WO2022075424A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2022075424A1
WO2022075424A1 PCT/JP2021/037222 JP2021037222W WO2022075424A1 WO 2022075424 A1 WO2022075424 A1 WO 2022075424A1 JP 2021037222 W JP2021037222 W JP 2021037222W WO 2022075424 A1 WO2022075424 A1 WO 2022075424A1
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WO
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component
phase
ripple
physical quantity
voltage
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Application number
PCT/JP2021/037222
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English (en)
French (fr)
Inventor
達貴 井上
守満 関本
Original Assignee
ダイキン工業株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device that drives an AC induction motor.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device including an inverter circuit, a capacitor connected between the input ends of the inverter circuit, and a control device that executes control of the inverter circuit.
  • the control device extracts a component of the resonance frequency included in the DC link voltage, which is the voltage of the capacitor, by a high-pass filter composed of a first-order lag filter and a subtraction unit, and uses the component as the component.
  • the control of the inverter circuit is executed accordingly.
  • Patent Document 1 discloses both a power conversion device in which the control of the inverter circuit by the control device is vector control and a power conversion device in which the control of the inverter circuit by the control device is V / f control.
  • Patent Document 1 since the control device extracts the resonance frequency component of the DC link voltage used for controlling the inverter circuit by using a first-order lag filter, the resonance frequency component included in the output voltage of the inverter circuit. Good performance may not be obtained because the phase of the above is significantly delayed from the phase of the component of the resonance frequency included in the DC link voltage.
  • An object of the present disclosure is to prevent the phase of the resonance frequency component included in the output voltage of the inverter circuit from being significantly delayed from the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage, resulting in poor performance. To do.
  • the first aspect of the present disclosure is a rectifying circuit (11) that rectifies the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) to DC, and an AC induction electric motor (3) that converts the output of the rectifying circuit (11) into AC. ), A capacitor (14a) connected between the input ends (12a, 12b) of the inverter circuit (12), and a control device (17) that controls the inverter circuit.
  • the resonance frequency of the LC circuit (LC) formed by the inductance component between the three-phase AC power supply (2) and the capacitor (14a) and the capacitor (14a).
  • a physical quantity detector (16,21,31,41,53) for detecting an electrical physical quantity including the component of the above is further provided, and the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc) which is the voltage of the capacitor (14a).
  • the phase of the component of the above is substantially the same as the phase of the component of the resonance frequency included in the output voltage of the inverter circuit (12).
  • the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc) and the phase of the resonance frequency component included in the output voltage of the inverter circuit (12) are substantially the same.
  • the phase of the resonance frequency component included in the output voltage of the inverter circuit (12) is significantly delayed from the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc), so that good performance cannot be obtained. Can be prevented.
  • the second aspect of the present disclosure is characterized in that, in the first aspect, the control of the inverter circuit (12) by the control device (17) is V / f control.
  • control can be simplified as compared with the case where the control of the inverter circuit (12) is a vector control.
  • a third aspect of the present disclosure is, in the first or second aspect, the inverter circuit (12) comprising a switching element that converts the output of the rectifier circuit (11) into the alternating current by a switching operation.
  • the capacity of the capacitor (14a) is such that a pulsating component corresponding to the frequency of the three-phase AC power supply (2) remains in the voltage (Vdc) of the capacitor (14), and the capacity of the capacitor (14a) by the switching operation. It is characterized in that it is set to suppress voltage fluctuations.
  • the capacitor (14a) and the power conversion device (1) can be miniaturized while suppressing the voltage fluctuation of the capacitor (14a) due to the switching operation by reducing the capacity of the capacitor (14a). can.
  • a fourth aspect of the present disclosure is, in any one of the first to third aspects, the control device (17) resonates from the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (16,31,41,53).
  • the frequency component is extracted using a filter (8733), and the phase of the resonance frequency component extracted by the filter (8733) is adjusted to be substantially the same as the phase of the resonance frequency component included in the physical quantity.
  • an extraction means (173) for extracting and outputting the component of the resonance frequency from the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (16,31,41,53) without phase shift is provided. It is a feature.
  • a fifth aspect of the present disclosure is, in the fourth aspect, the control device (17) is based on the extraction means (173) and the component of the resonance frequency output by the extraction means (173). It has a correction means (174) for correcting the output voltage of the inverter circuit (12), and the phase of the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (16,31,41,53). And the phase of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) is substantially the same.
  • the phase of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) is the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (16,31,41,53). Since it is substantially the same as the phase, the phase of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) is the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (16,31,41,53). It is possible to prevent an adverse effect on the control of the output voltage due to a large delay from the phase. Further, when the correction means (174) corrects so as to suppress the component of the resonance frequency output by the extraction means (173), the destabilization of the DC link voltage (Vdc) due to the resonance is more effective. Can be suppressed.
  • the extraction means (173) is the three-phase AC power source (2) included in the physical quantity detected by the physical quantity detecting unit (16,31,53).
  • Ripple component acquisition means (1731) that detects or estimates ripple components (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple) that are 6 times the frequency of The ripple component acquisition means (1731) from the DC component deriving means (1732) for deriving the DC components (Vdc_ave, IL_ave, P_ave) contained in the device and the physical quantity detected by the physical quantity detecting unit (16,31,53).
  • the component of the resonance frequency is obtained. It is characterized by having a subtraction means (1733) to output.
  • the extraction means (173) is the first-order lag system. Since the resonance frequency component can be extracted without using a filter, compared to the case where the resonance frequency component included in the physical quantity is extracted by a high-pass filter composed of a first-order lag filter and a subtraction unit as in Patent Document 1. The phase delay of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) can be reduced with respect to the component of the resonance frequency contained in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (16, 31, 53).
  • the ripple component acquisition means (1731) detects the ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple) using a first-order lag filter
  • the frequency of the ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple) is lower than the resonance frequency. Therefore, it is detected by the physical quantity detection unit (16,31,53) as compared with the case where the component of the resonance frequency included in the physical quantity is extracted by the high-pass filter including the filter of the first-order lag system and the subtraction unit as in Patent Document 1.
  • the phase delay of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) can be reduced with respect to the component of the resonance frequency included in the physical quantity.
  • a seventh aspect of the present disclosure is characterized in that, in the fifth or sixth aspect, the physical quantity is the DC link voltage (Vdc).
  • the correction means can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the component of the resonance frequency of the DC link voltage (Vdc).
  • An eighth aspect of the present disclosure further comprises a reactor (13) connected between the three-phase AC power supply (2) and the capacitor (14a) in the fifth or sixth aspect, wherein the physical quantity is. , The current (IL) flowing through the reactor (13).
  • the correction means (174) can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the current (IL) flowing through the reactor (13).
  • a ninth aspect of the present disclosure is characterized in that, in the fifth or sixth aspect, the physical quantity is electrical energy (P) stored in the capacitor (14a).
  • the correction means can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a).
  • a tenth aspect of the present disclosure is characterized in that, in the fifth or sixth aspect, the physical quantity is the output current (IL) of the rectifier circuit (11).
  • the correction means (174) can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the output current (IL) of the rectifier circuit (11).
  • the physical quantity is the current (IC) of the capacitor (14a), and the extraction means (173) is detected by the physical quantity detection unit (41).
  • the ripple component acquisition means (1731) for detecting or estimating the ripple component (IC_ripple), which is 6 times the frequency of the three-phase AC power supply (2) included in the physical quantity, and the physical quantity detection unit (41).
  • IC_ripple the ripple component
  • the physical quantity detection unit (41) It has a subtraction means (1733) that outputs a component of the resonance frequency by subtracting the ripple component (IC_ripple) detected or estimated by the ripple component acquisition means (1731) from the physical quantity obtained. It is a feature.
  • the extraction means (173) when the ripple component acquisition means (1731) estimates the ripple component (IC_ripple) without using the first-order lag filter, the extraction means (173) does not use the first-order lag filter. Since the component of the resonance frequency can be extracted, the physical quantity detection unit (as compared with the case of extracting the component of the resonance frequency included in the physical quantity by the high-pass filter including the filter of the first-order lag system and the subtraction unit as in Patent Document 1). The phase delay of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) can be reduced with respect to the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by 41).
  • the ripple component acquisition means (1731) detects the ripple component (IC_ripple) using a first-order lag filter
  • the frequency of the ripple component (IC_ripple) is lower than the resonance frequency, as in Patent Document 1.
  • the component of the resonance frequency included in the physical quantity is extracted by the high-pass filter composed of the filter of the first-order lag system and the subtraction unit
  • the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (41) the phase delay of the component of the resonance frequency output by the extraction means (173) can be reduced.
  • correction means (174) can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the current (IC) of the capacitor (14a).
  • the component of the resonance frequency can be derived without subtracting the DC component from the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (41).
  • the ripple component acquisition means (1731) is based on at least one of the voltage, current, and electric power of the three-phase AC power supply (2). It is characterized by detecting or estimating the ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple, IC_ripple).
  • the ripple component acquisition means (1731) detects or estimates the ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple, IC_ripple) by at least one of the voltage, current, and power of the three-phase AC power supply (2). Since it refers to one, it is easy to obtain the correct ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple, IC_ripple).
  • the physical quantity is an input current from the three-phase AC power source, and the extraction means (173) is detected by the physical quantity detection unit (71).
  • the fundamental wave component acquisition means (7731) that detects or estimates the fundamental wave component of the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) included in the physical quantity, and the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (71). It is characterized by having a subtracting means (7732) that outputs a component of the resonance frequency by subtracting the fundamental wave component detected or estimated by the fundamental wave component acquiring means (7731).
  • the extraction means (173) when the fundamental wave component acquisition means (7731) estimates the fundamental wave component without using the first-order lag filter, the extraction means (173) does not use the first-order lag filter. Since the resonance frequency component can be extracted, the physical quantity detection unit (71) is compared with the case where the resonance frequency component included in the physical quantity is extracted by the high-pass filter including the first-order lag filter and the subtraction unit as in Patent Document 1. ), The phase delay of the resonance frequency component output by the extraction means (173) can be reduced with respect to the resonance frequency component included in the physical quantity detected by).
  • the fundamental wave component acquisition means (7731) detects the fundamental wave component by using the filter of the primary delay system, the frequency of the fundamental wave component is lower than the resonance frequency, so that the primary delay system is as in Patent Document 1.
  • the extraction of the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (71) is performed.
  • the phase delay of the component of the resonance frequency output by the means (173) can be reduced.
  • the fundamental wave component acquisition means (7731) is based on at least one of the AC voltage, current, and electric power of the three-phase AC power supply (2). It is characterized by detecting or estimating the fundamental wave component.
  • the fundamental wave component acquisition means (7731) refers to at least one of the AC voltage, current, and power of the three-phase AC power supply (2) for detecting or estimating the fundamental wave component. It is easy to obtain accurate fundamental wave components.
  • a fifteenth aspect of the present disclosure further comprises a reactor (13) connected between the three-phase AC power supply (2) and the capacitor (14a) in any one of the first to third aspects.
  • the physical quantity is the voltage of the reactor (13)
  • the control device (17) is a correction means for correcting the output voltage of the inverter circuit (12) based on the voltage (VL) of the reactor (13). It is characterized by having (174).
  • the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (21), that is, the voltage (VL) of the reactor (13) is used for the correction of the inverter circuit (12), it is used for the correction of the inverter circuit (12). It is possible to prevent an adverse effect on control due to a large delay in the phase of the component of the component having the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc).
  • the phase of the component used for correction of the inverter circuit (12) does not lag significantly from the phase of the component of the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc), the DC link voltage (Vdc) is destabilized by resonance. Can be suppressed more effectively.
  • a sixteenth aspect of the present disclosure comprises, in any one of the first to fifteenth aspects, a current detection unit (61,62) for detecting the output current (iu, iw) of the inverter circuit (12).
  • the control device (17) includes a slip frequency estimation means (63,64) that estimates the slip frequency based on the current detected by the current detection unit (61,62), and the slip frequency estimation means (63,64). It has a frequency command calculation means (65) that calculates a frequency command based on the slip frequency estimated by, and controls the amplitude and frequency of the output voltage of the inverter circuit (12) based on the frequency command. It is characterized by.
  • the estimated slip frequency can be reflected in the amplitude and frequency of the output voltage of the inverter circuit (12).
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 shows signals of each part in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2A shows the DC link voltage and the sum of the DC component and the ripple component of the DC link voltage.
  • FIG. 2B shows the current flowing through the capacitor and the voltage of the reactor.
  • FIG. 2 (c) shows the current flowing through the reactor.
  • FIG. 3 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the second embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the third embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the fifth embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the sixth embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the seventh embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the eighth embodiment.
  • FIG. 1 shows a power conversion device (1) according to the first embodiment of the present disclosure.
  • This power conversion device (1) converts the power supply power of the three-phase AC input from the three-phase AC power supply (2) into AC power having a desired frequency and a desired voltage, and supplies the power to the AC induction motor (3). do.
  • the power converter (1) includes a converter circuit (11) as a rectifier circuit, an inverter circuit (12), a reactor (13), a DC link unit (14), a power supply voltage detection unit (15), and physical quantities. It includes a DC link voltage detection unit (16) as a detection unit and a control device (17).
  • the converter circuit (11) rectifies the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) to DC and outputs it to the first and second output nodes (11a, 11b).
  • the converter circuit (11) is a full-wave rectifier circuit.
  • the converter circuit (11) has six diodes (11D) connected in a bridge shape. These diodes (11D) have their cathodes directed towards the first output node (11a) and their anodes directed towards the second output node (11b).
  • the inverter circuit (12) converts the output of the converter circuit (11) into alternating current and outputs it to the alternating current induction motor (3).
  • the inverter circuit (12) has six switching elements (12S) and six freewheeling diodes (12D).
  • the six switching elements (12S) are bridge-connected. More specifically, the inverter circuit (12) comprises three switching legs connected between its first and second input ends (12a, 12b). A switching leg consists of two switching elements (12S) connected in series with each other.
  • the midpoint between the switching element (12S) of the upper arm and the switching element (12S) of the lower arm is the coil (u phase, v phase, w) of each phase of the AC induction motor (3). It is connected to each of the phase coils).
  • a freewheeling diode (12D) is connected to each switching element (12S) one by one in antiparallel.
  • One end of the reactor (13) is connected to the first output node (11a) of the converter circuit (11) and the other end of the reactor (13) is to the first input end (12a) of the inverter circuit (12). It is connected.
  • the DC link section (14) has a capacitor (14a). This capacitor (14a) is connected between the first and second input ends (12a, 12b) of the inverter circuit (12). Therefore, the reactor (13) is connected between the three-phase AC power supply (2) and the capacitor (14a).
  • the capacitance value of the capacitor (14a) is set so that the output voltage of the converter circuit (11) can hardly be smoothed, but the ripple voltage caused by the switching operation of the inverter circuit (12) can be suppressed.
  • the ripple voltage is a voltage fluctuation according to the switching frequency in the switching element (12S). Therefore, the DC link voltage (Vdc), which is the voltage of the capacitor (14a), contains a pulsating component corresponding to the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2).
  • the capacity of the capacitor (14a) is set so that the voltage fluctuation of the capacitor (14a) during the switching cycle is suppressed to 1/10 or less of the average value of the voltage of the capacitor (14a). Therefore, the minimum capacitance required for the capacitor (14a) depends on the switching frequency and the load current flowing between the AC induction motor (3) and the capacitor (14a).
  • the capacitance value C of the capacitor (14a) satisfies the following equation (1). Will be decided.
  • the capacity of the capacitor (14a) of the DC link unit (14) is about 800 ⁇ F, that is, about 1/20 of the conventional capacity, while it is 15,000 ⁇ F in the past, and the voltage fluctuation of the carrier cycle due to the switching element (12S) is affected. Smoothing is the main function of the capacitor (14a).
  • the pulsating component corresponding to the frequency of the three-phase AC power supply (2) remains in the DC link voltage (Vdc). Since the three-phase AC power supply (2) is a three-phase power supply, the pulsating component according to the frequency of the three-phase AC power supply (2) is six times the frequency of the three-phase AC power supply (2).
  • An LC circuit (LC filter) (LC) is formed by the inductance component between the three-phase AC power supply (2) and the capacitor (14a) and the capacitor (14a).
  • the inductance component includes a reactor (13).
  • the LC circuit (LC) is designed so as to satisfy the following equation (2). It is possible to absorb the ripple current caused by the switching operation output by 12) and prevent the ripple current from flowing out from the converter circuit (11) to the power supply side.
  • fc (Hz) is a switching frequency.
  • the power supply voltage detection unit (15) detects the line voltage from the two-phase AC voltage among the AC voltage output by the three-phase AC power supply (2).
  • the DC link voltage detector (16) detects the DC link voltage (Vdc) as an electrical physical quantity.
  • the DC link voltage (Vdc) includes a component of the resonant frequency of the LC circuit (LC).
  • the control device (17) includes a V / f control unit (171), a modulation factor calculation unit (172), an extraction unit (173) as an extraction means, a correction unit (174) as a correction means, and PWM modulation. It has a part (175).
  • the V / f control unit (171) has a voltage command calculation unit (1711) and a voltage phase calculation unit (1712).
  • the voltage command calculation unit (1711) generates a voltage command (V *) for the amplitude of the AC voltage so that the value of the ratio between the amplitude of the AC voltage and the frequency command ( ⁇ m *) becomes constant (Kf). do.
  • the voltage phase calculation unit (1712) integrates the frequency command ( ⁇ m *) to calculate the voltage phase ( ⁇ m).
  • the voltage phase ( ⁇ m) can be expressed by the time integration of the voltage angular velocity, and since the voltage angular velocity and the frequency ( ⁇ m) are in a proportional relationship, the voltage phase ( ⁇ m) is calculated by the time integration of the frequency command ( ⁇ m *). be able to.
  • the modulation factor calculation unit (172) includes a voltage command (V *) generated by the voltage command calculation unit (1711) of the V / f control unit (171) and a DC detected by the DC link voltage detection unit (16). Calculate the modulation factor (D **) based on the link voltage (Vdc). Assuming that the modulation factor (D **) is D **, the voltage command (V *) is V *, and the DC link voltage (Vdc) is Vdc, the following equation (A) is established.
  • the extraction unit (173) extracts and outputs the component of the resonance frequency from the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) without phase shift.
  • the extraction unit (173) has a ripple component acquisition unit (1731), an average value calculation unit (1732) as a DC component derivation means, and a subtractor (1733) as a subtraction means.
  • the ripple component acquisition unit (1731) has a ripple component (Vdc_ripple) that is six times the frequency of the three-phase AC power supply (2) included in the DC link voltage detected by the DC link voltage detection unit (16).
  • the ripple component acquisition unit (1731) includes a zero cross detection unit (1731a), a timer calculation unit (1731b), a frequency multiplication unit (1731c), and a ripple component output unit (1731d).
  • the zero cross detection unit (1731a) detects the zero cross point of the line voltage detected by the power supply voltage detection unit (15). Specifically, the zero-cross detection unit (1731a) switches from 0 to 1 when the line voltage detected by the power supply voltage detection unit (15) transitions from negative to positive, and the line voltage changes from positive to negative. Outputs a zero-cross signal that switches from 1 to 0 when transitioning to.
  • the timer calculation unit (1731b) counts one cycle of the zero cross signal output by the zero cross detection unit (1731a) and outputs the count value. Specifically, the timer calculation unit (1731b) resets the count value to 0 when the zero cross signal is switched from 0 to 1, and adds 1 to the count value every time a predetermined time elapses.
  • the output of the timer calculation unit (1731b) is a triangular wave with the frequency of the three-phase AC power supply (2).
  • the frequency multiplication unit (1731c) generates a triangular wave obtained by multiplying the frequency of the triangular wave output by the timer calculation unit (1731b) by 6, and outputs the phase ( ⁇ v) of the triangular wave.
  • the ripple component output unit (1731d) stores a look-up table showing a plurality of phases and a ripple waveform of a DC link voltage (Vdc) corresponding to each phase.
  • the ripple component output unit (1731d) refers to the look-up table and outputs the ripple waveform corresponding to the phase ( ⁇ v) of the triangular wave output by the frequency multiplication unit (1731c) to the ripple component (Vdc_ripple) of the DC link voltage (Vdc). ) And output.
  • the mean value calculation unit (1732) calculates the average value of the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) for a predetermined time at predetermined time intervals, and outputs it as a DC component (Vdc_ave). do.
  • the predetermined time is set to, for example, 20 ms, that is, one cycle of the AC voltage output by the three-phase AC power supply (2). That is, the mean value calculation unit (1732) derives the DC component (Vdc_ave) contained in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16).
  • the subtractor (1733) has a ripple component (Vdc_ripple) estimated by the ripple component acquisition unit (1731) from the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16), and an average value calculation unit (Vdc_ripple). By subtracting the direct current component (Vdc_ave) derived by 1732), the component of the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc) is output.
  • the extraction unit (173) extracts the component of the resonance frequency from the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) without using a first-order lag filter. No phase shift occurs between the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) and the extracted resonance frequency component. That is, the phase of the resonance frequency component contained in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) and the phase of the resonance frequency component extracted by the extraction unit (173) are the same. Become.
  • the correction unit (174) corrects the output voltage of the inverter circuit (12) based on the component of the resonance frequency output by the extraction unit (173).
  • the correction unit (174) includes a correction amount calculation unit (1741) and an adder (1742).
  • the correction amount calculation unit (1741) suppresses the resonance frequency component output by the subtractor (1733) based on the resonance frequency component output by the subtractor (1733), so that the correction amount (Dk) is suppressed. Is calculated. Specifically, the correction amount calculation unit (1741) calculates the correction amount (Dk) by multiplying the resonance frequency component output by the subtractor (1733) by the correction gain K.
  • the adder (1742) adds the correction amount (Dk) calculated by the correction amount calculation unit (1741) to the modulation factor (D **) calculated by the modulation factor calculation unit (172), and after correction. Output the modulation factor (D *).
  • the PWM modulation unit (175) is an inverter circuit (12) based on the modulation factor (D *) output by the correction unit (174) and the voltage phase ( ⁇ m) output by the V / f control unit (171). ), A control signal for PWM control of on / off of the switching element (12S) is generated and output.
  • control device (17) is based on the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16), and the output voltage of the inverter circuit (12) without using the first-order lag filter. Therefore, the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc) can be made the same as the phase of the resonance frequency component included in the output voltage of the inverter circuit (12).
  • FIG. 2 illustrates the signals of each part in the power conversion device (1) configured as described above.
  • FIG. 2A shows the sum of the DC link voltage (Vdc) and the DC component (Vin) and ripple component of the DC link voltage (Vdc).
  • FIG. 2B shows the current (IC) flowing through the capacitor and the voltage (VL) of the reactor.
  • FIG. 2 (c) shows the current (IL) flowing through the reactor.
  • the DC link voltage (Vdc) includes a ripple component (Vdc_ripple) and a component of the resonance frequency of the LC circuit (LC) in addition to the direct current component (Vdc_ave) output by the average value calculation unit (1732).
  • the current (IC) flowing through the capacitor (14a) includes a ripple component and a component of the resonance frequency of the LC circuit (LC), and does not include a direct current component.
  • the voltage (VL) of the reactor (13) includes a component of the resonance frequency of the LC circuit (LC), and does not include a ripple component and a DC component.
  • the current (IL) of the reactor includes a ripple component and a component of the resonance frequency of the LC circuit (LC) in addition to the direct current component.
  • phase of the component of the resonance frequency output by the extraction unit (173) is the phase of the component of the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16). Since they are the same, the phase of the component used for correction of the inverter circuit (12), that is, the component of the resonance frequency output by the extraction unit (173) is the DC link voltage detected by the DC link voltage detection unit (16) ( It is possible to prevent an adverse effect on control due to a large delay from the phase of the component of the resonance frequency contained in Vdc).
  • the correction unit (174) calculates the modulation factor (D *) so as to suppress the component of the resonance frequency output by the subtractor (1733), the DC link voltage (Vdc) is unstable due to resonance. Resonance can be suppressed.
  • phase of the resonance frequency component output by the extraction unit (173) is the same as the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16). Therefore, the phase of the resonance frequency component output by the extraction unit (173) is from the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16). The destabilization of the DC link voltage (Vdc) due to resonance can be suppressed more effectively than in the case of a large delay.
  • the extraction unit (173) determines the resonance frequency component without using the first-order lag filter.
  • the DC link voltage (Vdc) can be extracted as compared with the case where the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc) is extracted by a high-pass filter consisting of a first-order lag filter and a subtractor as in Patent Document 1.
  • the phase delay of the component of the resonance frequency output by the extraction unit (173) can be reduced with respect to the component of the resonance frequency included.
  • ripple component acquisition unit (1731) refers to the voltage of the three-phase AC power supply (2) for the estimation of the ripple component (Vdc_ripple), it is easy to acquire the accurate ripple component (Vdc_ripple).
  • correction unit (174) can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the DC link voltage (Vdc).
  • FIG. 3 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the second embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) does not include the power supply voltage detection unit (15), but includes a reactor voltage detection unit (21) as a physical quantity detection unit.
  • the control device (17) does not have an extraction unit (173).
  • the reactor voltage detector (21) detects the voltage (VL) of the reactor (13) as an electrical physical quantity.
  • the phase of the resonance frequency component included in the voltage (VL) of the reactor (13) is the same as the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc).
  • the correction amount calculation unit (1741) of the correction unit (174) is detected by the reactor voltage detection unit (21) based on the voltage (VL) of the reactor (13) detected by the reactor voltage detection unit (21).
  • the correction amount (Dk) is calculated so as to suppress the voltage (VL) of the reactor (13).
  • the correction amount calculation unit (1741) calculates the correction amount (Dk) by multiplying the voltage of the reactor (13) detected by the reactor voltage detection unit (21) by the correction gain K.
  • the correction unit (174) corrects the output voltage of the inverter circuit (12) based on the voltage (VL) of the reactor (13).
  • the voltage (VL) of the reactor (13) is used for the correction of the output voltage of the inverter circuit (12)
  • the phase of the component used for the correction of the output voltage of the inverter circuit (12) is possible to prevent an adverse effect on control due to a large delay from the phase of the component of the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc).
  • correction unit (174) calculates the modulation factor (D *) so as to suppress the voltage of the reactor (13), it is possible to suppress the destabilization of the DC link voltage (Vdc) due to resonance.
  • the phase of the component used for correction by the output voltage correction unit (174) of the inverter circuit (12) does not lag from the phase of the component of the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc), the DC link due to resonance does not lag.
  • the voltage (Vdc) instability can be suppressed more effectively.
  • FIG. 4 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the third embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) further includes a reactor current detection unit (31) as a physical quantity detection unit.
  • the reactor current detector (31) detects the current (IL) flowing through the reactor (13).
  • the reactor current detection unit (31) detects the current flowing through the second output node (11b) of the converter circuit (11), that is, the output current of the converter circuit (11).
  • the current flowing through the second output node (11b) of the converter circuit (11) is equal to the current (IL) flowing through the reactor (13).
  • the extraction unit (173) extracts the resonance frequency component from the current (IL) flowing through the reactor (13) without phase shift.
  • the ripple component acquisition unit (1731) has a ripple component (IL_ripple) that is six times the frequency of the three-phase AC power supply (2) contained in the current (IL) detected by the reactor current detection unit (31). presume.
  • IL_ripple ripple component
  • the ripple component output unit (1731d) stores a look-up table showing a plurality of phases and the ripple waveform of the current (IL) of the reactor (13) corresponding to each phase.
  • the ripple component output unit (1731d) refers to this look-up table and outputs the ripple waveform corresponding to the phase ( ⁇ v) of the triangular wave output by the frequency multiplication unit (1731c) to the current (IL) of the reactor (13). It is estimated and output as a ripple component (IL_ripple).
  • the mean value calculation unit (1732) calculates the average value of the current (IL) of the reactor (13) detected by the reactor current detection unit (31) for a predetermined time at predetermined time intervals, and calculates the DC component (IL_ave). Is output as. That is, the mean value calculation unit (1732) derives the direct current component (IL_ave) contained in the current (IL) of the reactor (13) detected by the reactor current detection unit (31).
  • the subtractor (1733) calculates the ripple component (IL_ripple) estimated by the ripple component acquisition unit (1731) from the current (IL) of the reactor (13) detected by the reactor current detection unit (31) and the average value. By subtracting the direct current component (IL_ave) derived from the unit (1732), the component of the resonance frequency included in the current (IL) of the reactor (13) is output.
  • the correction unit (174) is based on the component of the resonance frequency of the current (IL) flowing through the reactor (13), that is, the output current of the converter circuit (11), and the inverter circuit (12). ) Output voltage can be corrected.
  • FIG. 5 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the fourth embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) further includes a capacitor current detection unit (41) as a physical quantity detection unit.
  • the capacitor current detector (41) detects the current (IC) flowing through the capacitor (14a).
  • the extraction unit (173) extracts the resonance frequency component from the current (IC) flowing through the capacitor (14a) without phase shift. Since the DC component of the current flowing from the first output node (11a) of the converter circuit (11) flows to the inverter circuit (12), the extraction unit (173) does not have the mean value calculation unit (1732).
  • the ripple component acquisition unit (1731) estimates the ripple component (IC_ripple), which is six times the frequency of the three-phase AC power supply (2) contained in the current (IC) detected by the capacitor current detection unit (41). do.
  • the ripple component output unit (1731d) stores a look-up table showing multiple phases and the ripple waveform of the current (IC) of the capacitor (14a) corresponding to each phase.
  • the ripple component output unit (1731d) refers to the look-up table and outputs the ripple waveform corresponding to the phase ( ⁇ v) of the triangular wave output by the frequency multiplication unit (1731c) to the current (IC) flowing through the capacitor (14a). It is estimated and output as a ripple component (IC_ripple).
  • the subtractor (1733) subtracts the ripple component (IC_ripple) estimated by the ripple component acquisition unit (1731) from the current (IC) of the capacitor (14a) detected by the capacitor current detection unit (41). The component of the resonance frequency included in the current (IC) of the capacitor (14a) is output.
  • the extraction unit (173) can extract the resonance frequency component without using the first-order lag filter, the first-delay filter and the subtraction unit are used as in Patent Document 1. Compared to the case where the component of the resonance frequency included in the physical quantity is extracted by the high-pass filter, the extraction unit (173) outputs the component of the resonance frequency included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (41). The phase delay of the component of the resonance frequency to be performed can be reduced.
  • correction unit (174) can correct the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the current (IC) of the capacitor (14a).
  • the resonance frequency of the resonance frequency can be obtained without subtracting the DC component from the current (IC) detected by the capacitor current detection unit (41).
  • the components can be derived.
  • FIG. 6 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the fifth embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) further includes a first multiplier (51) and a second multiplier (52).
  • the first multiplier (51) calculates the square of the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detector (16).
  • the second multiplier (52) calculates the value obtained by multiplying the square of the DC link voltage (Vdc) calculated by the first multiplier (51) by 1/2.
  • the calculated value of the second multiplier (52) is the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a).
  • a physical quantity detector (P) that detects the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a) by the DC link voltage detector (16), the first multiplier (51), and the second multiplier (52). 53) is configured.
  • the extraction unit (173) extracts the resonance frequency component from the calculated value of the second multiplier (52), that is, the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a) without phase shift.
  • the ripple component acquisition unit (1731) estimates the ripple component (P_ripple), which is six times the frequency of the three-phase AC power supply (2) contained in the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a). do.
  • the ripple component output unit (1731d) stores a look-up table showing a plurality of phases and ripple waveforms of electrical energy corresponding to each phase.
  • the ripple component output unit (1731d) refers to the look-up table, and the ripple waveform corresponding to the phase of the triangular wave output by the frequency multiplication unit (1731c) is stored in the capacitor (14a) as the electrical energy (P). It is estimated and output as the ripple component (P_ripple) of.
  • the mean value calculation unit (1732) calculates the electrical energy (P) detected by the physical quantity detection unit, that is, the average value of the output of the second multiplier (52) for a predetermined time at predetermined time intervals, and DC Output as a component (P_ave). That is, the mean value calculation unit (1732) derives the direct current component (P_ave) contained in the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a).
  • the subtractor (1733) is the electrical energy (P) detected by the physical quantity detector (53), that is, the ripple component (P_ripple) estimated by the ripple component acquisition unit (1731) from the output of the second multiplier (52). ) And the DC component (P_ave) derived by the average value calculation unit (1732) to output the component of the resonance frequency contained in the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a). ..
  • the correction unit (174) corrects the output voltage of the inverter circuit (12) based on the resonance frequency component of the electrical energy (P) stored in the capacitor (14a). can.
  • FIG. 7 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the sixth embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) further includes a U-phase current detection unit (61) and a V-phase current detection unit (62).
  • the control device (17) further includes a coordinate conversion unit (63), a slip frequency estimation unit (64), and an adder (65) as a frequency command calculation means.
  • the coordinate conversion unit (63) and the slip frequency estimation unit (64) constitute a slip frequency estimation means.
  • the U-phase current detection unit (61) detects the U-phase current (iu) among the three-phase output currents of the inverter circuit (12).
  • the V-phase current detector (62) detects the V-phase current (iv) among the three-phase output currents of the inverter circuit (12).
  • the coordinate conversion unit (63) is based on the U-phase current (iu) detected by the U-phase current detection unit (61) and the V-phase current (iv) detected by the V-phase current detection unit (62). Calculate the W phase current.
  • the coordinate conversion unit (63) performs three-phase / two-phase conversion and rotational coordinate conversion on these U-phase currents (iu), V-phase currents (iv), and W-phase currents to perform exciting currents (isd) and rotational coordinate conversions. Obtain torque current (isq).
  • the slip frequency estimation unit (64) estimates the slip frequency ( ⁇ s) based on the excitation current (isd) and torque current (isq) obtained by the coordinate conversion unit (63).
  • the sliding frequency ( ⁇ s) is ⁇ s
  • the exciting current (isd) is isd
  • the torque current (isq) is isq
  • the secondary winding resistance of the AC induction motor (3) is R2
  • the secondary winding of the AC induction motor (3) is R2
  • the slip frequency ( ⁇ s) is estimated so that the following equation (B) holds.
  • the slip frequency estimation means is based on the U-phase current (iu) detected by the U-phase current detection unit (61) and the V-phase current (iv) detected by the V-phase current detection unit (62). Estimate the slip frequency ( ⁇ s).
  • the adder (65) calculates the frequency command ( ⁇ m *) based on the slip frequency ( ⁇ s) estimated by the slip frequency estimation unit (64). Specifically, the adder (65) adds the slip frequency ( ⁇ s) estimated by the slip frequency estimation unit (64) to the received frequency command ( ⁇ m **) to obtain the frequency command ( ⁇ m *). ) Is calculated.
  • the V / f control unit (171) calculates the voltage command (V *) and the voltage phase ( ⁇ m) based on the frequency command ( ⁇ m *) calculated by the adder (65). Therefore, the control device (17) controls the amplitude and frequency of the output voltage of the inverter circuit (12) based on the frequency command ( ⁇ m *) calculated by the adder (65).
  • the estimated slip frequency ( ⁇ s) can be reflected in the amplitude and frequency of the output voltage of the inverter circuit (12).
  • FIG. 8 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the seventh embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) includes a power supply current detection unit (71) as a physical quantity detection unit, and does not include a power supply voltage detection unit (15).
  • the power supply current detection unit (71) detects the input current of one phase among the three-phase input currents input from the three-phase AC power supply (2) to the power converter (1) as a physical quantity.
  • the extraction unit (173) includes a fundamental wave component acquisition unit (7731) as a fundamental wave component acquisition means, a subtraction unit (7732) as a subtraction means, a section identification unit (7733), and a resonance current calculation unit (7733). 7734) and.
  • the fundamental wave component acquisition unit (7731) estimates the fundamental wave component of the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) included in the input current detected by the power supply current detection unit (71). Specifically, the fundamental wave component acquisition unit (7731) calculates the effective value of the input current detected by the power supply current detection unit (71). Then, the fundamental wave component acquisition unit (7731) has a peak value of ⁇ 2 times the calculated effective value, is synchronized with the AC voltage of the three-phase AC power supply (2), and is the AC voltage of the three-phase AC power supply (2). A sine wave having the same frequency as is generated, and this sine wave is estimated as the fundamental wave component.
  • the subtraction unit (7732) subtracts the fundamental wave component estimated by the fundamental wave component acquisition unit (7731) from the one-phase input current detected by the power supply current detection unit (71) to obtain the resonance frequency component. Is output.
  • the section specifying unit (7733) specifies a zero section in which the input current detected by the power supply current detecting unit (71) becomes 0.
  • the resonance current calculation unit (7734) sets the current value of the zero section specified by the section identification unit (7733) to the component of the resonance frequency output by the subtraction unit (7732) immediately before the same length as the zero section. It is corrected to replace the current value in the section of, and is output as a component of the resonance frequency of the input current.
  • the extraction unit (173) can extract the resonance frequency component without using the first-order lag filter, the first-delay filter and the subtraction unit are used as in Patent Document 1. Compared with the case where the component of the resonance frequency included in the DC link voltage (Vdc) is extracted by the high-pass filter, the extraction unit (the extraction unit ( The phase delay of the component of the resonance frequency output by 173) can be reduced.
  • FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 1 of the eighth embodiment of the present disclosure.
  • the power conversion device (1) does not include the power supply voltage detection unit (15).
  • the extraction unit (173) extracts the component of the resonance frequency from the physical quantity detected by the DC link voltage detection unit (16), that is, the DC link voltage (Vdc) using the low frequency removal filter (8733).
  • the phase of the resonance frequency component extracted by the low frequency elimination filter (8733) is adjusted to be substantially the same as the phase of the physical quantity, that is, the phase of the resonance frequency component contained in the DC link voltage (Vdc). Output.
  • “the phase is substantially the same” means that the phase difference is 5 ° or less.
  • the extraction unit (173) has a resonance frequency detection unit (8731), a phase difference calculation unit (8732), a low frequency removal filter (8733), and a phase difference adjustment unit (8734). ing.
  • the resonance frequency detection unit (8731) switches the slope of the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) from positive to negative, that is, the DC link voltage (Vdc) is in a rising state to a falling state.
  • the switching to is detected, and the number of times per second of the switching is calculated as the resonance frequency.
  • the phase difference calculation unit (8732) stores a table showing a plurality of types of resonance frequencies and the phase difference corresponding to each resonance frequency. Then, the phase difference calculation unit (8732) refers to the table and calculates the phase difference corresponding to the resonance frequency calculated by the resonance frequency detection unit (8731).
  • the low frequency removal filter (8733) removes the low frequency component of the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16).
  • the low frequency component removed here includes a pulsating component corresponding to the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2).
  • the low frequency rejection filter (8733) extracts the component of the resonance frequency contained in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16) in a state where the phase is delayed.
  • the phase difference adjustment unit (8734) adjusts the resonance frequency component extracted by the low frequency elimination filter (8733) to advance the phase by the phase difference calculated by the phase difference calculation unit (8732) and outputs the output. ..
  • This adjustment is such that the phase of the resonance frequency component extracted by the low frequency rejection filter (8733) is substantially the same as the phase of the resonance frequency component included in the DC link voltage (Vdc). ..
  • the ripple component acquisition unit (1731) estimates the ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple, IC_ripple) without using the first-order lag filter.
  • a ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple, IC_ripple) may be detected by using a first-order lag filter. Even in such a case, the frequency of the ripple component is lower than the resonance frequency. Therefore, when the component of the resonance frequency included in the physical quantity is extracted by a high-pass filter including a first-order lag filter and a subtraction unit as in Patent Document 1. In comparison, the phase delay of the resonance frequency component output by the extraction unit (173) is smaller than that of the resonance frequency component contained in the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (16). can.
  • the ripple component acquisition unit (1731) uses the ripple component (Vdc_ripple, IL_ripple, P_ripple, IC_ripple) based on the voltage of the three-phase AC power supply (2). Although it is estimated, it may be estimated based on the current or power of the three-phase AC power supply (2), or it may be estimated based on two or more of the voltage, current and power of the three-phase AC power supply (2). May be good.
  • the fundamental wave component acquisition unit (7731) is the fundamental wave of the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) based on the input current detected by the power supply current detection unit (71). The components were estimated.
  • the power converter (1) is provided with a physical quantity detection unit that detects the AC voltage or power of the three-phase AC power supply (2)
  • the fundamental wave component acquisition unit (7731) is the three-phase detected by the physical quantity detection unit. Based on the AC voltage or power of the AC power supply (2), the fundamental wave component of the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) may be estimated.
  • the power converter (1) has a power supply current detection unit (71), a physical quantity detection unit that detects the AC voltage of the three-phase AC power supply (2), and a physical quantity detection unit that detects the power of the three-phase AC power supply (2). Two or more of the units are provided, and the fundamental wave component acquisition unit (7731) estimates the fundamental wave component based on two or more of the current, AC voltage, and power of the three-phase AC power supply (2). You may try to do it.
  • the fundamental wave component acquisition unit (7731) uses the fundamental wave component of the frequency of the AC voltage of the three-phase AC power supply (2) included in the physical quantity detected by the physical quantity detection unit (71). , It was estimated without using a filter, but it may be detected by using a filter.
  • the reactor (13) is provided on the output side of the converter circuit (11), but it may be provided on the input side.
  • the reactor (13) is provided on the output side of the converter circuit (11), but it may be provided on the input side.
  • the current (IL) flowing through the reactor (13) and the output current of the converter circuit (11) have different values.
  • the reactor current detection unit (31) a physical quantity detection unit that detects the output current of the converter circuit (11) as a physical quantity is provided, and the extraction unit (173) is provided with a component of the resonance frequency from the output current of the converter circuit (11). By extracting without phase shift, the same effect as that of the third embodiment can be obtained.
  • the control of the inverter circuit (12) by the control device (17) is V / f control, but in the present disclosure, the control of the inverter circuit (12) by the control device (17) is performed. It can also be applied in the case of vector control. Specifically, for example, in the sensorless vector control system in which the V / f control is replaced with the vector control in the first embodiment and the motor current is added to the input of the vector control, the modulation calculated by the modulation factor calculation unit (172).
  • the rate (D **) is provided in the output of the extraction unit (173) provided in the power conversion device (1) of any one of the first and third embodiments, or in the power conversion device (1) of the second embodiment.
  • the correction may be made based on the voltage (VL) detected by the reactor voltage detection unit (21).
  • This disclosure is useful for a power converter that drives an AC induction motor.

Landscapes

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Abstract

コンデンサ（14a）の電圧であるＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分の位相と、インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる共振周波数の成分の位相とを略同じにする。

Description

電力変換装置
　本開示は、交流誘導電動機を駆動する電力変換装置に関する。
　特許文献１には、インバータ回路と、前記インバータ回路の入力端間に接続されたコンデンサと、前記インバータ回路の制御を実行する制御装置とを備えた電力変換装置が開示されている。この電力変換装置では、制御装置が、一次遅れ系のフィルタと減算部とで構成されたハイパスフィルタによって、前記コンデンサの電圧であるＤＣリンク電圧に含まれる共振周波数の成分を抽出し、当該成分に応じて前記インバータ回路の制御を実行するようになっている。これにより、配線のインダクタンス成分と前記コンデンサとで形成されるＬＣ回路の共振によるＤＣリンク電圧の不安定化が抑制される。特許文献１には、前記制御装置によるインバータ回路の制御をベクトル制御とした電力変換装置と、前記制御装置によるインバータ回路の制御をＶ／ｆ制御とした電力変換装置の両方が開示されている。
特許第４７５０５５３号公報
　前記特許文献１では、制御装置が、インバータ回路の制御に用いるＤＣリンク電圧の共振周波数の成分を、一次遅れ系のフィルタを用いて抽出するので、インバータ回路の出力電圧に含まれる共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧に含まれる共振周波数の成分の位相から大きく遅れることにより、良好な性能が得られない場合がある。
　本開示の目的は、インバータ回路の出力電圧に含まれる共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧に含まれる共振周波数の成分の位相から大きく遅れることにより、良好な性能が得られなくなるのを防止することにある。
　本開示の第１の態様は、三相交流電源（2）の交流電圧を直流に整流する整流回路（11）と、前記整流回路（11）の出力を交流に変換して交流誘導電動機（3）に出力するインバータ回路（12）と、前記インバータ回路（12）の入力端（12a,12b）間に接続されたコンデンサ（14a）と、前記インバータ回路の制御を実行する制御装置（17）とを備えた電力変換装置（1）において、前記三相交流電源（2）と前記コンデンサ（14a）との間のインダクタンス成分と前記コンデンサ（14a）とで形成されるＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分を含む電気的な物理量を検出する物理量検出部（16,21,31,41,53）をさらに備え、前記コンデンサ（14a）の電圧であるＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と、前記インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる前記共振周波数の成分の位相とが略同じであることを特徴とする。
　第１の態様では、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と、前記インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる前記共振周波数の成分の位相とが略同じであるので、インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる前記共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れることにより、良好な性能が得られなくなるのを防止できる。
　本開示の第２の態様は、第１の態様において、前記制御装置（17）による前記インバータ回路（12）の制御は、Ｖ／ｆ制御であることを特徴とする。
　第２の態様では、インバータ回路（12）の制御をベクトル制御とする場合に比べ、制御を簡単にできる。
　本開示の第３の態様は、第１又は第２の態様において、前記インバータ回路（12）は、前記整流回路（11）の出力を、スイッチング動作により、前記交流に変換するスイッチング素子を備え、前記コンデンサ（14a）の容量は、当該コンデンサ（14）の電圧（Vdc）に前記三相交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分を残留させ、かつ前記スイッチング動作による前記コンデンサ（14a）の電圧変動を抑制するように設定されることを特徴とする。
　第３の態様では、コンデンサ（14a）の小容量化によって前記スイッチング動作による前記コンデンサ（14a）の電圧変動を抑制しつつ、前記コンデンサ（14a）及び電力変換装置（1）を小型化することができる。
　本開示の第４の態様は、第１～３のいずれか１つの態様において、前記制御装置（17）は、前記物理量検出部（16,31,41,53）により検出された物理量から前記共振周波数の成分をフィルタ（8733）を用いて抽出し、当該フィルタ（8733）によって抽出した共振周波数の成分に対し、その位相を前記物理量に含まれる前記共振周波数の成分の位相と略同じにする調整を行って出力するか、又は前記物理量検出部（16,31,41,53）により検出された物理量から前記共振周波数の成分を位相ずれなく抽出して出力する抽出手段（173）を備えることを特徴とする。
　本開示の第５の態様は、第４の態様において、前記制御装置（17）は、前記抽出手段（173）と、前記抽出手段（173）によって出力された前記共振周波数の成分に基づいて、前記インバータ回路（12）の出力電圧を補正する補正手段（174）とを有し、前記物理量検出部（16,31,41,53）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分の位相と、前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相とが略同じであることを特徴とする。
　第５の態様では、抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相が、物理量検出部（16,31,41,53）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分の位相と略同じなので、抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相が、物理量検出部（16,31,41,53）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れることによる出力電圧の制御への悪影響を防止できる。また、補正手段（174）が、抽出手段（173）によって出力される共振周波数の成分を抑制するように補正を行う場合には、共振によるＤＣリンク電圧（Vdc）の不安定化をより効果的に抑制できる。
　本開示の第６の態様は、第５の態様において、前記抽出手段（173）は、前記物理量検出部（16,31,53）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）を検出又は推定するリプル成分取得手段（1731）と、前記物理量検出部（16,31,41,53）によって検出された物理量に含まれる直流成分（Vdc_ave,IL_ave,P_ave）を導出する直流成分導出手段（1732）と、前記物理量検出部（16,31,53）によって検出された物理量から、前記リプル成分取得手段（1731）によって検出又は推定されたリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）と、前記直流成分導出手段（1732）によって導出された直流成分（Vdc_ave,IL_ave,P_ave）とを引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する減算手段（1733）とを有していることを特徴とする。
　第６の態様では、リプル成分取得手段（1731）が一次遅れ系のフィルタを用いずにリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）を推定する場合には、抽出手段（173）が、一次遅れ系のフィルタを用いずに共振周波数の成分を抽出できるので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（16,31,53）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、リプル成分取得手段（1731）が一次遅れ系のフィルタを用いてリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）を検出する場合でも、リプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）の周波数は共振周波数よりも低いので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（16,31,53）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　本開示の第７の態様は、第５又は第６の態様において、前記物理量は、前記ＤＣリンク電圧（Vdc）であることを特徴とする。
　第７の態様では、補正手段が、ＤＣリンク電圧（Vdc）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　本開示の第８の態様は、第５又は第６の態様において、前記三相交流電源（2）と前記コンデンサ（14a）との間に接続されたリアクトル（13）をさらに備え、前記物理量は、前記リアクトル（13）を流れる電流（IL）であることを特徴とする。
　第８の態様では、補正手段（174）が、リアクトル（13）を流れる電流（IL）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　本開示の第９の態様は、第５又は第６の態様において、前記物理量は、前記コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）であることを特徴とする。
　第９の態様では、補正手段が、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　本開示の第１０の態様は、第５又は第６の態様において、前記物理量は、前記整流回路（11）の出力電流（IL）であることを特徴とする。
　第１０の態様では、補正手段（174）が、前記整流回路（11）の出力電流（IL）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　本開示の第１１の態様は、第５の態様において、前記物理量は、前記コンデンサ（14a）の電流（IC）であり、前記抽出手段（173）は、前記物理量検出部（41）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（IC_ripple）を検出または推定するリプル成分取得手段（1731）と、前記物理量検出部（41）によって検出された物理量から、前記リプル成分取得手段（1731）によって検出または推定されたリプル成分（IC_ripple）を引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する減算手段（1733）とを有していることを特徴とする。
　第１１の態様では、リプル成分取得手段（1731）が一次遅れ系のフィルタを用いずにリプル成分（IC_ripple）を推定する場合には、抽出手段（173）が、一次遅れ系のフィルタを用いずに共振周波数の成分を抽出できるので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（41）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、リプル成分取得手段（1731）が一次遅れ系のフィルタを用いてリプル成分（IC_ripple）を検出する場合でも、リプル成分（IC_ripple）の周波数は共振周波数よりも低いので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（41）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、補正手段（174）は、コンデンサ（14a）の電流（IC）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　また、コンデンサ（14a）の電流には、直流成分が含まれないので、物理量検出部（41）によって検出された物理量から直流成分を減算しなくても、共振周波数の成分を導出できる。
　本開示の第１２の態様は、第６又は第１１の態様において、前記リプル成分取得手段（1731）は、前記三相交流電源（2）の電圧、電流、及び電力の少なくとも１つに基づいて前記リプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）を検出または推定することを特徴とする。
　第１２の態様では、リプル成分取得手段（1731）が、リプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）の検出または推定に、前記三相交流電源（2）の電圧、電流、及び電力の少なくとも１つを参照するので、正確なリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）を取得しやすい。
　本開示の第１３の態様は、第５の態様において、前記物理量は、前記三相交流電源からの入力電流であり、前記抽出手段（173）は、前記物理量検出部（71）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の交流電圧の周波数の基本波成分を検出または推定する基本波成分取得手段（7731）と、前記物理量検出部（71）によって検出された物理量から、前記基本波成分取得手段（7731）によって検出または推定された基本波成分を引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する減算手段（7732）とを有していることを特徴とする。
　第１３の態様では、基本波成分取得手段（7731）が一次遅れ系のフィルタを用いずに基本波成分を推定する場合には、抽出手段（173）が、一次遅れ系のフィルタを用いずに共振周波数の成分を抽出できるので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（71）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、基本波成分取得手段（7731）が一次遅れ系のフィルタを用いて基本波成分を検出する場合でも、基本波成分の周波数は共振周波数よりも低いので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（71）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　本開示の第１４の態様は、第１３の態様において、前記基本波成分取得手段（7731）は、前記三相交流電源（2）の交流電圧、電流、及び電力の少なくとも１つに基づいて、前記基本波成分を検出または推定することを特徴とする。
　第１４の態様では、基本波成分取得手段（7731）が、基本波成分の検出または推定に、前記三相交流電源（2）の交流電圧、電流、及び電力の少なくとも１つを参照するので、正確な基本波成分を取得しやすい。
　本開示の第１５の態様は、第１～３のいずれか１つの態様において、前記三相交流電源（2）と前記コンデンサ（14a）との間に接続されたリアクトル（13）をさらに備え、前記物理量は、前記リアクトル（13）の電圧であり、前記制御装置（17）は、前記リアクトル（13）の電圧（VL）に基づいて、前記インバータ回路（12）の出力電圧を補正する補正手段（174）を有していることを特徴とする。
　第１５の態様では、インバータ回路（12）の補正に、物理量検出部（21）によって検出された物理量、すなわちリアクトル（13）の電圧（VL）を用いるので、インバータ回路（12）の補正に用いる成分の位相が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れることによる制御への悪影響を防止できる。
　また、インバータ回路（12）の補正に用いる成分の位相が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れないので、共振によるＤＣリンク電圧（Vdc）の不安定化をより効果的に抑制できる。
　本開示の第１６の態様は、第１～１５のいずれか１つの態様において、前記インバータ回路（12）の出力電流（iu,iw）を検出する電流検出部（61,62）を備え、前記制御装置（17）は、前記電流検出部（61,62）によって検出された電流に基づいてすべり周波数を推定するすべり周波数推定手段（63,64）と、前記すべり周波数推定手段（63,64）によって推定されたすべり周波数に基づいて、周波数指令を算出する周波数指令算出手段（65）とを有し、前記周波数指令に基づいて前記インバータ回路（12）の出力電圧の振幅及び周波数を制御することを特徴とする。
　第１６の態様では、推定したすべり周波数を、インバータ回路（12）の出力電圧の振幅及び周波数に反映させることができる。
図１は、実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、実施形態１に係る電力変換装置における各部の信号を示す。図２（ａ）は、ＤＣリンク電圧と、ＤＣリンク電圧の直流成分及びリプル成分の和とを示す。図２（ｂ）は、コンデンサを流れる電流と、リアクトルの電圧とを示す。図２（ｃ）は、リアクトルを流れる電流を示す。 図３は、実施形態２の図１相当図である。 図４は、実施形態３の図１相当図である。 図５は、実施形態４の図１相当図である。 図６は、実施形態５の図１相当図である。 図７は、実施形態６の図１相当図である。 図８は、実施形態７の図１相当図である。 図９は、実施形態８の図１相当図である。
　以下、本開示の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
　《実施形態１》
　図１は、本開示の実施形態１に係る電力変換装置（1）を示す。この電力変換装置（1）は、三相交流電源（2）から入力される三相交流の電源電力を、所望周波数及び所望電圧を有する交流電力に変換して、交流誘導電動機（3）に供給する。
　電力変換装置（1）は、整流回路としてのコンバータ回路（11）と、インバータ回路（12）と、リアクトル（13）と、直流リンク部（14）と、電源電圧検出部（15）と、物理量検出部としてのＤＣリンク電圧検出部（16）と、制御装置（17）とを備えている。
　コンバータ回路（11）は、三相交流電源（2）の交流電圧を直流に整流し、第１及び第２の出力ノード（11a,11b）に出力する。詳しくは、コンバータ回路（11）は、全波整流回路である。コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された６つのダイオード（11D）を有している。これらのダイオード（11D）は、そのカソードを第１の出力ノード（11a）側に向けるとともに、そのアノードを第２の出力ノード（11b）側に向けている。
　インバータ回路（12）は、コンバータ回路（11）の出力を交流に変換して交流誘導電動機（3）に出力する。詳しくは、インバータ回路（12）は、６つのスイッチング素子（12S）と、６つの還流ダイオード（12D）とを有している。６つのスイッチング素子（12S）は、ブリッジ結線されている。詳しく説明すると、インバータ回路（12）は、その第１及び第２の入力端（12a,12b）間に接続された３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子（12S）が互いに直列に接続されたものである。
　３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（12S）と下アームのスイッチング素子（12S）との中点が、交流誘導電動機（3）の各相のコイル（u相、v相、w相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子（12S）には、還流ダイオード（12D）が１つずつ逆並列に接続されている。
　リアクトル（13）の一端は、コンバータ回路（11）の第１の出力ノード（11a）に接続され、リアクトル（13）の他端は、インバータ回路（12）の第１の入力端（12a）に接続されている。
　直流リンク部（14）は、コンデンサ（14a）を有している。このコンデンサ（14a）は、インバータ回路（12）の第１及び第２の入力端（12a,12b）間に接続されている。したがって、リアクトル（13）は、三相交流電源（2）とコンデンサ（14a）との間に接続されている。
　コンデンサ（14a）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力電圧をほとんど平滑化できないが、インバータ回路（12）のスイッチング動作に起因するリプル電圧を抑制できるように設定されている。リプル電圧とは、スイッチング素子（12S）におけるスイッチング周波数に応じた電圧変動である。したがって、コンデンサ（14a）の電圧であるＤＣリンク電圧（Vdc）には、三相交流電源（2）の交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれる。
　詳しくは、コンデンサ（14a）の容量は、スイッチング周期間におけるコンデンサ（14a）の電圧変動を、コンデンサ（14a）の電圧の平均値の１／１０以下に抑えるように設定されている。したがって、コンデンサ（14a）に最低限必要な容量は、スイッチング周波数と、交流誘導電動機（3）及びコンデンサ（14a）の間を流れる負荷電流とに応じて決まる。
　ここで、コンバータ回路（11）の入力電圧をＶａｃ、インバータ回路（12）が出力する交流電力の最大値をＰｍａｘとすると、コンデンサ（14a）の容量値Ｃは、下式（１）を満たすように決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　直流リンク部（14）のコンデンサ（14a）の容量は、従来１５０００μＦであるのに対して、８００μＦ程度、つまり従来の１／２０程度の容量となり、スイッチング素子（12S）によるキャリア周期の電圧変動を平滑化することがコンデンサ（14a）の主な機能となる。
　一方、コンデンサ（14a）の容量が比較的小さいため、直流リンク部（14）では、コンバータ回路（11）の出力電圧は殆ど平滑化されない。その結果、三相交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に残留する。三相交流電源（2）は三相電源であるため、三相交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分は、三相交流電源（2）の周波数の６倍である。
　三相交流電源（2）とコンデンサ（14a）との間のインダクタンス成分とコンデンサ（14a）とで、ＬＣ回路（ＬＣフィルタ）（LC）が形成されている。前記インダクタンス成分は、リアクトル（13）を含む。
　前記インダクタンス成分のインダクタンスをＬ、ＬＣ回路（LC）のコンデンサ（14a）の容量値をＣとしたとき、下式（２）を満たすようにＬＣ回路（LC）を設計することで、インバータ回路（12）が出力するスイッチング動作に起因するリプル電流を吸収し、コンバータ回路（11）から電源側へとリプル電流が流出するのを防ぐことができる。なお、式（２）において、ｆｃ（Hz）はスイッチング周波数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　電源電圧検出部（15）は、三相交流電源（2）により出力された交流電圧のうち、二相の交流電圧から線間電圧を検出する。
　ＤＣリンク電圧検出部（16）は、電気的な物理量としてのＤＣリンク電圧（Vdc）を検出する。ＤＣリンク電圧（Vdc）は、ＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分を含む。
　制御装置（17）は、Ｖ／ｆ制御部（171）と、変調率演算部（172）と、抽出手段としての抽出部（173）と、補正手段としての補正部（174）と、ＰＷＭ変調部（175）とを備えている。
　Ｖ／ｆ制御部（171）は、電圧指令算出部（1711）と、電圧位相算出部（1712）とを有している。
　電圧指令算出部（1711）は、交流電圧の振幅と、周波数指令（ωm*）との比の値が一定の（Kf）となるように交流電圧の振幅についての電圧指令（V*）を生成する。
　電圧位相算出部（1712）は、周波数指令（ωm*）を積分して電圧位相（θm）を算出する。電圧位相（θm）は電圧角速度の時間積分によって表すことができ、電圧角速度と周波数（ωm）とは比例関係にあるので、周波数指令（ωm*）の時間積分により電圧位相（θm）を算出することができる。
　変調率演算部（172）は、Ｖ／ｆ制御部（171）の電圧指令算出部（1711）によって生成された電圧指令（V*）と、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）とに基づいて変調率（D**）を算出する。変調率（D**）をＤ**、電圧指令（V*）をＶ*、ＤＣリンク電圧（Vdc）をＶｄｃとすると、以下の式（Ａ）が成立する。
　Ｄ**＝Ｖ* ＊ √２／Ｖｄｃ・・・（Ａ）
　抽出部（173）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）から前記共振周波数の成分を位相ずれなく抽出して出力する。抽出部（173）は、リプル成分取得部（1731）と、直流成分導出手段としての平均値演算部（1732）と、減算手段としての減算器（1733）とを有している。
　リプル成分取得部（1731）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されるＤＣリンク電圧に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（Vdc_ripple）を推定する。リプル成分取得部（1731）は、ゼロクロス検出部（1731a）と、タイマ演算部（1731b）と、周波数逓倍部（1731c）と、リプル成分出力部（1731d）とを備えている。
　ゼロクロス検出部（1731a）は、電源電圧検出部（15）によって検出された線間電圧のゼロクロス点を検出する。詳しくは、ゼロクロス検出部（1731a）は、例えば、電源電圧検出部（15）によって検出された線間電圧が負から正に遷移したときに０から１に切り替わり、当該線間電圧が正から負に遷移したときに１から０に切り替わるゼロクロス信号を出力する。
　タイマ演算部（1731b）は、ゼロクロス検出部（1731a）によって出力されたゼロクロス信号の１周期をカウントし、カウント値を出力する。詳しくは、タイマ演算部（1731b）は、ゼロクロス信号が０から１に切り替わったときにカウント値を０にリセットし、所定時間の経過毎にカウント値に１を加算する。タイマ演算部（1731b）の出力は、三相交流電源（2）の周波数の三角波となる。
　周波数逓倍部（1731c）は、タイマ演算部（1731b）によって出力された三角波の周波数を６倍した三角波を生成し、当該三角波の位相（θv）を出力する。
　リプル成分出力部（1731d）は、複数の位相と各位相に対応するＤＣリンク電圧（Vdc）のリプル波形とを示すルックアップテーブルを記憶している。リプル成分出力部（1731d）は、ルックアップテーブルを参照し、周波数逓倍部（1731c）によって出力された三角波の位相（θv）に対応するリプル波形を、ＤＣリンク電圧（Vdc）のリプル成分（Vdc_ripple）として推定して出力する。
　平均値演算部（1732）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）の所定時間分の平均値を、所定時間毎に演算し、直流成分（Vdc_ave）として出力する。三相交流電源（2）の電源周波数が５０Ｈｚであるとき、所定時間は、例えば、２０ｍｓ、つまり三相交流電源（2）により出力される交流電圧の１周期に設定される。つまり、平均値演算部（1732）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる直流成分（Vdc_ave）を導出する。
　減算器（1733）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）から、リプル成分取得部（1731）によって推定されたリプル成分（Vdc_ripple）と、平均値演算部（1732）によって導出された直流成分（Vdc_ave）とを引くことにより、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分を出力する。
　このように、抽出部（173）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）から、一次遅れ系のフィルタを用いずに前記共振周波数の成分を抽出するので、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分と、抽出される共振周波数の成分との間に位相ずれが生じない。つまり、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分の位相と、抽出部（173）により抽出される共振周波数の成分との位相が同じになる。
　補正部（174）は、抽出部（173）によって出力された前記共振周波数の成分に基づいて、前記インバータ回路（12）の出力電圧を補正する。補正部（174）は、補正量演算部（1741）と、加算器（1742）とを備えている。
　補正量演算部（1741）は、減算器（1733）によって出力された共振周波数の成分に基づいて、減算器（1733）によって出力される共振周波数の成分を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量演算部（1741）は、減算器（1733）によって出力された共振周波数の成分を補正ゲインＫ倍することにより、補正量（Dk）を算出する。
　加算器（1742）は、補正量演算部（1741）によって算出された補正量（Dk）を、変調率演算部（172）によって算出された変調率（D**）に加算し、補正後の変調率（D*）を出力する。
　ＰＷＭ変調部（175）は、補正部（174）によって出力された変調率（D*）とＶ／ｆ制御部（171）によって出力された電圧位相（θm）とに基づいて、インバータ回路（12）のスイッチング素子（12S）のオン／オフをＰＷＭ制御するための制御信号を生成し出力する。
　このように、制御装置（17）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に基づいて、一次遅れ系のフィルタを用いずにインバータ回路（12）の出力電圧を制御するので、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分の位相と、インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる共振周波数の成分の位相とを同じにできる。
　図２は、上述のように構成された電力変換装置（1）における各部の信号を例示する。
　図２（ａ）は、ＤＣリンク電圧（Vdc）と、ＤＣリンク電圧（Vdc）の直流成分（Vin）及びリプル成分の和とを示す。図２（ｂ）は、コンデンサを流れる電流（IC）と、リアクトルの電圧（VL）とを示す。図２（ｃ）は、リアクトルを流れる電流（IL）を示す。
　ＤＣリンク電圧（Vdc）には、平均値演算部（1732）によって出力される直流成分（Vdc_ave）に加え、リプル成分（Vdc_ripple）と、ＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分とが含まれている。コンデンサ（14a）を流れる電流（IC）には、リプル成分と、ＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分とが含まれ、直流成分は含まれない。リアクトル（13）の電圧（VL）には、ＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分が含まれ、リプル成分と、直流成分は含まれない。リアクトルの電流（IL）には、直流成分に加え、リプル成分と、ＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分とが含まれている。
　したがって、本実施形態１によれば、コンデンサ（14a）の電圧であるＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と、前記インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる前記共振周波数の成分の位相とが同じであるので、インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる前記共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から遅れることにより、良好な性能が得られなくなるのを防止できる。
　また、前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と同じなので、インバータ回路（12）の補正に用いる成分、すなわち前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れることによる制御への悪影響を防止できる。
　また、補正部（174）が、減算器（1733）によって出力された共振周波数の成分を抑制するように、変調率（D*）を算出するので、共振によるＤＣリンク電圧（Vdc）の不安定化を抑制できる。
　また、抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と同じなので、前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相が、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れる場合に比べ、共振によるＤＣリンク電圧（Vdc）の不安定化をより効果的に抑制できる。
　また、リプル成分取得部（1731）が一次遅れ系のフィルタを用いずにリプル成分（Vdc_ripple）を推定するので、抽出部（173）が、一次遅れ系のフィルタを用いずに共振周波数の成分を抽出でき、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、リプル成分取得部（1731）が、リプル成分（Vdc_ripple）の推定に、三相交流電源（2）の電圧を参照するので、正確なリプル成分（Vdc_ripple）を取得しやすい。
　また、補正部（174）は、ＤＣリンク電圧（Vdc）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　《実施形態２》
　図３は、本開示の実施形態２の図１相当図である。本実施形態２では、電力変換装置（1）が、電源電圧検出部（15）を備えておらず、物理量検出部としてリアクトル電圧検出部（21）を備えている。また、制御装置（17）が抽出部（173）を備えていない。
　リアクトル電圧検出部（21）は、リアクトル（13）の電圧(VL)を電気的な物理量として検出する。リアクトル（13）の電圧（VL）に含まれる共振周波数の成分の位相は、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と同じである。
　補正部（174）の補正量演算部（1741）は、リアクトル電圧検出部（21）によって検出されたリアクトル（13）の電圧（VL）に基づいて、リアクトル電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル（13）の電圧（VL）を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量演算部（1741）は、リアクトル電圧検出部（21）によって検出されるリアクトル（13）の電圧を補正ゲインＫ倍することにより、補正量（Dk）を算出する。
　したがって、補正部（174）は、リアクトル（13）の電圧（VL）に基づいて、前記インバータ回路（12）の出力電圧を補正する。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態２によれば、インバータ回路（12）の出力電圧の補正に、リアクトル（13）の電圧（VL）を用いるので、インバータ回路（12）の出力電圧の補正に用いる成分の位相が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から大きく遅れることによる制御への悪影響を防止できる。
　また、補正部（174）が、リアクトル（13）の電圧を抑制するように、変調率（D*）を算出するので、共振によるＤＣリンク電圧（Vdc）の不安定化を抑制できる。
　また、インバータ回路（12）の出力電圧の補正部（174）による補正に用いる成分の位相が、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相から遅れないので、共振によるＤＣリンク電圧（Vdc）の不安定化をより効果的に抑制できる。
　《実施形態３》
　図４は、本開示の実施形態３の図１相当図である。本実施形態３では、電力変換装置（1）が、物理量検出部としてリアクトル電流検出部（31）をさらに備えている。
　リアクトル電流検出部（31）は、リアクトル（13）を流れる電流（IL）を検出する。リアクトル電流検出部（31）は、コンバータ回路（11）の第２の出力ノード（11b）を流れる電流、すなわちコンバータ回路（11）の出力電流を検出する。コンバータ回路（11）の第２の出力ノード（11b）を流れる電流は、リアクトル（13）を流れる電流（IL）と等しい。
　また、抽出部（173）は、リアクトル（13）を流れる電流（IL）から共振周波数の成分を位相ずれなく抽出する。
　リプル成分取得部（1731）は、リアクトル電流検出部（31）により検出される電流（IL）に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（IL_ripple）を推定する。
　リプル成分出力部（1731d）は、複数の位相と各位相に対応するリアクトル（13）の電流（IL）のリプル波形とを示すルックアップテーブルを記憶している。リプル成分出力部（1731d）は、このルックアップテーブルを参照し、周波数逓倍部（1731c）によって出力された三角波の位相（θv）に対応するリプル波形を、リアクトル（13）の電流（IL）のリプル成分（IL_ripple）として推定して出力する。
　平均値演算部（1732）は、リアクトル電流検出部（31）により検出されたリアクトル（13）の電流（IL）の所定時間分の平均値を、所定時間毎に演算し、直流成分（IL_ave）として出力する。つまり、平均値演算部（1732）は、リアクトル電流検出部（31）により検出されたリアクトル（13）の電流（IL）に含まれる直流成分（IL_ave）を導出する。
　減算器（1733）は、リアクトル電流検出部（31）により検出されたリアクトル（13）の電流（IL）から、リプル成分取得部（1731）によって推定されたリプル成分（IL_ripple）と、平均値演算部（1732）により導出された直流成分（IL_ave）とを引くことにより、リアクトル（13）の電流（IL）に含まれる前記共振周波数の成分を出力する。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態３によれば、補正部（174）が、リアクトル（13）を流れる電流（IL）、すなわちコンバータ回路（11）の出力電流の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　《実施形態４》
　図５は、本開示の実施形態４の図１相当図である。本実施形態４では、電力変換装置（1）が、物理量検出部としてコンデンサ電流検出部（41）をさらに備えている。
　コンデンサ電流検出部（41）は、コンデンサ（14a）を流れる電流（IC）を検出する。
　また、抽出部（173）は、コンデンサ（14a）を流れる電流（IC）から共振周波数の成分を位相ずれなく抽出する。コンバータ回路（11）の第１の出力ノード（11a）から流れる電流の直流成分はインバータ回路（12）へ流れるため、抽出部（173）は、平均値演算部（1732）を備えていない。
　リプル成分取得部（1731）は、コンデンサ電流検出部（41）により検出された電流（IC）に含まれる三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（IC_ripple）を推定する。
　リプル成分出力部（1731d）は、複数の位相と各位相に対応するコンデンサ（14a）の電流（IC）のリプル波形とを示すルックアップテーブルを記憶している。リプル成分出力部（1731d）は、ルックアップテーブルを参照し、周波数逓倍部（1731c）によって出力された三角波の位相（θv）に対応するリプル波形を、コンデンサ（14a）を流れる電流（IC）のリプル成分（IC_ripple）として推定して出力する。
　減算器（1733）は、コンデンサ電流検出部（41）によって検出されたコンデンサ（14a）の電流（IC）から、リプル成分取得部（1731）によって推定されたリプル成分（IC_ripple）を引くことにより、コンデンサ（14a）の電流（IC）に含まれる前記共振周波数の成分を出力する。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態４によれば、抽出部（173）が、一次遅れ系のフィルタを用いずに共振周波数の成分を抽出できるので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（41）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、補正部（174）は、コンデンサ（14a）の電流（IC）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　また、コンデンサ（14a）の電流（IC）には、直流成分が含まれないので、コンデンサ電流検出部（41）によって検出された電流（IC）から直流成分を減算しなくても、共振周波数の成分を導出できる。
　《実施形態５》
　図６は、本開示の実施形態５の図１相当図である。本実施形態５では、電力変換装置（1）が、第１乗算器（51）と、第２乗算器（52）とをさらに備えている。
　第１乗算器（51）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）の二乗を算出する。
　第２乗算器（52）は、第１乗算器（51）によって算出されたＤＣリンク電圧（Vdc）の二乗に１／２を掛けた値を算出する。第２乗算器（52）の算出値は、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）となる。
　ＤＣリンク電圧検出部（16）と、第１乗算器（51）と、第２乗算器（52）とで、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）を検出する物理量検出部（53）が構成される。
　また、抽出部（173）は、第２乗算器（52）の算出値、すなわちコンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）から共振周波数の成分を位相ずれなく抽出する。
　リプル成分取得部（1731）は、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（P_ripple）を推定する。
　リプル成分出力部（1731d）は、複数の位相と各位相に対応する電気的エネルギーのリプル波形とを示すルックアップテーブルを記憶している。リプル成分出力部（1731d）は、ルックアップテーブルを参照し、周波数逓倍部（1731c）によって出力された三角波の位相に対応するリプル波形を、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）のリプル成分（P_ripple）として推定して出力する。
　平均値演算部（1732）は、物理量検出部によって検出された電気的エネルギー（P）、すなわち第２乗算器（52）の出力の所定時間分の平均値を、所定時間毎に演算し、直流成分（P_ave）として出力する。つまり、平均値演算部（1732）は、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）に含まれる直流成分（P_ave）を導出する。
　減算器（1733）は、物理量検出部（53）によって検出された電気的エネルギー（P）、すなわち第２乗算器（52）の出力からリプル成分取得部（1731）によって推定されたリプル成分（P_ripple）と、平均値演算部（1732）により導出された直流成分（P_ave）とを引くことにより、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）に含まれる前記共振周波数の成分を出力する。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態５によれば、補正部（174）が、コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）の共振周波数の成分に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧を補正できる。
　《実施形態６》
　図７は、本開示の実施形態６の図１相当図である。本実施形態６では、電力変換装置（1）が、Ｕ相電流検出部（61）とＶ相電流検出部（62）とをさらに備えている。また、制御装置（17）が、座標変換部（63）と、すべり周波数推定部（64）と、周波数指令算出手段としての加算器（65）とをさらに備えている。座標変換部（63）とすべり周波数推定部（64）とで、すべり周波数推定手段が構成されている。
　Ｕ相電流検出部（61）は、インバータ回路（12）の三相の出力電流のうち、Ｕ相電流（iu）を検出する。
　Ｖ相電流検出部（62）は、インバータ回路（12）の三相の出力電流のうち、Ｖ相電流（iv）を検出する。
　座標変換部（63）は、Ｕ相電流検出部（61）によって検出されたＵ相電流（iu）とＶ相電流検出部（62）によって検出されたＶ相電流（iv）とに基づいて、Ｗ相電流を算出する。座標変換部（63）は、これらＵ相電流（iu）、Ｖ相電流（iv）及びＷ相電流に対して三相／二相変換及び回転座標変換を行うことにより、励磁電流（isd）及びトルク電流（isq）を得る。
　すべり周波数推定部（64）は、座標変換部（63）によって得られた励磁電流（isd）及びトルク電流（isq）に基づいて、すべり周波数（ωs）を推定する。すべり周波数（ωs）をωｓ、励磁電流（isd）をｉｓｄ、トルク電流（isq）をｉｓｑ、交流誘導電動機（3）の二次巻線抵抗をＲ２、交流誘導電動機（3）の二次巻線インダクタンスをＬ２としたとき、すべり周波数（ωs）は以下の式（Ｂ）が成り立つように推定される。
　ωｓ＝（Ｒ２＊ｉｓｑ）／（Ｌ２＊ｉｓｄ）・・・（Ｂ）
　つまり、すべり周波数推定手段は、Ｕ相電流検出部（61）によって検出されたＵ相電流（iu）とＶ相電流検出部（62）によって検出されたＶ相電流（iv）とに基づいて、すべり周波数（ωs）を推定する。
　加算器（65）は、すべり周波数推定部（64）によって推定されたすべり周波数（ωs）に基づいて、周波数指令（ωm*）を算出する。具体的には、加算器（65）は、受信した周波数指令（ωm**）に、すべり周波数推定部（64）によって推定されたすべり周波数（ωs）を加算することにより、周波数指令（ωm*）を算出する。
　Ｖ／ｆ制御部（171）は、加算器（65）によって算出された周波数指令（ωm*）に基づいて電圧指令（V*）、及び電圧位相（θm）を算出する。したがって、制御装置（17）は、加算器（65）によって算出された周波数指令（ωm*）に基づいて、インバータ回路（12）の出力電圧の振幅及び周波数を制御する。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態６によれば、推定したすべり周波数（ωs）を、インバータ回路（12）の出力電圧の振幅及び周波数に反映させることができる。
　《実施形態７》
　図８は、本開示の実施形態７の図１相当図である。本実施形態７では、電力変換装置（1）が、物理量検出部として電源電流検出部（71）を備え、電源電圧検出部（15）を備えていない。
　電源電流検出部（71）は、三相交流電源（2）から電力変換装置（1）に入力される三相の入力電流のうち、１相の入力電流を物理量として検出する。
　また、抽出部（173）が、基本波成分取得手段としての基本波成分取得部（7731）と、減算手段としての減算部（7732）と、区間特定部（7733）と、共振電流演算部（7734）とを有している。
　基本波成分取得部（7731）は、電源電流検出部（71）によって検出された入力電流に含まれる三相交流電源（2）の交流電圧の周波数の基本波成分を推定する。具体的には、基本波成分取得部（7731）は、電源電流検出部（71）によって検出された入力電流の実効値を算出する。そして、基本波成分取得部（7731）は、算出した実効値の√２倍をピーク値とし、三相交流電源（2）の交流電圧と同期し、かつ三相交流電源（2）の交流電圧と周波数が等しい正弦波を生成し、この正弦波を基本波成分として推定する。
　減算部（7732）は、電源電流検出部（71）によって検出された１相の入力電流から、基本波成分取得部（7731）によって推定された基本波成分を引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する。
　区間特定部（7733）は、電源電流検出部（71）によって検出された入力電流が０となるゼロ区間を特定する。
　共振電流演算部（7734）は、減算部（7732）によって出力された共振周波数の成分に対し、区間特定部（7733）によって特定されたゼロ区間の電流値を、ゼロ区間と同じ長さの直前の区間の電流値に置換する補正を行って、入力電流の共振周波数の成分として出力する。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態７によれば、抽出部（173）が、一次遅れ系のフィルタを用いずに共振周波数の成分を抽出できるので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、物理量検出部（71）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　《実施形態８》
　図９は、本開示の実施形態８の図１相当図である。本実施形態８では、電力変換装置（1）が、電源電圧検出部（15）を備えていない。
　また、抽出部（173）が、ＤＣリンク電圧検出部（16）により検出された物理量、すなわちＤＣリンク電圧（Vdc）から前記共振周波数の成分を低周波除去フィルタ（8733）を用いて抽出し、当該低周波除去フィルタ（8733）によって抽出した共振周波数の成分に対し、その位相を前記物理量、すなわちＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と略同じにする調整を行って出力する。ここで、「位相が略同じ」とは、位相差が５°以下であることを意味する。具体的には、抽出部（173）は、共振周波数検出部（8731）と、位相差演算部（8732）と、低周波除去フィルタ（8733）と、位相差調整部（8734）とを有している。
　共振周波数検出部（8731）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）の傾きの正から負への切り替わり、すなわちＤＣリンク電圧（Vdc）の上昇状態から低下状態への切り替わりを検出し、当該切り替わりの１秒当たりの回数を共振周波数として算出する。
　位相差演算部（8732）は、複数種類の共振周波数と、各共振周波数に対応する位相差とを示すテーブルを記憶している。そして、位相差演算部（8732）は、当該テーブルを参照し、共振周波数検出部（8731）により算出された共振周波数に対応する位相差を算出する。
　低周波除去フィルタ（8733）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）の低周波成分を除去する。ここで除去される低周波数成分は、三相交流電源（2）の交流電圧の周波数に応じた脈動成分を含む。低周波除去フィルタ（8733）は、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる共振周波数の成分を、その位相を遅らせた状態で抽出する。
　位相差調整部（8734）は、低周波除去フィルタ（8733）によって抽出された共振周波数の成分に対し、位相差演算部（8732）によって算出された位相差だけ位相を進める調整を行って出力する。この調整は、低周波除去フィルタ（8733）によって抽出された共振周波数の成分に対し、その位相を前記ＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と略同じにする調整となる。
　その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　《その他の実施形態》
　なお、上記実施形態１，３，４，５，６では、リプル成分取得部（1731）が、一次遅れ系のフィルタを用いずにリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）を推定したが、一次遅れ系のフィルタを用いてリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）を検出するようにしてもよい。かかる場合でも、リプル成分の周波数は共振周波数よりも低いので、特許文献１のように一次遅れ系のフィルタ及び減算部からなるハイパスフィルタによって、前記物理量に含まれる共振周波数の成分を抽出する場合に比べ、ＤＣリンク電圧検出部（16）によって検出されたＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分に対する，前記抽出部（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相遅れを小さくできる。
　また、上記実施形態１，３，４，５，６では、リプル成分取得部（1731）は、リプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）を、三相交流電源（2）の電圧に基づいて推定したが、三相交流電源（2）の電流又は電力に基づいて推定してもよいし、三相交流電源（2）の電圧、電流及び電力のうちの２つ以上に基づいて推定してもよい。
　また、上記実施形態７では、基本波成分取得部（7731）が、電源電流検出部（71）によって検出された入力電流に基づいて、三相交流電源（2）の交流電圧の周波数の基本波成分を推定した。しかし、電力変換装置（1）に、三相交流電源（2）の交流電圧又は電力を検出する物理量検出部を設け、基本波成分取得部（7731）が、物理量検出部によって検出された三相交流電源（2）の交流電圧又は電力に基づいて、三相交流電源（2）の交流電圧の周波数の基本波成分を推定するようにしてもよい。また、電力変換装置（1）に、電源電流検出部（71）、三相交流電源（2）の交流電圧を検出する物理量検出部、及び三相交流電源（2）の電力を検出する物理量検出部のうちの２つ以上を設け、三相交流電源（2）の電流、交流電圧、及び電力のうちの２つ以上に基づいて、基本波成分取得部（7731）が、基本波成分を推定するようにしてもよい。
　また、上記実施形態７では、基本波成分取得部（7731）が、物理量検出部（71）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の交流電圧の周波数の基本波成分を、フィルタを用いずに推定したが、フィルタを用いて検出するようにしてもよい。
　また、上記実施形態１～８では、リアクトル（13）をコンバータ回路（11）の出力側に設けたが、入力側に設けてもよい。実施形態３でも、リアクトル（13）をコンバータ回路（11）の出力側に設けたが、入力側に設けてもよい。かかる場合には、リアクトル（13）を流れる電流（IL）と、コンバータ回路（11）の出力電流とが異なる値となる。リアクトル電流検出部（31）に代えて、コンバータ回路（11）の出力電流を物理量として検出する物理量検出部を設け、抽出部（173）にコンバータ回路（11）の出力電流から共振周波数の成分を位相ずれなく抽出させることにより、実施形態３と同様の効果を得ることができる。
　また、上記実施形態１～８では、制御装置（17）によるインバータ回路（12）の制御をＶ／ｆ制御としたが、本開示は、制御装置（17）によるインバータ回路（12）の制御がベクトル制御である場合にも適用できる。具体的には、例えば、実施形態１においてＶ／ｆ制御をベクトル制御に置き換え、ベクトル制御の入力にモータ電流を追加したセンサレスのベクトル制御システムにおいて、変調率演算部（172）によって算出された変調率（D**）を、実施形態１，３～８のいずれかの電力変換装置（1）に設けた抽出部（173）の出力、又は実施形態２の電力変換装置（1）に設けたリアクトル電圧検出部（21）により検出される電圧（VL）に基づいて補正するようにしてもよい。
　本開示は、交流誘導電動機を駆動する電力変換装置について有用である。
１　　　電力変換装置
２　　　三相交流電源 
３　　　交流誘導電動機
１１　　　コンバータ回路（整流回路）
１２　　　インバータ回路 
１２ａ　　第１の入力端
１２ｂ　　第２の入力端 
１３　　　リアクトル 
１４ａ　　コンデンサ 
１６　　　ＤＣリンク電圧検出部（物理量検出部） 
１７　　　制御装置
１７３　　　抽出部（抽出手段）
１７３１　　　リプル成分取得部（リプル成分取得手段）
１７３２　　　平均値演算部（直流成分導出手段）
１７３３　　　減算器（減算手段） 
１７４　　　補正部（補正手段） 
２１　　　リアクトル電圧検出部（物理量検出部）
３１　　　リアクトル電流検出部（物理量検出部）
４１　　　コンデンサ電流検出部（物理量検出部） 
５３　　　物理量検出部 
６１　　　Ｕ相電流検出部
６２　　　Ｖ相電流検出部
６３　　　座標変換部（すべり周波数推定手段） 
６４　　　周波数推定部（すべり周波数推定手段）
６５　　　加算器（周波数指令算出手段）
７１　　　電源電流検出部（物理量検出部）
７７３１　　　基本波成分取得部（基本波成分取得手段） 
７７３２　　　減算部（減算手段）
８７３３　　　当該低周波除去フィルタ 
ＬＣ　　　ＬＣ回路
Ｖｄｃ　　　ＤＣリンク電圧
ＩＬ　　　電流
Ｐ　　　電気的エネルギー
ＩＣ　　　電流
ＶＬ　　　電圧
Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅ　　　リプル成分
ＩＬ＿ｒｉｐｐｌｅ　　　リプル成分
Ｐ＿ｒｉｐｐｌｅ　　　リプル成分
ＩＣ＿ｒｉｐｐｌｅ　　　リプル成分
Ｖｄｃ＿ａｖｅ　　　直流成分
ＩＬ＿ａｖｅ　　　直流成分
Ｐ＿ａｖｅ　　　直流成分
ｉｕ　　　出力電流
ｉｗ　　　出力電流

Claims (16)

  1. 　三相交流電源（2）の交流電圧を直流に整流する整流回路（11）と、
    　前記整流回路（11）の出力を交流に変換して交流誘導電動機（3）に出力するインバータ回路（12）と、
    　前記インバータ回路（12）の入力端（12a,12b）間に接続されたコンデンサ（14a）と、
    　前記インバータ回路（12）の制御を実行する制御装置（17）とを備えた電力変換装置において、
    　前記三相交流電源（2）と前記コンデンサ（14a）との間のインダクタンス成分と前記コンデンサ（14a）とで形成されるＬＣ回路（LC）の共振周波数の成分を含む電気的な物理量を検出する物理量検出部（16,21,31,41,53）をさらに備え、
    　前記コンデンサ（14a）の電圧であるＤＣリンク電圧（Vdc）に含まれる前記共振周波数の成分の位相と、前記インバータ回路（12）の出力電圧に含まれる前記共振周波数の成分の位相とが略同じであることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記制御装置（17）による前記インバータ回路（12）の制御は、Ｖ／ｆ制御であることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
    　前記インバータ回路（12）は、前記整流回路（11）の出力を、スイッチング動作により、前記交流に変換するスイッチング素子を備え、
    　前記コンデンサ（14a）の容量は、当該コンデンサ（14）の電圧（Vdc）に前記三相交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分を残留させ、かつ前記スイッチング動作による前記コンデンサ（14a）の電圧変動を抑制するように設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記制御装置（17）は、前記物理量検出部（16,31,41,53）により検出された物理量から前記共振周波数の成分をフィルタ（8733）を用いて抽出し、当該フィルタ（8733）によって抽出した共振周波数の成分に対し、その位相を前記物理量に含まれる前記共振周波数の成分の位相と略同じにする調整を行って出力するか、
    　又は前記物理量検出部（16,31,41,53）により検出された物理量から前記共振周波数の成分を位相ずれなく抽出して出力する抽出手段（173）を備えることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記制御装置（17）は、前記抽出手段（173）と、
    　前記抽出手段（173）によって出力された前記共振周波数の成分に基づいて、前記インバータ回路（12）の出力電圧を補正する補正手段（174）とを有し、
    　前記物理量検出部（16,31,41,53）によって検出された物理量に含まれる前記共振周波数の成分の位相と、前記抽出手段（173）によって出力される前記共振周波数の成分の位相とが略同じであることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項５に記載の電力変換装置において、
    　前記抽出手段（173）は、前記物理量検出部（16,31,53）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）を検出又は推定するリプル成分取得手段（1731）と、
    　前記物理量検出部（16,31,41,53）によって検出された物理量に含まれる直流成分（Vdc_ave,IL_ave,P_ave）を導出する直流成分導出手段（1732）と、
    　前記物理量検出部（16,31,53）によって検出された物理量から、前記リプル成分取得手段（1731）によって検出又は推定されたリプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple）と、前記直流成分導出手段（1732）によって導出された直流成分（Vdc_ave,IL_ave,P_ave）とを引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する減算手段（1733）とを有していることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項５又は６に記載の電力変換装置において、
    　前記物理量は、前記ＤＣリンク電圧（Vdc）であることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項５又は６に記載の電力変換装置において、
    　前記三相交流電源（2）と前記コンデンサ（14a）との間に接続されたリアクトル（13）をさらに備え、
    　前記物理量は、前記リアクトル（13）を流れる電流（IL）であることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項５又は６に記載の電力変換装置において、
    　前記物理量は、前記コンデンサ（14a）に蓄えられた電気的エネルギー（P）であることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項５又は６に記載の電力変換装置において、
    　前記物理量は、前記整流回路（11）の出力電流（IL）であることを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項５に記載の電力変換装置において、
    　前記物理量は、前記コンデンサ（14a）の電流（IC）であり、
    　前記抽出手段（173）は、前記物理量検出部（41）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の周波数の６倍の周波数であるリプル成分（IC_ripple）を検出または推定するリプル成分取得手段（1731）と、
    　前記物理量検出部（41）によって検出された物理量から、前記リプル成分取得手段（1731）によって検出または推定されたリプル成分（IC_ripple）を引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する減算手段（1733）とを有していることを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項６又は１１に記載の電力変換装置において、
    　前記リプル成分取得手段（1731）は、前記三相交流電源（2）の電圧、電流、及び電力の少なくとも１つに基づいて前記リプル成分（Vdc_ripple,IL_ripple,P_ripple,IC_ripple）を検出または推定することを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項５に記載の電力変換装置において、
    　前記物理量は、前記三相交流電源からの入力電流であり、
    　前記抽出手段（173）は、前記物理量検出部（71）によって検出された物理量に含まれる前記三相交流電源（2）の交流電圧の周波数の基本波成分を検出または推定する基本波成分取得手段（7731）と、
    　前記物理量検出部（71）によって検出された物理量から、前記基本波成分取得手段（7731）によって検出または推定された基本波成分を引くことにより、前記共振周波数の成分を出力する減算手段（7732）とを有していることを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１３に記載の電力変換装置において、
    　前記基本波成分取得手段（7731）は、前記三相交流電源（2）の交流電圧、電流、及び電力の少なくとも１つに基づいて、前記基本波成分を検出または推定することを特徴とする電力変換装置。
  15. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記三相交流電源（2）と前記コンデンサ（14a）との間に接続されたリアクトル（13）をさらに備え、
    　前記物理量は、前記リアクトル（13）の電圧であり、
    　前記制御装置（17）は、前記リアクトル（13）の電圧（VL）に基づいて、前記インバータ回路（12）の出力電圧を補正する補正手段（174）を有していることを特徴とする電力変換装置。
  16. 　請求項１～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記インバータ回路（12）の出力電流（iu,iw）を検出する電流検出部（61,62）を備え、
    　前記制御装置（17）は、前記電流検出部（61,62）によって検出された電流に基づいてすべり周波数を推定するすべり周波数推定手段（63,64）と、
    　前記すべり周波数推定手段（63,64）によって推定されたすべり周波数に基づいて、周波数指令を算出する周波数指令算出手段（65）とを有し、
    　前記周波数指令に基づいて前記インバータ回路（12）の出力電圧の振幅及び周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
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