致系统易出现不稳定。
发明内容
本发明提出了基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机，通过简化传统增益矩阵中的元素，提高系统的稳定裕度，以工作在更大的范围并且增加算法收敛的速度；通过改进转速辨识自适应算法，增加考虑了M轴的电流误差，相较于传统转速辨识自适应算法只考虑T轴的电流误差，提高了异步电机低速运行时转速辨识的稳定性；同时，通过引入改进的前馈解耦控制方式来补偿交叉耦合电势，实现异步电机定子电压方程的解耦，同时解决了传统解耦方式中电流检测值延时带来的不利影响，进而提高控制系统的响应速度。
本发明的目的在于提供基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法，包括如下步骤：
S10.根据改进的反馈增益矩阵确定全阶自适应状态观测器的状态方程；
S20.根据转速辨识自适应算法确定异步电机的观测转速；
S30.将所述异步电机的观测转速与异步电机的转速给定值进行闭环比例积分调节，得到定子电流在MT坐标系下的T轴分量给定值，同时,获取定子电流在MT坐标系下的M轴分量给定值，并进一步确定定子电压在MT坐标系下的分量；
S50.利用电压空间矢量控制方式，以所述定子电压在MT坐标系下的分量对异步电机进行闭环控制。
优选地，在所述S30和S50之间，还包括S40：
S40.通过改进的前馈解耦算法，对所述定子电压在MT坐标系下的分量补偿交叉耦合电压分量。
优选地，所述改进的反馈增益矩阵为：
Figure BDA0001964743790000021
其中，
Figure BDA0001964743790000022
Lr为转子电感，Ls为定子电感，Lm为互感，k为全阶自适应状态观测器的极点与异步电机极点的比值。
优选地，所述根据改进的反馈增益矩阵确定全阶自适应状态观测器的状态方程如下：
Figure BDA0001964743790000023
其中，is为αβ坐标系下的定子电流，is＝[isα isβ]T，isα和isβ分别为定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000024
为αβ坐标系下的观测定子电流，
Figure BDA0001964743790000025
Figure BDA0001964743790000026
和
Figure BDA0001964743790000027
分别为观测定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000031
为αβ坐标系下观测转子磁链，
Figure BDA0001964743790000032
Figure BDA0001964743790000033
和
Figure BDA0001964743790000034
分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量，us为αβ坐标系下定子电压，us＝[usα usβ]T,usα和usβ分别为定子电压在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000035
为αβ坐标系下观测转子转速，Rr为转子电阻，Rs为定子电阻，Lr为转子电感，Ls为定子电感，Lm为互感，
Figure BDA0001964743790000036
优选地，在所述S20中，所述转速辨识自适应算法为：
Figure BDA0001964743790000037
其中，
Figure BDA0001964743790000038
为观测转速，isα和isβ分别为定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000039
和
Figure BDA00019647437900000310
分别为观测定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA00019647437900000311
和
Figure BDA00019647437900000312
分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量，Kp为闭环比例积分调节的比例参数，Ki为闭环比例积分调节的积分参数。
优选地，所述转速辨识自适应算法可进一步优化为：
Figure BDA00019647437900000313
其中，
Figure BDA00019647437900000314
isα和isβ分别为定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA00019647437900000315
和
Figure BDA00019647437900000316
分别为观测定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA00019647437900000317
和
Figure BDA00019647437900000318
分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量，Kp为闭环比例积分调节的比例参数，Ki为闭环比例积分调节的积分参数，M为自适应参数。
优选地，在所述S40中，确定所述交叉耦合电压补偿值如下：
Figure BDA00019647437900000319
其中，usmc为交叉耦合电压在MT坐标系下的M轴分量补偿值，ustc为交叉耦合电压在MT坐标下的T轴分量补偿值，
Figure BDA00019647437900000320
为定子电流的励磁分量补偿值，
Figure BDA00019647437900000321
为定子电流的转矩分量补偿值，
Figure BDA00019647437900000322
ω1为同步角频率，Ls为定子电感，Lr为转子电感，Lm为互感。
优选地，所述定子电流的转矩分量补偿值和定子电流的励磁分量补偿值基于如下异步电机的磁链与转矩数学模型获取：
Figure BDA0001964743790000041
其中，
Figure BDA0001964743790000042
为转子磁链的给定值，
Figure BDA0001964743790000043
为电磁转矩的给定值，
Figure BDA0001964743790000044
为定子电流的励磁分量补偿值，
Figure BDA0001964743790000045
为定子电流的转矩分量补偿值，nS为磁极对数，
Figure BDA0001964743790000046
Rr为转子电阻，Ls为定子电感，Lr为转子电感，Lm为互感。
本发明还提供了一种异步电机，所述异步电机按照上述任一所述的方法对所述异步电机的电压进行控制。
与现有技术相比，本发明存在以下技术效果：
1、本发明通过简化增益方程，提高了全阶自适应状态观测器法计算异步电机观测转速的收敛速度。
2、本发明通过改进转速辨识自适应算法，增加考虑了M轴的电流误差，相较于传统转速辨识自适应算法只考虑T轴的电流误差，提高了异步电机低速运行时转速辨识的稳定性。
3、本发明通过对定子电压分量进行前馈补偿以实现电压方程的解耦，并进一步改进前馈解耦解决了电流延时带来的不稳定性问题。
当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：
图1为本发明实施例基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法原理图；
图2为本发明实施例全阶自适应状态观测器的系统结构框图；
图3本发明实施例改进前馈解耦的原理图；
图4为本发明实施例异步电机控制系统高速状态下突加负载时的转速波形图；
图5为本发明实施例异步电机控制系统中高速到低速切换状态下的转速波形图。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法及异步电机进行详细的描述，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例，本领域技术人员在不改变本发明精神和内容的范围内，能够对其进行修改和润色。
本申请提供基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法，通过磁链和转速两个闭环及电压的解耦补偿，利用电压空间矢量控制方式对异步电机进行闭环控制，能够提高电机转速估算的精确性同时改善异步电机的动态性能。
请参考图1，本发明提供了基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法，包括如下步骤：
S10.根据改进的反馈增益矩阵确定全阶自适应状态观测器的状态方程；
具体地，请参考图2，通过选取异步电机定子电流和转子磁链为状态变量，建立异步电机和全阶自适应状态观测器状态方程；并采用极点配置的方式来确定增益矩阵中的元素，并重新对元素进行配置得到改进的增益矩阵，进而确定全阶自适应状态观测器的状态方程；
当全阶自适应状态观测器模型中的矩阵
Figure BDA0001964743790000051
与异步电机实际的状态矩阵A之间存在差异时，将会导致全阶自适应状态观测器输出与实际输出之间产生偏差，由这个观测误差构成校正环节，利用增益矩阵对校正项的加权作用，便可以调节全阶自适应状态观测器的响应速度；通过采用极点配置的方式确定增益矩阵的元素，通过合理的优化元素，可以能使误差矢量的动态特性渐近稳定且以足够快的速度收敛于原点，提高控制系统的速度辨识精度。
确定全阶自适应状态观测器的状态方程包括如下步骤：
S101.选取定子电流is和转子磁链ψr为状态变量，在αβ坐标系下异步电机和全阶自适应状态观测器的状态方程分别为：
Figure BDA0001964743790000052
与
Figure BDA0001964743790000053
其中，x＝[is ψr]T，
Figure BDA0001964743790000061
y＝is，is为αβ坐标系下的定子电流，ψr为为αβ坐标系下的转子磁链，us为αβ坐标系下的定子电压，
Figure BDA0001964743790000062
为αβ坐标系下的观测定子电流，
Figure BDA0001964743790000063
为αβ坐标系下的观测转子磁链，A为系统矩阵，B为输入矩阵，C为输出矩阵，
Figure BDA0001964743790000064
Figure BDA0001964743790000065
C＝[I0]，
Figure BDA0001964743790000066
G为反馈增益矩阵，ωr为转子转速，
Figure BDA0001964743790000067
为观测转子转速，Rr为转子电阻，Rs定子电阻，Lr为转子电感，Ls定子电感，Lm为互感；
is＝[isα isβ]T，ψr＝[ψrα ψrβ]T，us＝[usα usβ]T，
Figure BDA0001964743790000068
isα和isβ分别为定子电流在αβ坐标系下的分量，ψrα和ψrβ分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量,usα和usβ分别为定子电压在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000069
和
Figure BDA00019647437900000610
分别为观测定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA00019647437900000611
和
Figure BDA00019647437900000612
分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量。
将(1)式展开得到异步电机的定子电流及转子磁链的表达式如下：
Figure BDA00019647437900000613
将(2)式展开得到异步电机的定子电流及转子磁链的表达式如下：
Figure BDA00019647437900000614
其中，us＝usα+jusβ，
Figure BDA00019647437900000615
y＝is＝isα+jisβ，j为旋转因子。
S102.设计改进增益矩阵：采用极点配置的方式来确定增益矩阵中的元素，并重新对元素进行配置得到改进增益矩阵；
对(3)式中系统矩阵A求解特征值方程，由特征值可以得出异步电机模型的零极点都分布在左半S平面，因此可知异步电机模型具有全局稳定性。
为确保全阶自适应状态观测器的稳定性，要求全阶自适应状态观测器的所有零极点全部位于S平面左半部分，对(4)式中系统矩阵
Figure BDA0001964743790000071
求解特征值,这里，配置全阶自适应状态观测器的极点是电机模型极点的k倍，可以得到：
Figure BDA0001964743790000072
由上式可得到反馈增益矩阵：
Figure BDA0001964743790000073
其中，g1＝(k-1)(a11+a22)，g2＝(k-1)a23，g4＝-λ(k-1)a23，g3＝(k2-1)(λa11+a21)-λ(k-1)(λa11+a22)，
Figure BDA0001964743790000074
为了能够加大系统的稳定裕度，以工作在更大的范围并且增加算法收敛的速度，进而提高控制系统的速度辨识精度，可以优化的反馈增益矩阵元素的元素如下：
Figure BDA0001964743790000075
此时，计算
Figure BDA0001964743790000076
求解特征值可以得到全阶自适应状态观测器的四个极点为：
Figure BDA0001964743790000077
从(8)式可以看出通过调节g1就可以调节极点p1，p2的位置，从而调整观测器的收敛速度。相较于传统全阶观测器，该方法仅需调节两个极点，降低了计算量，提高了系统的响应速度。
取
Figure BDA0001964743790000081
反馈增益矩阵的元素如下：
Figure BDA0001964743790000082
为保证全阶自适应状态观测器的稳定性，k＞0即可满足稳定要求，为了将全阶观测器极点设计成电机本身极点，取k＝1。
S103.确定改进反馈增益矩阵后的全阶自适应状态观测器的状态方程。
将(9)式代入(6)式确定改进反馈增益矩阵G，将改进反馈增益矩阵带入全阶自适应状态观测器的状态方程(2)式中，得到改进反馈增益矩阵后的全阶自适应状态观测器的状态方程如下：
Figure BDA0001964743790000083
S20.根据转速辨识自适应算法确定异步电机的观测转速；
请继续参考图2，根据式(10)得到观测定子电流与观测转子磁链，将观测定子电流和定子电流间的偏差与观测转子磁链通过改进的转速辨识自适应算法得到异步电机的观测转速。具体包括如下步骤：
S201.建立改进的转速辨识自适应算法；
转速辨识自适应算法如下：
Figure BDA0001964743790000084
其中，
Figure BDA0001964743790000085
为观测转速，isα和isβ分别为定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000086
和
Figure BDA0001964743790000087
分别为观测定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure BDA0001964743790000091
和
Figure BDA0001964743790000092
分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量，Kp为闭环比例积分调节的比例参数，Ki为闭环比例积分调节的积分参数。
利用正交变换，将转速辨识自适应算法((11)式)转化到MT坐标系下，转化后的转速辨识自适应算法如下：
Figure BDA0001964743790000093
由于式(12)的转速辨识自适应算法只包含了T轴的电流误差信息，忽略了M轴的电流误差，会造成低速的不稳定。
因此，进一步改进转速辨识自适应算法，以补偿M轴的电流误差，改进低速性能，改进后的转速辨识自适应算法如下：
Figure BDA0001964743790000094
式中，M为自适应参数，用于补偿定子电流在MT坐标系下的M轴分量ism的误差。
利用正交变换，将改进后的转速辨识自适应算法转化到αβ坐标系下，得到改进的转速辨识自适应算法：
Figure BDA0001964743790000095
式中，
Figure BDA0001964743790000096
S202.根据观测定子电流与观测转子磁链，结合改进的转速辨识自适应算法(式(14))，得到异步电机的观测转速。
根据改进反馈增益矩阵后的全阶自适应状态观测器的状态方程(式(10))得到的观测定子电流与观测转子磁链，结合改进的转速辨识自适应律(式(14))，估算出异步电机的观测转速
Figure BDA0001964743790000097
S30.将所述异步电机的观测转速与异步电机的转速给定值进行闭环比例积分调节，得到定子电流在MT坐标系下的T轴分量给定值，同时,获取定子电流在MT坐标系下的M轴分量给定值，并进一步确定定子电压在MT坐标系下的分量；
请参考图1，将全阶自适应状态观测器观测到的观测转速
Figure BDA0001964743790000098
与转速的给定值
Figure BDA0001964743790000099
进行闭环比例积分调节，得到定子电流在MT坐标系下的T轴分量给定值i′st；根据转子磁链的给定值
Figure BDA00019647437900000910
和电磁转矩的给定值
Figure BDA00019647437900000911
得到定子电流在MT坐标系下的M轴分量给定值i′sm；
同时，三相异步电机检测出三相定子电流ia、ib、ic，并经过Clark变换和PARK变换后得到的定子电流在MT坐标系下的分量ism、ist；
然后，将定子电流在MT坐标系下的M轴分量ism与定子电流在MT坐标系下的M轴分量给定值i′sm进行闭环比例积分调节得到定子电压在MT坐标系下的M轴分量u′sm，将定子电流在MT坐标系下的T轴分量ist和定子电流在MT坐标系下的T轴分量给定值i′st进行闭环比例积分调节得到定子电压在MT坐标系下的T轴分量u′st。
S40.通过改进的前馈解耦算法，对所述定子电压在MT坐标系下的分量补偿交叉耦合电压分量。
结合图1，请参考图3，对定子电压在MT坐标系下的u′sm和u′st进行前馈补偿得到补偿后的定子电压分量，包括：
S401.根据转子磁链定向的MT坐标系下的简化电压方程，确定定子的耦合电压分量。
转子磁链定向的MT坐标系下的简化电压方程为：
Figure BDA0001964743790000101
相应地，定子的耦合电压分量方程为：
Figure BDA0001964743790000102
这里，如果(16)式中直接采用异步电机实时检测的定子电流在MT坐标系下的分量(ist和ism)计算耦合电压，则需要等待实时检测的ist和ism的反馈值，由于反馈过程引入外环时延影响了电压补偿的实时性，进而会影响电压补偿效果。
因此，选择直接根据异步电机转子磁链与转矩数学模型(式(17))计算定子电流的补偿值(定子电流的励磁分量补偿值
Figure BDA0001964743790000103
和定子电流的转矩分量补偿值
Figure BDA0001964743790000104
)：
Figure BDA0001964743790000105
将式(17)带入式(16)中得改进后的定子耦合电压分量，
Figure BDA0001964743790000111
其中，
Figure BDA0001964743790000112
为转子磁链的给定值，
Figure BDA0001964743790000113
为电磁转矩的给定值，ω1为同步角频率，np为磁极对数，P为微分算子。
改进后的定子耦合电压分量由转子磁链的给定值
Figure BDA0001964743790000114
和电磁转矩的给定值
Figure BDA0001964743790000115
直接计算，可消除外环时延的影响，提高系统动态响应速度。
S402.使用定子耦合电压分量对定子电压分量进行补偿：
Figure BDA0001964743790000116
最后，将u″sm和u″st经过反PARK变换，得出αβ坐标系上的定子电压分量u″sα和u″sβ。
S50.利用电压空间矢量控制方式，以所述定子电压在同步旋转坐标系下的分量对异步电机进行闭环控制。
以定子电压分量u″sα和u″sβ为输入，通过电压空间矢量控制方式(SVPWM)对逆变器进行控制。
请参考图4，在高速状态下，将初始转矩设置为0r/min，启动异步电机时，转速上升平稳，观测转速能很好地逼近实际转速，转速估算误差很小，转速超调量低于5％，转速在0.3s时转速基本保持稳定。在0.5s时突加额定负载，转速跌落幅度较小，在0.005s内快速恢复到1500r/min。
请参考图5，初始转速设置为中低速200r/min，启动异步电机时，在0.3s内转速基本保持稳定且超调量低于10％，在0.8s时转速切换到低速100r/min，然后，在1.5s时转速切换到更低得速度50r/min，转速仍然保持稳定且动态性能较好。通过改进全阶自适应状态观测器和改进前馈解耦控制后，转速在低速状态下也能保持较好的稳定性和快速响应能力，足见此方案的可行性。
本发明还公开了一种异步电机，所述异步电机按照上述任一实施例对所述异步电机的电压进行控制。
以上公开的仅为本申请的一个具体实施例，但本申请并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化，都应落在本申请的保护范围内。

Claims (4)

1.基于全阶观测器的异步电机解耦控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S10.根据改进的反馈增益矩阵确定全阶自适应状态观测器的状态方程；
S20.根据转速辨识自适应算法确定异步电机的观测转速；
S30.将所述异步电机的观测转速与异步电机的转速给定值进行闭环比例积分调节，得到定子电流在MT坐标系下的T轴分量给定值，同时,获取定子电流在MT坐标系下的M轴分量给定值，并进一步确定定子电压在MT坐标系下的分量；
S50.利用电压空间矢量控制方式，以所述定子电压在MT坐标系下的分量对异步电机进行闭环控制；
其中，在所述S10中，所述改进的反馈增益矩阵为：
Figure FDA0002882090390000011
其中，
Figure FDA0002882090390000012
Lr为转子电感，Ls为定子电感，Lm为互感，k为全阶自适应状态观测器的极点与异步电机极点的比值，Rr为转子电阻，Rs为定子电阻，
Figure FDA0002882090390000013
其中，所述根据改进的反馈增益矩阵确定全阶自适应状态观测器的状态方程如下：
Figure FDA0002882090390000014
其中，is为αβ坐标系下的定子电流，is＝[isα isβ]T，isα和isβ分别为定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure FDA0002882090390000021
为αβ坐标系下的观测定子电流，
Figure FDA0002882090390000022
Figure FDA0002882090390000023
和
Figure FDA0002882090390000024
分别为观测定子电流在αβ坐标系下的分量，
Figure FDA0002882090390000025
为αβ坐标系下观测转子磁链，
Figure FDA0002882090390000026
Figure FDA0002882090390000027
和
Figure FDA0002882090390000028
分别为观测转子磁链在αβ坐标系下的分量，us为αβ坐标系下定子电压，us＝[usα usβ]T,usα和usβ分别为定子电压在αβ坐标系下的分量，
Figure FDA0002882090390000029
为αβ坐标系下观测转子转速，
Figure FDA00028820903900000210
其中，在所述S20中，所述转速辨识自适应算法为：
Figure FDA00028820903900000211
其中，
Figure FDA00028820903900000212
为观测转速，Kp为闭环比例积分调节的比例参数，Ki为闭环比例积分调节的积分参数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述S30和S50之间，还包括S40：
S40.通过改进的前馈解耦算法，对所述定子电压在MT坐标系下的分量补偿交叉耦合电压分量，所述改进的前馈解耦算法包括：
确定所述分量补偿交叉耦合电压分量如下：
Figure FDA00028820903900000213
其中，usmc为交叉耦合电压在MT坐标系下的M轴分量补偿值，ustc为交叉耦合电压在MT坐标下的T轴分量补偿值，
Figure FDA00028820903900000214
为定子电流的励磁分量补偿值，
Figure FDA00028820903900000215
为定子电流的转矩分量补偿值，ω1为同步角频率；
所述定子电流的转矩分量补偿值和定子电流的励磁分量补偿值基于如下异步电机的磁链与转矩数学模型获取：
Figure FDA00028820903900000216
其中，
Figure FDA00028820903900000217
为转子磁链的给定值，
Figure FDA00028820903900000218
为电磁转矩的给定值，np为磁极对数。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述转速辨识自适应算法可进一步优化为：
Figure FDA0002882090390000031
其中，
Figure FDA0002882090390000032
M为自适应参数。
4.一种异步电机，其特征在于，所述异步电机按照权利要求1～3任一所述的方法对所述异步电机的电压进行控制。
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