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QUERVERWEIS AUF VERWANDTE
ANMELDUNGEN
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Erfindung, die Gegenstand
einer gemeinsam übertragenen,
gleichzeitig anhängigen
Anmeldung mit dem Titel „HFC
Return Path System Using Digital Conversion and Transport" ist, eingereicht
am 21. April 2000 mit der zugeteilten Eintragsnummer 091556,731,
die hier unter Bezugnahme aufgeführt ist.
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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf die Verbesserung
der Leistung von Hybrid-Faser-Koax-Kabelfernsehsystemen (CATV HFC), und
insbesondere auf die Anwendung von digitalen Signalverarbeitungstechniken
für die
verbesserte Leistung der HFC-Rückleitung
unter Verwendung von digitalen Rückleitungslösungen.
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ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
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Hybrid-Faser-Koax-Kabelfernsehsysteme (CATV
HFC) haben sich innerhalb des letzten Jahrzehnts zu doppeltgerichteten
digitalen Netzen entwickelt. Im Wesentlichen überträgt eine Kopfstelle eines Netzes
Signale an eine Vielzahl von entfernten Punkten in eine erste „Vorwärts"- oder „Abwärts"-Richtung. Signale werden von den entfernten Punkten
zu der Kopfstelle in einer zweiten Richtung „rückwärts" oder „aufwärts" übertragen.
In der Rückwärtsleitung
sind die Transportsysteme sowie die Informationsnutzlast in der
Beschaffenheit digital geworden, wobei sie sich von linearer Optik,
die das Rückleitungsspektrum
von Glasfaserknoten zu Verarbeitungszentren bewegt, zu digitalen
Basisbandtransportsystemen entwickeln.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines derartigen Systems. Das System aus 1 wird
detailliert in einer getrennten Offenbarung wie oben vermerkt unter
Querverweis auf verwandte Anmeldungen beschrieben. Im Wesentlichen
wird das Rückleitungssignal
von dem Glasfaserknoten zu der Kopfstelle durch dessen gesamtes
Codieren als Einser und Nullen dargestellt. Die zusammengesetzte
Rückleitungswellenform
wird spezifischerweise in eine Sequenz digitaler Wörter umgewandelt,
deren Wert analoge Signalabtastwerte (A/D 100) darstellt,
die digitalen Wörter
werden in einen seriellen Strom mit angemessenen Synchronisationsinformationen
(Parallel-Seriell-Umsetzer/Seriell-Parallel-Umsetzer 110) angeordnet und
das elektrische digitale Signal wird in ein optisches digitales
Signal umgewandelt und über den
Lichtwellenleiter (Optischer Sender 120) übertragen.
Die optische Leitung trägt
die Signale zu der Kopfstelle, die die richtigen Komponenten zum
Empfangen und Verarbeiten der optischen Signale aufweist, d. h.
der Prozess wird an der Empfangsseite invertiert (Optischer Empfänger 130,
Parallel-Seriell-Umsetzer/Seriell-Parallel-Umsetzer 140,
DIA 150). Die Verwendung dieser digitalen optischen Technologie
stellt im Vergleich zu traditionellen analogen Systemen zahlreiche
entscheidende Vorteile bereit. Zu diesen zählen Leistungsfähigkeit
auf längere
Entfernungen, Unempfindlichkeit in der Leistung bezüglich der
Länge,
umweltbedingte Robustheit, vorteilhafter Preis und Schnittstellenflexibilität.
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Die
Leistung digitaler Rückverbindungen kann
positiv mit ihren analogen Gegenstücken verglichen werden. Zusätzlich dazu
kann die Leistung flexibel gegenüber
der Bandbreite abgewägt
werden. Dies tritt auf, indem festgestellt wird, dass weniger Analog/Digital(A/D)-Wandler-Bits
der Auflösung
verwendet werden, um den Rauschabstand (SNR) für das transportierte Signal
festzusetzen. Weniger Bits an das Transportmittel senken den SNR,
aber ebenfalls eine geringere Datenrate. Mehr Bits bedeuten einen
höheren
SNR bei 6 dB/Bit. Es ist als solches vorteilhaft, Wege zu finden,
um den SNR nach der A/D-Umwandlung für Umwandlungen niedrigerer Auflösungen zu
verbessern. Wenn der SNR durch Signalverarbeitung gesteigert werden
kann, kann eine geringere Anzahl Transportbits verwendet werden, um
einem gegebenem SNR im Vergleich zu dem grundlegenden digitalen
Rückleitungssystem
in 1 zu entsprechen. Eine derartige Herangehensweise
passt weitgehend in die Kategorie der Technologie der Rauschformung.
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Die
Verbesserung der CATV-Rückleitungsleistung
unter Verwendung kosteneffektiver Technologien ist ein Hauptproblem
bei der Nutzung verlässlicher
Netzarchitekturen für
HFC. Diesbezüglich
hält der
Fortschritt in der Leistung und der Geschwindigkeit von Herstellern
integrierter Analog-Digital-(A/D)-Wandler-Schaltungen (IC) des Stands
der Technik an. Während
es unkompliziert ist, an dem Empfangsende mit der heutzutage erhältlichen
serienmäßig produzierten
Hochgeschwindigkeits-AD-Technologie
einen angemessenen SNR zu erhalten, involviert die Gestaltung von
HFC-Architekturen jedoch mehr Komplexität als dieses einzelne Punkt
zu Punkt-Beispiel. In praktischen Netzknoten- und Kopfstellenumgebungen
ist es typischerweise der Fall, dass die empfangenen Eingänge von
topologisch verschiedenartigen Knoten an der Kopfstelle kombiniert
(RF-summiert) werden. Jede dieser Verbindungen führt zu einem Rauschnachteil
von 3 dB oder verringert die Auflösung des A/D-Systems effektiv
um eine Hälfte
eines Bits. Im Wesentlichen weist ein mit 10-Bit-A/D-Wandler in
dem Feld und kombinierten vier Wegen an der Kopfstelle entworfenes System
die theoretische Leistung eines 8-Bit-Systems auf. Wenn es auf ähnliche
Weise für
die Zeilenende-Leistung gewünscht
wird, nach einer Verknüpfung
von vier Wegen zehn Bits Auflösung
aufzuweisen, dann muss der Umwandlungsprozess mit 12 Bits theoretischer
Leistung an jedem Knoten beginnen.
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WO
8204508 erörtert
die Verwendung eines verbesserten Sigma-Delta-Modulationscodierers für die verbesserte
Codierung eines digitalen Signals. US-A-5892865 erörtert die
Unterdrückung
von Rauschen und unerwünschter
Energie in einem bidirektionalen Kommunikationsnetz. Keines dieser
Dokumente offenbart jedoch ein Verfahren zur Steigerung der Leistung
der Hybrid-Faser-Koax-Rückleitung ohne
den Rückgriff
auf teure A/D-Wandler mit höherer
Auflösung,
durch das Implementieren einer digitalen Signalverarbeitungsherangehensweise.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich deshalb auf die Verbesserung
der Leistung einer digitalen optischen CATV-HFC-Basisband-Übertragungsrückleitung
unter Verwendung von kosteneffektiven digitalen Lösungen.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Ein
System zur Verbesserung der Leistung der HFC-Rückleitung gemäß der vorliegenden
Erfindung implementiert eine DSP-Herangehensweise, um den Rauschabstand
(SNR) zu steigern, wodurch die Leistung der HFC-Rückleitung
verbessert wird, ohne auf A/D-Wandler mit höherer Auflösung zurückzugreifen. Die Herangehensweise
verwendet bekannte Signalverarbeitungsarchitekturen, die auf ein RF-System
angewendet werden, um eine Reduzierung des Inband-Quantisierungsrauschens
zu erreichen. Die Technik ist auf jede beliebige HFC-Rück-Architektur
anwendbar, die eine digitale optische Basisband-Übertragung bei der Implementierung
der Umkehrleitung verwendet.
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Eine
beispielhafte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung schließt ein System und ein Verfahren
zum Steigern der Leistung einer digitalen Rückleitung in einem Hybrid-Faser-Koax-Fernsehsystem
unter Verwendung von seriellem optischem Basisbandtransport, Empfangen
einer analogen zusammengesetzten Rückleitungswellenform an einem Komparatoreingang
an einen digitalen Rücksender, der
einen A/D-Wandler
und einen ersten nichtlinearen Prozessor einschließt, ein.
Eine erste Verarbeitungsfunktion wird an einen Signalausgang von
dem Komparator an dem ersten nichtlinearen Prozessor angewendet,
und das verarbeitete Signal wird an den A/D-Wandler weitergeleitet,
der das verarbeitete Signal umwandelt, um ein quantisiertes Ausgangssignal einer
Sequenz digitaler Wörter
zu erzeugen, deren Wert analoge Signalabtastwerte darstellt. Das
quantisierte digitale Signal wird an einen Ausgang des digitalen
Rücksenders
und an eine Rückkopplungsschleife,
die einen D/A-Wandler einschließt,
ausgegeben, der das quantisierte digitale Signal in ein analoges
Rückkopplungssignal
umwandelt und das analoge Rückkopplungssignal
an einen zweiten Prozessor weiterleitet. Der zweite Prozessor wendet
eine zweite Verarbeitungsfunktion auf das analoge Rückkopplungssignal
an und gibt das verarbeitete analoge Rückkopplungssignal an den Komparatoreingang des
digitalen Rücksenders
aus. Der Komparatoreingang zu dem digitalen Rücksender fügt das verarbeitete analoge
Rückkopplungssignal
zu der analogen zusammengesetzten Rückleitungswellenform hinzu, um
den Signalausgang von dem Komparator zu erstellen.
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Der
quantisierte Ausgang der digitalen Wörter wird in einem seriellen
Strom zusammen mit angemessenen Synchronisationsinformationen angeordnet,
die verwendet werden, um die Grenzen zwischen Wörtern zu ermitteln und die
Taktung der Bits selbst wiederherzustellen. Das elektrische digitale
Signal wird dann in ein optisches digitales Signal umgewandelt,
und die optischen Einser und Nullen werden über einen Lichtwellenleiter übertragen.
An der Empfangsseite werden diese Schritte umgekehrt.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
oben genannten sowie weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung und
den beigelegten Zeichnungen klar hervorgehen, wobei:
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1 die
grundlegenden Elemente eines Hybrid-Fiber-Koax-Transportsystems mit digitaler Rückleitung
bildlich darstellt.
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2 stellt
ein vereinfachtes Blockdiagramm eines digitalen Rücksenders
mit nichtlinearem Prozessor bildlich dar.
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3 veranschaulicht
das Quantisierungsrausch-Spektrum eines A/D-Wandlers mit rauschartigem Eingang.
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4 veranschaulicht
das geformte Quantisierungsrausch-Spektrum gegenüber dem nicht verarbeiteten
Quantisierungsrausch-Spektrum.
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5 stellt
das RMS-Rauschen gegenüber dem Überabtastungsverhältnis graphisch
dar und veranschaulicht die Wirkung der nichtlinearen Rückkopplung
auf die Quantisierungsrauschleistung.
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6 stellt
ein vereinfachtes Blockdiagramm eines ersten Sigma-Delta-A/D-Wardlers einschließlich eines
Modulators der ersten Ordnung und eines digitalen Dezimators bildlich
dar.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
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Die
grundlegenden Elemente des vorgeschlagenen Systems zur verbesserten
Rückleitungsleistung
von digitalen Kommunikationssignalen sind in 2 gezeigt,
die eine Beispieltopologie eines A/D-Wandlers mit zusätzlichen
funktionalen Blockdiagrammen zeigt, die digitale Signalverarbeitungsalgorithmen
(DSP-Algorithmen) durchführen,
die entworfen sind, um den SNR im Vergleich zu einem System zu verbessern,
das die Verarbeitungsfunktionen nicht durchführt. In dem DSP ist ein nichtlineares
Verfahren implementiert, das bei Hochleistungsanwendungen wie etwa
Tonverarbeitung, die diese Verbesserung erstellen, verwendet wird.
Das in 2 gezeigte System veranschaulicht einen Prozessor
und A/D-Wandler, in den ein analoges Eingangssignal A(s) in einen
Kogmparator 10 eingegeben wird, dessen Ausgang an einen
nichtlinearen Prozessor H(s) 20 gekoppelt ist, dessen Ausgang
an den A/D-Wandler 30 gekoppelt ist. In einer Rückkopplungsschleife ist
der Ausgang des A/D-Wandlers 30 an einen D/A-Wandler 40 und
Prozessor F(s) 50 in der Rückkopplungsschleife an den
Eingangskomparator 10 gekoppelt. Der Eingang zu der Schaltung
wird im Wesentlichen über
den nichtlinearen Prozessor zu dem Quantisierer geführt, und
der quantisierte Ausgang wird durch den D/A-Wandler 40 zurück geführt, der jeden
Abtastwert des digitalen Signals umwandelt, um das analoge Rückkopplungssignal,
das an den Eingang gekoppelt ist und von diesem subtrahiert wird,
zu erzeugen, was den Durchschnittswert des quantisierten Signals
dazu bringt, den durchschnittlichen Eingang zu verfolgen.
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Der
Fachmann wird erkennen, dass die Implementierung dieser Art von
Wandler im Allgemeinen auf Implementierungen geringer Frequenz basiert, wie
etwa für
hohe Audiowiedergabetreue. Zusätzlich dazu
liegt der Quantisierungsgrad aufgrund der Fähigkeit, DSP effektiver bei
den typischerweise verwendeten geringeren Geschwindigkeiten zu implementieren,
typischerweise bei niedrigerer Auflösung. Für die CATV-Anwendung wird die Implementierung der
DSP-Algorithmen in Komplexität
und Entwurf aufgrund der Beschaffenheit der notwendigen Hochleistungsverarbeitung
bedeutend gesteigert.
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Unter
Bezugnahme auf 3 und 4 wird der
Betrieb des Prozessors erörtert,
und die Beschaffenheit der durch die Implementierung des Wandlers
in dem digitalen Rücksender
bereitgestellten Verbesserung wird graphisch dargestellt. Das Quantisierungsrausch-Spektrum
des Ausgangs eines A/D-Wandlers wird in 3 gezeigt.
Es wird angenommen, dass die Bandbreite der Umkehrleitung identisch
zu der Nyquist-Bandbreite an dem A/D-Ausgang Bn1 ist.
Wie ersichtlich ist, Ist das Rauschspektrum als flach über der
Nyquist-Bandbreite des Wandlers modelliert. 3 zeigt
ein abgetastetes Ausgangsspektrum mit typischen Beziehungen zwischen
den drei obigen Parametern. Je höher die
Taktfrequenz relativ zu der Bandbreite der Umkehrleitung Bn1 ist, desto niedriger wird die Spektraldichte,
wobei ein Mittel zum Senken der Rauschleistung in der Umkehrbandbreite
bereitgestellt wird. 3 zeigt dieses Beispiel, bei
dem die Taktfrequenz von Bn1 zu Bn2 gesteigert wird und die Spektraldichte gesenkt
wird. Mit anderen Worten wird die gleiche Menge Rauschleistung,
die durch die Auflösung
des A/D bestimmt wird, über
einer breiteren Nyquist-Bandbreite verteilt.
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Diese
unter Bezugnahme auf 3 veranschaulichte „Überabtastungs"-Technik ist ein
ineffizienter Weg, Rauschreduzierung zu erhalten, da die Taktfrequenz
verdoppelt werden muss, um nur 3 dB einer SNR-Verbesserung zu erreichen.
Zusätzlich dazu
implementiert das digitale Umkehrsystem für HFC bereits A/D-Wandler,
die bei Taktfrequenzen des Stands der Technik betrieben werden.
Es ist bei handelsüblichen
Vorrichtungen nicht möglich,
die Taktfrequenz ausreichend für
große
Leistungsgewinne zu steigern, ohne eine ernsthafte Verschlechterung
zu erleiden oder das Teil komplett ohne Gebrauchswert wiederzugeben.
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Anstatt
sich nur auf die Überabtastung
zu verlassen, um die Steigerung des SNR bereitzustellen, zeigt 2 ein
Diagramm eines nichtlinearen Prozessors H(s), der eine Transfertunktion
implementiert, die dieses Leistungsvermögen bereitstellt. Außerdem kann
der Prozessor F(s) in der Rückkopplungsschleife
zusätzliches
Filtern nach Bedarf bereitstellen. Sowohl H(s) als auch F(s) können zahlreiche Topologien
annehmen, abhängig
von der gewünschten
Verbesserung und der Komplexität
der Implementierung. Die nichtlineare Beschaffenheit macht eine
genaue Analyse jedoch schwierig, besonders wenn Architekturen höherer Ordnung
verwendet werden. In zahlreichen Fällen kann das Verhalten nur durch
Simulationen charakterisiert werden.
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Ein
beispielhaftes resultierendes Rauschspektrum von einem derartigen
Prozessor wird in 4 gezeigt. In diesem Fall ist
das Spektrum, das vorher eine einheitliche Dichte (weiss) heraus
zu Bn aufwies, nicht länger flach. Die Rauschleistung
zwischen der einheitlichen Dichte und der nicht einheitlichen Dichte
ist die gleiche, aber in letzterem Fall wird die Leistung in den
Bereich des Spektrums zwischen Bn1 und Bn2 verschoben. Das heißt, der Modulator „formt" das Quantisierungsrauschen,
so dass sich der größte Teil
der Energie über
der Bandbreite des Signals befindet. Da die Bandbreite des Umkehrsystems
Bn1 ist, kann der Bereich, der nun den Großteil der
Rauschleistung enthält,
ohne Auswirkung auf das gewünschte
Signal gefiltert werden. Jetzt, wo viel Rauschen in diesen Bereich
verschoben worden ist, ist die Rauschleistung in dem Signalisierungsband reduziert
worden. Diese Reduzierung der Rauschleistung ist äquivalent
zu der Wirkung der Verwendung eines A/D- Wandlers mit höherer Auflösung in diesem Bereich des
abgetasteten Spektrums. Da der Bereich des abgetasteten Spektrums, in
dem die Rauschreduzierung auftritt, der einzige von Interesse ist,
stellt diese Technik im Wesentlichen eine effektive Bitsteigerung
proportional zu dem Abfall der Rauschleistung innerhalb von Bn1 dar. In einem repräsentativen Beispiel von dem
zu Erwartenden können
SNR-Verbesserungen von 20 dB erreicht werden, was über drei
Bits zusätzlicher
Auflösung entspricht.
Der genaue Gewinn hängt
hochgradig von der Menge der Überabtastung
und der Architektur des nichtlinearen Prozessors ab.
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Mathematisch
kann die Rauschreduzierungsanalyse im einfachsten Fall unter Verwendung von 2 als
Richtwert ausgedrückt
werden. Angenommen F(s) = 1. Für
den quantisierten Ausgang Y(s), das Quantisierungsrauschen Q(s),
den analogen Eingang A(s) und die verarbeitende Transferfunktion
H(s) mit Tiefpass und hohem Ertrag zeigt das Diagramm Folgendes: Y(s) = [A(s) – Y(s)]H(s)
+ Q(s) (1) Y(s) + Y(s)H(s) = A(s)H(s)
+ Q(s) (2) Y(s) = {A(s)H(s)/[1+H(s)]}
+ {Q(s)/[1+H(s)]} (3)
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Dann
wird unter der Annahme, dass über
der Bandbreite von Interesse des Eingangs |H(s) >> 1
ist, (3) zu Folgendem Y(s)
= A(s) + Q(s)/H(s) (4)
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Da
|H(s)| >> 1 ist, kann der letzte
Ausdruck klein sein. Die Spektraldichte des Quantisierungsrauschens
Q(s) wird durch die Größe von H(s)
in der Signalbandbreite reduziert. Außerhalb der Signalbandbreite
wird die Spektraldichte jedoch gesteigert. Natürlich ist dieser Teil des Spektrums
nicht von Interesse. Um jedoch die Verschiebung der spektralen Energie
zum hohen Ende des Bands richtig zu nutzen, wird digitales Filtern
nach dem Quantisierungsprozess vorgenommen, um die Rauschleistung
zu reduzieren (d. h. während
des Umwandlungsprozesses verbessertes Rauschen kann sehr effektiv
gesteuert werden). Wie in 6 veranschaulicht,
die einen an einen digitalen Dezimator gekoppelten ersten Sigma-Delta-A/D-Wandler
zeigt, kann eine digitale Tiefpassfilterstufe (Tiefpassfilter 70)
implementiert werden, um den Ausgang des digitalen Modulators zu glätten, wodurch
Außerband-Quantisierungsrauschen,
Interferenzen und Komponenten hoher Frequenz des Signals bedeutend
abgeschwächt
werden. Auf Wunsch kann Downsampling (Downsampler 80) ebenfalls
implementiert werden, um das abgetastete Signal auf die Nyquist-Rate
zu bringen.
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Als
ein Beispiel wird ein 8-Bit-A/D-Wandler in Erwägung gezogen. Diese Nummer
wird ausgewählt, da
sie bezüglich
sowohl der Leistung als auch der Geschwindigkeit für die HFC-Anwendung
praktische Auswirkungen hat. Heutzutage tastet eine gute serienmäßig produzierte
8-Bit-Vorrichtung
bei ungefähr 200
MHz ab, wobei ungefähr
eine zweimalige Überabtastung
für HFC-Rückleitungen
bereitgestellt wird. Innerhalb eines weiteren Jahres werden die
nun erhältlichen
Teile des oberen Endes, die schneller sind, in größerem Umfang
und zu geringeren Kosten für CATV-Anwendungen geeignet
erhältlich
sein. Eine viermalige Überabtastung
wird leicht realisierbar sein.
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5 zeichnet
das Inbandrauschen gegenüber
dem Überabtastungsverhältnis für Beispiele
von PCM, und einer, zwei und drei Rückkopplungsschleifen. Unter
Bezugnahme auf 5 ist ersichtlich, dass eine
viermalige Überabtastung
mit einem Rückkopplungssystem
der zweiten Ordnung ungefähr
20 dB zusätzliche
Inband- Quantisierungsrauschreduzierung
bereitstellt. Bei 6 dB/Bit stellt dies mehr als drei Bits effektiver
Auflösung
dar, wodurch ein 7,5-Bit-Umwandlungsprozess
(ein nichtidealer 8-Bit-A/D-Wandler) in fast elf Bits effektiver
Auflösung
gewandelt wird. Dies stellt die Leistung im Wesentlichen besser
dar als jede beliebige heutzutage weitläufig verwendete analoge Rücktechnologie,
wie beispielsweise DFB-Lasersender.
Zusätzlich
dazu ist die Leistung anders als im Fall der linearen Optik unabhängig von
der Entfernung.
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Bezüglich der
Implementierung sind Architekturen wie etwa der obigen, bei denen
F(s) = 1, die Delta-Sigma-Modulation darstellen, bestens für digitale
Entwurftechnologien wie etwa FPGA's und kundenspezifischem ASIC-Design
geeignet. In der heutigen Technologie sind jedoch die Taktfrequenzen, die
erforderlich sind, um das notwendige Überabtastungsverhältnis zu
erreichen, bei der gewerblichen FPGA-Implementierung relativ hoch. Kundenspezifische
IC-Entwicklungen haben Chips erstellt, die zu diesen Verarbeitungsraten
fähig sind.
Es ist abzusehen, dass die gewerbliche FPGA-Hürde ebenfalls in der nahen
Zukunft im Laufe der fortschreitenden Entwicklung genommen wird.
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Das
Obige beschreibt eine DSP-Herangehensweise zur Steigerung der Leistung
der HFC-Rückleitung
ohne das Zurückgreifen
auf A/D-Wandler mit höherer
Auflösung.
Die Herangehensweise verwendet bekannte Signalverarbeitungsarchitekturen,
die auf ein RF-System angewendet werden, um eine Reduzierung des
Inband-Quantisierungsrauschens zu erreichen. Die individuellen Komponenten
sind bekannt und weitgehend erhältlich. Die
Technik ist auf jede beliebige HFC-Rück-Architektur anwendbar, die
eine digitale optische Basisbandübertragung
in der Implementierung der Umkehrleitung verwendet.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 2 kann Prozessor F(s) genau
wie Prozessor H(s) jede beliebige Vielfalt von Transferfunktionsreaktionen
annehmen, um Anwendungsleistungsanforderungen zu erfüllen. Des
Weiteren sollte diese beispielhafte Modifikation nicht als einschränkend für die Modifikationen und
Variationen der Erfindung, die durch die Ansprüche abgedeckt werden, sondern
lediglich veranschaulichend für
mögliche
Variationen sind, gesehen werden.