JP2013251949A - 整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム - Google Patents

整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム Download PDF

Info

Publication number
JP2013251949A
JP2013251949A JP2012123408A JP2012123408A JP2013251949A JP 2013251949 A JP2013251949 A JP 2013251949A JP 2012123408 A JP2012123408 A JP 2012123408A JP 2012123408 A JP2012123408 A JP 2012123408A JP 2013251949 A JP2013251949 A JP 2013251949A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
load current
correction value
current
target
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2012123408A
Other languages
English (en)
Inventor
Junichi Yoshida
純一 吉田
Michizo Iwaki
道三 岩城
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Original Assignee
Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Heavy Industries Ltd filed Critical Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority to JP2012123408A priority Critical patent/JP2013251949A/ja
Publication of JP2013251949A publication Critical patent/JP2013251949A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Rectifiers (AREA)

Abstract

【課題】電源電圧に変動が生じた場合でも簡易な構成により高調波を抑制することを目的とする。
【解決手段】制御部20は、予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、電流検出部によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定部22と、目標電圧に電圧検出部によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御部23とを備えている。フィードバック制御部23は、目標電圧と現在の直流電圧との差分を算出する差分算出部23aと、差分から負荷電流を推定する負荷電流推定部23bと、負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に推定された負荷電流を用いて、各双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成部23cとを有している。ここで、パルス導出式は、定格直流電圧、かつ、推定された負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている。
【選択図】図2

Description

本発明は、例えば、三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流装置及びその制御方法並びに制御プログラムに関するものである。
三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流装置として、三相ブリッジ接続された6個のダイオードからなる三相整流回路と、三相整流回路の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサとを備える構成が一般的に使用されている。
従来、このような整流装置においては、電流波形に含まれる高調波を抑制する方法として、例えば、特許文献1に開示される方法が提案されている。
特許文献1には、三相交流電源の各相に4個のダイオードが単相ブリッジ接続されてなる単相整流回路を接続し、この単相直流回路の直流出力端子間に半導体双方向スイッチを設け、半導体双方向スイッチを各相電圧のゼロクロス点の前後における約30度以上60度未満の期間でオンオフさせることにより、入力電流に含まれる高調波成分の抑制効果などを得ることが開示されている。
特開平9−182441号公報
しかしながら、上述した特許文献1に記載の発明は、入力電流の一周期を細かく分割した電流検出が必要となる上、各区間の電流または電圧を個別に制御する必要がある。このため、制御装置に比較的高い処理能力が要求され、低コスト化を図ることが難しいという問題があった。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、簡易な構成により高調波を抑制することのできる整流装置及びその制御方法並びに制御プログラムを提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルと、前記リアクトルから出力される交流電圧を整流する三相整流器と、前記三相整流器と負荷との間の直流端子間に直列接続される2つの平滑コンデンサと、前記三相整流器の各入力端子と2つの前記平滑コンデンサの接続点との間に接続される複数の双方向スイッチと、前記三相整流器により整流された後の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記三相整流器よりも入力側の一相の電流または2相以上の平均電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記三相整流器に入力される電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、制御手段とを備え、前記制御手段は、予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、前記電流検出手段によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定手段と、前記目標電圧に前記電圧検出手段によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御手段とを備え、前記フィードバック制御手段は、前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分を算出する差分算出手段と、前記差分から負荷電流を推定する負荷電流推定手段と、前記負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に前記負荷電流推定手段によって推定された負荷電流を用いて、各前記双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成手段とを有し、前記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている整流装置を提供する。
入力電流に含まれる高調波成分は、入力電流、電源電圧、直流電圧の影響を大きく受ける。換言すると、入力電流、電源電圧、直流電圧を入力したアルゴリズムによりスイッチング条件を決定すれば、高調波を抑制することができる。ここで、直流電圧は、負荷電流の大きさにより変化するため、本発明では、入力電流と電源電圧とに基づいて目標電圧を決定し、目標電圧と直流電圧とを一致させることにより、高調波成分の抑制を図ることとした。ここで、電源電圧については、無負荷状態における電源電圧のピーク値と直流電圧とが一致する。この点に着目し、本発明では、無負荷状態における直流電圧を初期電圧として予め検出しておき、この初期電圧を電源電圧の代わりに用いることにより、電源電圧を検出するためのセンサを省略している。これにより、構成の簡素化、コストの低減を図っている。
また、目標電圧を設定すると、この目標電圧と直流電圧とを一致させるような制御がフィードバック制御手段によって行われる。具体的には、目標電圧と電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分から負荷電流が負荷電流推定手段により推定され、この負荷電流をパルス導出式に用いて各双方向スイッチに与えるパルス信号がパルス信号生成手段によって生成される。このパルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波成分を規定範囲内とするように定義されているので、このパルス導出式を用いて、推定された負荷電流に対応するパルス信号を生成し、各双方向スイッチに与えることで、直流電圧を目標電圧に追従させることができるとともに、直流電流に含まれる高調波を抑制することが可能となる。
例えば、上記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に一致した状態で、負荷電流とパルス信号とをさまざまな値に変化させ、そのときの入力電流に含まれる高調波の様子を事前試験で取得し、取得した多くの試験データからそれぞれの負荷電流のときに高調波を規定範囲内とするパルス信号の関係に基づいて作成したものである。
上記整流装置において、前記目標電圧設定手段は、前記電流検出手段によって検出された入力電流に対応する電圧を推定する電圧推定手段と、補正値を決定する補正値決定手段と、前記電圧推定手段によって推定された電圧と、前記補正値決定手段によって決定された補正値とを用いて目標電圧を設定する設定手段とを備え、前記補正値決定手段は、前記目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する目標負荷電流設定手段と、前記目標負荷電流に、前記負荷電流推定手段によって推定された負荷電流を一致させるための第1補正値を決定する第1補正値決定手段と、前記第1補正値と前記初期電圧とを用いて第2補正値を決定する第2補正値決定手段とを備え、前記設定手段は、前記第2補正値と前記電圧推定手段によって推定された電圧とを用いて、前記目標電圧を設定することとしてもよい。
本発明では、電源電圧も負荷電流も推定により算出していることから、実際の電源電圧と推定の電源電圧とに誤差が生じていた場合や、実際の負荷電流と推定の負荷電流とに誤差が生じていた場合には、効果的に高調波成分を低減できない場合が生ずる。そこで、本発明では、目標電圧に基づいて理論上の目標負荷電流を設定し、この目標負荷電流に推定負荷電流を一致させるような第1補正値を決定することとし、この第1補正値を反映して目標電圧を決定することとした。これにより、負荷電流を考慮した適切な目標電圧を設定することが可能となり、直流電圧を目標電圧に一致させることができるとともに、負荷電流を目標負荷電流に一致させることが可能となる。この結果、実際の負荷電流と負荷電流の推定値との誤差が拡大するような事象を回避することが可能となり、高調波を効果的に抑制することができる。
また、他の観点として、例えば、目標電圧を一定値とし、直流電圧を一定の目標電圧に追従するようにパルス信号を制御した場合、パルス信号の自由度が制限され、所望の高調波抑制効果を得ることができない場合がある。これに対し、上記構成によれば、負荷電流に応じて目標電圧を補正、換言すると、目標電圧を変動させるので、パルス信号の自由度が広がり、従来以上の高調波抑制効果を期待することができる。
なお、上記構成によれば、目標電圧を変化させるため、当該整流装置の出力電圧が多少変動することとなる。しかしながら、このような出力電圧の変動幅は、一般的な機器が対応可能な範囲を超える程度にまで大きな値とはならないことから、目標電圧を変化させることによる機器への影響はほとんどないといえる。
上記整流装置において、前記負荷電流推定手段は、前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分の変化量を用いて、負荷電流を推定することとしてもよい。
上記整流装置において、前記パルス導出式は、例えば、各相の電源電圧の半周期に4つのパルスを印加するように設定されており、各相の電源電圧のゼロクロス点を基準位置として、各パルスについてのパルス立ち上がり位置およびパルス幅とが定義されている。
本発明は、三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルと、前記リアクトルから出力される交流電圧を整流する三相整流器と、前記三相整流器と負荷との間の直流端子間に直列接続される2つの平滑コンデンサと、前記三相整流器の各入力端子と2つの前記平滑コンデンサの接続点との間に接続される複数の双方向スイッチと、前記三相整流器により整流された後の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記三相整流器よりも入力側の一相の電流または2相以上の平均電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記三相整流器に入力される電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段とを備える整流装置の制御方法であって、予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、前記電流検出手段によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定工程と、前記目標電圧に前記電圧検出手段によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御工程とを含み、前記フィードバック工程は、前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分を算出する差分算出工程と、前記差分から負荷電流を推定する負荷電流推定工程と、前記負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に前記負荷電流推定工程において推定された負荷電流を用いて、各前記双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成工程とを含み、前記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている整流装置の制御方法を提供する。
上記整流装置の制御方法において、前記目標電圧設定工程は、前記電流検出手段によって検出された入力電流に対応する電圧を推定する電圧推定工程と、補正値を決定する補正値決定工程と、前記電圧推定工程において推定された電圧と、前記補正値決定工程によって決定された補正値とを用いて目標電圧を設定する設定工程とを含み、前記補正値決定工程は、前記目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する目標負荷電流設定工程と、前記目標負荷電流に、前記負荷電流推定工程によって推定された負荷電流を一致させるための第1補正値を決定する第1補正値決定工程と、前記第1補正値と前記初期電圧とを用いて第2補正値を決定する第2補正値決定工程とを含み、前記設定工程は、前記第2補正値と前記電圧推定工程において推定された電圧とを用いて、前記目標電圧を設定することとしてもよい。
本発明は、三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルと、前記リアクトルから出力される交流電圧を整流する三相整流器と、前記三相整流器と負荷との間の直流端子間に直列接続される2つの平滑コンデンサと、前記三相整流器の各入力端子と2つの前記平滑コンデンサの接続点との間に接続される複数の双方向スイッチと、前記三相整流器により整流された後の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記三相整流器よりも入力側の一相の電流または2相以上の平均電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記三相整流器に入力される電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段とを備える整流装置を制御するための制御プログラムであって、予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、前記電流検出手段によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定処理と、前記目標電圧に前記電圧検出手段によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御処理とをコンピュータに実行させ、前記フィードバック処理は、前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分を算出する差分算出処理と、前記差分から負荷電流を推定する負荷電流推定処理と、前記負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に前記負荷電流推定処理によって推定された負荷電流を用いて、各前記双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成処理とを含み、前記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている整流装置の制御プログラムを提供する。
上記整流装置の制御プログラムにおいて、前記目標電圧設定処理は、前記電流検出手段によって検出された入力電流に対応する電圧を推定する電圧推定処理と、補正値を決定する補正値決定処理と、前記電圧推定処理において推定された電圧と、前記補正値決定処理によって決定された補正値とを用いて目標電圧を設定する設定処理とを含み、前記補正値決定処理は、前記目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する目標負荷電流設定処理と、前記目標負荷電流に、前記負荷電流推定処理によって推定された負荷電流を一致させるための第1補正値を決定する第1補正値決定処理と、前記第1補正値と前記初期電圧とを用いて第2補正値を決定する第2補正値決定処理とを含み、前記設定処理は、前記第2補正値と前記電圧推定処理において推定された電圧とを用いて、前記目標電圧を設定することとしてもよい。
本発明によれば、簡易な構成により高調波を抑制することができるという効果を奏する。
本発明の第1実施形態に係る整流装置を適用したモータ駆動装置の概略構成を示した回路図である。 本発明の第1実施形態に係る制御部の機能ブロック図である。 パルス信号の一例を示した図である。 本発明の第2実施形態に係る制御部の機能ブロック図である。
以下に、本発明に係る整流装置をモータ駆動装置に適用した場合の実施形態について、図面を参照して説明する。
〔第1実施形態〕
図1は、本発明の第1実施形態に係る整流装置10を適用したモータ駆動装置の概略構成を示した回路図である。図1に示すように、本実施形態に係る整流装置10は、三相交流電源11からの三相交流電力を直流電力に変換するものである。図1に示したモータ駆動装置において、整流装置10によって直流に変換された電力は、インバータ30によって3相交流電力に再度変換され、モータ40に供給される。これにより、モータ40が駆動される。
整流装置10は、三相交流電源11の各相線(R相、T相、S相)に接続されたリアクトル12と、各リアクトル12から出力される交流電圧を整流する三相整流器13と、三相整流器13の直流出力端子間に、直列接続される2つの平滑コンデンサ14a、14bとを備えている。三相整流器13は、三相ブリッジ接続された6個のダイオードを備える。
三相整流器13の各入力端子と平滑コンデンサ14a、14bの互いの接続点との間には、双方向スイッチSW1、SW2、SW3が設けられている。双方向スイッチSW1、SW2、SW3のスイッチングは、制御部20により制御される。
双方向スイッチSW1はR相に対応し、双方向スイッチSW2はT相に対応し、双方向スイッチSW3はS相に対応している。
三相交流電源11から出力される各相の電圧のゼロクロス点はゼロクロス検出部16により検出され、制御部20に出力される。ゼロクロス検出部16には、例えば、フォトカプラなどが用いられる。
また、三相整流器13の入力電流Iinは電流検出部17によって検出され、制御部20に通知される。電流検出部17には、例えば、カレントトランスなどが用いられる。なお、ここでは所定期間(例えば、数ms)における3相電流の平均値を入力電流Iinとして検出しているが、これに代えて、1相の電流のみを検出することとしてもよいし、2相の電流の平均値を検出することとしてもよい。
また、三相整流器13によって整流された直流電圧Vdcは電圧検出部18によって検出され、検出値が制御部20に出力される。
次に、制御部20について図2を参照して説明する。制御部20は、例えば、CPU(中央演算装置)、RAM(Random Access Memory)等の主記憶装置、及びROM等の補助記憶装置、及び入出力インターフェースを主体とするマイクロコンピュータにより構成されている。後述の各部の機能を実現するための一連の処理手順は、例えば、プログラムの形式でROMに記録されており、このプログラムをCPUがRAMに読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、後述の各種機能が実現される。
図2は、制御部20により実現される各種機能を展開して示した機能ブロック図である。図2に示すように、制御部20は、目標電圧設定部22と、フィードバック制御部23とを主な構成として備えている。
目標電圧設定部22は、例えば、予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧Vdc_z0を用いて設定される補正値V_hと、電流検出部17によって検出された入力電流Iinとを用いて目標電圧(制御目標値)Vを設定する。ここで、初期電圧Vdc_z0は、例えば、整流装置10の起動前または起動直後に、電圧検出部18によって検出され、制御部20内の所定の記憶部(図示略)に格納される値である。
目標電圧設定部22は、例えば、電圧推定部22a、補正値決定部22b及び設定部22cを備えている。
電圧推定部22aは、例えば、入力電流Iinと電圧V_zとの関係が定義された演算式を有しており、この演算式を用いて入力電流Iinに対応する電圧V_zを推定する。演算式は、例えば、以下の(1)式で与えられる。
V_z=a1×Iin+b1 (1)
(1)式において、V_zは入力電流Iinに対応する電圧、a1、b1は予め設定されている定数、Iinは入力電流である。
補正値決定部22bは、初期電圧Vdc_z0に基づいて補正値V_hを決定する。補正値V_hは、例えば、初期電圧Vdc_z0が規定値c21以上の場合には、以下の(2)式により算出され、初期電圧Vdc_z0が規定値c21未満の場合には、(3)式により算出される。
V_h=(a21×Vdc_z0)/(c21+b21) (2)
V_h=(a22×Vdc_z0)/(c21+b22) (3)
上記(2)式、(3)式において、a21、a22、b21、b22、c21はいずれも定数である。また、このうちc21は、上述のように、(2)式または(3)式のどちらを用いるかを決定するときに比較される規定値である。ここで、規定値c21は、例えば、製品の定格電圧のピーク電圧となるように設定され、例えば、定格電圧が400Vの場合には、565.7Vに設定される。
設定部22cは、初期電圧Vdc_z0から算出した補正値V_hを用いて電圧推定部22aによって算出された電圧V_zを補正し、目標電圧Vを設定する。具体的には、電圧V_zと補正値V_hとを掛け合わせることにより、目標電圧Vを算出する。すなわち、目標電圧Vは、以下の(4)式で与えられる。
V=V_z×V_h (4)
フィードバック制御部23は、目標電圧Vに電圧検出部18によって検出される直流電圧Vdcを追従させる。具体的には、フィードバック制御部23は、差分算出部23a、負荷電流推定部23b、及びパルス信号生成部23cを備えている。
差分算出部23aは、目標電圧Vと電圧検出部18によって検出された直流電圧Vdcとの差分ΔVを算出する。
負荷電流推定部23bは、差分ΔVから負荷電流ILを推定する。例えば、負荷電流推定部23bは、差分ΔVをパラメータとして含む負荷電流の演算式を保有しており、この負荷電流の演算式に現在の差分ΔV(n)を用いることで負荷電流ILを推定する。負荷電流の演算式は、例えば、以下の(5)式で表わされる。
IL(n)=IL(n−1)+K{ΔV(n)−ΔV(n−1)} (5)
(5)式において、IL(n)は今回の負荷電流、IL(n−1)は負荷電流の前回推定値、Kは所定の定数、ΔV(n)は今回の差分、ΔV(n−1)は差分ΔVの前回値である。
このように、負荷電流ILは、目標電圧Vと直流電圧の計測値Vdcとの差分ΔVの変化量を用いて推定される。
なお、起動直後など、差分の前回値ΔV(n−1)が存在しない場合には、負荷電流の推定は行わない。すなわち、起動時などの過渡時には高調波の規定を満たす必要はないため、直流電圧等が安定した状態に移行してからΔVによる負荷電流推定を開始する。なお、負荷起動後において、初期の差分ΔVが過大とならないように、負荷起動前においては、直流電圧Vdcを所定の値(例えば、初期電圧Vdc_z0に所定の電圧値αを加算した値(Vdc_z0+α))まで、昇圧させておくとよい。
パルス信号生成部23cは、負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に負荷電流推定部23bによって推定された負荷電流IL(n)を用いて、各双方向スイッチSW1、SW2、SW3に与えるパルス信号を生成する。
パルス導出式は、例えば、直流電圧が目標電圧に一致した状態で、負荷電流とパルス信号とをさまざまな値に変化させ、そのときの入力電流に含まれる高調波の様子を事前試験で取得し、取得した多くの試験データからそれぞれの負荷電流のときに高調波を規定範囲内とするパルス信号の関係に基づいて作成したものである。
パルス導出式は、例えば、各相の電源電圧の半周期に4つのパルスを印加するように設定されており、各相の電源電圧のゼロクロス点を基準位置として、各パルスについてのパルス立ち上がり位置およびパルス幅とが定義されている。各相の電源電圧のゼロクロス点には、ゼロクロス検出部16による検出値が用いられる。
・第1パルス幅:W1=α1×IL+β1
・第2パルス幅:W2=α2
・第3パルス幅:W3=α3
・第4パルス幅:W4=α4
・第1パルス開始位置:degree1=γ1
・第2パルス開始位置:degree2=γ2−(δ1−IL)
・第3パルス開始位置:degree3=γ3−(δ2−IL)
・第4パルス開始位置:degree4=γ4−(−δ3×IL+ε)
上記のパルス導出式において、α1、β1、α2、α3、α4、γ1、γ2、γ3、γ4、δ1、δ2、−δ3、εは所定の定数であり、事前に実施される試験データから導きだされる値である。
パルス信号生成部23cは、パルス導出式によって各相に対応するパルス信号を生成すると、これらのパルス信号を各双方向スイッチSW1、SW2、SW3に出力する。
図3に、パルス信号生成部によって生成されるパルス信号の一例を示す。このように、目標電圧Vと直流電圧dcとの関係に応じてパルス幅、パルスの立ち上がり位置が調整される。
次に、上記制御部20の作用について図1及び図2を参照して説明する。
まず、図1においてゼロクロス検出部16により電源電圧のゼロクロス点が検出され、電流検出部17によって入力電流Iinが検出され、電圧検出部18によって直流電圧Vdcが検出され、これらの検出情報が制御部20に出力される。
入力電流Iinは、電源電圧推定部22aに出力され、入力電流Iinから電圧V_zが推定される。推定された電圧V_zは設定部22cに出力される。補正値決定部22bでは、初期電圧V_z0に基づいて補正値V_hが決定され、決定された補正値V_hが設定部22cに出力される。設定部22cでは、補正値決定部22bにおいて決定された補正値V_hを用いて電圧V_zが補正され、目標電圧Vが設定される。目標電圧Vは、フィードバック制御部23に出力される。
フィードバック制御部23では、差分算出部23aにおいて、電圧検出部18によって検出された直流電圧Vdcと目標電圧Vとの差分が算出され、負荷電流推定部23bにおいて、この差分を用いて負荷電流ILが推定される。負荷電流ILは、パルス信号生成部23cにおいてパルス導出式に用いられ、パルス幅とパルス位置とが設定される。更に、ゼロクロス検出部16から入力される各相のゼロクロス点の情報を用いて、各相に対応するパルス信号が生成される。
このようにして、目標電圧Vと直流電圧Vdcとの関係に応じたパルス信号が双方向スイッチSW1、SW2、SW3に与えられ、電圧の昇圧量が調整される。
そして、上述した制御が所定の時間間隔で繰り返し行われることにより、電圧検出部18によって検出される直流電圧Vdcが目標電圧Vに徐々に近づき、最終的に一致することとなる。
この場合において、上述したパルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されているので、高調波を規定範囲内に抑制することができる。
本実施形態に係る整流装置及びその制御方法並びに制御プログラムによれば、電源電圧および負荷電流を検出するためのセンサを不要とすることができ、簡素な構成により、高調波を抑制することができる。
〔第2実施形態〕
次に、本発明の第2実施形態に係る整流装置について図3を参照して説明する。
上述した第1実施形態では、補正値決定部22bが、初期電圧Vdc_z0のみに基づいて補正値V_hを設定していたが、本実施形態に係る整流装置では、負荷電流ILを考慮に入れて補正値を決定する点で、上述した第1実施形態と異なる。
以下、第1実施形態と共通の構成要素については同一の符号を付して説明を省略し、異なる点について主に説明する。
図4は、本実施形態に係る制御部20´の概略構成を示したブロック図である。
図4に示すように、本実施形態に係る制御部20´の目標電圧設定部22´は、電圧推定部22a、補正値決定部22b´、および設定部22c´を備えている。
補正値決定部22b´は、目標負荷電流設定部31と、第1補正値決定部32と、第2補正値決定部33とを備えている。
目標負荷電流設定部31には、設定部22c´から出力される目標電圧Vが入力され、この目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する。目標負荷電流設定部31は、例えば、目標電圧Vと目標負荷電流IL_zとの関係が規定された演算式を有しており、この演算式を用いて目標電圧Vに対応する目標負荷電流IL_zを設定する。演算式は、例えば、以下の(6)式で与えられる。
IL_z=a31×V+b31 (6)
(6)式において、IL_zは目標負荷電流、a31、b31は予め設定されている定数、Vは目標電圧である。
目標負荷電流IL_zは、差分算出部34に出力され、ここで目標負荷電流IL_zと負荷電流推定部23bによって推定された負荷電流ILとの差分ΔILが算出される。差分ΔILは、第1補正値決定部32に出力される。
第1補正値決定部32は、目標電圧Vと直流電圧Vdcとの差分ΔVが予め設定されている所定の範囲内となった場合に、第1補正値の算出を開始する。
例えば、起動時から直流電圧Vdcが目標電圧Vに一致するまでの期間においては、第1補正値決定部32は、第1補正値V_h1=1として出力し、直流電圧Vdcが目標電圧Vに一致した後においては、以下の(7)式で表わされる演算式を用いて、目標負荷電流IL_zに負荷電流推定部23bによって推定された負荷電流ILを一致させるための第1補正値を決定する。
V_h1(n)=V_h1(n−1)+Kv{ΔIL(n)−ΔIL(n−1)} (7)
(7)式において、V_h1(n−1)は第1補正値の前回値、Kvはゲイン制御値、ΔIL(n)は今回算出された目標負荷電流IL_zと負荷電流ILとの差分、ΔIL(n−1)は目標負荷電流IL_zと負荷電流ILとの差分の前回値である。
第1補正値決定部32によって設定された第1補正値V_h1は、第2補正値決定部33に出力される。
第2補正値決定部33は、第1補正値V_h1と初期電圧Vdc_z0とを用いて第2補正値V_h2を決定する。第2補正値決定部33は、例えば、以下の条件式を保有しており、この条件式に基づいて第2補正値V_h2を決定する。
まず、初期電圧Vdc_z0に第1補正値V_h1(n)を乗算して、補正初期電圧Vdc_z1を得る。続いて、この補正初期電圧Vdc_z1が規定値c21以上の場合には、以下の(8)式を用いて第2補正値V_h2を算出し、補正初期電圧Vdc_z1が規定値c21未満の場合には、以下の(9)式を用いて第2補正値V_h2を算出する。
V_h2=(a21×Vdc_z0)/(c21+b21) (8)
V_h2=(a22×Vdc_z0)/(c21+b22) (9)
上記(8)式、(9)式において、a21、a22、b21、b22、c21はいずれも定数である。また、このうちc21は、上述のように、(8)式または(9)式のどちらを用いるかを決定するときに比較される規定値である。また、上記(8)式、(9)式は、上述した第1実施形態における(2)式、(3)式と同一の式とされている。したがって、本実施形態においては、起動時から直流電圧Vdcが目標電圧Vに一致するまでの期間においては、上述した第1実施形態と同様の制御が行われることとなる。
設定部22c´は、補正値決定部22b´によって決定された第2補正値V_h2を電圧V_zに乗算することにより、目標電圧Vを算出する。
この目標電圧Vは、フィードバック制御部23および補正値決定部22b´の目標負荷電流設定部31に出力される。これにより、補正値決定部22b´によって新たな第2補正値V_h2が算出されるとともに、フィードバック制御部23により目標電圧Vに基づく直流電圧Vdcのフィードバック制御が行われることとなる。
次に、本実施形態に係る制御部20´の作用について図1及び図4を参照して説明する。
まず、作動が開始されると、図1においてゼロクロス検出部16により電源電圧のゼロクロス点の情報が検出され、電流検出部17によって入力電流Iinが検出され、電圧検出部18によって直流電圧Vdcが検出され、これらの検出情報が制御部20´に出力される。
入力電流Iinは、電源電圧推定部22aに出力され、入力電流Iinから電圧V_zが推定される。
また、起動直後においては、目標電圧Vと直流電圧Vdcとが一致していないため、補正値決定部22b´においては、第1補正値V_h1=1と設定され、補正初期電圧V_z1=初期電圧Vdc_z0として第2補正値V_h2が決定される。
第2補正値V_h2は、設定部22c´に出力され、ここで電圧V_zが第2補正値V_h2を用いて補正され、目標電圧Vが設定される。目標電圧Vはフィードバック制御部23に出力される。
フィードバック制御部23では、直流電圧Vdcを目標電圧Vに一致させるようなフィードバック制御が繰り返し行われる。これにより、直流電圧Vdcが目標電圧Vに一致すると、第1補正値決定部32による第1補正値の算出処理が開始される。
すなわち、目標負荷電流IL_zに負荷電流推定部23bによって推定された負荷電流ILが一致するような第1補正値V_h1が第1補正値決定部32により設定される。これにより、第2補正値決定部33では、負荷電流ILを加味した第2補正値V_h2が決定される。
この結果、負荷電流ILを目標負荷電流IL_zに近づけるような目標電圧Vが設定されることとなる。そして、この目標電圧Vに基づいてフィードバック制御がフィードバック制御部23により実施されることにより、直流電圧Vdcを目標電圧Vに一致させるとともに、負荷電流ILを目標負荷電流IL_zに一致させるような双方向スイッチSW1、SW2、SW3の制御が行われることとなる。
上述した第1実施形態に係る整流装置では、負荷電流を考慮して目標電圧Vが決定されていなかったため、例えば、推定負荷電流を繰り返し算出している間に電源電圧が変化した場合に、この電源電圧の変化に応じて目標電圧を変化させることができない。これは、電源電圧を入力電流と初期電圧とから推定していることに起因する。そして、電源電圧の変化を目標電圧に反映できない場合、実際の負荷電流と推定の負荷電流との誤差が拡大し、所望の高調波抑制効果が得られないおそれがある。
これに対し、本実施形態に係る整流装置では、目標電圧Vから理論上の目標負荷電流を設定し、この目標負荷電流に推定された負荷電流ILが一致するような目標電圧が設定される。これにより、目標電圧をより適切な値に設定することができ、パルス導出式を得た時の運転条件と略同じ条件を保つことが可能となる。この結果、高調波成分の抑制を効果的に行うことが可能となる。
10 整流装置
11 三相交流電源
12 リアクトル
13 三相整流器
14a、14b 平滑コンデンサ
16 ゼロクロス検出部
17 電流検出部
18 電圧検出部
20 制御部
22 目標電圧設定部
22a 電圧推定部
22b、22b´ 補正値決定部
22c、22c´ 設定部
23 フィードバック制御部
23a 差分算出部
23b 負荷電流推定部
23c パルス信号生成部
30 インバータ
31 目標負荷電流設定部
32 第1補正値決定部
33 第2補正値決定部
40 モータ
SW1、SW2、SW3 双方向スイッチ

Claims (8)

  1. 三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルと、
    前記リアクトルから出力される交流電圧を整流する三相整流器と、
    前記三相整流器と負荷との間の直流端子間に直列接続される2つの平滑コンデンサと、
    前記三相整流器の各入力端子と2つの前記平滑コンデンサの接続点との間に接続される複数の双方向スイッチと、
    前記三相整流器により整流された後の直流電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記三相整流器よりも入力側の一相の電流または2相以上の平均電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
    前記三相整流器に入力される電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、
    制御手段と
    を備え、
    前記制御手段は、
    予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、前記電流検出手段によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定手段と、
    前記目標電圧に前記電圧検出手段によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御手段と
    を備え、
    前記フィードバック制御手段は、
    前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分を算出する差分算出手段と、
    前記差分から負荷電流を推定する負荷電流推定手段と、
    前記負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に前記負荷電流推定手段によって推定された負荷電流を用いて、各前記双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成手段と
    を有し、
    前記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている整流装置。
  2. 前記目標電圧設定手段は、
    前記電流検出手段によって検出された入力電流に対応する電圧を推定する電圧推定手段と、
    補正値を決定する補正値決定手段と、
    前記電圧推定手段によって推定された電圧と、前記補正値決定手段によって決定された補正値とを用いて目標電圧を設定する設定手段と
    を備え、
    前記補正値決定手段は、
    前記目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する目標負荷電流設定手段と、
    前記目標負荷電流に、前記負荷電流推定手段によって推定された負荷電流を一致させるための第1補正値を決定する第1補正値決定手段と、
    前記第1補正値と前記初期電圧とを用いて第2補正値を決定する第2補正値決定手段と
    を備え、
    前記設定手段は、前記第2補正値と前記電圧推定手段によって推定された電圧とを用いて、前記目標電圧を設定する請求項1に記載の整流装置。
  3. 前記負荷電流推定手段は、前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分の変化量を用いて、負荷電流を推定する請求項1または請求項2に記載の整流装置。
  4. 前記パルス導出式は、
    各相の電源電圧の半周期に4つのパルスを印加するように設定されており、
    各相の電源電圧のゼロクロス点を基準位置として、各パルスについてのパルス立ち上がり位置およびパルス幅とが定義されている請求項1から請求項3のいずれかに記載の整流装置。
  5. 三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルと、前記リアクトルから出力される交流電圧を整流する三相整流器と、前記三相整流器と負荷との間の直流端子間に直列接続される2つの平滑コンデンサと、前記三相整流器の各入力端子と2つの前記平滑コンデンサの接続点との間に接続される複数の双方向スイッチと、前記三相整流器により整流された後の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記三相整流器よりも入力側の一相の電流または2相以上の平均電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記三相整流器に入力される電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段とを備える整流装置の制御方法であって、
    予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、前記電流検出手段によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定工程と、
    前記目標電圧に前記電圧検出手段によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御工程と
    を含み、
    前記フィードバック工程は、
    前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分を算出する差分算出工程と、
    前記差分から負荷電流を推定する負荷電流推定工程と、
    前記負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に前記負荷電流推定工程において推定された負荷電流を用いて、各前記双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成工程と
    を含み、
    前記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている整流装置の制御方法。
  6. 前記目標電圧設定工程は、
    前記電流検出手段によって検出された入力電流に対応する電圧を推定する電圧推定工程と、
    補正値を決定する補正値決定工程と、
    前記電圧推定工程において推定された電圧と、前記補正値決定工程によって決定された補正値とを用いて目標電圧を設定する設定工程と
    を含み、
    前記補正値決定工程は、
    前記目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する目標負荷電流設定工程と、
    前記目標負荷電流に、前記負荷電流推定工程によって推定された負荷電流を一致させるための第1補正値を決定する第1補正値決定工程と、
    前記第1補正値と前記初期電圧とを用いて第2補正値を決定する第2補正値決定工程と
    を含み、
    前記設定工程は、前記第2補正値と前記電圧推定工程において推定された電圧とを用いて、前記目標電圧を設定する請求項5に記載の整流装置の制御方法。
  7. 三相交流電源の各相線に接続されたリアクトルと、前記リアクトルから出力される交流電圧を整流する三相整流器と、前記三相整流器と負荷との間の直流端子間に直列接続される2つの平滑コンデンサと、前記三相整流器の各入力端子と2つの前記平滑コンデンサの接続点との間に接続される複数の双方向スイッチと、前記三相整流器により整流された後の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記三相整流器よりも入力側の一相の電流または2相以上の平均電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記三相整流器に入力される電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段とを備える整流装置を制御するための制御プログラムであって、
    予め無負荷状態で検出された直流電圧である初期電圧と、前記電流検出手段によって検出された入力電流とを用いて目標電圧を設定する目標電圧設定処理と、
    前記目標電圧に前記電圧検出手段によって検出される直流電圧を追従させるフィードバック制御処理と
    をコンピュータに実行させ、
    前記フィードバック処理は、
    前記目標電圧と前記電圧検出手段によって検出された直流電圧との差分を算出する差分算出処理と、
    前記差分から負荷電流を推定する負荷電流推定処理と、
    前記負荷電流をパラメータとして含むパルス導出式を有し、該パルス導出式に前記負荷電流推定処理によって推定された負荷電流を用いて、各前記双方向スイッチに与えるパルス信号を生成するパルス信号生成処理と
    を含み、
    前記パルス導出式は、直流電圧が目標電圧に等しく、かつ、推定された前記負荷電流のときに、高調波を規定範囲内とするように定義されている整流装置の制御プログラム。
  8. 前記目標電圧設定処理は、
    前記電流検出手段によって検出された入力電流に対応する電圧を推定する電圧推定処理と、
    補正値を決定する補正値決定処理と、
    前記電圧推定処理において推定された電圧と、前記補正値決定処理によって決定された補正値とを用いて目標電圧を設定する設定処理と
    を含み、
    前記補正値決定処理は、
    前記目標電圧に基づいて目標負荷電流を設定する目標負荷電流設定処理と、
    前記目標負荷電流に、前記負荷電流推定処理によって推定された負荷電流を一致させるための第1補正値を決定する第1補正値決定処理と、
    前記第1補正値と前記初期電圧とを用いて第2補正値を決定する第2補正値決定処理と
    を含み、
    前記設定処理は、前記第2補正値と前記電圧推定処理において推定された電圧とを用いて、前記目標電圧を設定する請求項7に記載の整流装置の制御プログラム。
JP2012123408A 2012-05-30 2012-05-30 整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム Pending JP2013251949A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012123408A JP2013251949A (ja) 2012-05-30 2012-05-30 整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012123408A JP2013251949A (ja) 2012-05-30 2012-05-30 整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2013251949A true JP2013251949A (ja) 2013-12-12

Family

ID=49850144

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012123408A Pending JP2013251949A (ja) 2012-05-30 2012-05-30 整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2013251949A (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015104997A1 (ja) 2014-01-10 2015-07-16 三菱重工業株式会社 整流装置及びモータ駆動装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015104997A1 (ja) 2014-01-10 2015-07-16 三菱重工業株式会社 整流装置及びモータ駆動装置

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI442690B (zh) Instantaneous voltage drop compensation circuit, power conversion device, instantaneous voltage drop compensation method and instantaneous voltage drop compensation program
KR101594662B1 (ko) 전력 변환 장치
JP5626435B2 (ja) 直接形交流電力変換装置
US11218107B2 (en) Control device for power converter
WO2014034207A1 (ja) コンバータ制御装置、方法、プログラム及び空気調和機
JP2008109846A (ja) インバータ装置
KR20080068254A (ko) 인버터의 입력전류 검출장치 및 그 방법
CA2598099C (en) Electric power converter apparatus
US9647597B2 (en) Motor control apparatus and method for controlling motor
JP6983289B1 (ja) 電力変換装置
JP5785126B2 (ja) 同期モータ駆動装置
JP2004072806A (ja) 電力変換装置
US9641120B2 (en) Motor control apparatus and method for controlling motor
JP2013251949A (ja) 整流装置及びその制御方法並びに制御プログラム
JP2011205729A (ja) 電力変換装置
WO2021014803A1 (ja) 電源回生コンバータ及びその処理方法
JP5838554B2 (ja) 電力変換装置
KR102308340B1 (ko) 인버터 제어방법
WO2023243115A1 (ja) 電力変換装置
WO2022075424A1 (ja) 電力変換装置
CN111713011A (zh) 晶闸管起动装置
JP7282984B2 (ja) 電力変換装置、及び、その制御方法
JP2015154633A (ja) 電力変換装置
CN114499223A (zh) 电力转换装置、电力转换控制方法以及计算机可读记录介质
JP5050485B2 (ja) 電動機制御装置およびそれを備えた空気調和機