DE112011103676B4

DE112011103676B4 - Stromumformervorrichtung mit Resonanzunterdrückung

Info

Publication number: DE112011103676B4
Application number: DE112011103676.0T
Authority: DE
Inventors: Shuta Ishikawa; Masanori Kato; Shinichi Furutani; Yoichi Egashira; Yuki Kawauchi
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-11-05
Filing date: 2011-11-01
Publication date: 2017-12-28
Anticipated expiration: 2031-11-02
Also published as: CN103190068B; US8970154B2; JP5645956B2; WO2012060357A1; CN103190068A; DE112011103676T5; US20130214717A1; JPWO2012060357A1

Abstract

Stromumformervorrichtung mit Resonanzunterdrückung, die Folgendes aufweist: – einen Umformer (2), der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5); – einen Wechselrichter (4), der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; – einen Kondensator (6), der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist; und – einen Steuerungsbereich (7) zum Ansteuern des Wechselrichters (4) auf der Basis von einer Spannungsanweisung, – wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich (8) zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5); einen Filterbereich (13) zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich (8) detektierten Spannung (Vdc); und einen Verstärkungsbereich (4) zum Multiplizieren der von dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal (Vcmp) ausgegeben wird, – wobei der Steuerungsbereich (7) den Wechselrichter (4) auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals (Vcmp) zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und – wobei die Stromumformervorrichtung eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) zum Ausgeben eines Scheitelwerts der von dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente aufweist, so dass die Größe des Korrektursignals (Vcmp) auf der Basis von dem von der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) ausgegebenen Scheitelwert der Wechselkomponente eingestellt wird, und wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum ...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Stromumformervorrichtung mit Resonanzunterdrückung, die zu einem Zweck, wie beispielsweise dem Antreiben eines Wechselstrommotors verwendet wird, und die einen Umformer und einen Wechselrichter aufweist, die miteinander mittels eines Gleichspannungs-Verbindungsbereichs integriert sind.
Stand der Technik
Eine Hauptschaltung einer Stromumformervorrichtung zum Antrieben eines Wechselstrommotors besteht aus einem Umformer, der Wechselspannung aus einer System-Spannungsversorgung gleichrichtet, und einem Wechselrichter, der eine Rückumwandlung in Wechselspannung durchführt, die für den Wechselstrommotor geeignet ist, und ein Glättungskondensator ist an eine Gleichspannungsverbindung angeschlossen, die ein Gleichspannungs-Verbindungsbereich zwischen dem Umformer und dem Wechselrichter ist.
Wenn die Stromumformervorrichtung mit der System-Spannungsversorgung verbunden ist, wird ein LC-Resonanzkreis aus einer Drosselspule der System-Spannungsversorgung und dem Glättungskondensator gebildet. Für einen dreiphasigen Diodenumformer ist es bekannt, dass bei einem Gleichrichtungsvorgang ein Pulsieren auf der Gleichspannungs-Ausgangsseite auftritt, das das Sechsfache der Frequenz der Versorgungsspannung aufweist.
Falls die Resonanzfrequenz daher mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt, schwingt die Verbindungsgleichspannung in der Hauptschaltung eines Wechselrichters stark. Im Ergebnis können Bauteile der Hauptschaltung beschädigt werden, oder die Steuerung des Wechselstrommotors kann instabil werden.
Insbesondere steigt in dem Fall, wenn ein Glättungskondensator mit einer kleinen Kapazität verwendet wird, die Frequenz der Resonanz mit der Drosselspule an, was oft in dem oben beschriebenen Problem resultiert. Als Antwort auf das oben beschriebene Problem wurden Methoden vorgeschlagen, die auf eine Resonanzunterdrückung gerichtet sind.
Beispielsweise verwendet das Patentdokument 1 folgendes Verfahren: Entnehmen einer Pulsierkomponente der Verbindungsgleichspannung; anstatt einen Differenzbetrag der Schwingung zu ermitteln: Ermitteln einer Schwankungshöhe der Schwingung über einen vorgegebenen Zeitraum mittels eines Verfahrens, das ein Pseudodifferenzial zum Erzeugen eines Phasenvorauseilungs-Wertes verwendet; und Korrigieren der Frequenz der Ausgangsspannung des Wechselrichters, indem das erhaltene Signal verwendet wird, so dass das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung unterdrückt wird.
Dann wird die Phasenvoreilungsverarbeitung beim Erzeugen eines Differenzsignals der Verbindungsgleichspannung derart gestaltet, dass insbesondere ein bestimmter Phasenvorauseilungs-Wert bei einer Frequenzkomponente auftritt, die sechsmal so hoch wie die Frequenz der Versorgungsspannung ist.
Wenn jedoch die Resonanzunterdrückung durchgeführt wird, nimmt die Drehmomentwelligkeit des Wechselstrommotors zu. Daher wird beispielsweise in Patentdokument 2 die Resonanzunterdrückung nur dann durchgeführt, wenn eine LC-Resonanzfrequenz mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt. Wenn sie nicht zusammenfallen, wird keine Resonanzunterdrückung durchgeführt, so dass ein Ansteigen der Drehmomentwelligkeit so gut wie möglich verhindert werden kann.
Das Patentdokument 3 bezieht sich auf eine Technik zum Steuern eines Wechselrichters zur Ansteuerung eines AC Motors. Dabei wird die Gleichspannung, die an einem Kondensator anliegt, von dem Gleichspannungsdetektierabschnitt gemessen. Ein Korrektursignal wird davon abgeleitet und einem PWM-Berechnungsabschnitt zugeführt, der einen Inverter steuert. Ein Fluktuationskomponentenerfassungsabschnitt identifiziert Harmonische der Zwischenkreisspannung, und ein Begrenzer begrenzt die Harmonischen durch Hinzufügen eines Korrektursignals auf die Stromkomponente unter Verwendung eines Verbindungsresonanzkompensators. Der Stromregler ist ein PI-Regler, und die zusammengefasste Wechselstromkomponente wird über die vorgegebene P-Verstärkung des Querstromreglers direkt an den Spannungskorrekturabschnitt ausgegeben.
Das Patentdokument 4 bezieht sich auf eine Wechselrichtersteuerung zum Antreiben eines Motors und beschreibt die Vermeidung eines Resonanzphänomens, das durch eine Wechselrichterbetriebsfrequenz und eine Wechselspannungsquellfrequenz bestimmt wird, um einen instabilen Betrieb eines Motors zu verhindern. Dies wird durch die Kombination eines Kondensators und einer Drosselspule erreicht. Die Verhältnisse dieser Komponenten werden so bestimmt, dass die Resonanzfrequenz (LC Resonanzfrequenz) 40 mal höher als die Wechselspannungsquellfrequenz sein kann, um den IEC Standard zu erfüllen, indem die harmonischen Komponenten des Wechselstromquellenstroms unterdrückt werden
Literaturverzeichnis
Patentdokumente

Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2007-181 358 A (10, Anspruch 2 auf Seite 2, Absätze [0034], usw.)
Patentdokument 2: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2009-17 673 A (1, Zusammenfassung und Lösung auf Seite 1, usw.)
Patentdokument 3: Australische Veröffentlichung AU 2009241150 A1 (3, usw.)
Patentdokument 4: US Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift US 2004/0 207 360 A1 (Absätze [0098] bis [0101])

Zusammenfassung der Erfindung
Mit der Erfindung zu lösende Probleme
Die Vorrichtung gemäß Patentdokument 1 setzt die Verwendung einer Pseudodifferenzial-Komponente voraus, was zu einer Verkomplizierung eines Steuerungsblockes führt. Da ein Einstellen der Entwurfsparameter für die Phasenvoreilungsverarbeitung im Einklang mit der Frequenz der System-Spannungsversorgung erfolgen muss, ergibt sich zudem ein Problem dahingehend, dass sich, falls die Vorrichtung mit einer Spannungsversorgung verbunden ist, die eine andere Frequenz hat, zusätzlicher Aufwand ergibt, um das Einstellen der Parameter erneut durchzuführen.
Da bei der Vorrichtung gemäß Patentdokument 2 nur anhand einer LC-Resonanzfrequenz entschieden wird, ob die Resonanzunterdrückung durchgeführt wird oder nicht, ergibt sich außerdem das Problem, dass nicht immer sichergestellt werden kann, dass die Resonanzunterdrückung nur dann durchgeführt wird, wenn es notwendig ist.
Die vorliegende Erfindung wurde konzipiert, um die obigen Probleme zu lösen, und es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Stromumformervorrichtung mit einen einfachen Aufbau anzugeben, die die Resonanz in einem Gleichspannungs-Verbindungsbereich unterbinden kann und die zusätzlichen Aufwand zur Durchführung einer nochmaligen Anpassung im Einklang mit der Frequenz der Versorgungsspannung vermeidet.
Lösung der Probleme
Die Stromumformervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform weist Folgendes auf: einen Umformer, der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich; einen Wechselrichter, der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; einen Kondensator, der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich geschaltet ist; und einen Steuerungsbereich zum Ansteuern des Wechselrichters basierend auf einer Spannungsanweisung, wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs; einen Filterbereich zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich detektierten Spannung; und einen Verstärkungsbereich zum Multiplizieren der von dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal ausgegeben wird,

– wobei der Steuerungsbereich den Wechselrichter auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und
– wobei die Stromumformervorrichtung eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung zum Ausgeben eines Scheitelwerts der von dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente aufweist, so dass die Größe des Korrektursignals auf der Basis von dem von der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung ausgegebenen Scheitelwert der Wechselkomponente eingestellt wird, und

Zudem ist die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung dazu ausgebildet: dass sie, wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Betrag der mittels dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Betrag der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und
wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Betrag der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe des Betrages der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform weist Folgendes auf: einen Umformer, der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich; einen Wechselrichter, der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; einen Kondensator, der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich geschaltet ist; und einen Steuerungsbereich zum Ansteuern des Wechselrichters, basierend auf einer Spannungsanweisung, wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs; einen Filterbereich zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich detektierten Spannung; und einen Verstärkungsbereich zum Multiplizieren der von dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal ausgegeben wird; wobei der Steuerungsbereich den Wechselrichter auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und wobei die Stromumformervorrichtung eine Maximalwert-Ableitungseinrichtung zum Ausgeben eines Maximalwerts der Spannung des mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs detektierten Gleichspannungs-Verbindungsbereichs beinhaltet, so dass die Größe des Korrektursignals, auf der Basis von dem von der Maximalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebenen Maximalwert der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs eingestellt wird, wobei die Stromumformervorrichtung ferner Folgendes aufweist:
eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung zum Ausgeben eines Scheitelwerts der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente; und
einen Tiefpassfilterbereich zum Entnehmen einer Gleichkomponente der mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs detektierten Spannung,
wobei die Maximalwert-Herleitungseinrichtung den mittels der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung erhaltenen Scheitelwert der Wechselkomponente zu der Gleichkomponente addiert, so dass der Maximalwert der Spannung in dem Gleichspannungs-Verbindungsbereich erhalten wird.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform kann so ausgelegt sein, dass dann, wenn der von der Maximalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebene Maximalwert (VdcMax) der Spannung (Vdc) des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) einen vorgegebenen Überspannungspegel (VdcOV) überschreitet, der vorab festgelegt ist, die Größe des Korrektursignals (Vcmp) in eine Richtung hin eingestellt wird, um das Korrektursignal von ”Aus” zu ”Ein” zu verändern.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform kann so ausgelegt sein, dass die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung, wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Wert der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Wert der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Wert der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Eine Stromumformervorrichtung der zweiten Ausführungsform kann so ausgelegt sein, dass die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung, wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Betrag der mittels dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Betrag der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und
wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Betrag der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe des Betrages der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform weist Folgendes auf: einen Umformer, der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich; einen Wechselrichter, der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; einen Kondensator, der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich geschaltet ist; und einen Steuerungsbereich zum Ansteuern des Wechselrichters basierend auf einer Spannungsanweisung, wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs; einen Filterbereich zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich detektierten Spannung; und einen Verstärkungsbereich zum Multiplizieren der von dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal ausgegeben wird, wobei der Steuerungsbereich den Wechselrichter auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und. wobei die Stromumformervorrichtung eine Minimalwert-Ableitungseinrichtung zum Ausgeben eines Minimalwerts der Spannung des mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs detektierten Gleichspannungs-Verbindungsbereichs beinhaltet, so dass die Größe des Korrektursignals auf der Basis von dem von der Minimalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebenen Minimalwert der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs eingestellt wird, wobei die Stromumformervorrichtung ferner Folgendes aufweist:
eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung zum Ausgeben eines Scheitelwerts der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente; und
einen Tiefpassfilterbereich zum Entnehmen einer Gleichkomponente der mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs detektierten Spannung,
wobei die Minimalwert-Herleitungseinrichtung den mittels der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung erhaltenen Scheitelwert der Wechselkomponente von der Gleichkomponente subtrahiert, so dass der Minimalwert der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs erhalten wird.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform kann so ausgelegt sein, dass dann, wenn der von der Minimalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebene Minimalwert der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs einen vorgegebenen benötigten Spannungspegel unterschreitet, der vorab festgelegt ist, die Größe des Korrektursignals in eine Richtung hin eingestellt wird, um das Korrektursignal von ”Aus” zu ”Ein” zu verändern.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform kann so ausgelegt sein, dass die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung, wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Wert der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Wert der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Wert der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Eine Stromumformervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform kann so ausgelegt sein, dass die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung, wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Betrag der mittels dem Filterbereich entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Betrag der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und
wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Betrag der mittels des Filterbereichs entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe des Betrages der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
In vorteilhafter Weiterbildung der erfindungsgemäßen Stromumformervorrichtungen ist vorgesehen, dass die Wechselstrom-Last ein Wechselstrommotor ist, und dass der Steuerungsbereich einen Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung zum Erzeugen der Spannungsanweisung auf der Basis von einer Geschwindigkeitsanweisung aufweist.
In vorteilhafter Weiterbildung der erfindungsgemäßen Stromumformervorrichtungen ist vorgesehen, dass der Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung ein V/f-Steuerungsbereich zum Erzeugen der Spannungsanweisung aus der Geschwindigkeitsanweisung auf der Basis von einem Verhältnis von (Spannung/Frequenz) = konstant ist, und dass der Steuerungsbereich den Wechselrichter auf der Basis von einem Signal ansteuert, das erhalten wird, indem das Korrektursignal zu der mittels des V/f-Steuerungsbereichs erzeugten Spannungsanweisung addiert wird.
In vorteilhafter Weiterbildung der erfindungsgemäßen Stromumformervorrichtungen ist vorgesehen, dass der Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung ein Geschwindigkeits-Steuerungsbereich zum Erzeugen einer q-Achsen-Spannungsanweisung in einem rechtwinkligen dq-Zweiachsen-Koordinatensystem ist, um dafür zu sorgen, dass der Geschwindigkeits-Erkennungswert der Spannungsanweisung folgt, und
dass der Steuerungsbereich den Wechselrichter auf der Basis von einem Signal ansteuert, das erhalten wird, indem das Korrektursignal zu der mittels des Geschwindigkeits-Steuerungsbereichs erzeugten q-Achsen-Spannungsanweisung addiert wird.
Wirkung der Erfindung
Wie oben beschrieben, addiert die Stromumformervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zu der Spannungsanweisung das Korrektursignal, das durch Multiplizieren der von der detektierten Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs entnommenen Wechselkomponente mit einer Verstärkung erhalten wird, und sie ermöglicht es durch einen solchen Aufbau, die Resonanz des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs zu unterbinden und die Vorrichtung zu vereinfachen, während zusätzliche Arbeit zur Durchführung einer nochmaligen Anpassung im Einklang mit der Frequenz der Versorgungsspannung vermieden wird.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Stromumformervorrichtung gemäß Ausführungsform 1, 2 oder 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein Blockdiagramm, das den internen Aufbau einer Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
3 ist ein Schaltdiagramm, das ein Beispiel eines Strompfades zeigt, der eine LC-Resonanz hervorruft.
4 ist ein Modellschaltdiagramm, das das Augenmerk auf eine Pulsier-Frequenzkomponente einer Verbindungsgleichspannung der Stromumformervorrichtung richtet.
5 ist ein Frequenzkennliniendiagramm, das eine Übertragungskennlinie eines Asynchronmotors von Δvq bis Δiq zeigt.
6 ist ein Ersatzmodellschaltdiagramm, das erhalten wird, indem eine Stromquelle 18 in dem in 4 gezeigten Modell durch ein RL-Netzwerk ersetzt wird.
7 ist ein Ersatzmodellschaltdiagramm, wenn der Strom, der in der Stromquelle 18 in dem in 4 gezeigten Modell fließt, Null ist.
8 ist ein Kennliniendiagramm, das den Unterschied zeigt, der davon abhängt, ob oder ob nicht eine Resonanzunterdrückung ausgeführt wird, und zwar gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
9 ist ein Kennliniendiagramm, das die Obergrenze und die Untergrenze der Verbindungsgleichspannung zeigt, abhängig von der Lastleistung.
10 ist ein Blockdiagramm, das den inneren Aufbau der Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
11 ist ein Kennliniendiagramm, das beispielhafte Wellenformen von |VdcAC| und VH zeigt.
12 ist ein Diagramm, das eine Eingabe-Ausgabe-Charakteristik einer Tabelle 24 zeigt, die in 10 gezeigt ist.
13 ist ein Blockdiagramm, das den inneren Aufbau der Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung zeigt.
14 ist ein Diagramm, das eine Eingabe-Ausgabe-Charakteristik von Tabellen 30 und 34 zeigt, die in 13 gezeigt sind.
15 ist ein Blockdiagramm, das den inneren Aufbau der Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
Beschreibung der Ausführungsformen
Ausführungsform 1
1 ist ein Schaltdiagramm einer Stromumformervorrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. Die Stromumformervorrichtung weist Folgendes auf: einen Umformer 2, der Wechselspannung einer dreiphasigen Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 1 in Gleichspannung umwandelt und die Gleichspannung an einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich 5 ausgibt; und einen Wechselrichter 4, der die Gleichspannung von dem Gleichspannungs-Verbindungsbereich 5 entgegennimmt und Wechselspannung ausgibt, um die Wechselspannung einem Lastmotor 3 zuzuführen, der eine Wechselstrom-Last ist.
In dem Gleichspannungs-Verbindungsbereich 5, der zwischen den Umformer und den Wechselrichter geschaltet ist und zwischen diesen Gleichleistung überträgt, ist ein Kondensator 6 vorgesehen. Eine Steuerungseinheit 7 dient als Steuerungsbereich und steuert den Wechselrichter 4 basierend auf einer Spannungsanweisung, was später noch beschrieben wird.
Dann wird eine Verbindungsgleichspannung mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs 8 detektiert, und Gate-Signale Gu+, Gu–, Gv+, Gv–, Gw+ und Gw– werden von der Steuerungseinheit 7 erzeugt.
2 ist ein Steuerungsblockdiagramm, das den inneren Aufbau der Steuerungseinheit 7 zeigt, die in 1 gezeigt ist. Hier wird dem V/f-Steuerungssystem eine Steuerung zur Resonanzunterdrückung hinzugefügt, die das Verhältnis zwischen der Motorspannung und der Motorfrequenz konstant hält.
Die Steuerungseinheit 7 nimmt die Verbindungsgleichspannung Vdc und eine Frequenzanweisung ω*, die eine Geschwindigkeitsanweisung ist, entgegen, und gibt die Gate-Signale Gu+, Gu–, Gv+, Gv–, Gw+ und Gw– ab.
Eine V/f-Tabelle 9, die als Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung dient, nimmt die Frequenzanweisung ω* entgegen und gibt über die Tabelle 9 eine Spannungsanweisung-Amplitude V* ab. Außerdem integriert ein Integrator 10 die Frequenzanweisung ω*, um eine Phase θ* der Spannungsanweisung abzugeben.
Ein Gate-Signal-Erzeugungsbereich 11 erzeugt eine Ausgabe-Spannungsanweisung, indem er die Verbindungsgleichspannung Vdc, die Spannungsanweisung-Amplitude V* und die Phase θ* verwendet, und er gibt die Gate-Signale Gu+, Gu–, Gv+, Gv–, Gw+ und Gw– mittels einer PWM-Verarbeitung aus. In dem Gate-Signal-Erzeugungsbereich 11 wird die Verbindungsgleichspannung Vdc verwendet, um eine Pulsweitenkorrektur bei der Erzeugung des Gate-Signals durchzuführen.
Im Folgenden wird ein Steuerungsblock 12 zur Resonanzunterdrückung beschreiben. Der Steuerungsblock 12 zur Resonanzunterdrückung nimmt die Verbindungsgleichspannung Vdc entgegen und gibt ein Korrektursignal Vcmp zur Resonanzunterdrückung aus. Das Korrektursignal Vcmp wird zu der Spannungsanweisung V* addiert, die von der V/f-Steuerung ausgegeben wird, so dass ein Kompensationsvorgang (V* + Vcmp = V'*) durchgeführt wird.
Das Korrektursignal Vcmp wird mittels des im Folgenden beschriebenen Vorganges berechnet. Zunächst wird eine Pulsierkomponente (Wechselgrößenkomponente) VdcAC aus der Verbindungsgleichspannung Vdc entnommen, indem ein Hochpassfilter 13 verwendet wird. Anschließend multipliziert ein Verstärkungsbereich 14 die Pulsierkomponente VdcAC mit einer Verstärkung der Steuerung zur Resonanzunterdrückung, so dass ein Korrektursignal Vcmp erzeugt wird. Danach wird unter Verwendung eines Addierers 15 die Spannungsanweisung-Amplitude V* zu V'* berichtigt, und der berichtigte Wert V'* wird ausgegeben.
Im Folgenden wird ein Verfahren zum Vermindern eines Pulsierens der Verbindungsgleichspannung Vdc durch die Wirkweise des Steuerungsblocks 12 zur Resonanzunterdrückung gemäß 2 beschreiben. 3 ist ein Schaltdiagramm, das ein Beispiel eines Strompfades zeigt, der eine LC-Resonanz hervorruft. Das Schaltdiagramm zeigt eine dreiphasige Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 1, Wechselstromdrosseln 16, den Umformer 2, den Kondensator 6, den Wechselrichter 4 und den Lastmotor 3.
4 ist ein Modell, das das Augenmerk auf eine Pulsier-Frequenzkomponente der Verbindungsgleichspannung Vdc der Stromumformervorrichtung gemäß 3 richtet. Das Modell zeigt eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 17, eine Wechselstromdrossel 19, den Kondensator 6 und die Stromquelle 18.
Die Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 17 ist eine solche Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung, die das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung Vdc simuliert, die von dem Umformer 2 erzeugt wird. Da die dreiphasige Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 1 drei Phasen aufweist, hat hier die Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 17 eine Frequenz f, die sechsmal so hoch ist wie die Frequenz der Versorgungsspannung.
Da das Modell in 4 mit einer Pulsierkomponente (Brummkomponente) befasst ist, sei angemerkt, dass die Spannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 17 mit vsr bezeichnet ist und die Spannung des Kondensators 6 mit vdcr bezeichnet ist, um diese von Vs und Vdc des eigentlichen Stromkreises unterscheidbar zu machen.
Außerdem ist in 3 auch ein Beispiel eines Pfades der Spannung oder des Stroms gezeigt, die bzw. der die LC-Resonanz verursacht. In dem Pfad, der in 3 gezeigt ist, fließt zweimal Strom durch die Wechselstromdrossel 16. Daher hat die Wechselstromdrossel 19, die in 4 gezeigt ist, einen Induktivitätswert, der zweimal so hoch ist wie derjenige der Wechselstromdrossel 16.
Wenn die Resonanzfrequenz der Wechselstromdrossel 19 und des Kondensators 6 mit der Frequenz f der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 17 zusammenfallen, d. h. das Sechsfache der Frequenz der dreiphasigen Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung 1 betragen, tritt Resonanz in der Elektrizitätsversorgung des Systems auf. Dann nimmt eine Induktivität L der Wechselstromdrossel 19 einen Wert an, wie er durch Ausdruck (1) ausgedrückt wird.
Ausdruck 1

L = 1 / 4π²f²C (1)

Hierbei ist die Stromquelle 18 ein Modell, das den Wechselrichter 4 und den Lastmotor 3 simuliert. Da jeder mögliche Strom zugeführt werden kann, indem der Wechselrichter 4 entsprechend angesteuert wird, ist dieser Bereich als eine Stromquelle dargestellt. Gleichzeitig simuliert die Stromquelle den Stromfluss, der infolge der Ansteuerung fließt, und zwar im Einklang mit einem Pulsieren der Verbindungsgleichspannung.
Um das Betriebsverhalten der Steuerung zur Resonanzunterdrückung der vorliegenden Erfindung zu verdeutlichen, ist es notwendig, das Verhalten der Stromquelle 18 näher zu durchdenken, d. h. deren Strom, wenn das Korrektursignal Vcmp gemäß der Pulsierkomponente angelegt wird. In diesem Fall ist eine Untersuchung nicht unbedingt einfach, falls eine Form von Stromquelle verwendet wird.
Daher wird zunächst – als vorbereitender Schritt der Untersuchung – die Tatsache unter Bezugnahme auf die folgenden Ausdrücke (2) bis (6) erläutert, dass die Stromquelle 18 in 4 als eine Schaltung dargestellt werden kann, die aus einem Widerstand und einer Induktivität zusammengesetzt ist, die in Reihenschaltung miteinander verbunden sind, wie es in der weiter unten beschriebenen 6 dargestellt ist.
Der Lastmotor 3 ist ein Wechselstrommotor, und er wird oft angesteuert, indem verschiedene Werte, wie beispielsweise die Motorspannung und der Motorstrom in einem zweiachsigen rechtwinkligen Koordinatensystem (dq-Koordinatensystem) behandelt werden. Wenn hierbei eine Achse, die den Drehmomentstrom des Wechselstrommotors repräsentiert, als q-Achse gewählt wird, so wird die Ausgangsleistung P des Wechselrichters im Wesentlichen durch den Ausdruck (2) unter Verwendung einer q-Achsen-Spannung vq und eines q-Achsen-Stroms iq angegeben.
Ausdruck 2

P = v_qi_q (2)

Wenn die q-Achsen-Spannung vq des Wechselrichters gepulst wird, werden die Ausgangsleistung P des Wechselrichters und dessen Pulsmenge ΔP so dargestellt, wie es in den Ausdrücken (3) und (4) gezeigt ist.
Ausdruck 3

P + ΔP = (v_q + Δv_q)(i_q + Δi_q) = v_qi_q + v_qΔi_q + Δv_qi_q + Δv_qΔi_q (3) ΔP = v_qΔi_q + Δv_qi_q (4)

Da Δiq und Δvq unbedeutend klein sind im Vergleich zu iq und vq, ist ΔvgΔiq ausreichend klein, um weggelassen werden zu können. Daher brauchen in Bezug auf die Pulsmenge ΔP nur der zweite und dritte Term auf der rechten Seite der Gleichung (3) berücksichtigt zu werden, wie es in Gleichung (4) gezeigt ist.
5 zeigt ein Beispiel einer Übertragungskennlinie eines Standard-Asynchronmotors von 3,7 kW. Genauer gesagt: 5 zeigt eine Frequenzkennlinie einer Phase in einem Fall, wenn Δvq eine Eingangsgröße und Δiq eine Ausgangsgröße ist. Bei einer Resonanzfrequenz (ca. 2000 rad/s) für eine Frequenz der Versorgungsspannung von 50 Hz oder 60 Hz zeigt Δiq einen Verzögerungskennwert von ca. 90 Grad relativ zu Δvq. Da sie elektrisch einem RL-Netzwerk aus einem Widerstand und einer Induktivität entsprechen, hat Δiq außer bei dem Asynchronmotor auch bei anderen Motortypen, wie beispielsweise einem Synchronmotor, eine relativ zu Δvq verzögerte Phase.
Da iq und vq konstante Werte sind, hat im Ergebnis der erste Term vqΔiq der Pulsierleistung ΔP des Motors, die im Ausdruck (4) gezeigt ist, eine relativ zu Δvq verzögerte Phase, und der zweite Term Δvqiq hat die gleiche Phase wie die von Δvq. Daher hat die Pulsierleistung ΔP, die die Summe beider Signale ist, einen Phasenverzögerungskennwert relativ zu Δvq, wenn auch nicht in dem Ausmaß von Δiq.
Als nächstes wird die Eingangsleistung P + ΔP des Wechselrichters unter Verwendung einer Eingangsspannung Vdc des Wechselrichters und einem Eingangsstrom Idc des Wechselrichters durch den folgenden Ausdruck ausgedrückt. Hierbei wird Eingangsleistung des Wechselrichters = Ausgangsleistung angenommen.
Ausdruck 4

P + ΔP = V_dcI_dc (5)

Bei der Eingangsspannung Vdc des Wechselrichters ist die Gleichspannungskomponente groß im Verhältnis zur Pulsierkomponente vdcr. Daher kann die Eingangsspannung Vdc des Wechselrichters als im Wesentlichen konstanter Wert angenommen werden. Falls beide Seiten der Gleichung (5) durch Vdc geteilt werden, wird Idc durch Ausdruck (5) bzw. Gleichung (6) erhalten. Für den Eingangsstrom Idc des Wechselrichters kann daher angenommen werden, dass ein phasenverzögerndes Pulsieren auftritt, das die gleiche Phase wie diejenige der Pulsmenge ΔP hat. Ausdruck 5
Aus der obigen Überlegung ergibt sich, dass die Stromquelle 18, die den Wechselrichter und den Motor in 4 simuliert, eine Verzögerungskennlinie relativ zu Δvq hat. Bei der vorliegenden Erfindung ist Δvq ein Wert, der erhalten wird, indem die Pulsierkomponente vdcr von Vdc mit einer Verstärkung multipliziert wird. Daher kann die Stromquelle 18 angenommen werden als eine Last, die aus einem Widerstand und einer Induktivität zusammengesetzt ist. 6 zeigt ein Schaltdiagramm, das erhalten wird, indem eine Stromquelle 18 in dem in 4 gezeigten Modell durch ein RL-Netzwerk ersetzt wird.
Wie oben beschrieben, wurde bestätigt, dass die Stromquelle 18 äquivalent durch ein RL-Netzwerk ersetzt werden kann. folglich wird nachstehend – basierend auf diesem Ersatzschaltkreis – beschrieben, dass das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung Vdc vermindert werden kann.
Zunächst wird der Fall betrachtet, dass keine Resonanzunterdrückung durchgeführt wird. 7 ist ein Ersatzschaltmodell, wenn Strom, der in der Stromquelle 18 fließt, Null ist, d. h. es wird Folgendes angenommen: Rd, Ld → ∞.
Die Übertragungsfunktion von der Versorgungsspannung vsr zu der Kondensatorspannung vdcr wird hergeleitet. Die Ausdrücke (A-1) und (A-2) können aus einer Netzwerkgleichung hergeleitet werden.
Es sei angemerkt, dass in Ausdrücken, die durch die unten gezeigte Laplace-Transformation erhalten werden, Vsr, Vdcr, I1, und I2 als Formelzeichen für die Spannung vsr, die Spannung vdcr, den Strom i1 bzw. den Strom i2 verwendet werden. Ausdruck 6
Gleichung (A-2) wird nach dem Strom II umgestellt, so dass Gleichung (A-3) erhalten wird.
Ausdruck 7

I₁ = sCV_dcr (A-3)

Gleichung (A-3) wird in Gleichung (A-1) eingesetzt, und die sich ergebende Gleichung wird nach Vdcr/Vsr umgestellt, so dass Gleichung ((A-4) erhalten wird. Ausdruck 8
Der Ausdruck s = jωc wird für s in Gleichung (A-4) eingesetzt, und der sich ergebende Ausdruck wird umgestellt, so dass sich Gleichung (A-5) ergibt.
Hierbei ist ωc die Kreisfrequenz der Resonanzfrequenz fc. Ausdruck 9
Da die Werte von L und C derart bestimmt werden, dass LC-Resonanz bei der Resonanzfrequenz fc auftritt, ergibt sich Gleichung (A-6).
Ausdruck 10

1 – ω 2 / cLC = 0 (A-6)

Aus Gleichung (A-6) ergibt sich, dass der Nenner von Gleichung (A-5) zu Null wird. Daher wird die Verstärkung ∞, und Vdcr divergiert. Folglich wird ein Resonanzphänomen bestätigt.
Im Folgenden wird in dem Modell, das die in 6 dargestellte Resonanzunterdrückung simuliert, eine Übertragungsfunktion von der Versorgungsspannung vsr zu der Kondensatorspannung vdcr hergeleitet.
Die Gleichungen (B-1) bis (B-3) können aus einer Netzwerkgleichung hergeleitet werden. Ausdruck 11
Gleichung (B-2) wird nach I2 umgestellt, so dass Gleichung (B-4) erhalten wird. Ausdruck 12
Gleichung (B-4) wird in Gleichung (B-1) eingesetzt, und der sich ergebende Ausdruck wird nach I1 umgestellt, woraus die Gleichung (B-5) hergeleitet werden kann. Ausdruck 13
Gleichung (B-5) wird in Gleichung (B-3) eingesetzt, und der sich ergebende Ausdruck wird nach Vdcr/Vsr umgestellt, so dass Gleichung (B-6) erhalten wird. Ausdruck 14
Der Ausdruck s = jωc wird in s in Gleichung (B-6) eingesetzt, und der sich ergebende Ausdruck wird umgestellt, so dass sich Gleichung (B-7) ergibt. Ausdruck 15
Da die Werte von L und C derart bestimmt werden, dass LC-Resonanz bei der Resonanzfrequenz fc auftritt, ergibt sich Gleichung (B-8).
Ausdruck 16

1 – ω 2 / cLC = 0 (B-8)

Unter Verwendung von Gleichung (B-8) wird Gleichung (B-7) vereinfacht, so dass Gleichung (B-9) hergeleitet werden kann. Ausdruck 17
Wenn der Betrag von Gleichung (B-9) gebildet wird, kann Gleichung (B-10) hergeleitet werden. Ausdruck 18
Beim Vergleich von Gleichung (A-5) und Gleichung (B-10) wird im Resonanzzustand in der Gleichung (A-5) der Wert von Vdcr/Vsr zu ∞; indes wird in Gleichung (B-10) Vdcr/Vsr zu einem endlichen Wert. Folglich kann die Wirkung der Pulsierunterdrückung bestätigt werden.
Außerdem geht aus Gleichung (B-10) hervor, dass das Pulsieren umso kleiner wird, je kleiner die Impedanz des RL-Netzwerkes gemacht wird, das den Motor und den Wechselrichter simuliert. Die Impedanz zu verringern, entspricht dem Vorgehen, eine Verstärkung des Verstärkungsbereichs 14 in dem oben in 2 gezeigten Steuerungsblock 12 zur Resonanzunterdrückung groß zu machen.
8 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Vorganges zur Resonanzunterdrückung zeigt, wie er oben beschrieben ist, und es wird ein Vergleich der Verbindungsgleichspannung Vdc gezeigt zwischen dem Fall, in welchem die Ausgabe-Spannungsanweisung unter Verwendung des Korrektursignals Vcmp berichtigt wird, und dem Fall, in welchem die Ausgabe-Spannungsanweisung nicht berichtigt wird. Im Falle der Berichtigung der Ausgabe-Spannungsanweisung durch Verwendung des Korrektursignals Vcmp kann bestätigt werden, dass das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung Vdc klein wird.
Wie bei der Ausführungsform 1 beschrieben, kann folglich durch Verwenden des Steuerungsblocks 12 zur Resonanzunterdrückung ein Ansteigen des Pulsierens der Verbindungsgleichspannung unterbunden werden, und es kann eine stabile Spannung dem Wechselrichter und dem Motor zugeführt werden, und zwar sogar dann, wenn die Frequenz des Pulsierens der Verbindungsgleichspannung, das von dem Umformer 2 hervorgerufen wird, mit der LC-Resonanzfrequenz der Wechselstromdrossel zwischen der Elektrizitätsversorgung und dem Umformer und dem Kondensator an der Gleichspannungsverbindung zusammenfällt. Hierdurch wird ein stabiler Betrieb des Systems erreicht.
Da der Steuerungsblock 12 zur Resonanzunterdrückung keine Phasenvoreilungsverarbeitung oder dergleichen verwendet, kann zusätzliche Arbeit zum Durchführung einer nochmaligen Anpassung im Einklang mit der Frequenz der Versorgungsspannung vermieden werden.
Außerdem tritt solch ein Anstieg des Pulsierens der Verbindungsgleichspannung infolge von Resonanz häufig in einem Fall auf, wenn der Kondensator bei der Gleichspannungsverbindung eine kleine Kapazität hat. Diese Art von Problem kann jedoch durch den Steuerungsblock zur Resonanzunterdrückung gemäß der vorliegenden Erfindung gelöst werden.
Bei der Ausführungsform 1 wurde als Beispiel der Fall beschrieben, in welchem ein Asynchronmotor als Wechselstrom-Last verwendet wird. Auch im Falle des Antriebs von anderen Motortypen, wie beispielsweise einem Synchronmotor oder sogar einer von einem Motor verschiedenen Wechselstrom-Last, kann die vorliegende Erfindung jedoch mit derselben Wirkung eingesetzt werden.
Ausführungsform 2
Wie oben beschrieben, wird dann, wenn die Steuerung zur Resonanzunterdrückung ausgeführt wird, Energie zwischen dem Lastmotor 3 und dem Kondensator 6 übertragen, was folglich zu einem Anstieg der Drehmomentwelligkeit des Lastmotors 3 führt.
Der Zustand, bei welchem die Steuerung zur Resonanzunterdrückung benötigt wird, ist dann gegeben, wenn die Resonanzfrequenz mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt, und ferner, wenn die Leistungsabgabe des Lastmotors 3 groß ist.
9 zeigt dieses Phänomen, und es wird ein Beispiel eines Verhältnisses zwischen der Leistungsaufnahme der Last und dem Pulsieren der Verbindungsgleichspannung gezeigt, und zwar in dem Fall, in welchem die Resonanzfrequenz des Systems mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt. Die linke Seite zeigt die Verbindungsgleichspannung, die Motorgeschwindigkeit und den Ausgangsstrom in dem Fall, in welchem die Leistungsaufnahme der Last klein ist, und die rechte Seite zeigt den Fall, in welchem die Leistungsaufnahme der Last groß ist.
Je größer die Leistungsabgabe des Lastmotors 3 ist, desto größer wird die Leistungsaufnahme. Daher steigt der Strom, der in den Kondensator 6 fließt, an, und daher nimmt das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung zu. Andererseits nimmt dann, wenn die Leistungsaufnahme des Lastmotors 3 niedrig ist, der fließende Strom ab, und daher nimmt das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung ab, und zwar sogar dann, wenn die Resonanzfrequenz des Systems mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt. In einem derartigen Fall pulsiert daher die Verbindungsgleichspannung nicht wesentlich, und zwar sogar dann nicht, wenn die Steuerung zur Resonanzunterdrückung nicht durchgeführt wird.
Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung berücksichtigt die technischen Gegebenheiten, die oben beschrieben sind, und folglich zeigt sie einen Aufbau zum Durchführen der Steuerung zur Resonanzunterdrückung, wie sie für die Ausführungsform 1 beschrieben ist, nur dann, wenn ein Zustand auftritt, bei welchem die Steuerung zur Resonanzunterdrückung benötigt wird. Um den Aufbau zu verwirklichen, ist zusätzlich zu dem Aufbau aus Ausführungsform 1 ein Einstellbereich 22 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung vorgesehen.
Es sei angemerkt, dass die Steuerung zur Resonanzunterdrückung auch dann durchgeführt werden muss, wenn eine Überspannung infolge des Pulsierens der Verbindungsgleichspannung auftritt, oder wenn eine Spannungssättigung infolge des Pulsierens auftritt, bei welcher der Pegel der Verbindungsgleichspannung, der für die Spannungsanweisung benötigt wird, nicht erreicht wird.
10 ist ein internes Schaltdiagramm der Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 2. Nachstehend werden die Einzelheiten des inneren Aufbaus beschrieben, wobei das Hauptaugenmerk auf den Einstellbereich 22 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung gerichtet wird. Ein Einstellkoeffizient N in dem Einstellbereich 22 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung ist ein Koeffizient zum Bestimmen des Grades der Steuerung zur Resonanzunterdrückung. Der Einstellkoeffizient N nimmt einen Wert von 0 bis 1 an und hat die Funktion, die Resonanzunterdrückung abzuschwächen, wenn er sich 0 annähert, und eine stärkere Resonanzunterdrückung durchzuführen, wenn er sich 1 annähert.
Der Einstellkoeffizient N und das Korrektursignal Vcmp werden mittels eines Multiplizierers 25 miteinander multipliziert, so dass ein eingestelltes Korrektursignal V'cmp erhalten wird, und anschließend wird die Amplitude V* der Ausgangsspannung mittels des Addierers 15 berichtigt.
Nachstehend wird das Herleitungsverfahren für den Einstellkoeffizienten N beschrieben.
Eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23 nimmt eine Pulsierkomponente (Wechselkomponente) VdcAC der Verbindungsgleichspannung entgegen und leitet eine Amplitude VH aus der Pulsierspannung der Verbindungsgleichspannung ab. Die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23 führt einen Vorgang, wie beispielsweise eine Hüllkurvenabtastung durch, was später noch beschrieben wird, so dass sie die Schwingungshöhe der Pulsierkomponente VdcAC entnimmt.
Die Notwendigkeit einer Resonanzunterdrückung kann mittels der Größe der Amplitude VH der Pulsierkomponente beurteilt werden. Je größer die Amplitude VH ist, desto größer ist die Notwendigkeit einer Resonanzunterdrückung, und daher sollte der Einstellkoeffizient N vergrößert werden. Andererseits ist die Notwendigkeit der Resonanzunterdrückung umso geringer, je kleiner die Amplitude VH ist, und daher sollte der Einstellkoeffizient N verkleinert werden. Der Einstellkoeffizient N wird aus der Amplitude VH der Pulsierspannung ermittelt, indem eine Tabelle 24 verwendet wird.
Die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23 nimmt eine Pulsierkomponente VdcAC der Verbindungsgleichspannung entgegen und gibt die Amplitude VH der Pulsierspannung aus. Die Arbeitsweise der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23 wird durch die Gleichungen (C-1) und (C-2) verdeutlicht.
Ausdruck 19

VH(t) = |VdcAC(t)| (C-1) Bedingung (i) |VdcAC(t)| > VH(t – 1) VH(t) = VH(t – 1) + α{|VdcAC(t)| – |VdcAC(t – 1)|} (C-2) Bedingung (ii) |VdcAC(t)| ≤ VH(t – 1)

Hierbei bezeichnet t einen momentanen Wert, und (t-1) bezeichnet einen Wert zum vorhergehenden Abtastzeitpunkt.
Wenn ein Betragswert |VdcAC| der Pulsierkomponente zum momentanen Zeitpunkt größer ist als der Wert zum vorhergehenden Abtastzeitpunkt, ist die Bedingung (i) der Gleichung (C-1) erfüllt, und |VdcAC(t)| wird als Amplitude VH(t) der Pulsierspannung verwendet. Wenn der Betragswert zum momentanen Zeitpunkt gleich oder kleiner ist als der Wert zum vorhergehenden Abtastzeitpunkt, ist die Bedingung (ii) der Gleichung (C-2) erfüllt, und VH(t) wird auf der Grundlage dieser Gleichung ermittelt, die α als Koeffizienten aufweist, genau genommen unter Verwendung eines Tiefpassfilters.
Dies bedeutet, dass VH(t-1) zu VH(t) gemäß einem Wert aktualisiert wird, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe der Pulsierkomponente mit dem Koeffizienten α multipliziert wird. Eine Dezimalzahl nahe 0 wird als α verwendet.
11 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Wellenformen von |VdcAC| und VH zeigt. Es kann bestätigt werden, dass VH einen Wert entlang dem Scheitelwert von |VdcAC| hat.
Wenn die Amplitude VH der Pulsierspannung leicht ansteigen kann, ist folglich sogar dann, wenn das Pulsieren der Verbindungsgleichspannung rasch ansteigt, die Bedingung (i) erfüllt, und das Ansteigen spiegelt sich unmittelbar in der Amplitude VH wider. Wenn es der Amplitude VH der Pulsierspannung schwer gemacht wird, abzunehmen, kann andererseits hinsichtlich der Abnahme der Amplitude VH der Pulsierspannung ein schnelles Ein-/Aus-Schalten der Steuerung zur Resonanzunterdrückung an einem aufeinanderfolgenden Wiederholen gehindert werden, so dass ein stabiler Betrieb der Steuerung zur Resonanzunterdrückung ermöglicht wird.
Für die Beschreibung der Gleichungen (C-1) und (C-2) und 11 wird der Scheitelwert erhalten, indem der Betragswert der Pulsierspannung verwendet wird. Es ist jedoch möglich, den Scheitelwert zu erhalten, indem die Pulsierspannung selbst verwendet wird. Obwohl in diesem Fall die Schwingung des ausgegebenen Scheitelwerts leicht ansteigt, ergibt sich der Vorteil, dass die Berechnungsschaltung vereinfacht wird, da eine Berechnung des Betragswertes nicht mehr nötig ist.
Die Tabelle 24 erhält am Eingang die Amplitude VH und gibt den Einstellkoeffizienten N aus. Wie oben beschrieben, wird die Notwendigkeit der Steuerung zur Resonanzunterdrückung umso höher, je größer die Amplitude VH ist, und daher wird der Einstellkoeffizient derart eingestellt, dass er sich dem Wert 1 annähert, wenn die Amplitude VH steigt. Um ein schnelles Ändern des Ausmaßes der Steuerung zur Resonanzunterdrückung zu verhindern, wird zusätzlich ein gewisser Grad der Neigung eingestellt.
12 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Relation zwischen VH und N in Tabelle 24 zeigt. Hierbei ist VHO ein Wert, der grob die Einschalt-/Ausschaltgrenze der Resonanzunterdrückung angibt. Falls die Steuerung unter Verwendung der Tabelle 24 durchgeführt wird, nimmt der Pulsierscheitelwert von Vdc im Allgemeinen einen Wert nahe VH0 an.
Die Steuerung zur Resonanzunterdrückung wird vorgenommen, während die Steuerung zur Resonanzunterdrückung verstärkt oder abgeschwächt wird. Wie bei der Ausführungsform 2 beschrieben, wird dadurch folglich die Steuerung zur Resonanzunterdrückung nur durchgeführt, wenn die Resonanzfrequenz des Systems mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt und der Lastmotor einer starken Belastung ausgesetzt ist. Hierdurch werden eine Überspannung und eine Spannungssättigung verhindert, und der Anstieg der Motor-Drehmomentwelligkeit wird minimiert. Folglich nimmt die Lebensdauer zu.
Ausführungsform 3
Ähnlich wie bei der oben beschriebenen Ausführungsform 2 wird bei der Ausführungsform 3 ebenfalls der Betrieb der Steuerung zur Resonanzunterdrückung nur dann durchgeführt, wenn ein Zustand auftritt, in welchem die Steuerung zur Resonanzunterdrückung benötigt wird. Des Weiteren wird bei der Ausführungsform 3 der Einstellkoeffizient aus einem Überspannungspegel der Gleichspannungsverbindung oder aus der Größe einer Ausgabe-Spannungsanweisung erhalten.
Bei einem Verfahren zum Erhalten des Einstellkoeffizienten N aus dem Überspannungspegel wird der Einstellkoeffizient N aus einem Maximalwert VdcMax der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs und aus einem Überspannungspegel der Gleichspannungsverbindung hergeleitet. Der Maximalwert VdcMax der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs ist ein Wert, der derart berechnet wird, dass dem Maximalwert der Verbindungsgleichspannung gefolgt wird, während ein Pulsieren der Verbindungsgleichspannung beseitigt wird.
Bei einem Verfahren zum Erhalten des Einstellkoeffizienten N aus der Größe einer Spannungsanweisung wird der Einstellkoeffizient N hergeleitet aus einem Minimalwert VdcMin der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs und der Spannungsanweisung-Amplitude V* der Ausgangsspannung. Der Minimalwert VdcMin der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs ist ein Wert, der derart berechnet wird, dass dem Minimalwert der Verbindungsgleichspannung gefolgt wird, während ein Pulsieren der Verbindungsgleichspannung beseitigt wird.
Es sei angemerkt, dass das Berechnen des Maximalwertes VdcMax der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs und des Minimalwertes VdcMin der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs der Berechnung von Bereichen entspricht, die in der oben beschriebenen 11(a) durch gepunktete Linien von Vdc dargestellt sind.
13 ist ein internes Schaltdiagramm der Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 3. In 13 wird der Einstellkoeffizient N erhalten, indem sowohl ein Überspannungspegel der Verbindungsgleichspannung als auch die Größe der Spannungsanweisung verwendet werden.
Nachstehend wird ein Einstellbereich 26 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung beschreiben, der von einer gepunkteten Linie umgeben ist, und zwar mit Hauptaugenmerk auf einen Teil, der von dem Einstellbereich 22 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung aus obiger Ausführungsform 2 verschieden ist.
Die Verbindungsgleichspannung Vdc wird in eine Gleichkomponente VdcDC und eine Wechselkomponente VdcAC geteilt. Die Gleichkomponente wird entnommen, indem ein Tiefpassfilter 27 verwendet wird, und die Wechselkomponente wird entnommen, indem ein Hochpassfilter 13 verwendet wird.
Basierend auf der Wechselkomponente VdcAC wird die Amplitude VH einer Pulsierkomponente ermittelt, indem die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23 verwendet wird.
Die Amplitude VH der Pulsierkomponente und die Gleichkomponente VdcDC werden mittels des Addierers 28 addiert, so dass der Maximalwert VdcMax der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs erhalten wird. Daher ist die Maximalwert-Herleitungseinrichtung gemäß den Ansprüchen der vorliegenden Erfindung in diesem Beispiel aufgebaut aus dem Hochpassfilter 13, der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23, dem Tiefpassfilter 27 und dem Addierer 28.
Ein Überspannungspegel VdcOV der Gleichspannungsverbindung wird von dem Maximalwert VdcMax der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs mittels eines Subtrahierers 29 abgezogen, und anschließend wird ein Einstellkoeffizient N1 mittels einer Tabelle 30 ermittelt. Folglich ist N1 ein Einstellkoeffizient, der auf einem Überspannungspegel beruht.
Um Überspannungen zu vermeiden, ist es unter Berücksichtigung der Ansprechverzögerung in der Steuerung zur Resonanzunterdrückung hierbei vorteilhaft, den Überspannungspegel VdcOV auf einen Wert zu setzen, der kleiner ist als ein Überspannungspegel, der von dem Wechselrichter oder dergleichen benötigt wird.
Indessen wird die Amplitude VH der Pulsierkomponente von der Gleichkomponente VdcDC mittels eines Subtrahierers 31 abgezogen, so dass ein Minimalwert VdcMin der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs erhalten wird. Daher ist in diesem Beispiel die Minimalwert-Herleitungseinrichtung der Ansprüche der vorliegenden Erfindung aufgebaut aus dem Hochpassfilter 13, der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung 23, dem Tiefpassfilter 27 und dem Subtrahierer 31.
Die Ausgabe-Spannungsanweisung V* wird mit einer Verstärkung 32 multipliziert, so dass eine Verbindungsgleichspannung berechnet wird, die benötigt wird, um V* zu verwirklichen. Der Minimalwert VdcMin der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs wird von der benötigten Spannung mittels eines Subtrahierers 33 abgezogen, und dann wird ein Einstellkoeffizient N2 mittels einer Tabelle 34 bestimmt. Folglich ist N2 ein Einstellkoeffizient, der auf einer Ausgabe-Spannungsanweisung beruht.
14 ist ein Diagramm, das ein Beispiel von Eingabe-Ausgabe-Kennlinien der Tabellen 30 und 34 zeigt. Vin ist ein Eingang einer jeden Tabelle und N1 bzw. N2 ist deren Ausgang.
Die Einstellkoeffizienten N1 und N2 werden mittels eines Addierers 35 addiert, und anschließend wird der sich ergebende Wert auf einen Bereich von 0 bis 1 unter Verwendung eines Begrenzers 36 begrenzt, so dass der Einstellkoeffizient N erhalten wird.
Folglich arbeitet der Einstellbereich 26 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung wie folgt: Wenn der Maximalwert VdcMax der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs einen vorgegebenen Überspannungspegel VdcOV, der vorab festgelegt wird, überschreitet, wird die Größe des Korrektursignals Vcmp in eine Richtung hin eingestellt, so dass das Korrektursignal Vcmp von ”aus” zu ”ein” verändert wird.
Wenn der Minimalwert VdcMin der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs kleiner wird als ein vorgegebener Spannungspegel, der vorab basierend auf der Spannungsanweisung V* festgelegt wird (ein Wert, der erhalten wird, indem die Ausgabe-Spannungsanweisung V* mit der Verstärkung 32 multipliziert wird), so stellt der Einstellbereich 26 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung die Größe des Korrektursignals Vcmp in eine Richtung hin ein, so dass das Korrektursignal Vcmp von ”aus” zu ”ein” verändert wird.
Wie bei der Ausführungsform 3 beschrieben, stellt folglich der Einstellbereich 26 der Steuerung zur Resonanzunterdrückung die Steuerung zur Resonanzunterdrückung ein, indem der Einstellkoeffizient N verwendet wird, so dass die Wirkung erzielt wird, dass, während ein Anstieg der Motor-Drehmomentwelligkeit infolge der Steuerung zur Resonanzunterdrückung minimiert wird, eine Überspannung der Gleichspannungsverbindung verhindert wird, die durch die Resonanz der Verbindungsgleichspannung verursacht wird, und dass eine Sättigung einer Spannungsanweisung infolge einer unzureichenden Verbindungsgleichspannung verhindert wird.
Obwohl die Schaltung, die in 13 gezeigt ist, das Korrektursignal Vcmp mit dem Einstellkoeffizienten multipliziert, der durch Kombinieren der Einstellkoeffizienten N1 und N2 erhalten worden ist, sei angemerkt, dass das Korrektursignal Vcmp auch mit einem Einstellkoeffizienten multipliziert werden kann, der erhalten wird, indem nur einer der Einstellkoeffizienten N1 oder N2 verwendet wird.
Ausführungsform 4
In den oben beschriebenen Ausführungsformen 1 bis 3 wurde ein Beispiel einer Anwendung auf ein Motor-Steuersystem beschrieben, das auf einer V/f-Steuerung beruht. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch auf ein Motor-Steuersystem angewendet werden, das auf einem Geschwindigkeits-Steuersystem oder einem Strom-Steuersystem beruht. 15 ist ein internes Schaltdiagramm der Steuerungseinheit 7 gemäß Ausführungsform 4, welches einem Diagramm des Steuerungsblocks zur Resonanzunterdrückung entspricht, und zwar in dem Fall, in welchem ein Geschwindigkeits-Steuersystem auf einen Synchronmotor angewendet wird.
Dieser Steuerungsblock zur Resonanzunterdrückung wird erhalten, indem der in obiger Ausführungsform 2 beschriebene Steuerungsblock durch denjenigen für ein Geschwindigkeits-Steuersystem ersetzt wird, und die Steuerung zur Resonanzunterdrückung wird erzielt, indem eine Korrektur zu einer q-Achsen-Spannungsanweisung vq* addiert wird. Ein Steuerungsblock 37 zur Resonanzunterdrückung ist der gleiche wie derjenige aus Ausführungsform 2.
Nachstehend werden die Einzelheiten des Aufbaus beschrieben, die einschlägig sind für einen Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung in dem Blockdiagramm. Die Abweichung zwischen einer Geschwindigkeits-(Frequenz-)Anweisung ω* und einer Motorgeschwindigkeit(-frequenz) ω, die ein Geschwindigkeits-Erkennungswert ist, wird mittels eines Subtrahierers 38 ermittelt, und anschließend wird eine q-Achsen-Stromanweisung iq* erzeugt, um die Motorgeschwindigkeit ω dazu zu veranlassen, der Geschwindigkeitsanweisung ω* zu folgen, indem ein PI-Regler 39 verwendet wird.
Die Abweichung zwischen der q-Achsen-Stromanweisung iq* und dem q-Achsen-Strom iq wird mittels des Subtrahierers 40 ermittelt, und anschließend wird eine vq* erzeugt, um den q-Achsen-Strom iq dazu zu veranlassen, der q-Achsen-Stromanweisung iq* zu folgen, indem ein PI-Regler 41 verwendet wird. In einer d-Achse wird außerdem die Abweichung zwischen der Stromanweisung id* und dem d-Achsen-Strom id mittels eines Subtrahierers 42 ermittelt, und anschließend wird eine Spannungsanweisung vd* mittels eines PI-Reglers 43 erzeugt.
Eine Korrekturspannung V'cmp für die Steuerung zur Resonanzunterdrückung wird zu der q-Achsen-Spannungsanweisung vq* mittels eines Addierers 44 addiert, so dass die q-Achsen-Spannungsanweisung vq* berichtigt wird. Folglich wird die berichtigte q-Achsen-Spannungsanweisung vq* erhalten. Die Momentangeschwindigkeit ω wird einem Integrator 45 zugeführt, so dass ein Phasenwinkel θ ermittelt wird.
Unter Verwendung der Verbindungsgleichspannung Vdc, der d-Achsen-Spannungsanweisung vd*, der berichtigten q-Achsen-Spannungsanweisung vq'* und dem Phasenwinkel θ führt ein Gate-Signal-Erzeugungsbereich 46 eine inverse dq-Wandlung durch, um eine Ausgabe-Spannungsanweisung für jede Phase zu erzeugen, und dann erzeugt er die Gate-Signale Gu+, Gu–, Gv+, Gv–, Gw+ und Gw– durch eine PWM-Verarbeitung.
In der vorliegenden Ausführungsform 4 kann außerdem die gleiche Wirkung wie bei der obigen Ausführungsform 2 erzielt werden. Das heißt: Wenn die Steuerung zur Resonanzunterdrückung vorgenommen wird, während die Steuerung zur Resonanzunterdrückung verstärkt oder abgeschwächt wird, dann wird die Steuerung zur Resonanzunterdrückung nur durchgeführt, wenn die Resonanzfrequenz des Systems mit dem Sechsfachen der Frequenz der Versorgungsspannung zusammenfällt und der Lastmotor einer starken Belastung ausgesetzt ist. Hierdurch wird eine Überspannung und eine Spannungssättigung verhindert, und der Anstieg der Motor-Drehmomentwelligkeit wird minimiert.
Des Weiteren kann durch bedarfsweises Modifizieren der Ausführungsform 4 die gleiche Wirkung wie bei der oben beschriebenen Ausführungsform 3 erzielt werden. Das heißt: Während die Zunahme der Motor-Drehmomentwelligkeit infolge der Steuerung zur Resonanzunterdrückung minimiert wird, ist es möglich, die Überspannung in der Gleichspannungsverbindung zu unterbinden, die von der Resonanz der Verbindungsgleichspannung verursacht wird, und es wird möglich, die Sättigung einer Spannungsanweisung infolge von unzureichender Verbindungsgleichspannung zu unterbinden.
Es sei angemerkt, dass im Rahmen der vorliegenden Erfindung die oben beschriebenen Ausführungsformen frei miteinander kombiniert werden können. Ferner kann jede der oben beschriebenen Ausführungsformen – soweit erforderlich – verändert oder vereinfacht werden.

Claims

Stromumformervorrichtung mit Resonanzunterdrückung, die Folgendes aufweist: – einen Umformer (2), der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5); – einen Wechselrichter (4), der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; – einen Kondensator (6), der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist; und – einen Steuerungsbereich (7) zum Ansteuern des Wechselrichters (4) auf der Basis von einer Spannungsanweisung, – wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich (8) zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5); einen Filterbereich (13) zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich (8) detektierten Spannung (Vdc); und einen Verstärkungsbereich (4) zum Multiplizieren der von dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal (Vcmp) ausgegeben wird, – wobei der Steuerungsbereich (7) den Wechselrichter (4) auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals (Vcmp) zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und – wobei die Stromumformervorrichtung eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) zum Ausgeben eines Scheitelwerts der von dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente aufweist, so dass die Größe des Korrektursignals (Vcmp) auf der Basis von dem von der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) ausgegebenen Scheitelwert der Wechselkomponente eingestellt wird, und wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Wert der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten (α) unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 1, – wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23), wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Betrag der mittels dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Betrag der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Betrag der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe des Betrages der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten (α) unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Stromumformervorrichtung mit Resonanzunterdrückung, die Folgendes aufweist: – einen Umformer (2), der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5); – einen Wechselrichter (4), der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; – einen Kondensator (6), der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist; und – einen Steuerungsbereich (7) zum Ansteuern des Wechselrichters (4) auf der Basis von einer Spannungsanweisung, – wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich (8) zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5); einen Filterbereich (13) zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich (8) detektierten Spannung (Vdc); und einen Verstärkungsbereich (14) zum Multiplizieren der von dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal (Vcmp) ausgegeben wird; – wobei der Steuerungsbereich (7) den Wechselrichter (4) auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals (Vcmp) zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und – wobei die Stromumformervorrichtung eine Maximalwert-Herleitungseinrichtung zum Ausgeben eines Maximalwerts (VdcMax) der Spannung (Vdc) des mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs (8) detektierten Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) beinhaltet, so dass die Größe des Korrektursignals (Vcmp) auf der Basis von dem von der Maximalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebenen Maximalwert (VdcMax) der Spannung (Vdc) des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) eingestellt wird, wobei die Stromumformervorrichtung ferner Folgendes aufweist: – eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) zum Ausgeben eines Scheitelwerts der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente (VdcAC); und – einen Tiefpassfilterbereich (27) zum Entnehmen einer Gleichkomponente (VdcDC) der mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs (8) detektierten Spannung, wobei die Maximalwert-Herleitungseinrichtung den mittels der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) erhaltenen Scheitelwert der Wechselkomponente (VdcAC) zu der Gleichkomponente (VdcDC) addiert, so dass der Maximalwert (VdcMax) der Spannung in dem Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) erhalten wird.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 3, wobei, wenn der von der Maximalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebene Maximalwert (VdcMax) der Spannung (Vdc) des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) einen vorgegebenen Überspannungspegel (VdcOV) überschreitet, der vorab festgelegt ist, die Größe des Korrektursignals (Vcmp) in eine Richtung hin eingestellt wird, um das Korrektursignal (Vcmp) von ”Aus” zu ”Ein” zu verändern.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 3, – wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23), wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Wert der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten (α) unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 3, – wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23), wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Betrag der mittels dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Betrag der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Betrag der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe des Betrages der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten (α) unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Stromumformervorrichtung mit Resonanzunterdrückung, die Folgendes aufweist: – einen Umformer (2), der zwischen eine Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) und einen Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist, zum Umwandeln von Wechselspannung der Wechselspannungs-Elektrizitätsversorgung (1) in Gleichspannung und zum Ausgeben der Gleichspannung an den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5); – einen Wechselrichter (4), der zwischen den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) und eine Wechselstrom-Last geschaltet ist, zum Umwandeln der Gleichspannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) in Wechselspannung und zum Zuführen der Wechselspannung an die Wechselstrom-Last; – einen Kondensator (6), der in den Gleichspannungs-Verbindungsbereich (5) geschaltet ist; und – einen Steuerungsbereich (7) zum Ansteuern des Wechselrichters (4) auf der Basis von einer Spannungsanweisung, – wobei die Stromumformervorrichtung Folgendes aufweist: einen Spannungs-Erkennungsbereich (8) zum Detektieren der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5); einen Filterbereich (13) zum Entnehmen einer Wechselkomponente der von dem Spannungs-Erkennungsbereich (8) detektierten Spannung (Vdc); und einen Verstärkungsbereich (14) zum Multiplizieren der von dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente mit einer vorgegebenen Verstärkung, so dass ein Korrektursignal (Vcmp) ausgegeben wird, – wobei der Steuerungsbereich (7) den Wechselrichter (4) auf der Basis von einem Signal ansteuert, das durch Addieren des Korrektursignals (Vcmp) zu der Spannungsanweisung erhalten wird, und – wobei die Stromumformervorrichtung eine Minimalwert-Herleitungseinrichtung zum Ausgeben eines Minimalwerts (VdcMin) der Spannung (Vdc) des mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs (8) detektierten Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) beinhaltet, so dass die Größe des Korrektursignals (Vcmp) auf der Basis von dem von der Minimalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebenen Minimalwert (VdcMin) der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) eingestellt wird, wobei die Stromumformervorrichtung ferner Folgendes aufweist: – eine Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) zum Ausgeben eines Scheitelwerts der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente (VdcAC); und – einen Tiefpassfilterbereich (27) zum Entnehmen einer Gleichkomponente (VdcDC) der mittels des Spannungs-Erkennungsbereichs (8) detektierten Spannung, – wobei die Minimalwert-Herleitungseinrichtung den mittels der Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23) erhaltenen Scheitelwert der Wechselkomponente (VdcAC) von der Gleichkomponente (VdcDC) subtrahiert, so dass der Minimalwert (VdcMin) der Spannung des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) erhalten wird.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 7, wobei, wenn der von der Minimalwert-Herleitungseinrichtung ausgegebene Minimalwert (VdcMin) der Spannung (Vdc) des Gleichspannungs-Verbindungsbereichs (5) einen vorgegebenen benötigten Spannungspegel unterschreitet, der vorab festgelegt ist, die Größe des Korrektursignals (Vcmp) in eine Richtung hin eingestellt wird, um das Korrektursignal (Vcmp) von ”Aus” zu ”Ein” zu verändern.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 7, – wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23), wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Wert der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Wert der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten (α) unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 7, – wobei die Scheitelwert-Herleitungseinrichtung (23), wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt größer als der Betrag der mittels dem Filterbereich (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, direkt den Betrag der Wechselkomponente als Scheitelwert ausgibt, und – wenn der Scheitelwert zum vorausgehenden Abtastzeitpunkt kleiner als der Betrag der mittels des Filterbereichs (13) entnommenen Wechselkomponente zum momentanen Zeitpunkt ist, den Scheitelwert gemäß einem Wert aktualisiert, der erhalten wird, indem die Schwankungshöhe des Betrages der Wechselkomponente mit einem vorgegebenen Koeffizienten (α) unter Verwendung eines Tiefpassfilters multipliziert wird.
Stromumformervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Wechselstrom-Last ein Wechselstrommotor (3) ist, und wobei der Steuerungsbereich (7) einen Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung zum Erzeugen der Spannungsanweisung auf der Basis von einer Geschwindigkeitsanweisung aufweist.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung ein V/f-Steuerungsbereich (9) zum Erzeugen der Spannungsanweisung aus der Geschwindigkeitsanweisung auf der Basis von einem Verhältnis von (Spannung/Frequenz) = konstant ist, und wobei der Steuerungsbereich (7) den Wechselrichter (4) auf der Basis von einem Signal ansteuert, das erhalten wird, indem das Korrektursignal (Vcmp) zu der mittels des V/f-Steuerungsbereichs (9) erzeugten Spannungsanweisung addiert wird.
Stromumformervorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Erzeugungsbereich der Spannungsanweisung ein Geschwindigkeits-Steuerungsbereich zum Erzeugen einer q-Achsen-Spannungsanweisung (Vq*) in einem rechtwinkligen dq-Zweiachsen-Koordinatensystem ist, um dafür zu sorgen, dass der Geschwindigkeits-Erkennungswert der Spannungsanweisung folgt, und wobei der Steuerungsbereich (7) den Wechselrichter (4) auf der Basis von einem Signal ansteuert, das erhalten wird, indem das Korrektursignal (7) zu der mittels des Geschwindigkeits-Steuerungsbereichs erzeugten q-Achsen-Spannungsanweisung (Vq*) addiert wird.