DE602004000232T2

DE602004000232T2 - Elektronische Bauteile zur Dekodierung von digitalen Satellitenfernsehsignalen

Info

Publication number: DE602004000232T2
Application number: DE602004000232T
Authority: DE
Inventors: Jean-Pierre Busson; Pierre-Olivier Jouffre; Bernard Louis-Gavet
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2003-04-01
Filing date: 2004-03-08
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2024-03-09
Also published as: JP2004312727A; DE602004000232D1; FR2853487A1; US7643634B2; US20040268396A1; EP1465429B1; EP1465429A1

Description

Die Erfindung betrifft die Dekodierung von Hochfrequenz-Übertragungskanälen, die kodierte digitale Informationen übertragen.
Die Erfindung läßt sich somit vorteilhaft auf das digitale Satellitenfernsehen anwenden, wie es in der europäischen Spezifikation DVB-S (Digital Video Broadcasting-satellite) definiert ist, die auf den MPEG-Übertragungsnormen basiert und die zum Beispiel zur Übertragung von Informationen eine digitale Quadraturmodulation verwendet. Die Erfindung betrifft insbesondere die Abstimmungseinrichtungen ("Tuner" in englischer Sprache), aber auch die Demodulatoren und die eigentliche Verarbeitung der Kanaldekodierung.
Die von einem Satelliten kommenden Fernsehsignale werden über eine Parabolantenne und einen im Fokus der Parabolantenne angeordneten rauscharmen Umsetzer verstärkt und in ein vorgegebenes Frequenzband (typischerweise 950–2150 MHz) umgesetzt.
Dieses Signal wird anschließend zum Eingang der Abstimmungseinrichtung des Empfängers geschickt. Die Abstimmungseinrichtung hat zum Ziel, den gewünschten Kanal auszuwählen und ein Inphase-Basisbandsignal (I-Band) und ein Quadratur-Basisbandsignal (Q-Band) auszugeben. Dieses Signal wird danach in ein digitales und demoduliertes Signal umgesetzt. Die Kanaldekodierungsverarbeitungen weisen dann auch einen Block auf, der typisch mittels einer Majoritätslogik die Nullen von den Einsen unterscheidet, dann die gesamte Fehlerkorrektur durchführt, das heißt typisch eine Viterbi-Dekodierung, die Entschachtelung (De-Interleaving), eine Reed-Solomon-Dekodierung und die Entmischung. Die Kanaldekodierungsvorrichtung stellt am Ausgang Pakete bereit, die auf herkömmliche Weise in einer Quellendekodierungsvorrichtung gemäß den MPEG-Normen dekodiert werden, um am Ausgang wieder die über Satelliten übertragenen ursprünglichen Audio- und Videosignale auszugeben.
Am Eingang des Empfängers setzt sich das empfangene Signal aus allen von dem Satelliten gesendeten und in das Frequenzband 950–2150 MHz transponierten Kanälen zusammen. Die empfangene Gesamtleistung ist im wesentlichen gleich der mittleren Leistung auf einem Kanal multipliziert mit 10 mal den natürlichen Logarithmus der Anzahl der Kanäle. Dieses Signal besitzt eine beträchtliche Schwankung in der Größenordnung von 50 dBm.
Derzeit wird in den Empfängern das am Eingang empfangene Signal normalerweise von einem unmittelbar nach dem rauscharmen Eingangsverstärker angeordneten breitbandigen Filter (dessen Durchlaßband in der Größenordnung von mehreren hundert MHz ist) gefiltert und dies um die Sättigung der folgenden Stufen der Abstimmungseinrichtung (insbesondere der Verstärkungsstufen mit geregeltem Verstärkungsfaktor sowie der Mischer der Frequenztranspositionsstufe) zu vermeiden.
Außerdem sieht ein erster Lösungstyp vor, den rauscharmen Verstärker sowie die Breitbandfilter außerhalb des Chips, der die Verstärkungsstufe mit geregeltem Verstärkungsfaktor sowie die Frequenztranspositionsstufe enthält, zu realisieren. Diese Filter, deren Grenzfrequenzen durch Wahl des gewünschten Kanals einstellbar sind, sind dann durch diskrete Bauteile, wie beispielsweise "Varicap"-Dioden, realisiert.
Solche Bauteile weisen jedoch eine zu beträchtliche Größe auf, die mit einer vollständig integrierten Realisierung der Abstimmungseinrichtung unvereinbar ist.
Außerdem ist in diesem Lösungstyp nicht nur die Abstimmungseinrichtung nicht vollständig integriert, sondern sie ist auf einem anderen Halbleitersubstrat realisiert als demjenigen, das den digitalen Teil der Verarbeitungen, nämlich die Demodulation und die eigentliche Kanaldekodierung, trägt. Mit anderen Worten, die Demodulation und die Kanaldekodierung sind dann in einem separaten Bauteil, getrennt von demjenigen, das den Tuner integriert, realisiert. Und die Abstimmungseinrichtung ist im allgemeinen verkapselt, um zu verhindern, daß sich das von dem digitalen Teil erzeugte Rauschen nicht störend auf das Mischen der Signale des analogen Teils auswirkt.
Somit weist in diesem ersten Lösungstyp eine Kopfvorrichtung ("Front end" in englischer Sprache), die in einem Empfänger von Satellitenfernsehsignalen eingebaut ist und in der Lage ist, die Abstimmung, die Demodulation und die Kanaldekodierung auszuführen, mehrere separate elektronische Bauteile auf, die auf verschiedenen Chips realisiert sind.
Ein anderer Lösungstyp ist erwogen worden und ist zum Beispiel in der französischen Patentanmeldung Nr. 2 804 986 beschrieben. In diesem zweiten Lösungstyp wird ein einziges elektronisches "Front end"-Bauteil vorgeschlagen, das heißt, das auf einem einzigen Chip realisiert ist und eine Hochfrequenz-Abstimmungseinrichtung, einen Demodulator und einen Kanaldekodierer integriert.
Es hat sich heutzutage als interessant erwiesen, aus dem Empfänger gleichzeitig mehrere, das heißt mindestens zwei, MPEG-Datenflüsse, die jeweils zu unterschiedlichen Kanälen gehören, ausgeben zu können.
Wenn man jedoch die oben erwähnte erste Hardware-Lösung wählt, dann würde ein solcher Empfänger aus mehreren identischen elementaren Empfängern bestehen, was die Herstellung einer großen Anzahl von unterschiedlichen Chips zur Folge haben würde, um darin die verschiedenen unterschiedlichen elektronischen Bauteile jedes elementaren Empfängers einbauen zu können.
Daraus ergeben sich dann Mehrkosten und ein sehr beträchtlicher Flächenbedarf.
Wenn man die oben erwähnte zweite Lösung wählt, das heißt, ein auf einem einzigen Chip realisiertes elektronisches Einzelbauteil, dann wird es erforderlich sein, auf diesem einzigen Chip mehrere vollständig separate Abstimmungseinrichtungen zu realisieren, die einzeln angesteuert werden können, um die verschiedenen gewünschten Kanäle auszuwählen, die gleichzeitig am Ausgang des Empfängers ausgegeben werden sollen. Aber die Tatsache, mehrere vollständig separate Abstimmungseinrichtungen auf demselben Chip zu realisieren, führt dann zu Kopp lungsproblemen zwischen den verschiedenen spannungsgesteuerten Oszillatoren, die vorgesehen sind, um die verschiedenen Mischsignale zu erzeugen.
Fachleute, die wünschen, einen Empfänger für Signale des digitalen Satellitenfernsehens zu realisieren, der in der Lage ist, gleichzeitig mehrere MPEG-Flüsse auszugeben, die zu mehreren unterschiedlichen Kanälen gehören, stehen folglich heutzutage vor einer Wahl zwischen zwei nicht befriedigenden Lösungen.
In der Tat führt die erste Lösung zu einer Realisierung von mehreren unterschiedlichen Empfängern, die auf einer beträchtlichen Anzahl von unterschiedlichen Chips realisiert sind, was unter dem Gesichtspunkt des Flächenbedarfs und der Kosten nachteilig ist.
Die andere Lösung, die unter dem Gesichtspunkt des Flächenbedarfs interessanter ist, wirft technologische Probleme der parasitären Kopplung auf.
Die Erfindung zielt darauf ab, eine Lösung für dieses Problem zu liefern.
Die Erfindung schlägt die Realisierung eines solchen Empfängers von Signalen des digitalen Satellitenfernsehens vor, der vollständig auf einem einzigen Chip integriert ist und die oben erwähnten parasitären Kopplungsprobleme nicht aufweist.
Die Erfindung schlägt somit ein elektronisches Bauteil vor, das eine integrierte Schaltung aufweist, die auf einem monolithischen Substrat realisiert ist und aufweist:
ein Abstimmungsmodul des Typs mit direkter Abtastung, das geeignet ist, aus mehreren Kanälen bestehende analoge Signale des digitalen Satellitenfernsehens zu empfangen, sowie
mehrere mit dem Ausgang des Abstimmungsmoduls verbundene digitale Kanaldekodierungsmodule, um jeweils gleichzeitig mehrere Flüsse von Datenpaketen auszugeben, die mehreren unterschiedlichen gewählten Kanälen entsprechen.
Mit anderen Worten, die Erfindung sieht vor, eine Abstimmungseinrichtung des Typs mit direkter Abtastung zu verwenden, das heißt, in welcher die Frequenztransposition und die Kanal auswahl nicht analog sondern direkt digital nach der Analog/Digital-Umsetzungsstufe erfolgen.
Die Tatsache, für den Empfang von Signalen des digitalen Satellitenfernsehens eine Abstimmungseinrichtung mit direkter Abtastung zu verwenden, führt nämlich dazu, in der Anaolog/Digital-Umsetzungsstufe eine Überabtastung der Signale auszuführen, das heißt eine Abtastung mit einer viel höheren Frequenz als der in den digitalen Verarbeitungen üblicherweise verwendeten Arbeitsfrequenz. Somit erlaubt diese Überabtastung, nicht nur eine Auflösung von mehreren Bits über die Gesamtheit der in dem überabgetasteten Signal enthaltenen Kanäle zu erzielen, sondern auch den gewünschten Kanal mit einer Multibit-Auflösung zu extrahieren, und folglich die in diesem gewünschten Kanal enthaltenen Informationen korrekt verwerten zu können.
Es wird dann möglich, diese Abstimmungseinrichtung mit direkter Abtastung mit mehreren digitalen Kanaldekodierungsmodulen, die den verschiedenen von der Abstimmungseinrichtung digital extrahierten Kanälen zugeordnet sind, zu kombinieren.
Da ferner die Transposition der Signale mit den verschiedenen Mischsignalen, die den verschiedenen gewünschten Kanälen entsprechen, vollständig digital erfolgt, hat man sich folglich von dem Problem der parasitären Kopplung zwischen den spannungsgesteuerten Oszillatoren befreit.
Im allgemeinen erstrecken sich die Kanäle über einen vorgegebenen Frequenzbereich, und die analogen Signale übertragen durch eine digitale Modulation kodierte digitale Informationen.
Somit weist gemäß einer Ausführungsform der Erfindung das Abstimmungsmodul auf:
eine analoge Stufe, die die analogen Signale empfängt,
eine Multibit-, vorzugsweise größer oder gleich 6 Bit-, Analog/Digital-Umsetzungsstufe mit einer Abtastfrequenz, die mindestens gleich dem Doppelten des Frequenzbereichs ist,
und mehrere digitale Frequenztranspositionsvorrichtungen, die mit der Analog/Digital-Umsetzungsstufe verbunden sind und geeignet sind, jeweils mehrere digitale abgetastete Signale gleichzeitig auszugeben, die um die Frequenz Null zentriert sind und jeweils mehreren gewählten Kanälen entsprechen.
Außerdem weist jedes Kanaldekodierungsmodul auf:
ein Dezimierungsfilter gefolgt von einem zusätzlichen digitalen Filter, um Informationen von benachbarten Kanälen zu eliminieren, sowie
eine Fehlerkorrekturstufe, um einen Fluß von Datenpaketen auszugeben, der den Informationen entspricht, die von dem Kanal übertragen werden, der dem von diesem Kanaldekodierungsmodul verarbeiteten, abgetasteten digitalen Signal zugeteilt ist.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist das Dezimierungsfilter ein Tiefpaßfilter, dessen Grenzfrequenz in der Größenordnung von zwei Mal der Frequenzhalbwertsbreite eines Kanals ist. Mit anderen Worten, dieses Dezimierungsfilter hat zum Ziel, die Abtastfrequenz zu erniedrigen, um sie wieder auf einen Wert zu bringen, der mit den derzeitigen Technologien digitaler Schaltungen vereinbar ist, und es erlaubt außerdem eine Vorfilterung des Signals, um so nur ungefähr zwei Kanäle, davon den gewünschten Kanal, durchzulassen.
Außerdem ist die Grenzfrequenz des zusätzlichen digitalen Filters, das ein Nyquist-Filter ist, in der Größenordnung der Frequenzhalbwertsbreite eines Kanals, wobei dieses zusätzliche digitale Filter vorgesehen ist, um die Informationen benachbarter Kanäle zu eliminieren.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist das Bauteil ein Metallplättchen auf, das mittels eines leitfähigen Klebstoffs an die hintere Fläche des Substrats geklebt ist, wobei dieses Metallplättchen vorgesehen ist, um an das Erdpotential angeschlossen zu werden. Somit erlaubt die zwischen dem Halbleitersubstrat und dem Metallplättchen realisierte Kapazität, die einen relativ hohen Wert hat, die hochfrequenten Stromspitzen zu absorbieren.
Außerdem ist es besonders vorteilhaft, daß die Elemente, die eine digitale Verarbeitung ausführen, in einem Teil des Substrats angeordnet sind, der von dem restlichen Teil des Substrats mittels einer Halbleiterbarriere isoliert ist, die einen Leitungstyp hat, der sich von dem Leitungstyp des Substrats unterscheidet. Mit anderen Worten, man verwendet eine sogenannte "Dreiwannen"-Technologie ("triple well" in englischer Sprache). Dies erlaubt, daß, wenn die Halbleiterbarriere mit einer Vorspannung vorgespannt ist, die sich von derjenigen unterscheidet, die die in dem isolierten Teil des Substrats angeordneten Transistoren versorgt, verhindert wird, daß Rauschen auf der Versorgungsspannung der Transistoren direkt über das Substrat auf die verschiedenen analogen Bauteile des Empfängers übertragen wird.
Die Erfindung hat außerdem einen Empfänger von Signalen des digitalen Satellitenfernsehens zum Ziel, der mindestens ein elektronisches Bauteil aufweist, wie es vorstehend definiert ist.
Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung zeigen sich beim Studium der detaillierten Beschreibung von keinesfalls einschränkenden Ausführungsformen und der beiliegenden Zeichnungen:
1 ist eine schematische Übersicht der inneren Struktur eines elektronischen Bauteils gemäß der Erfindung;
2 und 3 zeigen schematisch Frequenzdiagramme von Kanälen nach Filterung;
4 zeigt eine Ausführungsvariante eines elektronischen Bauteils gemäß der Erfindung; und
5 zeigt schematisch eine technologische Realisierung eines Bauteils gemäß der Erfindung.
In 1 bezeichnet das Bezugszeichen RDS einen Satelliten-Empfänger/Dekodierer ("Set-top box" in englischer Sprache), der mit einer Parabolantenne ANT, die Signale des digitalen Fernsehens einfängt, verbunden ist und vorgesehen ist, diese Signale zu empfangen und zu dekodieren.
Dieser Empfänger RDS weist am Kopf ein elektronisches Bauteil CMP auf, das vorgesehen ist, alle Kanäle CN_i, die in dem am Signaleingang ESO dieses Bauteils empfangenen Signal vorhanden sind, zu empfangen und an den Ausgängen BSO1 und BSO2 gleichzeitig und parallel zwei Flüsse FM1 und FM2 von MPEG-Daten auszugeben. In 1 sind aus Gründen der Vereinfa chung nur zwei Ausgänge dargestellt. Wenn dem auch so ist, ist die Erfindung nicht auf diese Anzahl von Ausgängen beschränkt, sondern kann mehr als zwei davon aufweisen.
Dieses Bauteil CMP ist vollständig auf integrierte Weise in CMOS-Technologie auf einem monolithischen Siliziumsubstrat realisiert. Die integrierte Schaltung wird dann auf herkömmliche Weise in ein Gehäuse eingekapselt, um zum Beispiel mittels Löten an einer elektronischen Schaltungskarte angebracht zu werden.
Das Bauteil CMP weist am Kopf eine Abstimmungseinrichtung oder einen "Tuner" TZ auf, der vorgesehen ist, aus allen Kanälen CN_i, die in dem Signal vorhanden sind, das am Signaleingang ESO, der hier ebenfalls der Eingang des Tuner ist, empfangen wird, mehrere gewünschte Kanäle (hier aus Gründen der Vereinfachung zwei) auszuwählen.
Dieser Tuner TZ ist hier ein Tuner mit direkter Abtastung ("direct sampling" gemäß einer Fachleuten bekannten angelsächsischen Bezeichnung).
Im einzelnen weist der Tuner TZ einen Analogblock BAN und einen digitalen Teil auf, der hier im wesentlichen aus digitalen Transpositionsvorrichtungen (Mischern) MX1 und MX2 besteht. Der analoge Teil und der digitale Teil sind durch eine Analog/Digital-Umsetzungsstufe CAN getrennt.
Der Analogblock BAN des Tuner TZ weist am Kopf einen mit dem Signaleingang ESO verbundenen rauscharmen Verstärker LNA auf. Diesem Verstärker LNA folgt ein Antifaltung-Bandfilter FAA. Die Eigenschaften dieses Antifaltung-Filters sind so gewählt, um eine Frequenzbandbreite des von der Antenne abgegebenen Signals sicherzustellen, die mit einer in der Stufe CAN durchgeführten Analog/Digital-Umsetzung ohne Spektrumfaltung vereinbar ist.
Wenn also das Filter FAA so gewählt wird, um das gesamte Nutzsignalband hindurchzulassen, das heißt, das Band 950 MHz–2150 MHz, was einer Bandbreite von ungefähr 1,2 GHz entspricht, dann wird man eine Analog/Digital-Umsetzungsstufe wählen, die in der Lage ist, bei einer Abtastfrequenz von mindestens ungefähr gleich 2,5 GHz zu arbeiten.
Diesbezüglich könnte man zum Beispiel einen Analog/Digital-Umsetzer wählen, der bei 4 GHz mit einer Auflösung von Multibits arbeitet, wie beispielsweise derjenige, der beschrieben ist in dem Artikel von Ken Poulton et al. mit dem Titel "4GsSample/s 8b ADC in 0,35 μm CMOS", ISSCC 2002/SESSION 10/HIGH-SPEED ADCs/10.1.
Zwischen dem Antifaltung-Filter FAA und der Analog/Digital-Umsetzungsstufe ist auf herkömmliche Weise ein Verstärker AGC mit geregeltem Verstärkungsfaktor angeordnet, für welchen ein Beispiel der Regelung des Verstärkungsfaktors nachstehend detailliert beschrieben ist.
Der digitale Teil des Tuner TZ weist hier zwei Transpositionseinrichtungen MX1–MX2 auf, die beide mit dem Ausgang der Analog/Digital-Umsetzungsstufe CAN verbunden sind.
Die erste Transpositionseinrichtung MX1 führt unter Verwendung eines digitalen Transpositionssignals, dessen Frequenz FC1 einem ersten gewünschten Kanal entspricht, eine Transposition des von dem Analog/Digital-Umsetzers ausgegebenen digitalen Signals durch. Praktisch wird diese Transposition auf digitale Weise mittels herkömmlichen Multiplikationen des Signals mit Sinus- und Kosinusfunktionen, deren Kreisfrequenzen der Frequenz FC1 entsprechen, durchgeführt. Somit erhält man am Ausgang der ersten Transpositionseinrichtung MX1 zwei digitale Kanäle, die dem I- und Q-Band entsprechen. In jedem der zwei Bänder I und Q ist das Signal ein mit der Abtastfrequenz des Analog/Digital-Umsetzers CAN abgetastetes und um die Frequenz Null zentriertes digitales Signal.
Das digitale Signal ist hier überabgetastet (Abtastfrequenz von mehreren GHz), während die Abtastfrequenz nach digitaler Filterung viel niedriger ist, wie nachstehend zu sehen ist.
2 zeigt beispielhaft und aus Gründen der Vereinfachung am Ausgang der Transpositionseinrichtung MX1 den gewählten Kanal CN_i und den unmittelbar benachbarten Kanal CN_i+1. Obwohl in 2 das Signal aus Gründen der Vereinfachung und Verdeutlichung analog dargestellt ist, ist es in Wirklichkeit natürlich digital, das heißt, aus Abtastwerten gebildet.
In 2 stellt die Frequenz F1, gleich 30 MHz, die Frequenzhalbwertsbreite des Kanals CN_i dar. Fachleute wissen, daß diese Frequenzhalbwertsbreite in Wirklichkeit einer theoretischen Frequenzhalbwertsbreite eines Kanals (zum Beispiel 22,5 MHz) entspricht, die mit einem Koeffizienten multipliziert ist, der unter der angelsächsischen Bezeichnung "roll off" bekannt ist und der zum Beispiel gleich 1,35 ist.
Die gleichen Operationen werden in der Transpositionseinrichtung MX2 mit einem Transpositionssignal der Frequenz FC2 ausgeführt, die einem zweiten gewünschten Kanal entspricht.
Man sieht also, daß man am Ausgang der Transpositionseinrichtungen MX1 und MX2 die gesamte Leistung des Signals wiedergewinnt, das heißt, nicht nur den gewünschten Kanal, sondern auch die anderen Kanäle. Die Tatsache, das Signal in der Analog/Digital-Umsetzungsstufe überabzutasten, erlaubt daher, am Ausgang der Transpositionseinrichtungen ein überabgetastetes Signal mit einer Multibit-Auflösung zu erzielen, was erlaubt, unter Aufrechterhaltung der Multibitauflösung den gewünschten Kanal extrahieren zu können, ohne dabei Informationen zu verlieren.
Verarbeitungseinrichtungen PRM stellen auf Befehl die digitalen Transpositionssignale mit den Frequenzen FC1 und FC2 bereit. Außerdem sind diese digitalen Verarbeitungseinrichtungen PRM auch in der Lage, das Steuersignal für den Verstärker AGC mit geregeltem Verstärkungsfaktor bereitzustellen.
Obwohl es mehrere Lösung für die Regelung des Verstärkers AGC gibt, kann man diesbezüglich vorteilhaft diejenige verwenden, die in der französischen Patentanmeldung Nr. 2 824 986 im Namen des vorliegenden Anmelders beschrieben ist.
Deren Hauptmerkmale werden hier in Erinnerung gerufen.
Allgemein kann man ausgehend von dem ganzen im Analogblock der Abstimmungsvorrichtung verfügbaren Signal die durchschnittliche Gesamtleistung des von der Abstimmungsvorrichtung empfangenen Gesamtsignals berechnen.
Angesicht dieser Tatsache wird gemäß einer Ausführungsmethode die Berechnung der durchschnittlichen Gesamtleistung des empfangenen Gesamtsignals in dem Digitalblock der Abstimmungs vorrichtung, das heißt nach der Analog/Digital-Umsetzungsstufe, durchgeführt. Diese Berechnung der durchschnittlichen Gesamtleistung weist dann zum Beispiel eine Berechnung des Moduls des abgetasteten Signals sowie eine digitale Integration über eine bestimmte Anzahl von Abtastwerten, typisch 2²¹, auf. Angesichts dieser Tatsache wäre es als Variante möglich, ein analoges Integrationsfilter in dem Analogblock vorzusehen, der dazu gedacht ist, den Durchschnitt des analogen Signals zu berechnen, ausgehend von welchem die Berechnung der durchschnittlichen Gesamtleistung gewünscht wird. Dann würde das Ausgangssignal des Filters (Spannung), das die durchschnittliche Gesamtleistung des empfangenen Signals repräsentiert, in der Analog/Digital-Umsetzungsstufe abgetastet. In der Theorie wäre dann die Verwendung nur eines einzigen Abtastwerts notwendig, um den Vergleich mit dem Referenzwert durchzuführen. In der Praxis würde man aber diesen Vergleich mit einem Durchschnittswert durchführen, der über eine sehr begrenzte Anzahl von Abtastwerten, beispielsweise drei oder vier, berechnet ist.
Insbesondere wird beispielsweise das von dem Analog/Digital-Umsetzer bereitgestellte digitale Signal in einem Rechenblock der Einrichtungen PRM verarbeitet, der beispielsweise durch Berechnung des Moduls die Leistung dieses Signals ermittelt. Eine vereinfachte Weise zur Berechnung des Moduls des Signals in dem Rechenblock liefert die nachstehende Formel: Modul(S) = Max(abs(S)) + 1/2 Min(abs(S))
In dieser Formel bezeichnet Max den maximalen Wert, Min den minimalen Wert und abs den absoluten Wert, S das von dem Analog/Digital-Umsetzer bereitgestellte Signal.
Der Ausgang des Rechenblocks ist mit einem Subtrahierer verbunden, der außerdem an einem anderen Eingang einen Referenzwert empfängt, der beispielsweise in einem Register oder einem Speicher gespeichert ist. Dieser Referenzwert entspricht einer an einem vorgegebenen Ort des Analogblocks gewünschten maximalen Leistung.
Jeder von dem Rechenblock bereitgestellte Abtastwert repräsentiert tatsächlich die momentane Leistung des am Eingang dieses Blocks empfangenen Signals. Der Subtrahierer vergleicht tatsächlich die momentane Leistung jedes Abtastwerts mit dem Referenzwert. Diese aufeinanderfolgenden Vergleichswerte werden anschließend in einem Integrierer, dessen Koeffizienten programmierbar sind, zeitlich integriert.
Beispielsweise erfolgt die Integration über ein gleitendes Fenster von 2²¹ Abtastwerten und der Ausgang des Integrierers liefert somit den Abstand zwischen der durchschnittlichen Gesamtleistung des empfangenen Gesamtsignals und dem Referenzwert. Angesichts dieser Tatsache wäre es auch möglich, zur Berechnung der durchschnittlichen Leistung des Gesamtsignals die Integration am Ausgang des Blocks durchzuführen, dann von diesem Durchschnittswert den Referenzwert zu subtrahieren. Der Substrahierer wäre in diesem Fall nach dem Integrierer angeordnet.
Das Ausgangssignal des Integrierers wird anschließend zu Einrichtungen der Regelung des Verstärkungsfaktors des Blocks BAN geschickt. Diese Regelungseinrichtungen weisen zum Beispiel eine Referenztabelle auf, die von dem Ausgangssignal des Integrierers dekodiert wird und ein digitales Wort ausgibt, dessen Wert erlaubt, den Verstärkungsfaktor des Verstärkers AGC zu bestimmen.
Mit den Ausgängen der zwei Transpositionsvorrichtungen MX1 und MX2 sind Kanaldekodierungsmodule DM1 und DM2 verbunden, die herkömmliche Demodulationseinrichtungen (aus Gründen der Vereinfachung nicht dargestellt) aufweisen, die geeignet sind, herkömmliche Demodulationsverarbeitungen auszuführen (wie beispielsweise eine QPSK- oder 8PSK-Demodulation gemäß einer auf dem Fachgebiet bekannten Bezeichnung), sowie eine Fehlerkorrekturstufe CRE aufweisen, die herkömmliche Viterbi-Dekodierungsverarbeitungen, eine Entschachtelung (De-Interleaving), eine Reed-Solomon-Dekodierung, eine Entmischung ausführt, um den Fluß von Paketen FM auszugeben, der in einem außerhalb des Bauteils CMP angeordneten Quellendekodierungsblock gemäß zum Beispiel der MPEG-Norm dekodiert wird.
Jedes Kanaldekodierungsmodul weist außerdem am Kopf ein digitales Dezimierungsfilter FD1 auf, das ein Tiefpaßfilter ist, dessen Grenzfrequenz F2 zum Beispiel in der Größenordnung von 40 MHz ist, was erlaubt, nicht nur die auf dem gewählten Kanal übertragenen Informationen durchzulassen, sondern auch die ICAD-Informationen, die sogenannten "benachbarten Kanäle", die in der Praxis im wesentlichen Informationen aufweisen, die sich auf den Kanal beziehen, der dem gewählten Kanal unmittelbar benachbart ist (3).
Die Tatsache, das Signal in dem Analog/Digital-Umsetzer überabgetastet zu haben, erlaubt am Ausgang des Dezimierungsfilters ein gefiltertes Signal zu erzielen, das mit einer viel niedrigeren Frequenz, zum Beispiel in der Größenordnung von 150 MHz, aber immer noch mit der Auflösung von mehreren Bits abgetastet ist.
Jedes Modul DMi weist auch Korrektureinrichtungen ("Derotator" in englischer Sprache) auf, die hier zum Zwecke der Vereinfachung nicht dargestellt sind und die in der Lage sind, die Frequenzabweichung zu korrigieren. Solche "Derotations"-Einrichtungen können beispielsweise diejenigen sein, die in der europäischen Patentanmeldung Nr. 0 481 543 beschrieben sind.
Das Dezimierungsfilter FD1 wird ergänzt durch ein Nyquist-Filter, das in einem digitalen Filter FN1 ausgeführt ist, dessen Grenzfrequenz gleich der Frequenzhalbwertsbreite des gewünschten Kanals ist. Das Filter FN1 ergänzt folglich die von dem Dezimierungsfilter ausgeführte Filterung und eliminiert die Informationen benachbarter Kanäle.
Die Fehlerkorrekturstufe CRE1 führt anschließend die herkömmlichen Fehlerkorrekturverarbeitungen durch, die auf dem Fachgebiet unter der angelsächsischen Bezeichnung "FEC" (Forward Error Correction) bekannt sind.
Man erhält somit an den beiden Ausgängen BSO1 und BSO2 des Bauteils CMP gleichzeitig zwei MPEG-Datenflüsse, die den zwei gewählten Kanälen entsprechen.
Die in 4 gezeigte Ausführungsform erlaubt, die Beschränkungen der Analog/Digital-Umsetzungsstufe zu lockern. Wenn insbesondere in bestimmten Anwendungen beabsichtigt ist, nur zum Beispiel bei 2 GHz arbeitende Analog/Digital-Umsetzer zu verwenden, zum Beispiel diejenigen, die beschrieben sind in dem Artikel von Xicheng Jiang et al. mit dem Titel "2 GS/s 6b ADC in 0,18 μm CMOS", ISSCC 2003/SESSION 18/Nyquist A/D CON-VERTERS/PAPER 18.3, dann ist es notwendig, den Analogblock BAN in zum Beispiel zwei Analogblöcke BAN1 und BAN2 zu unterteilen, die alle beide mit dem Signaleingang ESO verbunden sind, sich aber durch ihr Antifaltung-Filter voneinander unterscheiden.
Im einzelnen kann man zum Beispiel für das Filter FAA1 ein Tiefpaßfilter wählen, das ein Auswählen der Kanäle zwischen ungefähr 950 MHz und 1,5 GHz erlaubt, und für das Filter FAA2 ein Filter, das ein Auswählen der Kanäle zwischen ungefähr 1,5 GHz und 2,15 GHz erlaubt.
Diese zwei Bandbreiten sind dann mit der in den Analog/Digital-Umsetzern CAN1 und CAN2 verwendeten Abtastfrequenz von 2 GHz vereinbar.
Die zwei Transpositionsvorrichtungen MX1 und MX2 werden dann über ein von den Verarbeitungseinrichtungen PRM gesteuertes Schaltersystem SW vorteilhaft mit den Ausgängen der zwei Analog/Digital-Umsetzer CAN1 und CAN2 verbunden.
Wenn also die zwei gewünschten Kanäle, die den zwei Flüssen FM1 und FM2 entsprechen, in dem Durchlaßband des Filters FAA1 bzw. dem Durchlaßband des Filters FAA2 liegen, dann sind die zwei Transpositionsvorrichtungen MX1 und MX2 wirksam mit den zwei Analog/Digital-Umsetzern CAN1 und CAN2 verbunden.
Wenn dagegen die zwei gewünschten Kanäle in dem Durchlaßband zum Beispiel des Filters FAA1 liegen, dann ist die Schaltervorrichtung SW so konfiguriert, daß die zwei Frequenztranspositionsvorrichtungen MX1 und MX2 alle beide mit dem Ausgang des Analog/Digital-Umsetzeres CAN1 verbunden werden.
Wenn die zwei gewünschten Kanäle in dem Durchlaßband des Filters FAA2 liegen, ist gleichfalls das Schaltersystem SW so konfiguriert, daß die zwei Transpositionsvorrichtungen MX1 und MX2 mit dem Ausgang des Analog/Digital-Umsetzeres CAN2 verbunden werden.
Technologisch ist das erfindungsgemäße Bauteil CMP zum Beispiel in 0,18 μm-CMOS-Technologie auf einem monolithischen Substrat SB aus Silizium zum Beispiel des P^– -Typs realisiert (5).
Um die hochfrequenten Stromspitzen zu absorbieren, ist bevorzugt, mit Hilfe eines herkömmlichen leitfähigen Klebstoffs CL ein Metallplättchen PL an die hintere Fläche des Substrats SB zu kleben. Dieses Metallplättchen ist vorgesehen, um an das Erdpotential angeschlossen zu werden. Die dünne Oxidschicht, die sich natürlicherweise auf dem Silizium des Substrat bildet, bildet das Dielektrikum eines Kondensators, dessen zwei Elektroden von dem Substrat SB bzw. dem Metallplättchen PL gebildet werden. Dieser Kondensator, dessen Kapazitätswert relativ beträchtlich ist, erlaubt auf diese Weise, die hochfrequenten Stromspitzen zu absorbieren.
Außerdem ist der Digitalteil des Bauteils CMP, das heißt im vorliegenden Fall der Digitalblock BNM, in einer Zone ZN des Substrats realisiert, die vom Rest des Substrats (in welchem der Analogteil BAN des Bauteils realisiert ist) durch eine N^– – dotierte Halbleiterbarriere isoliert ist, die hier aus einer vergrabenen Schicht CH1 und zwei Schächten PT1 und PT2 gebildet ist.
Außerdem sind die PMOS-Transistoren des Digitalteils in einer N^– -Wanne realisiert, die in Kontakt mit der vergrabenen Schicht CH1 ist.
Um zu verhindern, daß das Rauschen auf der Versorgungsspannung Vdd nicht über die N^– -Wannen zum Analogteil übertragen wird, um dadurch insbesondere die Antifaltung-Filterung oder den Verstärker LNA direkt zu stören, ist es vorteilhaft, alle N^– -Wannen mit einer Vorspannung vorzuspannen, die sich von derjenigen unterscheidet, die die in dieser isolierten Zone ZN des Substrats angeordneten Transistoren versorgt.

Claims

Elektronisches Bauteil mit einer integrierten Schaltung, die auf einem monolithischen Substrat realisiert ist und ein Abstimmungsmodul des Typs mit direkter Abtastung (TZ), das geeignet ist, aus mehreren Kanälen bestehende analoge Signale des digitalen Satellitenfernsehens zu empfangen, sowie mehrere digitale Kanaldekodierungsmodule (DM1, DM2) aufweist, die am Ausgang des Abstimmungsmoduls so angeschlossen sind, um jeweils gleichzeitig mehrere Flüsse von Datenpaketen (FM1, FM2) auszugeben, die mehreren unterschiedlichen gewählten Kanälen entsprechen.
Elektronisches Bauteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Kanäle über einen vorgegebenen Frequenzbereich erstrecken und die analogen Signale digitale Informationen, die durch eine digitale Modulation kodiert sind, übertragen, dadurch, daß das Abstimmungsmodul (TZ) aufweist: eine analoge Stufe (BAN), die die analogen Signale empfängt, eine Analog/Digital-Mehrbit-Umsetzungsstufe (CAN) mit einer Abtastfrequenz, die mindestens gleich dem Doppelten des Frequenzbereichs ist, und mehrere digitale Frequenzumsetzungsvorrichtungen (MX1, MX2), die mit dem Ausgang der Analog/Digital-Umsetzungsstufe verbunden sind und geeignet sind, gleichzeitig jeweils mehrere digitale abgetastete Signale auszugeben, die um die Frequenz Null zentriert sind und jeweils mehreren gewählten Kanälen entsprechen, und dadurch, daß jedes Kanaldekodierungsmodul ein Dezimierungsfilter (FD1) gefolgt von einem zusätzlichen digitalen Filter (FN1), um Informationen von benachbarten Kanälen zu eliminieren, und eine Fehlerkorrekturstufe (CRE1) aufweist, um einen Fluß von Datenpaketen auszugeben, der Informationen entspricht, die auf dem Kanal übertragen werden, der mit dem von diesem Kanaldekodierungsmodul verarbeiteten, abgetasteten digitalen Signal verknüpft ist.
Bauteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Auflösung der Analog/Digital-Umsetzungsstufe größer oder gleich 6 Bit ist.
Bauteil nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Dezimierungsfilter (FD1) ein Tiefpaßfilter ist, dessen Grenzfrequenz in der Größenordnung von zwei Mal der Frequenzhalbwertsbreite eines Kanals ist, und dadurch, daß die Grenzfrequenz des zusätzlichen digitalen Filters (FN1) in der Größenordnung der Frequenzhalbwertsbandbreite eines Kanals ist.
Bauteil nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Metallplatte (PL) aufweist, die mittels eines leitfähigen Klebstoffs an die hintere Fläche des Substrats (SB) geklebt ist und vorgesehen ist, um an Masse angeschlossen zu werden.
Bauteil nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Substrat (SB) einen ersten Leitungstyp hat, dadurch, daß die Elemente, die eine digitale Verarbeitung ausführen, in einem Teil des Substrats angeordnet sind, der von dem restlichen Teil des Substrat mittels einer Halbleiterbarriere isoliert ist, die einen zweiten Leitungstyp hat, der sich von dem ersten Leitungstyp unterscheidet, und dadurch, daß die Halbleiterbarriere mit einer Vorspannung vorgespannt ist, die sich von derjenigen unterscheidet, die die in dem isolierten Teil des Substrats angeordneten Transistoren versorgt.
Empfänger von Signalen des digitalen Satellitenfernsehens, dadurch gekennzeichnet, daß er ein elektronisches Bauteil aufweist, wie in einem der vorstehenden Ansprüche definiert ist.