CN101119073A - 直接型电力变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种不需要高价的专用电动机可以使整个装置低价格化的直接型电力变换器的控制方法。在不用能量缓冲器，接通断开双向开关，将交流电压直接变换成具有任意大小、频率的交流电压的直接型电力变换器中，限制输出相电压指令值的峰值，使输出线间电压的振幅在电源线间电压的振幅的0.866倍以下。例如，将输出相电压指令值的峰值限制值设定在输出相电压指令值的最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的值。

Description

直接型电力变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及不用电解电容等的大型能量缓冲器，将交流电压直接变换成具有任意大小、频率的交流电压的直接型电力变换器的控制方法。

背景技术

图12是作为这种直接型电力变换器的代表例，由9个双向开关构成的矩阵变换器的主电路构成图。

在图12中，10代表的是三相交流电源，20代表的是由扼流圈(reactor)和电容等构成的滤波器，R、S、T是交流输入端子，30代表的是将可以双向控制电流的9个双向开关SW连接在上述交流输入端子R、S、T和交流输出端子U、V、W之间的矩阵变换器(matrixconverter)，通过接通断开上述双向开关SW，直接切出三相交流输入电压，变换成任意大小、频率的三相交流电压。

图13是非专利文献1、2中记载的矩阵变换器的控制装置的方框图。在这些非专利文献1、2中，将矩阵变换器30看成图14所示的假想整流器30A和假想变换器30B来进行控制。在图14中，SW_A是构成假想整流器30A的半导体开关元件，SW_B是构成假想变换器30B的半导体开关元件。

在假想整流器30A的控制中，以提高电源电压的利用率为目的，用1条支线调制(one-leg modulation)，如图13所示，假想整流器控制部件41从各相输入电流指令值I_R ^*、I_S ^*、I_T ^*得到对假想整流器30A的调制信号λ_REC，生成对电流型PWM整流器的PWM脉冲。

此外，关于1条支线调制的详细情况，因为例如已经记载在非专利文献1中，所以这里省略对它们的说明。

另一方面，关于假想变换器30B的控制，如图13所示，通过用乘法部件421将输出相电压的振幅指令值V_out ^*和成为输出相电压的基准信号的各相正弦波指令值V_U0 ^*、V_V0 ^*、V_W0 ^*乘起来，得到输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*。此外，在假想整流器30A的控制中用1条支线调制时，因为在图14的假想直流链路电压E_d中发生电源频率成分的变动，所以以该补偿该变动为目的，通过在除法部件422中用假想直流链路电压E_d除输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*，得到对假想变换器30B的调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*。

用控制指令合成部件43将根据以上所述得到的假想整流器30A的调制信号λ_REC和假想变换器30B的调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*合成起来作为控制指令，将它们与载波的三角形波比较，得到矩阵变换器30的9个双向开关SW的PWM控制信号(接通断开信号)。此外，省略关于调制信号的合成方法和PWM控制信号的生成方法的说明。

可是，在矩阵变换器中，如在非专利文献1中记载的那样，当能够无畸变地输出的正弦波电压的最大有效值为电源电压实效值的0.866倍，输出超过该电压的正弦波电压时，在输出电压中包含着许多由电源电压的频率决定的高频成分，特别是当电源频率和输出频率不同时，在输出的每1个周期中输出电压波形都发生变化。

例如，图15表示当电源线间电压实效值为200V时，作为控制指令将输出线间电压实效值作为188V(电源线间电压实效值的0.94倍)的正弦波电压时的波形。此外，在图15中，电压V_RS、V_ST、V_TR为电源线间电压，-V_RS、-V_ST、-V_TR为使这些电源线间电压V_RS、V_ST、V_TR为反转后得到的电压，此外，为了使说明容易起见，输出线间电压V_UV为除去由PWM调制产生的高频成分后得到的电压。

非专利文献1：伊东 淳一、佐藤 以久也、小西 茂雄，“根据假想AC/DC/AC变换方式的矩阵变换器的输入输出波形改善法”，SPC02-90/IEA-02-31，2002年(伊東 淳一、佐藤 以久也、小西茂雄「仮想AC/DC/AC变換方式にょるマトリックスコンバ一タの入出力波形改善法」、SPC02-90/IEA-02-31、2002年)

非专利文献2：伊东 淳一、小太刀 博和、小高 章鸿、佐藤 以久也、大口英树、海田 英俊，“根据着眼于脉冲样式的假想AC/DC/AC变换方式的矩阵变换器的高性能化”，平成16年电气学会产业应用部门全国大会，pp.I-303～pp.I-308，2004年(伊束 淳一、小太刀 博和、小高 章弘、佐藤 以久也、大口 英樹、海田 英俊「パルスパタ一に着目した仮想AC/DC/AC变换方式にょるマトリックスコンバ一タの高性能化」、平成16年電気学会産業応用部門全国大会、pp.I-303～pp.I-308，2004年)

这里，例如，当矩阵变换器的负载是电动机，电动机的额定电压与电源电压相等时，需要矩阵变换器与电动机的额定电压相应地输出电源电压实效值的0.866倍以上的电压实效值，但是这时，如图15所示输出的每1个周期中波形的畸变情况都在变化，结果导致电动机的旋转不均匀和发生来自电动机的噪声。

从而，在已有技术中，存在着因为不得不使用额定电压比电源电压低的高价的专用电动机等，所以导致作为整个装置高价格化的问题。

发明内容

因此，本发明要解决的课题是提供不需要高价的专用电动机可以使整个装置低价格化的直接型电力变换器的控制方法。

为了解决上述课题，根据第一方面所述的发明是在不用能量缓冲器，接通断开双向开关，将交流电压直接变换成具有任意大小、频率的交流电压的直接型电力变换器中，用通过与电源电压的大小相应地限制上述直接型电力变换器的输出电压指令值的峰值得到的最终的输出电压指令值，控制上述直接型电力变换器。

根据第二方面所述的发明是在不用能量缓冲器，接通断开双向开关，将交流电压直接变换成具有任意大小、频率的交流电压的直接型电力变换器中，用通过与电源电压的大小相应地限制上述直接型电力变换器的调制信号的峰值得到的最终的调制信号，控制上述直接型电力变换器。

根据第三方面所述的发明是在第一方面所述的直接型电力变换器的控制方法中，限制输出相电压指令值的峰值，使输出线间电压的振幅在电源线间电压的振幅的0.866倍以下。

根据第四方面所述的发明是在第三方面所述的直接型电力变换器的控制方法中，将输出相电压指令值的峰值限制值设定在输出相电压指令值的最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的值。

根据第五方面所述的发明是在第四方面所述的直接型电力变换器的控制方法中，将通过在原来的输出相电压指令值上乘上使输出线间电压实效值与指令值相等的校正系数得到的输出相电压指令值的峰值限制值设定在输出相电压指令值的最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的值。

根据第六方面所述的发明是在第四方面所述的直接型电力变换器的控制方法中，使输出相电压指令值的波形为其最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的梯形波或方形波。

根据第七方面所述的发明是在第四～第六方面中任一方面所述的直接型电力变换器的控制方法中，将通过在从限制了最大值和最小值的多个输出相电压指令值生成的调制信号上加上同相并且同大小的校正信号得到的最终的调制信号，用作对直接型电力变换器的控制指令。

根据第八方面所述的发明是在根据第二或者第七方面中所述的直接型电力变换器的控制方法中，以使对上述直接型电力变换器的输出侧的至少一相的最终的调制信号为1.0或-1.0的方式设定上述校正信号。

根据第九方面所述的发明是将第一～第六方面中任一方面所述的控制方法用于直接型电力变换器输出能够无畸变地输出的正弦波电压实效值以上的电压的情形。

如果根据本发明，则即便在直接型电力变换器输出电源电压实效值的0.866倍以上的电压实效值的情形中，因为在输出的每1个周期中波形的畸变情况都不变化，所以当驱动作为负载的电动机时，也能够防止电动机的旋转不均匀和发生来自电动机的噪声，也能够不需要使用额定电压比电源电压低的高价的专用电动机等的对策，达到使整个装置的低价格化的目的。

附图说明

图1是表示与本发明的第一实施方式有关的控制装置的方框图。

图2是第一实施方式中的输出相电压指令值的波形图。

图3是第一实施方式中的输出线间电压的波形图。

图4是表示与本发明的第二实施方式有关的控制装置的方框图。

图5是第二实施方式中的输出相电压指令值的波形图。

图6是第二实施方式中的输出线间电压的波形图。

图7是表示与本发明的第四实施方式有关的控制装置的方框图。

图8是第一～第三实施方式中的假想变换器的调制信号的波形图。

图9是第一～第三实施方式中的接通断开工作指令的波形图。

图10是第四实施方式中的假想变换器的调制信号的波形图。

图11是第四实施方式中的接通断开工作指令的波形图。

图12是矩阵变换器的主电路构成图。

图13是现有的控制装置的方框图。

图14是假想整流器和假想变换器的构成图。

图15是现有的输入输出电压波形图。

标号说明

41假想整流器控制部件

42A、42B、42C假想变换器控制部件

421、424乘法部件

422除法部件

423限制部件

425加法部件

43控制指令合成部件

具体实施方式

下面，按照附图说明本发明的实施方式。

首先，图1是表示与本发明的第一实施方式有关的控制装置的方框图。此外，对矩阵变换器等的直接型电力变换器的控制方法进行种种考虑，但是在本实施方式中，说明根据在上述的非专利文献1、2中记载的假想AC/DC/AC变换方式，控制图12所示的矩阵变换器30的情形。

在图1中，在与图13相同的构成要素上附加相同的参照标号，下面将不同部分作为中心进行说明。

在该控制装置中，在假想变换器控制部件42A中，设置有用于限制通过将振幅指令值V_out ^*和各相正弦波指令值V_U0 ^*、V_V0 ^*、V_W0 ^*乘起来得到的输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*的限制部件423，将由该限制部件423限制的最终的输出相电压指令值V_U ^**、V_V ^**、V_W ^**输入到除法部件422用于与假想直流链路电压E_d的除法运算。这里，作为一个例子，表示限制部件423用±0.75pu(然而，1.0pu为电源相电压的最大值)限制输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*的情形。即，将由限制部件423产生的输出相电压指令值的峰值限制值设定在输出相电压指令值的最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上那样的值上。

在本实施方式中，在令电源线间电压实效值为200V，作为控制指令将输出线间电压实效值作为188V的正弦波电压的情形中，将输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*的最大值、最小值限制在电源相电压最大值的±0.75倍时的输出相电压指令值V_U ^**、V_V ^**、V_W ^**和输出线间电压V_UV的波形例，分别如图2、图3所示。

这时，输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*成为将 $0.94\mathrm{pu}(=188\×\sqrt{2}/\sqrt{3})/(200\×\sqrt{2}/\sqrt{3})$ 作为最大值的正弦波指令值，但是因为由限制部件423将最大值、最小值限制在±0.75pu，所以输出相电压指令值V_U ^**、V_V ^**、V_W ^**如图2所示成为大致梯形波状。

通过这样限制输出相电压指令值的峰值，如图3所示，输出电压在矩阵变换器可以控制的电压范围内(输出线间电压的最大值在电源线间电压最大值的0.866倍以下，最小值在电源线间电压最小值的0.866倍以上)，在输出的每1个周期中输出电压的畸变情况都在变化的情形消除。

从而，即便在由矩阵变换器驱动电动机的情形中，也能够防止电动机的旋转不均匀和发生来自电动机的噪声。

此外，在图1中，将输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*的最大值、最小值作为对象限制在±0.75pu，但是限制对象不限定于输出相电压指令值，限制值也不限定于±0.75pu。即，如从图1看到的那样，也可以将成为限制对象的信号不作为输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*，而作为调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*，这时限制值成为±0.75pu÷E_d。

下面，图4是本发明的第二实施方式的控制装置的方框图。

该控制装置与图1不同之处是在假想变换器控制部件42B中，在乘法部件421和限制部件423之间设置别的乘法部件424，在从乘法部件421输出的输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*上乘上校正系数k。

在第一实施方式中，因为将输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*限制在电源相电压最大值的0.75倍，所以作为控制指令，与令输出线间电压实效值为188V无关，输出线间电压实效值比指令值低。

为了解决该问题，在本实施方式中，使以能够输出如指令值那样的线间电压实效值的方式预先设定的校正系数k与输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*相乘，由限制部件423限制输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*的最大值、最小值。

当电源线间电压实效值为200V时，以输出线间电压实效值成为188V的方式使校正系数k与输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*相乘，将它的最大值、最小值限制在电源相电压最大值的0.75倍时的输出相电压指令值V_U ^**、V_V ^**、V_W ^**和输出线间电压V_UV的波形，分别如图5和图6所示。

如从图5看到的那样，输出相电压指令值V_U ^**、V_V ^**、V_W ^**成为梯形波状，并且如图6所示，输入电压位于矩阵变换器可以控制的电压范围内，与第一实施方式同样也不用担心发生在输出的每1个周期中输出电压的畸变情况都在变化的情形。

此外，在图4中，将在输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*上乘上校正系数k得到的信号的最大值、最小值限制在±0.75pu上，但是限制对象不限定于上述信号，限制值也不限定于±0.75pu。即，如从图4看到的那样，也可以将成为限制对象的信号作为调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*，这时的限制值成为±0.75pu÷E_d。

此外，在第一实施方式和第二实施方式中，令本来的输出相电压指令值为正弦波，将它们的最大值、最小值限制在电源相电压最大值的0.75倍上，但是作为本来的输出相电压指令值，也可以是使其最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最大值的-0.75倍以上的梯形波或方形波。这时，越是从梯形波接近方形波，能够使输出线间电压实效值越大。

这样将输出相电压指令值的波形作为预定大小的梯形波或方形波的构想与本发明的第三实施方式相当。

下面，图7是表示与本发明的第四实施方式有关的控制装置的方框图。

本实施方式与图4的第二实施方式不同之处是以假想变换器的调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*中的至少一相的调制信号成为1.0或-1.0的方式，在假想变换器的控制部件42C中，由加法部件425将同相并且同大小的校正信号λ₀与全部三相的调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*加起来，生成最终的调制信号λ_U ^**、λ_V ^**、λ_W ^**。虽然没有图示，但是如上述那样，将校正信号λ₀与调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*加起来，生成最终的调制信号λ_U ^**、λ_V ^**、λ_W ^**的构想也可适用于第一、第三实施方式。

此外，在图7中，将在输出相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*上乘上校正系数k得到的信号的最大值、最小值限制在±0.75pu上，但是限制对象不限定于上述信号，限制值也不限定于±0.75pu。即，如从图7看到的那样，也可以将成为限制对象的信号作为调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*，这时的限制值成为±0.75pu÷E_d。

图8表示第一～第三实施方式中的输出相电压指令值V_U ^**、V_V ^**、V_W ^**和假想变换器调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*。

此外，图9表示分别连接第一～第三实施方式中的矩阵变换器的输出U相和电源相电压的最大电压相、中间电压相、最小电压相的双向开关的接通工作指令D_{U_MAX}、D_{U_MID}、D_{U_MIN}的一个例子。这里，接通工作(on duty)指的是在1个载波(三角形波)周期内构成矩阵变换器的双向开关SW接通的时间比率，由图7的控制指令合成部件43生成。

另一方面，图10表示在第四实施方式中加上校正信号λ₀前的假想变换器的调制信号λ_U ^*、λ_V ^*、λ_W ^*和加上校正信号λ₀的最终调制信号λ_U ^**、λ_V ^**、λ_W ^**，此外，图11表示上述同样的接通工作指令D_{U_MAX}、D_{U_MID}、D_{U_MIN}的一个例子。此外，在该例中，以通过加上校正信号λ₀使调制信号λ_U ^**、λ_V ^**、λ_W ^**中的某一相成为1.0或-1.0的方式设定校正信号λ₀。

如通过比较图8和图10看到的那样，在第四实施方式中因为加上校正信号λ₀，所以在某个时刻，在假想变换器的三相调制信号中必定有一相固定在1.0或-1.0。此外，因为对全部三相加上校正信号λ₀，所以能够用输出的线间电压波形取消相加的信号，输出与不相加时完全相同波形。

进一步，如通过比较图9和图11看到的那样，看到存在着通过加上校正信号λ₀，与矩阵变换器的U相连接的双向开关的接通工作指令D_{U_MAX}、D_{U_MID}、D_{U_MIN}固定在1.0或0上的期间(因为其它相也同样，所以省略它们的图示)。这意味着结果在1个载波周期内与矩阵变换器的1个输出相连接的双向开关固定在接通或断开状态。即，如果根据第四实施方式，则因为与输出和第一～第三实施方式同样的电压波形无关，能够减少双向开关接通断开的次数，所以可以减少电力变换器发生的损失。

此外，以上的各实施方式，当矩阵变换器输出能够无畸变地输出正弦波电压的电压实效值以上的电压实效值时，是特别有效的。

Claims (9)

1.一种直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

在不用能量缓冲器，接通断开双向开关，将交流电压直接变换成具有任意大小、频率的交流电压的直接型电力变换器中，

用通过与电源电压的大小相应地限制所述直接型电力变换器的输出电压指令值的峰值得到的最终的输出电压指令值，控制所述直接型电力变换器。

2.一种直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

在不用能量缓冲器，接通断开双向开关，将交流电压直接变换成具有任意大小、频率的交流电压的直接型电力变换器中，

用通过与电源电压的大小相应地限制所述直接型电力变换器的调制信号的峰值得到的最终的调制信号，控制所述直接型电力变换器。

3.根据权利要求1所述的直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

限制输出相电压指令值的峰值，使输出线间电压的振幅在电源线间电压的振幅的0.866倍以下。

4.根据权利要求3所述的直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

将输出相电压指令值的峰值限制值设定为输出相电压指令值的最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的值。

5.根据权利要求4所述的直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

将通过在原来的输出相电压指令值上乘上使输出线间电压实效值与指令值相等的校正系数得到的输出相电压指令值的峰值限制值设定在输出相电压指令值的最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的值。

6.根据权利要求4所述的直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

使输出相电压指令值的波形为其最大值在电源相电压最大值的0.75倍以下，最小值在电源相电压最小值的0.75倍以上的梯形波或方形波。

7.根据权利要求4～6中任一项所述的直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

将通过在从已限制最大值和最小值的多个输出相电压指令值生成的调制信号上加上同相并且同大小的校正信号得到的最终的调制信号，用作对直接型电力变换器的控制指令。

8.根据权利要求2或7所述的直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

以使对所述直接型电力变换器的输出侧的至少一相的最终的调制信号为1.0或-1.0的方式设定所述校正信号。

9.一种直接型电力变换器的控制方法，其特征在于：

将权利要求1～6中任一项所述的控制方法用于直接型电力变换器输出能够无畸变地输出的正弦波电压实效值以上的电压的情形。

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