DE102007032514A1

DE102007032514A1 - Steuerverfahren für Direktumrichter

Info

Publication number: DE102007032514A1
Application number: DE102007032514A
Authority: DE
Inventors: Akihiro Hino Odaka; Ikuya Hino Sato; Yasuhiro Hino Tamai
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-07-31
Filing date: 2007-07-12
Publication date: 2008-02-07
Also published as: US20080049469A1; US7821802B2; CN101119073B; JP2008035652A; CN101119073A; JP5099305B2

Abstract

In einem Direktumrichter, bei dem eine Wechselspannung direkt in eine Wechselspannung beliebiger Größe und Frequenz umgewandelt wird, und zwar dadurch, dass ein Ein-/Ausschalten von bidirektionalen Schaltern SW ohne Verwendung eines Energiepuffers durchgeführt wird, sind die Spitzenwerte von Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerten begrenzt, wodurch dafür gesorgt wird, dass die Amplitude der Ausgangsleiterspannung höchstens das 0,866-fache der Amplitude der Speiseleiterspannungen beträgt. Beispielsweise ist der Spitzenwert-Begrenzungswert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte auf einen Wert festgelegt, bei dem der Maximalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte höchstens das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannungen wird, hingegen deren Minimalwert mindestens das 0,75-fache des Minimalwertes der Speise-Phasenspannungen wird. Mit diesem Steuerverfahren für den Direktumrichter kann auf einem teuren dedzierten (speziell angefertigten) Motor verzichtet werden, und somit gestattet es eine Senkung der Kosten für die gesamte Steuervorrichtung.

Description

Die Erfindung betrifft ein Steuerverfahren für einen Direktumrichter, bei dem eine Wechselspannung direkt in eine Wechselspannung gewünschter Größe und Frequenz umgewandelt wird, ohne dass ein großer Energiepuffer wie beispielsweise ein Elektrolytkondensator verwendet wird.
12 ist ein Konfigurationsdiagramm, das den Hauptschaltkreis eines Matrixumrichters, der aus neun bidirektionalen Schaltern konfiguriert ist, als typisches Beispiel eines Direktumrichters des zuvor beschriebenen Typs darstellt.
Bezug nehmend auf diese Figur bezeichnet Bezugszeichen 10 eine Dreiphasen-Wechselstromquelle, Bezugszeichen 20 bezeichnet ein Filter, das eine Drossel und Kondensatoren beinhaltet, Buchstaben R, S und T bezeichnen Wechselstromeingangsanschlüsse, und Bezugszeichen 30 bezeichnet den Matrixumrichter, in dem die neun bidirektionalen Schalter SW, die zum bidirektionalen Steuern von Strömen befähigt sind, zwischen die Wechselstromeingangsanschlüsse R, S und T und die Wechselstromausgangsanschlüsse U, V und W geschaltet sind. Die bidirektionalen Schalter SW werden ein-/ausgeschaltet, wodurch Dreiphasen-Eingangswechselspannungen direkt hergeleitet werden und in Dreiphasen-Wechselspannungen gewünschter Größe und Frequenz umgewandelt werden.
13 ist das Blockdiagramm einer Steuervorrichtung für einen Matrixumrichter, der in den nachstehenden Dokumenten beschrieben wird:

• [1] Jun-ichi Itoh, Ikuya Sato, Shigeo Konish: "An Improved Method of Input and Output Waveforms for the Matrix Converter Based an Virtual AC/DC/AC Conversion" SPC02-90/IEA-02-31, 2002; und Nicht-Patent-Dokument und
• [2] Jun-ichi Itoh, Hirokazu Kodachi, Akihiro Odaka, Ikuya Sato, Hideki Ohguchi, Hidetoshi Umida: "A High Performance Control Method for the Matrix Converter Based on PWM generation of Virtual AD/DC/AC Conversion" National Convention Record, IEEJ-Industry Applications Society, Seiten I-303-I-308, 2004).

In diesen Dokumenten [1] und [2] wird die Steuerung mit dem Matrixumrichter 30 durchgeführt, der als virtueller Gleichrichter 30A und virtueller Wechselrichter 30B betrachtet wird, wie in 14 dargestellt. Bezug nehmend auf 14 bezeichnet Bezugszeichen SW_A jedes der Halbleiterschaltelemente, welche den virtuellen Gleichrichter 30A bilden, während Bezugszeichen SW_B jedes der Halbleiterschaltelemente bezeichnet, welche den virtuellen Wechselrichter 30B bilden.
Eine Einzweig-Modulation (single leg modulation) wird für die Steuerung des virtuellen Gleichrichters 30A zum Zweck der Vergrößerung des Ausnutzungsfaktors der Speisespannungen verwendet. Wie in 13 dargestellt, erhält die Steuereinrichtung 41 für den virtuellen Gleichrichter ein Modulationssignal λ_REC für den virtuellen Gleichrichter 30A aus den Eingangs-Phasenstromsollwerten I_R*, I_S* und I_T*, so dass PWM-Impulse für einen PWM-Stromgleichrichter erzeugt werden.
Details der Einzweig-Modulation (single leg modulation) sind beispielsweise im Dokument [1] dargelegt und können daher hier entfallen.
Zur Steuerung des virtuellen Wechselrichters 30B werden, wie in 13 dargestellt, der Amplitudensollwert V_out* der Ausgangs-Strang- bzw. -Phasenspannungen und die sinusförmigen Strang- bzw. Phasenspannungssollwerte V_UO*, V_VO* und V_WO*, die zu den Referenzsignalen der Ausgangs-Phasenspannungen werden sollen, durch die Multiplikationseinrichtung 421 multipliziert, wodurch Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* gewonnen werden. Im Übrigen tritt, im Fall einer Verwendung der Einzweig-Modulation für die Steuerung des virtuellen Gleichrichters 30A, eine Schwankung einer Speisefrequenzkomponente einer virtuellen Zwischenkreis-Gleichspannung E_d in 14 auf. Zum Zweck des Kompensierens der Schwankung werden die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* in der Divisionseinrichtung 422 durch die virtuelle Zwischenkreis-Gleichspannung E_d dividiert, wodurch Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* für den virtuellen Wechselrichter 30B gewonnen werden.
Das Modulationssignal λ_REC des virtuellen Gleichrichters 30A und die Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* des virtuellen Wechselrichters 30B, die wie voranstehend beschrieben gewonnen wurden, werden als Sollvorgabe durch die Steuerbefehlssyntheseeinrichtung 43 synthetisiert, und werden mit der Dreieckwelle eines Trägers verglichen, wodurch die PWM-Steuersignale (EIN/AUS-Signale) für die neun bidirektionalen Schalter SW des Matrixumrichters 30 erhalten werden. Das Syntheseverfahren für die Modulationssignale und ein Erzeugungsverfahren für die PWM-Steuersignale brauchen hier nicht beschrieben zu werden.
Beim Matrixumrichter wird, wie im Dokument [1] angegeben, der maximale Effektivwert einer sinusförmigen Spannung, die verzerrungsfrei ausgegeben werden kann, zum 0,866-fachen des Effektivwertes der Speisespannung. Falls eine Sinusspannung, welche den maximalen Effektivwert übersteigt, ausgegeben werden soll, sind eine große Anzahl harmonischer Komponenten, die durch die Frequenz der Speisespannung bestimmt sind, in der Ausgangsspannung enthalten. Insbesondere bei unterschiedlicher Speise- und Ausgangsfrequenz ändert sich die Wellenform der Ausgangsspannung bei jedem Ausgabezyklus.
Beispielhaft zeigt 15 Wellenformen für den Fall, dass bei einem Effektivwert der Speiseleiterspannungen von 200 V die Sollvorgabe einer Ausgangsleiterspannung auf eine sinusförmige Spannung eingestellt ist, deren Effektivwert 188 V beträgt (das 0,94fache des Effektivwertes der Speiseleiterspannungen). In 15 sind Spannungen V_RS, V_ST und V_TR die Speiseleiterspannungen, während -V_RS, -V_ST und -V_TR die invertierten Speiseleiterspannungen sind. Bei der Ausgangsleiterspannung V_UV sind die durch die PWM-Modulation hervorgerufenen harmonischen Komponenten zur einfacheren Darstellung entfernt.
Wenn die Last des Matrixumrichters beispielsweise ein Motor ist und die Nennspannung des Motors gleich groß wie die Speisespannungen ist, muss der Matrixumrichter einen Spannungseffektivwert ausgeben, der mindestens das 0,866-fache des Speisespannungseffektivwertes beträgt, entsprechend der Nennspannung des Motors. In diesem Fall ändert sich jedoch die Art der Verzerrung der Wellenform bei jedem Ausgabezyklus, wie in 15 dargestellt ist, mit dem Ergebnis, dass eine ungleichmäßige Rotation des Motors auftritt und ein Auftreten von Rauschen vom Motor verursacht wird.
Demgemäß besteht beim Stand der Technik das Problem, dass die Vorrichtung insgesamt teuer wird, und zwar bedingt dadurch, dass ein teurer speziell angefertigter Motor verwendet werden muss, dessen Nennspannung im Vergleich zu den Speisespannungen gering ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Steuerverfahren für einen Direktumrichter bereitzustellen, das die Notwendigkeit eines teuren speziell angefertigten Motors beseitigt, wodurch die Kosten der Vorrichtung in ihrer Gesamtheit gesenkt werden können.
Die zuvor beschriebene Aufgabe wird mit einem Verfahren gemäß den Patentansprüchen 1 und 2 gelöst werden. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Gemäß dem beanspruchten Steuerverfahren erfolgt, selbst in einem Fall, bei dem ein Direktumrichter einen Spannungseffektivwert ausgibt, der das 0,866-fache des Speisespannungseffektivwertes beträgt, keine Änderung der Art der Verzerrung einer Wellenform bei jedem Ausgabezyklus, und somit können eine ungleichmäßige Rotation des Motors und ein vom Motor herrührendes Rauschen beim einem Betrieb des Motors als Last verhindert werden. Demgemäß kann auf eine Gegenmaßnahme, wie beispielsweise die Verwendung eines teuren dedizierten Motors, dessen Nennspannung im Vergleich zur Speisespannung niedrig ist, verzichtet werden, und die Kosten der gesamten Vorrichtung können gesenkt werden.
Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele anhand der beiliegenden Zeichnungen; es zeigen:
1 ein Blockdiagramm, das eine Steuervorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
2 ein Wellenformdiagramm von Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerten beim ersten Ausführungsbeispiel;
3 ein Wellenformdiagramm einer Ausgangsleiterspannung des ersten Ausführungsbeispiels;
4 ein Blockdiagramm, das eine Steuervorrichtung des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung darstellt;
5 ein Wellenformdiagramm von Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerten beim zweiten Ausführungsbeispiel;
6 ein Wellenformdiagramm einer Ausgangsleiterspannung beim zweiten Ausführungsbeispiel;
7 ein Blockdiagramm, das eine Steuervorrichtung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
8 ein Wellenformdiagramm der Modulationssignale eines virtuellen Wechselrichters der ersten bis dritten Ausführungsbeispiele der Erfindung;
9 ein Wellenformdiagramm von EIN/AUS-Tastverhältnissollvorgaben bei den ersten bis dritten Ausführungsbeispielen;
10 ein Wellenformdiagramm der Modulationssignale eines virtuellen Wechselrichters beim vierten Ausführungsbeispiel;
11 ein Wellenformdiagramm von EIN/AUS-Tastverhältnissollvorgaben beim vierten Ausführungsbeispiel;
12 ein Konfigurationsdiagramm des Hauptschaltkreises eines Matrixumrichters;
13 ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung des Standes der Technik;
14 ein Konfigurationsdiagramm eines virtuellen Gleichrichters und eines virtuellen Wechselrichters; und
15 ein Diagramm von Eingangs-/Ausgangsspannungswellenformen beim Stand der Technik.
1 ist ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Obschon es verschiedene Schemata als Steuerverfahren für einen Direktumrichter wie beispielsweise einen Matrixumrichter gibt, wird dieses Ausführungsbeispiel für den Fall beschrieben, dass der in 12 dargestellte Matrixumrichter 30 durch das virtuelle Wechselstrom/Gleichstrom/Wechselstrom-Umwandlungsschema gesteuert wird, das in den Dokumenten [1] und [2] angegeben ist.
In 1 sind gleiche Elemente wie in 13 mit gleichen Bezugszeichen und Bezeichnungen versehen, und nachfolgend werden hauptsächlich nicht diese, sondern die anderen Elemente beschrieben.
In der Steuervorrichtung ist die virtuelle Wechselrichtersteuereinrichtung 42A mit einer Begrenzungseinrichtung 423 zur Begrenzung der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* versehen, die jeweils durch Multiplizieren eines Amplitudensollwertes V_out* mit sinusförmigen Phasenspannungssollwerten V_UO*, V_VO* und V_WO* erzielt werden. Endgültige Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U**, V_V** und V_W**, die durch die Begrenzungseinrichtung 423 begrenzt sind, werden der Divisionseinrichtung 422 zugeführt und durch eine virtuelle Zwischenkreis-Gleichspannung E_d dividiert wird. Beispielsweise ist hier ein Fall dargestellt, bei dem die Begrenzungseinrichtung 423 die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* auf ± 0,75 pu begrenzt (wobei "1,0 pu" den maximalen Wert der Speise-Phasenspannungen repräsentiert). Das heißt, der Begrenzungswert für den Spitzenwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte ist, basierend auf der Begrenzungseinrichtung 423, auf einen Wert eingestellt, bei dem der Maximalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte höchstens das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung wird, und bei dem deren minimaler Wert mindestens das 0,75-fache des Minimalwertes der Speise-Phasenspannung wird.
Die 2 und 3 zeigen Wellenformbeispiele der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U**, V_V** und V_W** und der Ausgangsleiterspannung V_UV bei diesem Ausführungsbeispiel für den Fall, dass der Effektivwert der Speiseleiterspannungen 200 V beträgt, die Sollvorgabe einer Ausgangsleiterspannung auf eine sinusförmige Spannung eingestellt ist, deren Effektivwert 188 V beträgt, und der Maximalwert und der Minimalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* auf das ± 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung begrenzt sind.
In diesem Fall werden die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* sinusförmige Sollgrößen, deren Maximalwert 0,94 pu beträgt (= 188 × √2/√3)/(200 × √2/√3). Da jedoch der Maximalwert und der Minimalwert durch die Begrenzungseinrichtung 423 auf ± 0,75 pu begrenzt sind, werden die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U**, V_V** und V_W** im Wesentlichen trapezförmig, wie in 2 dargestellt.
Die Spitzenwerte der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte sind auf diese Weise begrenzt, wodurch die Ausgangsspannungen innerhalb des steuerbaren Spannungsbereiches des Matrixumrichters liegen, wie in 3 dargestellt (der Maximalwert der Ausgangsleiterspannung wird höchstens das 0,866-fache des Maximalwertes der Speiseleiterspannung und ihr Minimalwert wird mindestens das 0,866-fache des Minimalwertes der Speiseleiterspannung), und die Art der Verzerrung der Ausgangsspannung ändert sich nicht bei jedem Ausgangszyklus.
Demgemäß ist es, selbst wenn ein Motor durch den Matrixumrichter angesteuert wird, möglich, eine ungleichmäßige Rotation des Motors und ein Entstehen von Rauschen vom Motor zu verhindern.
Im Übrigen sind, obschon in 1 der Maximalwert und der Minimalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* als zu beschränkende Ziele auf ± 0,75 pu beschränkt sind, die zu beschränkenden Ziele nicht auf die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte eingeschränkt, und der Begrenzungswert ist auch nicht auf ± 0,75 pu eingeschränkt. Insbesondere können, wie aus 1 zu ersehen, anstelle der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* beispiels weise auch die Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* Ziel der Beschränkung sein. Der Begrenzungswert wird in diesem Fall (± 0,75 pu/E_d).
Als Nächstes sei Bezug genommen auf 4, welche ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt.
Diese Steuervorrichtung unterscheidet sich von der Steuervorrichtung in 1 darin, dass eine virtuelle Wechselrichtersteuereinrichtung 42B mit einer weiteren Multiplikationseinrichtung 424 zwischen der Multiplikationseinrichtung 421 und der Begrenzungseinrichtung 423 versehen ist, durch welche die von der Multiplikationseinrichtung 421 ausgegebenen Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* mit einem Korrekturkoeffizienten k multipliziert werden.
Beim ersten Ausführungsbeispiel sind die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* auf das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung begrenzt. Daher wird, ungeachtet der Tatsache, dass der Ausgangsleiterspannungseffektivwert auf 188 V als Sollvorgabe eingestellt ist, der Ausgangsleiterspannungseffektivwert relativ zum Sollwert niedrig.
Um dieses Problem zu lösen, werden bei dem zweiten Ausführungsbeispiel die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* mit dem voreingestellten Korrekturkoeffizienten k multipliziert, und der Maximalwert und Minimalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* werden danach durch die Begrenzungseinrichtung 423 begrenzt, damit der Leiterspannungseffektivwert, der mit dem Sollwert übereinstimmt, ausgegeben werden kann.
5 und 6 zeigen jeweils die Wellenformen von Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerten V_U**, V_V** und V_W** und eine Ausgangsleiterspannung V_UV, für den Fall, dass die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W* mit dem Korrekturkoeffizienten k multipliziert sind und ihr Maximalwert und Minimalwert auf das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung begrenzt sind, damit der Ausgangsleiterspannungseffektivwert 188 V werden kann, wenn der Effektivwert der Speiseleiterspannungen 200 V beträgt.
Wie aus 5 zu ersehen, werden die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U**, V_V** und V_W** trapezförmig. Im Übrigen liegt, wie in 6 dargestellt, die Ausgangsspannung V_UV innerhalb des steuerbaren Spannungsbereiches des Matrixumrichters, und es ist, wie beim ersten Ausführungsbeispiel, nicht zu befürchten, dass die Art von deren Verzerrung sich bei jedem Ausgabezyklus ändert.
Im Übrigen sind, obschon in 4 der Maximalwert und der Minimalwert der mit dem Korrekturkoeffizienten k multiplizierten Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W*, die auf ± 0,75 pu zu beschränkenden Ziele sind, auch andere Signale als Beschränkungsziele möglich. Insbesondere können, wie aus 4 zu entnehmen ist, auch dies Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* die Beschränkungsziele sein, und der Begrenzungswert wird in diesem Fall (± 0,75 pu/E_d).
Im Übrigen sind beim ersten und zweiten Ausführungsbeispiel die ursprünglichen Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte auf die sinusförmigen Wellen festgelegt, und deren Maximalwert und Minimalwert sind nicht auf das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung begrenzt. Die ursprünglichen Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte können jedoch auch auf trapezförmige Wellen oder Rechteckwellen festgelegt sein, bei denen der Maximalwert der ursprünglichen Sollwerte höchstens das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung beträgt, ihr Minimalwert hingegen auf mindestens das -0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannung festgelegt ist. In diesem Fall kann, da die trapezförmigen Wellen näher zu den Rechteckwellen gebracht werden, der Ausgangsleiterspannungseffektivwert starker vergrößert werden.
Die Idee, bei der in dieser Weise die Wellenformen der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte zu trapezförmigen Wellen oder Rechteckwellen vorbestimmter Größe gemacht werden, entspricht dem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
7 zeigt ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Dieses Ausführungsbeispiel der Steuerung unterscheidet sich von dem zweiten Ausführungsbeispiel in 4 in dem Punkt, dass in der virtuellen Wechselrichtersteuereinrichtung 42C ein Korrektursignal λ₀ identischer Phase und identischer Größe mittels der Additionseinrichtung 425 zu den Modulationssignalen λ_U*, λV_U* und λ_W* aller drei Phasen hinzuaddiert wird, wodurch endgültige Modulationssignale λ_U**, λ_V** und λ_W** erzeugt werden, damit das Modulationssignal mindestens einer Phase der Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* einer virtuellen Wechselrichtereinrichtung zu 1,0 oder -1,0 werden kann. Auch wenn dies nicht dargestellt ist, ist die Idee, die endgültigen Modulationssignale λ_U**, λ_V** und λ_W** dadurch zu erzeugen, dass das Korrektursignal λ₀ zu den Modulationssignalen λ_U*, λ_V* und λ_W* hinzuaddiert wird, wie zuvor beschrieben, ebenfalls auf das erste und das dritte Ausführungsbeispiel anwendbar.
Im Übrigen sind, obschon in 7 der Maximalwert und der Minimalwert der Signale, bei denen die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte V_U*, V_V* und V_W*, die mit dem Korrekturkoeffizienten k multipliziert wurden, auf ± 0,75 pu eingeschränkt sind, die zu beschränkenden Ziele nicht auf die oben angegebenen Signale eingeschränkt, und der Begrenzungswert ist auch nicht auf ± 0,75 pu eingeschränkt. Insbesondere können, wie aus 7 zu entnehmen ist, Signale, welche die zu beschränkenden Ziele sind, auch die Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* sein, und der Begrenzungswert wird in diesem Fall (± 0,75 pu/E_d).
8 zeigt die Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte λ_U**, λ_V** und λ_W** und die Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* des virtuellen Wechselrichters der ersten bis dritten Ausführungsbeispiele.
9 zeigt beispielhaft die Einschaltdauervorgaben D_{U_MAX}, D_{U_MID} und D_{U_MIN} der bidirektionalen Schalter dar, welche die U-Ausgangsphase des Matrixumrichters bei den ersten bis dritten Ausführungsbeispielen und die Phase maximaler Spannung, die Phase mittlerer Spannung bzw. die Phase minimaler Spannung der Speise-Phasenspannungen von dieser verbinden. Dabei bezeichnet "Einschaltdauer" eine Zeitspanne, bei welcher ein jeweiliger bidirektionaler Schalter des Matrixum richters innerhalb eines einzigen Träger-(Dreieckswellen)-Zyklus eingeschaltet ist. Diese Zeitspanne wird durch die Sollvorgabesyntheseeinrichtung 43 in 7 erzeugt.
Andererseits zeigt 10 die Modulationssignale λ_U*, λ_V* und λ_W* des virtuellen Wechselrichters vor Addition des Korrektursignals λ₀ beim vierten Ausführungsbeispiel, und die endgültigen Modulationssignale λ_U**, λ_V** und λ_W** nach Addition des Korrektursignals λ₀. Im Übrigen stellt 11, ähnlich zu dem zuvor Beschriebenen, beispielhaft Einschaltdauervorgaben D_{U_MAX}, D_{U_MID} und D_{U_MIN} dar. Auf diese Weise ist bei diesem Beispiel das Korrektursignal λ₀ so festgelegt, das jedes der Modulationssignale λ_U**, λ_V** und λ_W** zu 1,0 oder -1,0 werden kann, und zwar durch Addieren des Korrektursignals λ₀.
Wie aus einem Vergleich von 8 und 10 zu entnehmen ist, ist, da beim vierten Ausführungsbeispiel das Korrektursignal λ₀ addiert wird, garantiert, dass eine Phase der dreiphasigen Modulationssignale des virtuellen Wechselrichters zu einem bestimmten Zeitpunkt auf 1,0 oder -1,0 festgelegt ist. Im Übrigen werden, da das Korrektursignal λ₀ zu allen drei Phasen addiert wird, die addierten Signale in einer Leiterspannungswellenform, die ausgegeben wird, ausgelöscht, und es wird praktisch die gleiche Wellenform wie in dem Fall ausgegeben, bei dem das Korrektursignal λ₀ nicht hinzuaddiert wird.
Weiter gibt es, wie einem Vergleich von 9 und 11 zu entnehmen ist, einen Zeitraum, bei dem die Einschaltdauervorgaben D_{U_MAX}, D_{U_MID} und D_{U_MIN} der bidirektionalen Schalter, die mit der U-Phase des Matrixumrichters verbunden sind, durch das Addieren des Korrektursignals λ₀ auf 1,0 oder 0 festgelegt sind (dies trifft auch für die anderen Phasen zu, und eine Darstellung entfällt hier daher). Dies bedeutet schließlich, dass die bidirektionalen Schalter, die mit derselben Ausgangsphase des Matrixausrichters verbunden sind, innerhalb eines einzigen Trägerzyklus auf einen EIN- oder AUS-Zustand festgelegt sind. Das bedeutet, das gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel, ungeachtet der Tatsache, dass die gleiche Spannungswellenform wie bei den ersten bis dritten Ausführungsbeispielen ausgegeben wird, die Anzahlen der EIN-/AUS-Operationen der bidirektionalen Schalter verringert werden kann und somit die von einem Umrichter bewirkten Verluste gesenkt werden können.
Im Übrigen ist jedes der vorhergehenden Ausführungsbeispiele insbesondere in dem Fall effektiv, dass ein Spannungseffektivwert ausgegeben wird, der mindestens der Spannungseffektivwert ist, bei dem der Matrixumrichter die Sinusspannung verzerrungsfrei ausgeben kann.

Claims

Verfahren zur Steuerung eines Direktumrichters, der eine Wechselspannung durch Ein- und Ausschalten von bidirektionalen Schaltern ohne Verwendung eines Energiepuffers direkt in eine Wechselspannung beliebiger Größe und Frequenz umwandelt, bei dem der Direktumrichter unter Verwendung endgültiger Ausgangsspannungs-Sollwerte gesteuert wird, die dadurch erzielt wurden, dass Spitzenwerte von Ausgangsspannungs-Sollwerten des Direktumrichters abhängig von den Größen der Speisespannungen begrenzt werden.
Verfahren zur Steuerung eines Direktumrichters, der eine Wechselspannung durch Ein- und Ausschalten von bidirektionalen Schaltern ohne Verwendung eines Energiepuffers direkt in eine Wechselspannung beliebiger Größe und Frequenz umwandelt, bei dem der Direktumrichter unter Verwendung endgültiger Modulationssignale gesteuert wird, die dadurch erzielt wurden, dass Spitzenwerte von Modulationssignalen des Direktumrichters abhängig von den Größen der Speisespannungen begrenzt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Amplitude der Ausgangsleiterspannung höchstens das 0,866-fache der Amplitude einer Speiseleiterspannung beträgt, und zwar durch Begrenzen der Spitzenwerte der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem ein Spitzenwert-Begrenzungswert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte auf einen Wert festgelegt wird, bei dem der Maximalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte höchstens das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannungen wird, ihr Minimalwert dagegen höchstens das 0,75-fache des Minimalwertes der Speise-Phasenspannungen wird.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der Spitzenwert-Begrenzungswert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte, die durch Multiplizieren der ursprünglichen Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte mit einem Korrekturkoeffizienten erzielt wurden, der den Effektivwert der Ausgangsleiterspannung einem Sollwert gleicht macht, auf einen Wert festgelegt wird, bei dem der Maximalwert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte höchstens das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannungen wird, ihr Minimalwert dagegen mindestens das 0,75-fache des Minimalwertes der Speise-Phasenspannungen wird.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die Wellenform der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte zu einer trapezförmigen Welle oder einer Rechteckwelle gemacht wird, wobei der maximale Wert der Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerte höchstens das 0,75-fache des Maximalwertes der Speise-Phasenspannungen beträgt, ihr Minimalwert dagegen mindestens das 0,75-fache des minimalen Wertes der Speise-Phasenspannungen beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei dem als Sollvorgabe für den Direktumrichter endgültige Modulationssignale verwendet werden, die dadurch erzielt wurden, dass ein Korrektursignal identischer Phase und identischer Größe zu Modulationssignalen hinzuaddiert wird, die aus der Mehrzahl von Ausgangs-Phasenspannungs-Sollwerten erzeugt werden, deren Maximalwert und Minimalwert begrenzt sind.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 7, bei dem das Korrektursignal so festgelegt wird, dass das endgültige Modulationssignal für mindestens eine Phase einer Ausgangsseite des Direktumrichters zu 1,0 oder -1,0 werden kann.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Steuerverfahren im Fall der Ausgabe einer Spannung verwendet wird, die mindestens der Effektivwert einer sinusförmigen Spannung ist, den der Direktumrichter verzerrungsfrei ausgeben kann.