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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft Anordnungen zur Modulation und Leistungsverstärkung von Niedrigfrequenz-
oder Zwischenfrequenz-Informationssignalen zu einem Funkfrequenzsignal,
wobei gleichzeitig hohe Linearität
und hohe Effizienz über ein
breites Frequenzband erreicht werden. Allgemein betrachtet, betrifft
die Erfindung Anordnungen für
die Modulation und Leistungsverstärkung eines M-ären digitalen
Signals, d. h. eines Signals, das eine Anzahl M unterschiedlicher
diskreter Signalwerte aufweist, wobei M eine ganze Zahl ist, die
größer als
oder gleich zwei ist.
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Die
Erfindung betrifft auch Verfahren, die in solchen Anordnungen angewendet
werden.
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BESCHREIBUNG DES STANDES
DER TECHNIK
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Bei
der herkömmlichen
Leistungsverstärkung
von Funkfrequenzsignalen ist es grundsätzlich notwendig, zwischen
einer hohen Effizienz oder hoher Linearität zu wählen. Zum Beispiel bietet ein Klasse-C-Verstärker hohe
Effizienz, während
die Linearität
zum Beispiel für
Breitbandanwendungen unzureichend ist, während ein Klasse-A-Verstärker ziemlich
linear ist, aber eine niedrige Effizienz aufweist.
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Wenn
ein und derselbe Verstärker
für die gleichzeitige
Verstärkung
mehrerer auf verschiedene Trägerwellen
modulierter Informationssignale verwendet wird oder wenn lineare
Modulationsformate, wie zum Beispiel QAM (QAM = Quadratur- oder
Phasendrehungs-Amplitudenmodulation), verwendet werden, ist ein
Leistungsverstärker
erforderlich, dessen Linearität
extrem hoch ist, da es in solchen Fällen unentbehrlich ist, daß alle Phasen-
und Amplitudenlagen der eingehenden Signalkomponenten im Verstärkungsprozeß erhalten
bleiben. Anderenfalls kann Intermodulation zwischen den Signalkomponenten auftreten
und/oder das Spektrum des verstärkten Summationssignals
kann verbreitert werden, was das Risiko der Interferenz mit über andere
Kanäle übertragenen
Signalen erhöht.
Verstärker,
die für
die gleichzeitige Leistungsverstärkung
einer Vielzahl von Schmalbandkanälen
angepaßt
sind, und Leistungsverstärker,
die dafür
bestimmt sind, eine Trägerwelle zu
verstärken,
auf die mehrere CDMA-Kanäle (CDMA
= Mehrfachzugriff) aufgeprägt
sind, sind Beispiele für
Ausrüstung,
auf die die erwähnte
hohe Linearitätsanforderung
zutrifft.
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D.
P. Myer untersucht in seinem Artikel "A Multicanier Feed-Forward Amplifier
Design", Microwave
Journal, Oktober 1994, S. 78–88,
wie ein linearer Leistungsverstärker
hoher Bandbreite erreicht werden kann. Die Vorwärtseinspeisung des Eingangssignals
in den Leistungsverstärker
ermöglicht es,
verschiedene Nichtlinearitäten
zu kompensieren.
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In
dem Artikel "Linear
Transceiver Architectures",
IEEE Vehicular Technology Conference, 1988, S. 478–484, offenbaren
A. Bateman et al., wie man alternativ mit Hilfe kartesischer Rückkopplung, einer
rein adaptiven Vorverzerrung nach dem LINC-Prinzip (LINC = Lineare
Verstärkung
mit nichtlinearen Komponenten), Leistungsverstärker mit hoher Linearität erhalten
kann.
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In
dem Artikel "Linear
Modulators Based on RF Synthesis: Realization and Analysis", IEEE Transaction
on Circuits and Systems – I:
Fundamental Theory and Application, Vol. 42, Nr. 6, Juli 1995, analysieren
K. -Y Chan et al unterschiedliche Verfahren der Erzeugung QPSK-modulierter
Funksignale durch Funkfrequenzsynthese (QPSK = Quadratur-Phasenumtastung).
Alle betroffenen Verfahren nutzen das sogenannte CALLUM-Prinzip,
das eine Weiterentwicklung des LINC-Prinzips ist (CALLUM = kombinierter
analoger Phasenregelkreis-Universalmodulator).
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V
F. Dias et al. geben in ihrem Artikel "Sigma-Delta Modulators for High-Resolution
and Wide-Band A/D
Converter Applications",
Microelectronics Journal 25 (1994, Seiten 253–277), einen Überblick über Breitband-Anwendungen
für Einzelbit-, Mehrbit-
und kaskadengekoppelte Sigma-Delta-Modulatoren.
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Aus
der Patentschrift US-A 5 401 953 ist die Verwendung von Sigma-Delta-Modulatoren
bei einfacher und exponentieller Funkfrequenzmodulation, das heißt Funkfrequenzmodulation
von quadraturgeteilten Signalkomponenten, bekannt. Das europäische Patent
EP-B1 426 560 offenbart ebenfalls eine Lösung, bei der Sigma-Delta-Modulatoren
verwendet werden, um ein Eingangssignal exponentiell zu modulieren.
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In
dem Artikel "Complex-Signal
Sigma-Delta Modulators for Quadrature Bandpaß A/D Conversion", Microelectronics
Journal, Vol. 27, Nr. 6, 1996, Seiten 505–524, gibt V da Fonte Dias
einen Überblick über die
vorteilhafte Rauschfilterung, die durch Nutzung komplexer Sigma-Delta-Modulatoren
erreicht werden kann. Diese Modulatoren ermöglichen Rauschübertragungsfunktionen,
die in Bezug auf Gleichspannungen nicht symmetrisch sind. Infolgedessen kann
die Entwurfsmethodik bezüglich
der Kaskadentopologien niederer und höherer Ordnung für diesen Typ
von Modulator sehr einfach gestaltet werden.
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Der
Artikel "Progress
in UWB Generation with Linear Silicon Switches", Optically Activated Switching III,
SPIE, Vol. 1873, 1993, Seiten 238–248, von K. Cardwell et al,
offenbart Verfahren zur Erzeugung von Radarimpulsen extremer Bandbreite
mit Hilfe lichtaktivierter Siliziumschalter (LASS).
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Zwei
unterschiedliche Verfahren zur Bereitstellung sehr hochfrequenter
elektromagnetischer Impulse unter Verwendung eines Impulslasers,
optischer Verzögerungsvorrichtungen
und eines photoleitenden Schalters werden im Artikel "High Speed, High
Resolution Analogue-to-Digital Conversion using a Hybrid Electro-Optic
Approach" 1995 IEEE International
Symposium on Circuits and Systems, Seiten 704–707, von R. Mason et al und
in der US-Patentbeschreibung US-A 5 401 953 offenbart.
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Hochgradig
zuverlässige,
langlebige photoleitende Siliziumschalter sind aus dem Artikel "Long Lifetime Silicon
Photoconductive Semiconductor Switches", Optically Activated Switching III,
SPIE, Vol. 1873, 1993, Seiten 27–38, von A. Rosen bekannt.
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Die
Erzeugung von Plasma für
Fusionsreaktoren, der Nachweis von Röntgenstrahlung und die Erzeugung
von Breitband-Hochleistungsimpulsen in Impuls-Radaranwendungen sind
Beispiele für
weitere Felder, in denen optisch aktivierte Schalter verwendet werden.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung stellt Anordnungen und Verfahren zur Impulsformung
und Leistungsverstärkung
eines allgemeinen Informationssignals dar, das analog oder digital,
einfach oder in zwei Signalkomponenten quadratwgeteilt sein kann.
Die vorgeschlagene Lösung
bietet hohe Linearität
und auch hohe Effizienz über
ein breites Frequenzband.
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Lösungen für D/A-Umsetzung
und A/D-Umsetzung können
durch Sigma-Delta-Modulation über einen
großen
Dynamikbereich erreicht werden, da die dabei verwendete Mehrfachabtastung
und Rauschfilterung sowohl die Anforderungen an die Linearität der enthaltenen
analogen Schaltkreise als auch die Anforderungen an die Anpassung
zwischen ihnen verringern. Ferner kann das in den Lösungen verwendeten
Anti-Aliasing-Filter ziemlich einfach ausgeführt sein, womit die Lösungen für integrierte Schaltkreise
gut geeignet sind. Unglücklicherweise gibt
es zur Zeit keine Schaltkreise, die schnell genug sind, um ein Funkfrequenzsignal
nach diesem Verfahren direkt zu synthetisieren.
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Die
in US-A 5 401 953 vorgestellte Lösung verwendet
einen Tiefpaß-Einzelbit-Sigma-Delta-Modulator in Verbindung
mit einem herkömmlichen
Leistungsverstärker
zur Erzeugung eines Funkfrequenz-Informationssignals.
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Die
in dem Artikel "High
Speed, High Resolution Analogue-to-Digital Conversion using a Hybrid Electro-Optic
Approach", 1995
IEEE International Symposium on Circuits and Systems, Seiten 704–707, von
R. Mason et al beschriebene Lösung weist
ein Verfahren zur Erzeugung sehr hochfrequenter elektromagnetischer
Impulse mit Hilfe eines Impulslasers, optischer Verzögerungsvorrichtungen und
photoleitender Schalter auf.
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Jedoch
wurde bisher keine Lösung
beschrieben, in der ein sigma-delta-moduliertes Informationssignal
mit Hilfe von spannungsgestützten
Schaltern, die wiederum durch das impulsgeformte Informationssignal
gesteuert werden, impulsgeformt und leistungsverstärkt wurde.
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Dementsprechend
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, hocheffektive, lineare
Impulsformung und Leistungsverstärkung
eines digitalen Eingangssignals mit Hilfe einer Schalteinheit zu
erreichen, die leitende Elemente aufweisen kann, die für ionisierende
Strahlung empfindlich oder ansprechbar sind.
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Ein
digitales Signal, das einfach impulsgeformt sein kann und für Nichtlinearitäten im Leistungsverstärker unempfindlich
ist, wird vorteilhafterweise durch Sigma-Delta-Modulation erzeugt.
Ein Sigma-Delta-Modulator kann zahlreiche Signalwerte aus beliebigen
analogen oder digitalen Informationssignalen erzeugen.
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Eine
erste gemäß der Erfindung
vorgeschlagene Anordnung sigma-delta-moduliert ein eingehendes Informationssignal
und erzeugt ein digitales Signal, das eine Anzahl M unterschiedlicher
diskreter Signalwerte annehmen kann. Das digitale Signal wird dann
in einer Misch- und Verstärkungseinheit
in ein spannungsgeschaltetes informationstragendes Signal umgesetzt,
aus dem ein erwünschter
Teil des Signalspektrums durch Filterung extrahiert wird. Ein spannungsgeschaltetes
Signal wird aus dem digitalen Signal durch Steuerung von M Schaltern
entsprechend dem Informationsgehalt des digitalen Signals erzeugt.
Jeder Schalter ist mit einer schaltereigenen Versorgungsspannung
und mit einem Ausgang, der allen Schaltern gemeinsam ist, verbunden.
Wenn ein gegebener Schalter geschlossen wird, wird die Versorgungsspannung
des Schalters am Ausgang verfügbar.
Die Schalter werden so gesteuert, daß jeweils immer nur ein Schalter
geschlossen ist. Das spannungsgeschaltete informationstragende Signal
besteht aus den Spannungsänderungen
am Ausgang, der den Schaltern gemeinsam ist. Die erfindungsgemäße Anordnung
ist durch die im beigefügten
Anspruch 1 aufgeführten
Merkmale gekennzeichnet.
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In
einer zweiten gemäß der Erfindung
vorgeschlagenen Anordnung werden zwei digitale Signale aus zwei
quadraturgeteilten Informations-Signalkomponenten durch getrennte
Sigma-Delta-Modulation der jeweiligen Signalkomponenten erzeugt.
Die digitalen Signale können
M verschiedene diskrete Signalwerte annehmen. Die digitalen Signale
werden in zwei Misch- und Verstärkungseinheiten
in spannungsgeschaltete informationstragende Signale umgesetzt,
woraufhin dann die informationstragenden Signale in einer Abwärts-Summationseinheit,
in der ein Summationssignal gebildet wird, addiert werden. Der erwünschte Teil
des Spektrums wird schließlich durch
Filterung aus dem Summationssignal entnommen. Ein spannungsgeschaltetes
Signal wird aus den digitalen Signalen in derselben Weise wie oben beschrieben
durch Steuern von M Schaltern entsprechend dem Informationsgehalt
der jeweiligen digitalen Signale erzeugt. Diese Anordnung hat die
im beigefügten
Anspruch 2 aufgeführten
charakteristischen Eigenschaften.
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Eine
dritte gemäß der Erfindung
vorgeschlagene Anordnung erzeugt zwei quadraturgeteilte digitale
Signale aus einem eingehenden Informationssignal mit Hilfe eines
Sigma-Delta-Modulators. Die digitalen Signale können eine Anzahl M unterschiedlicher
diskreter Signalwerte annehmen. Spannungsgeschaltete informationstragende
Signale, die den digitalen Signalen zugeordnet sind, werden in zwei Misch-
und Verstärkungseinheiten
erzeugt, wobei diese informationstragenden Signale in einer Abwärts-Summationseinheit
summiert werden, um ein Summationssignal zu bilden. Ein erwünschter
Teil des Spektrums wird durch Filterung vom Summationssignal getrennt.
Spannungsgeschaltete Signale werden aus den digitalen Signalen durch
Verwendung von M Schaltern auf dieselbe Weise erzeugt, wie sie in
bezog auf die erste vorgeschlagene Anordnung beschrieben wurde.
Die Anordnung ist somit durch die im beigefügten Anspruch 3 aufgeführten Merkmale
gekennzeichnet.
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Die
Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines
eingehenden Informationssignals. Gemäß dem Verfahren wird das Informationssignal
durch Sigma-Delta-Modulation
in ein digitales Signal umstrukturiert, das M diskrete Signalwerte
aufweist. Die n-Bit-Wörter,
die das digitale Signal darstellen und bei denen zum Beispiel n
= 2logM ist, werden mit einer gegebenen
Symbolfolge multipliziert, die zum Beispiel eine sogenannte Hadamard-Folge
sein kann. Ein binäres lokales
Oszillatorsignal [0, 1] ist ein einfaches Beispiel einer möglichen
Hadamard-Folge. Jedoch kann auch jede andere Symbolfolge, die periodisch
wiederholt wird, gleichermaßen
verwendet werden. Jene in der Symbolfolge enthaltenen Symbole können auch
m-är sein,
das heißt,
jedes Symbol kann einen von m unterschiedlichen diskreten Werten
annehmen.
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Das
sich aus dem Multiplikationsprozeß ergebende Signal wird decodiert
und entsprechend dem betreffenden Wert zum gegebenen Schalter von M
möglichen
Schaltern geführt
oder gelenkt. Jeder Schalter ist mit einer schaltereigenen Versorgungsspannung
und außerdem
mit einem Ausgang, der allen Schaltern gemeinsam ist, verbunden.
Wenn ein gegebener Schalter geschlossen wird, wird seine Versorgungsspannung
am Ausgang verfügbar
und die Schalter werden so gesteuert, daß immer nur jeweils ein Schalter
geschlossen ist. Das spannungsgeschaltete informationstragende Signal
besteht aus den Spannungsänderungen
am gemeinsamen Ausgang der Schalter. Ein erwünschter Teil des Spektrums
wird durch Bandpaßfilterung
aus dem informationstragenden Signal extrahiert. Dieses Verfahren ist
durch die im beigefügten
Anspruch 12 aufgeführten
Merkmale gekennzeichnet.
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Ein
zweites erfindungsgemäßes Verfahren zur
Impulsformung und Leistungsverstärkung
eines eingehenden Informationssignals umfaßt die Umstrukturierung des
informationstragenden Signals durch Sigma-Delta-Modulation zu einem
digitalen Signal, wobei das digitale Signal M unterschiedliche diskrete
Signalwerte annehmen kann. Das digitale Signal wird decodiert und
entsprechend dem betreffenden Wert zu einem gegebenen Impulsgenerator geführt, der
einen Impuls von spezifischer Länge
bereitstellt. Der Impuls wird in ionisierende Strahlung umgesetzt
und in unterschiedliche Komponenten aufgeteilt. Jede Komponente
wird durch ein separates Verzögerungselement
geschickt, wobei alle Verzögerungselemente
unterschiedliche Signalverzögerungen
erzeugen. Die Impulse ionisierender Strahlung werden dann somit
zu M Impulsreihen kombiniert, daß die Impulsreihen zusammen
ein Produktsignal des digitalen Signals und eine gegebene Symbolfolge
darstellen. Jede Impulsreihe ionisierender Strahlung bestrahlt ein
gegebenes leitendes Element, dessen elektrische Leitfähigkeit
von der Menge ionisierender Strahlung abhängt, die auf das Element auftrifft
oder fällt.
Wenn ionisierender Strahlung auf das Element auftrifft, übergibt
jedes leitende Element eine Versorgungsspannung, die für das Element
einzigartig ist, an einen Ausgang, der allen leitenden Elementen
gemeinsam ist. Die leitenden Elemente werden auf eine solche Art
bestrahlt, daß zu
einem bestimmten Zeitpunkt immer nur jeweils ein Element leitfähig ist.
Dieses Verfahren ist durch die im beigefügten Anspruch 14 aufgeführten Merkmale
gekennzeichnet.
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Ein
drittes erfindungsgemäßes Verfahren
zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eingehender Informationssignale
betrifft Sigma-Delta-Modulation von zwei quadraturgeteilten Informationssignalkomponenten
in zwei M-äre
digitale Signale, das heißt,
Signale, die jeweils M unterschiedliche diskrete Signalwerte annehmen
können.
Die digitalen Signale werden getrennt gemischt und verstärkt, obwohl im
Aufwärts-Mischprozeß dieselbe
Symbolfolge verwendet wird. Jedoch wird das zweite digitale Signal mit
einer Symbolfolge gemischt, die im Verhältnis zur für das Aufwärts-Mischen des ersten digitalen
Signals verwendeten Symbolfolge um eine Viertelperiode verschoben
ist. Ein spannungsgeschaltetes Signal wird mit Hilfe einer Schalteinheit
erzeugt, die ionisierende Strahlung und M leitende Elemente auf
eine der oben erwähnten
Weisen verwendet. Die aufwärts-gemischten
und spannungsgeschalteten Signale werden summiert, um ein Summationssignal
bereitzustellen, wonach das erwünschte
Leistungssignal durch Filtern des Summationssignals gewonnen wird.
Dieses Verfahren ist durch die im beigefügten Anspruch 15 aufgeführten Merkmale
gekennzeichnet.
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In
einem vierten erfindungsgemäßen Verfahren
zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines eingehenden Informationssignals
wird das Informationssignal durch Sigma-Delta-Demodulation in zwei
Quadraturkomponenten geteilt, wobei die Komponenten analog dem zuletzt
beschriebenen Verfahren gemischt, verstärkt, kombiniert und gefiltert
werden. Dieses vierte Verfahren ist durch die im beigefügten Anspruch
16 aufgeführten
Merkmale gekennzeichnet.
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Die
vorgeschlagenen Anordnungen und Verfahren lösen somit sowohl die Probleme,
die bei heutigen MCPA-Lösungen
auftreten, als auch jene Probleme, mit denen alle bisher bekannten
linearen Modulationssysteme in bezug auf Effizienz und Linearität belastet
sind, ohne ersteres auf Kosten des letzteren zu erreichen oder umgekehrt.
Die Überabtastung und
Rauschfilterung, die im Sigma-Delta-Modulationsprozeß angewendet werden, ermöglichen
hohe Linearität
des Ausgangssignals, während
sie gleichzeitig nichtlineare Leistungsverstärker auf der Grundlage der
zu verwendenden Schaltungstechnologie ermöglichen.
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Impulsformung
und Leistungsverstärkung von
Informationssignalen mit Hilfe von Sigma-Delta-Modulation und schalterbasierter Verstärkung vermeidet
das Kombinieren von Signalen hoher Leistung. Dadurch können Funksignale
erzeugt werden, ohne unhandliche Leistungskombinierer verwenden zu
müssen.
Ferner ist es nicht notwendig, die Phase oder Amplitude eingehender
Signalkomponenten anzupassen, womit die Schaltungsausführung für ein eingehendes
analoges Informationssignal ziemlich einfach ist. Die Schaltung
wird durch die Tatsache weiter vereinfacht, daß ein mikrowellengerechter Aufbau
vermieden werden kann, selbst wenn Funksignale im Mikrowellenbereich
erzeugt werden.
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Impulsformung
und Leistungsverstärkung mit
Hilfe von Sigma-Delta-Modulatoren gemäß der Erfindung machen die
Notwendigkeit des Abgleichs der eingehenden Komponenten überflüssig. Zusätzlich kann
die Konstruktion zu sehr hohen Spannungen und Leistungen skaliert
werden. Der Verstärker kann
große
Bandbreiten aufweisen, obwohl er eine hohe Ausgangsleistung hat.
Wegen der großen Bandbreite
des Verstärkers
werden auch ziemlich geringe Anforderungen an Senderfilter gestellt.
Die optischen Schalter der Schalteinheit bieten außerdem perfekte
Rückwärtsisolierung
und minimale Schwankungen.
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Lösungen,
bei denen quadraturgeteilte Informationssignale getrennt sigma-delta-moduliert,
gemischt und verstärkt
werden oder wo der Sigma-Delta-Modulator quadraturgeteilte digitale
Signale erzeugt, sind sehr einfach zu realisieren. Jedoch ist es notwendig,
Phase und Amplitude zwischen den eingehenden Signalkomponenten,
das heißt,
zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal, genau anzupassen.
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Die
Erfindung ermöglicht
es auch, einen Kompromiß zwischen
Mehrfachabtastungsfaktor und Schaltungskomplexität einzugehen, indem Mehrbit-Sigma-Delta-Modulatoren
mit Leistungsverstärkern
des Mehrpegeltyps kombiniert werden.
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Das
vorgeschlagene Verfahren und die vorgeschlagene Anordnung ermöglichen
es auch, daß eine
Vielzahl von CDMA-Kanälen
auf ein und dieselbe Trägerwelle überlagert
wird oder mehrere Schmalband-Trägerwellen
innerhalb eines gegebenen Frequenzbandes gleichzeitig verstärkt werden.
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OFDM-Signale
mit hohen Spitzenfaktoren PF, das heißt, mit hohen Verhältnissen
zwischen maximaler Spitzenleistung Pp und
mittlerer effektiver Leistung P, können nach dem vorgeschlagenen
Verfahren effektiv verstärkt
werden, da das Verfahren eine sehr hohe Dynamik bietet.
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Schließlich stellt
das vorgeschlagene Verfahren kleine, preisgünstige und einfache Schaltungslösungen für MCPA-Anwendungen
bereit.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockschema eines bekannten Sigma-Delta-Modulators für ein digitales
Eingangssignal;
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2 ist
ein Blockschema eines älteren
bekannten Sigma-Delta-Modulators für ein analoges Eingangssignal;
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3 stellt
ein Beispiel eines Ausgangssignals eines vierstufigen Sigma-Delta-Modulators
dar, an den ein Sinussignal angelegt wird;
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4 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines
allgemeinen Informationssignals gemäß einer ersten Ausführungsform
des vorgeschlagenen Verfahrens darstellt;
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5 ist
ein Schaltbild, das eine erste Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4 darstellt;
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6 ist
ein Schaltbild, das eine zweite Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4 darstellt;
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7a–7c stellen
in Diagrammform ein Beispiel dar, wie die Signalamplitude für die drei wichtigsten
Signale in den 5 und 6 mit der Zeit
variieren kann;
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8 ist
ein Schaltbild, das eine dritte Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4 darstellt;
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9a–9c stellen
in Diagrammform ein Beispiel dar, wie die Signalamplitude für die drei wichtigsten
Signale in 8 mit der Zeit variieren kann;
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10 ist
ein Schaltbild einer vierten Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4;
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11 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines
allgemeinen Informationssignals gemäß einer zweiten Ausführungsform
des vorgeschlagenen Verfahrens darstellt;
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12 ist
ein Schaltbild der Misch- und Verstärkungseinheit 11420 in 11;
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13a–13d stellen in Diagrammform ein Beispiel dar,
wie die Signalamplitude der drei wichtigsten Signale in 12 mit
der Zeit variieren kann;
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14 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines
allgemeinen Informationssignals darstellt, das gemäß einer
dritten Ausführungsform
des vorgeschlagenen Verfahrens in Quadratur-Signalkomponenten aufgeteilt
wurde;
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15 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung zum Aufteilen eines allgemeinen
Informationssignals in Quadratur-Signalkomponenten darstellt, die
gemäß einer
vierten Ausführungsform
des vorgeschlagenen Verfahrens impulsgeformt und leistungsverstärkt werden;
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16 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines
allgemeinen Informationssignals darstellt, das gemäß einer
fünften
Ausführungsform
des vorgeschlagenen Verfahrens in Quadratur-Signalkomponenten aufgeteilt
wird; und
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17 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung zum Aufteilen eines allgemeinen
Informationssignals in Quadratur-Signalkomponenten darstellt, die
gemäß einer
sechsten Ausführungsform
des vorgeschlagenen Verfahrens impulsgeformt und leistungsverstärkt werden.
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Die
Erfindung wird nun mit Bezug auf ihre bevorzugten exemplarischen
Ausführungsformen
und auch mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen ausführlicher
beschrieben.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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1 ist
ein Blockschema, das darstellt, wie ein eingehendes digitales Signal
XD in einem Sigma-Delta-Modulator normalerweise moduliert
wird, um ein digitales Ausgangssignal Y zu bilden. Der Einfachheit
halber wird angenommen, daß das
digitale Ausgangssignal Y binär
ist, das heißt,
zwei unterschiedliche Signalwerte annehmen kann, wie zum Beispiel
eins 1 und minus eins –1.
Jedoch kann das Ausgangssignal Y in der Praxis gewöhnlich mehrere Bits
aufweisen und kann deshalb durchaus mehr als zwei unterschiedliche
Signalwerte annehmen. Ein Summierer 110 bildet ein Differenzsignal
e zwischen dem Eingangssignal XD und dem
Ausgangssignal Y Das Differenzsignal e wird in einem digitalen Filter 120 mit
der Übertragungsfunktion
H gefiltert, wodurch ein gefiltertes Signal h(e) gewonnen wird.
Dieses Signal h(e) wird in einem mit CK getakteten Quantisierer 130 mit
einem Referenzpegel verglichen. Wenn das gefilterte Signal h(e)
den Referenzpegel überschreitet, übergibt
der Quantisierer 130 ein erstes digitales Signal, zum Beispiel
eine Eins 1, während
der Quantisierer 130, wenn das gefilterte Signal h(e) unter
dem Referenzpegel liegt, ein zweites digitales Signal übergibt,
zum Beispiel eine Minus-Eins –1.
Der Referenzpegel ist in der Regel auf den arithmetischen Mittelwert
der zwei nächsten möglichen
Signalwerte des Ausgangssignals Y gesetzt. Folglich sind M – 1 Referenzpegel
erforderlich, wenn das Ausgangssignal Y ein Alphabet von M möglichen
Signalwerten aufweist. Der Referenzpegel wird somit in dem besonderen
Fall auf null gesetzt, wenn das Ausgangssignal Y binär ist und
die Symbole 1 und –1
umfaßt.
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Dementsprechend
ist 2 ein Blockschema, das darstellt, wie ein eingehendes
analoges Signal XA in einem Sigma-Delta-Modulator
normalerweise moduliert wird und ein digitales Ausgangssignal Y bildet,
das in diesem Fall ebenfalls binär
ist. Ein Differenzsignal e zwischen dem Eingangssignal XA und einer analogen Entsprechung YA zum digitalen Ausgangssignal Y wird von
einem Summierer 210 bestimmt. Das Differenzsignal e wird
in einem analogen Filter mit der Übertragungsfunktion H gefiltert,
wodurch ein gefiltertes Signal h(e) gebildet wird. Das gefilterte
Signal h(e) wird in einem mit CK getakteten Komparator 230 mit
dem Spannungspegel null Volt verglichen. Wenn das gefilterte Signal
h(e) den Null-Pegel überschreitet, übergibt
der Komparator 230 ein erstes digitales Signal, zum Beispiel
eine Eins 1, während
der Komparator 230, wenn das gefilterte Signal h(e) unter
dem Nullpegel liegt, ein zweites Signal übergibt, zum Beispiel eine
minus Eins –1. Jedoch
wird das Ausgangssignal Y im analogen Fall vorzugsweise mehr als
ein einziges Bit umfassen, da damit eine gegebene Auflösung eine
niedrigere Abtastrate erfordert. Das Ausgangssignal Y wird in einem mit
CK getakteteten D/A-Umsetzer 240 in ein zugeordnetes analoges
Signal YA umgesetzt und zum Summierer 210 zurückgegeben.
Um die Synchronisation zwischen dem D/A-Umsetzer 240 und dem Komparator 230 sicherzustellen,
werden diese zwei Einheiten 230, 240 durch dasselbe
Taktsignal CK gesteuert.
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Die Übertragungsfunktion
Y/X = H/(1 + H) des Sigma-Delta-Modulators, wobei X = XD oder
XA, hat einen Tiefpaßcharakter und infolgedessen
wird das erwünschte
Spektrum des Ausgangssignals Y durch Tiefpaßfilterung des Ausgangssignals
erzielt. Jedoch wird bei der Mehrzahl der Funkanwendungen die Übertragungsfunktion
H des digitalen Filters 120 vorzugsweise eine bandpaßartige
Funktion sein, da das Quantisierungsrauschen e = X – Y mit
der Übertragungsfunktion
Y/E = 1/(1 + H) damit effektiv aus dem nützlichen Frequenzspektrum des
Ausgangssignals Y verschoben werden kann.
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3 zeigt
ein Beispiel eines Ausgangssignals eines Sigma-Delta-Modulators
mit vier möglichen
Ausgangssignalwerten 3u, 1u, –1u
und –3u,
an den ein analoges Sinussignal X(t) = 2usin(2πt/T) angelegt wird, das eine
Amplitude 2u und eine Periodendauer T aufweist. In dem dargestellten
Beispiel wurde die Abtastfrequenz des Sigma-Delta-Modulators so
gewählt,
daß sie
48mal höher
ist als die Frequenz des Sinussignals, was bedeutet, daß der Mehrfachabtastungsfaktor
gleich 24 ist. Folglich werden 48 Abtastwerte des Ausgangssignals
Y(t) verwendet, um eine Periode des Eingangssignals X(t) darzustellen.
Statistisch gesehen, nimmt das Ausgangssignal Y(t) meistens den
Wert 1u an, wenn das Eingangssignal X(t) über einem ersten Referenzpegel
0, aber unter einem zweiten Referenzpegel 2u liegt, während das
Ausgangssignal Y(t), wenn das Eingangssignal X(t) den Referenzpegel
2u überschreitet,
oft den Wert 3u annimmt und so weiter. Das fragliche Ausgangssignal
Y(t) hängt
sowohl vom Eingangssignal X(t) als auch vom Wert des nächsten vorangegangenen
Ausgangssignals Y(t – 1)
ab. Allgemein betrachtet, wechselt das Ausgangssignal Y(t) deshalb
von Abtastwert zu Abtastwert zufällig
zwischen zwei benachbarten Signalwerten. Wenn das Eingangssignal
X(t) ungefähr
gleich null ist, schaltet das Ausgangssignal Y(t) zufällig zwischen
den Werten 1u und –1u
um. Das Ausgangssignal Y(t) wechselt dementsprechend zufällig zwischen
1u und 3u, wenn das Eingangssignal X(t) annähernd gleich 2u ist, und zwischen –1u und –3u, wenn
das Eingangssignal X(t) etwa –2u
ist. Jedoch können
noch größere Zufallsvariationen
auftreten, wie aus 3 ersichtlich ist.
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4 ist
ein Blockschema, das eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung
darstellt. Die Anordnung führt
eine Impulsformung und Leistungsverstärkung mit einem eingehenden
Informationssignal XIF durch, indem sie
das Informationssignal XIF zuerst in einem
Sigma-Delta-Modulator 410 verarbeitet. Der Sigma-Delta-Modulator 410 kann
ein sogenannter Bandpaß-Modulator
sein, was heißt,
daß seine
Teilfilter 120 bzw. 220 eine Bandpaß-Filtercharakteristik
haben, oder ein sogenannter Tiefpaß-Modulator, was bedeutet, daß seine
Teilfilter 120 bzw. 220 eine Tiefpaß-Filtercharakteristik
haben. Der Sigma-Delta-Modulator 410 kann sowohl digital sein,
wie mit Bezug auf 1 oben beschrieben, als auch
analog, wie in 2 dargestellt, abhängig davon,
ob das Informationssignal XIF digital oder
analog ist. Ein M-äres
digitales Ausgangssignal Y, das heißt, ein Signal, daß M unterschiedliche
diskrete Werte annehmen kann, wird am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators 410 übergeben.
Das digitale Signal Y stellt eine Version des Informationssignals
XIF dar, das fs-mal
pro Sekunde abgetastet wird. Das digitale Signal Y wird in einer
Misch- und Verstärkungseinheit 420 empfangen,
die eine Mischeinheit 421, eine Decodiereinheit 422 und
eine Schalteinheit 423 umfaßt. Das digitale Signal Y wird
in der Mischeinheit 421 mit Hilfe einer gegebenen Symbolfolge
B aufwärts-gemischt,
um ein Funkfrequenzsignal RF zu bilden. Der Symboltakt fB der Symbolfolge B ist so gewählt, daß er gleich
einem Vielfachen n der Abtastungsfrequenz fs ist,
das heißt,
fB = nfs. Als Ergebnis
dieser Wahl werden Wiederholungen des Spektrums des Funkfrequenzsignals
RF über
die Nyquistfrequenz bei verfälschender
Verzerrung genau über
entsprechenden Signalspektren unterhalb der Nyquistfrequenz verfälscht und
degenerieren somit nicht das Nutzsignal.
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Das
Funkfrequenzsignal RF wird mit Hilfe der Decodiereinheit 422 zu
einem gegebenem Eingang der Schalteinheit 423 geführt. In
der Schalteinheit 423 wird ein spannungsgeschaltetes informationstragendes
Signal P erzeugt, das in der Filtereinheit 430 gefiltert
wird. Ein erwünschtes
Frequenzband wird in der Einheit 430 aus dem spannungsgeschalteten
Signal P extrahiert. Die Filtereinheit 430 umfaßt vorzugsweise
ein Bandpaßfilter,
dessen Mittenfrequenz f0 am Ausgang der
Bandpaßfiltereinheit 423 übergeben
wird. Wenn der Wunsch besteht, ein Signalspektrum nahe einem höheren Vielfachen
der Symbolrate fB der Symbolfolge B zu erhalten,
zum Beispiel m, wobei m > n,
wird stattdessen eine Mittenfrequenz f0 entsprechend
diesem Mehrfachen ausgewählt,
das heißt,
f0 = mfB. Wenn das
spannungsgeschaltete Signal P nur niedrige Frequenzen enthält, wie
zum Beispiel im Fall von Audioanwendungen, kann es möglich sein,
daß die
Filtereinheit 430 stattdessen die Form eines Tiefpaßfilters
von geeigneter Bandbreite hat.
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5 ist
ein Schaltbild einer ersten Variante der in 4 gezeigten
Misch- und Verstärkungseinheit 420.
Ein binäres
digitales Eingangssignal Y wird von einer Mischeinheit 421 empfangen,
wo das Signal Y in einem Multiplizierer 5100 mit einer
Bitfolge B multipliziert wird. Dies kann zum Beispiel durch ein Exklusiv-ODER-Gatter
XOR bewirkt werden. Im Multiplikationsprozeß wird ein Funkfrequenzsignal
RF gebildet. Die Bitfolge B wird in einem Codefolgengenerator 5110 erzeugt
und ist vorteilhafterweise eine Hadamard-Folge, zum Beispiel [1,
0], die in einer Endlosschleife wiederholt wird. Die Bitfolge B
kann jedoch aus jeder gewählten
Kombination von M-ären Symbolen
bestehen, die ohne Unterbrechung wiederholt werden.
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Die
Mischeinheit 421 weist auch einen getakteten Impulsgenerator 5120 auf,
der ein Synchronisationssignal CL für den Codefolgengenerator 5110 und
den Sigma-Delta-Modulator 410 erzeugt.
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Das
Synchronisationssignal CL stellt sicher, daß der Signa-Delta-Modulator 410 und
der Codefolgengenerator 5110 synchron arbeiten.
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Das
Funkfrequenzsignal RF wird in einer Decodiereinheit 422 zu
einem ersten Eingang der Schalteinleit 423 geführt, wenn
das Funkfrequenzsignal RF einen ersten Wert hat, zum Beispiel 1,
und zu einem zweiten Eingang, wenn das Funkfrequenzsignal RF einen
zweiten Wert hat, zum Beispiel 0. Im binären Fall kann das Decodieren
mit Hilfe eines Inverters 5200 bewirkt werden, der den
Kehrwert des Funkfrequenzsignals RF an den zweiten Eingang der Schalteinheit 423 übergibt.
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Wenn
das Funkfrequenzsignal RF den Signalwert 1 hat, wird in der Schalteinheit 423 eine
erste Einheit zum Erzeugen ionisierender Strahlung 5310 aktiviert,
wobei der Inverter 5200, wenn das Funkfrequenzsignal RF
den Signalwert 0 besitzt, ein Signal übergibt, das eine zweite Einheit
zum Erzeugen ionisierender Strahlung 5320 aktiviert. Bei
dieser Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 umfaßt die ionisierende
Strahlung elektromagnetische Energie im Bereich der Licht-Wellenlängen, und
folglich sind die Einheiten 5310 bzw. 5320 Lasereinheiten
oder andere lichtemittierende Einheiten, wie zum Beispiel lichtemittierende
Dioden. Jede entsprechende lichtemittierende Einheit 5310 bzw. 5320 erzeugt
ein jeweiliges optisches Signal o1 bzw.
o2, wenn sie aktiviert wird, wobei dieses
Signal über
ein optisches Übertragungsmedium
an jeweilige leitende Elemente 5330 bzw. 5340 übertragen
wird. Das in dieser Beziehung hauptsächlich verwendete Übertragungsmedium sind
optische Fasern, wenngleich Luft, Prismen oder Glasstäbe ebenfalls
geeignete Medien zum Übertragen
der jeweiligen optischen Signale o1, o2 sind. Die leitenden Elemente 5330, 5340 bestehen
aus einem Material, dessen elektrische Leitfähigkeit von der Menge des darauf
auftreffenden Lichts abhängt;
mit anderen Worten, die leitenden Elemente sind photoleitende Schalter.
Diese Schalter können
Transistoren, Thyristoren oder Dioden sein. Der aktive Teil der leitfähigen Schalter
kann gewöhnlich
ein Substrat aus Galliumarsenid GaAs, golddotiertem Silizium Au/Si
10–6 oder
kupferdotiertem Silizium Cu/Si 10–6 umfassen.
Die erwünschte
Rekombinationszeit und damit indirekt die Ein- und Ausschaltzeiten
der photoleitenden Schalter können
durch Variieren des Verunreinigungsanteils der Substrate der Schalter
maßgeschneidert
werden.
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Der
erste photoleitende Schalter 5330 ist mit einer positiven
Versorgungsspannung +U und einem Ausgang verbunden. Der zweite photoleitende Schalter 5340 ist
mit einer negativen Versorgungsspannung –U verbunden, die gewöhnlich denselben absoluten
Wert besitzt wie die positive Versorgungsspannung +U und denselben
Ausgang wie der erste photoleitende Schalter 5330. Wenn
der erste photoleitende Schalter 5330 mit Licht o1 bestrahlt wird, wird seine Versorgungsspannung
+U am Ausgang verfügbar,
und wenn der zweite photoleitende Schalter 5340 mit Licht
o2 bestrahlt wird, wird stattdessen die Versorgungsspannung –U des Schalters
am Ausgang verfügbar.
Die Funkfrequenzstrahlung RF wird decodiert, so daß zu jedem
beliebigen Zeitpunkt immer nur einer der photoleitenden Schalter
geschlossen wird. Das spannungsgeschaltete informationstragende
Signal P kann deshalb als Spannungsänderungen am gemeinsamen Ausgang
der photoleitenden Schalter 5330, 5340 angesehen
werden.
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Die
ionisierende Strahlung kann auch elektromagnetische Strahlung von
Röntgenstrahlwellenlänge sein
oder kann aus freien Elektronen bestehen, die über eine Potentialbarriere
beschleunigt werden. Ein gasförmiges
Medium, wie zum Beispiel Luft, kann zur Röntgenstrahlübertragung verwendet werden, während ein
Vakuum ein geeigneteres Übertragungsmedium
für Elektronenstrahlen
ist. Leitende Elemente, deren aktive Teile aus einem Material mit einer
ziemlich großen
Bandlücke
bestehen, können im
Hinblick auf Elektronenstrahlen und ionisierende Strahlung von Röntgenstrahl-Wellenlänge ausgewählt werden.
Diamant und Siliziumkarbid SiC sind Beispiele für ein solches Material. Eine
größere Bandlücke der
leitenden Elemente führt
zu einem niedrigeren Dunkelstrom, was wiederum zu einem niedrigeren
Rauschpegel des spannungsgeschalteten informationstragenden Signals
P führt.
Aber je größer die
Bandlücke
des leitenden Elements ist, desto mehr Energie wird pro übergebenem
Photon benötigt.
Natürlich
können
herkömmliche
photoleitende Elemente auch durch Röntgenstrahlung und elektronische
Strahlung gesteuert werden. Leitende Elemente, die sogenanntes Photoquenching
(Photo-Auslöschung)
verwenden, sind ebenfalls auf alle Arten von ionisierender Strahlung
anwendbar. Photoquenching bewirkt eine höhere Rekombinationsrate im
leitenden Element, was den Schalter befähigt, sich schneller zu öffnen als
im Fall des traditionellen photoleitenden Schaltens.
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6 ist
ein Schaltbild einer zweiten Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4. Ein
binäres
digitales Signal Y wird in eine Mischeinheit 421 gebracht
und dort mit einer Bitfolge B in einem Multiplizierer 6100 multipliziert.
Im Multiplikationsprozeß wird
ein Funkfrequenzsignal RF auf die gleiche Weise wie die mit Bezug
auf 5 beschriebene erzeugt. Die Bitfolge B wird in
einem Codefolgengenerator 6110 erzeugt, der durch ein Synchronisationssignal
CL eines getakteten Impulsgenerators 6120 getaktet wird.
Das Synchronisationssignal CL wird mit der Absicht, die Koordination
zwischen dem Sigma-Delta-Modulator 410 und dem Codefolgengenerator 6110 sicherzustellen,
auch an den Sigma-Delta-Modulator 410 übergeben.
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Das
Funkfrequenzsignal RF wird an einen optischen Signalwähler 6210 in
einer Decodiereinheit 422 weitergegeben. Wenn das Funkfrequenzsignal RF
einen ersten Signalwert annimmt, zum Beispiel 1, wird ein konstantes
optisches Signal 0 von einer Lichterzeugungseinheit 6200,
zum Beispiel einer Lasereinheit, in Form eines ersten optischen
Signals o1 an einen ersten photoleitenden
Schalter 6310 in der Schalteinheit 423 gesendet,
während
das optische Signal 0, wenn das Funkfrequenzsignal RF einen zweiten
Signalwert annimmt, zum Beispiel 0, in Form eines zweiten optischen
Signals o2 an einen zweiten photoleitenden
Schalter 6320 gesendet wird. Da die Rate, mit der der optische
Signalwähler 6210 das
optische Signal 0 steuern kann, im Prinzip umgekehrt proportional
zur Leistung des optischen Signals 0 ist, ist es wünschenswert,
daß die
Leistung des optischen Signals so gering wie möglich ist. Die optische Leistung,
mit der die photoleitenden Schalter 6310, 6320 beleuchtet
werden, sollte ziemlich hoch sein. Folglich wird die Schalteinheit 423,
wenn sie bei hohen Datengeschwindigkeiten Impulsformung durchführt und
schaltet, vorzugsweise auch optische Verstärker aufweisen, die die optischen
Signale o1, o2 verstärken, bevor
die Signale an jeweilige photoleitende Schalter 6310 bzw. 6320 übergeben
werden.
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7a ist
eine diagrammartige Darstellung eines Beispiels, wie die Signalamplitude
Y(nTS) des binären digitalen Eingangssignals
Y in den 4–6 mit der
Zeit variieren kann. Es wird angenommen, daß das zugrundeliegende Informationssignal
1/TS-mal pro Sekunde abgetastet wird, was
bedeutet, daß das
Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten TS Sekunden ist. Auf der horizontalen Achse
des Diagramms ist ein Parameter n aufgetragen, der Abtastintervalle
statt der Zeit t bezeichnet. Das Diagramm stellt das binäre Signal Y(nTS) als eine Funktion von nTS dar.
Das Signal Y(nTS) kann die Werte 1 oder
0 im Falle dieses Beispiels annehmen.
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7b stellt
die Bitfolge B des Codefolgengenerators 5120 in 5 und 6120 in 6 dar.
Diese Bitfolge B besitzt eine viel höhere Bitrate als das digitale
Signal Y In diesem Beispiel wurde die Bitrate der Bitfolge B als
fs·10
gewählt,
was ungefähr
der unteren Grenze eines angemessenen Werts in der Praxis entspricht.
In diesem Fall nimmt die Bitfolge B wechselnde Werte 0 und 1 an,
die auf der vertikalen Achse des Diagramms aufgetragen sind. Die
Zeit t ist auf der horizontalen Achse des Diagramms aufgetragen.
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7c stellt
das spannungsgeschaltete informationstragende Signal P in 4–6 dar. Das
Diagramm zeigt das Signal P(t) als Funktion der Zeit t. Die Amplitude
des spannungsgeschalteten Signals P(t) entspricht dem absoluten
Wert U der Versorgungsspannungen +U bzw. –U, und seine Phasenlage wird
durch den Wert 1/0 des digitalen Signals Y gesteuert. Wenn das digitale
Signal Y den Wert 0 hat, ist das spannungsgeschaltete Signal P(t) mit
der Bitfolge B identisch, während
das spannungsgeschaltete Signal P(t), wenn das digitale Signal Y den
Wert 1 besitzt, eine invertierte Kopie der Bitfolge B ist.
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8 ist
ein Schaltbild einer dritten Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4,
bei der das digitale Eingangssignal Y quaternär ist; mit anderen Worten,
vier unterschiedliche diskrete Signalwerte annehmen kann. Das digitale
Signal Y wird durch eine Mischeinheit 421 empfangen, in
der das Signal mit einer Bitfolge B multipliziert wird und ein informationstragendes
Funkfrequenzsignal RF erzeugt. Die Multiplikation wird mit Hilfe
eines Multiplizierers 8100 bewirkt, dessen einer Faktor
aus einem Zwei-Bit-Wort y1, y2 aus
dem digitalen Signal Y besteht und dessen anderer Faktor ein Bit
aus der Bitfolge B ist. Das Produkt, das heißt das informationstragende
Signal RF, wird in Form von zwei binären Bits rf1,
rf2 dargestellt, die einen von vier Ausgängen e1–e4 einer Decodiereinheit 422 aktivieren.
Wenn das informationstragende Signal RF einen ersten Wert annimmt,
zum Beispiel rf1rf2 =
00, wird ein Signal an einem ersten Ausgang e1 übergeben,
und wenn das informationstragende Signal einen zweiten Wert annimmt,
zum Beispiel rf1rf2 =
01, wird ein Signal an einem zweiten Ausgang e2 übergeben,
und wenn das informationstragende Signal RF einen dritten Wert annimmt,
zum Beispiel rf1rf2 =
10, wird ein Signal an einem dritten Ausgang e3 übergeben,
und wenn das informationstragende Signal RF einen vierten Wert annimmt,
zum Beispiel rf1rf2 =
11, wird ein Signal an einem vierten Ausgang e4 übergeben.
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Die
Signale an den Ausgängen
e1–e4 werden in Lichterzeugungseinheiten 8310–8340 in
einer Schalteinheit 423 in optische Energie o1–o4 umgesetzt. Jedes optische Signal o1–o4 bestrahlt einen gegebenen photoleitenden
Schalter 8350–8380,
dessen Leitfähigkeit
von der Menge Licht abhängt,
die den Schalter trifft.
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Alle
photoleitenden Schalter 8350–8380 sind mit einem
Ausgang verbunden, der allen Schaltern gemeinsam ist. Der erste
Schalter 8350 ist auch mit einer ersten positiven Versorgungsspannung
+U verbunden; der zweite Schalter 8360 ist mit einer ersten negativen
Versorgungsspannung –U
verbunden; der dritte Schalter 8370 ist mit einer zweiten
positiven Versorgungsspannung +3U verbunden, die höher als die
erste positive Versorgungsspannung +U ist, und der vierte Schalter 8380 ist
mit einer zweiten negativen Versorgungsspannung –3U verbunden, die höher als
die erste negative Versorgungsspannung –U ist. Wenn die photoleitenden
Schalter 8350–8380 von Lichtimpulsen
o1–o4 getroffen werden, übergeben die zugeordneten Spannungsquellen
+U, –U,
+3U, –3U Leistung
an den gemeinsamen Ausgang im Takt mit den Variationen des Funkfrequenzsignals
RF = rf1rf2. Das
führt zur Übergabe
eines spannungsgeschalteten informationstragenden Signals P mit
einem Informationsgehalt, der dem Informationsgehalt des digitalen
Eingangssignals Y entspricht, am Ausgang der Schalteinheit 423.
-
Die
Mischeinheit 421 umfaßt
auch einen Taktimpuls-Generator 8120, der ein Synchronisationssignal
CL für
einen Codefolgengenerator 8110 und den Sigma-Delta-Modulator 410 erzeugt.
Das Synchronisationssignal CL stellt sicher, daß der Sigma-Delta-Modulator 410 und
der Codefolgengenerator 8110 synchron arbeiten.
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Die
optischen Signale o1–o4 können natürlich auch
aus ionisierender Strahlung der oben erwähnten Art, das heißt Röntgenstrahlung
oder Elektronenstrahlen, bestehen. Die photoleitenden Schalter 8350m8380 können in
diesen Fällen
durch leitende Elemente ersetzt werden, deren Bandlücken größer sind
als die der photoleitenden Elemente.
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9a ist
eine diagrammartige Darstellung eines Beispiels der Signalamplitude
Y(nTS) für
das quaternäre
digitale Eingangssignal Y in 8 als Funktion
des Abtastintervalls n. Es wird angenommen, daß das zugrundeliegende Informationssignal auch
in diesem Fall 1/TS-mal pro Sekunde abgetastet wird.
Das Signal Y(nTS) kann vier verschiedene
Signalwerte annehmen: y1y2 =
00, 01, 10 oder 11.
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9b stellt
die Bitfolge B des Codefolgengenerators 8110 in 8 dar.
Die Bitrate der Bitfolge B ist viel höher als die Bitrate des digitalen
Eingangssignals Y, und ihre Amplitude wechselt zwischen den Werten
1 und 0. Das Diagramm zeigt die Amplitude B(t) auf der vertikalen
Achse. Die Zeit t ist auf der horizontalen Achse aufgetragen.
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9c stellt
in Diagrammform dar, wie das spannungsgeschaltete informationstragende
Signal P in 8 mit der Zeit t variiert. Die
Amplitude des spannungsgeschalteten Signals P(t) variiert zwischen
den absoluten Werten U und 3U der jeweiligen Versorgungsspannungen
+U, –U,
3U, –3U,
und seine Phasenlage wird durch die Polarität des digitalen Signals Y gesteuert.
Wenn das digitale Signal Y positive Polarität hat, das heißt, einen
Wert hat, dessen niedrigstwertiges Bit eine Null 00 oder 10 ist,
dann fällt
die Phasenlage des spannungsgeschalteten Signals P(t) mit der Phasenlage
der Bitfolge B(t) zusammen, und wenn das digitale Signal Y(nTS) eine negative Polarität hat, das heißt, einen
Wert, dessen niedrigstwertiges Bit eine Eins 01 oder 11 ist, hat
das spannungsgeschaltete Signal P(t) eine zur Bitfolge B(t) entgegengesetzte
Phasenlage. Wenn das digitale Signal Y(nTS)
den Wert 00 oder 01 hat, nimmt das spannungsgeschaltete Signal P(t)
eine erste Amplitude U an, und wenn das digitale Eingangssignal Y(nTS) den Wert 10 oder 11 hat, nimmt das spannungsgeschaltete
Signal P(t) eine zweite Amplitude 3U an. Das viergliedrige Alphabet
00, 01, 10, 11 des digitalen Signals Y(nTS)
wird somit im spannungsgeschalteten Signal P(t) durch eine Kombination
aus zwei unterschiedlichen Amplitudenpegeln U und 3U und zwei unterschiedlichen
Phasenlagen 0° und
180° dargestellt.
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10 ist
ein Schaltbild einer vierten Variante der Misch- und Verstärkungseinheit 420 in 4, wobei
angenommen wird, daß das
digitale Eingangssignal Y M-är
ist, das heißt,
M unterschiedliche diskrete Signalwerte aufweist. Das Signal Y wird
in einer Mischeinheit 421 empfangen, in der es mit einer
Bitfolge B multipliziert wird und ein informationstragendes Funkfrequenzsignal
RF = rf1, rf2, ...,
rfn erzeugt. Die Multiplikation wird mit
Hilfe eines Multiplizierers 10100 bewirkt, dessen einer
Faktor aus einem n-Bit-Wort
y1, y2, ..., yn besteht, wobei n = 2logM
aus dem digitalen Signal Y, und dessen anderer Faktor ein Bit aus
der Bitfolge B ist. Das Produkt, das heißt das informationstragende
Signal RF, ist in Form von n binären
Bits rf1, rf2,...,
rfn dargestellt, die einen von M Ausgängen e1–eM einer Decodiereinheit 422 aktivieren.
Wenn das informationstragende Signal RF einen ersten Wert annimmt,
zum Beispiel rf1 ... rf2 =
0 ... 0, wird ein Signal an einen ersten Ausgang e1 übergeben,
und wenn das informationstragende Signal RF einen n-ten Wert, zum
Beispiel rf1 ... rf2 =
1 ... 1, annimmt, wird ein Signal an einen M-ten Ausgang eM übergeben,.
Alle anderen M – 2
Ausgänge
der Decodiereinheit 422 können durch M – 2 Zwischenkombinationen
der n Bits im informationstragenden Signal RF aktiviert werden.
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Die
Signale an den Ausgängen
e1–eM werden in Lichterzeugungseinheiten 10310–10315 in
einer Schalteinheit 423 in optische Energie umgesetzt.
Jedes optische Signal bestrahlt einen gegebenen photoleitenden Schalter 10320–10325,
dessen Leitfähigkeit
von der Lichtmenge, die auf den Schalter fällt, und den physischen Abmessungen
des Schalters abhängt.
Alle photoleitenden Schalter 10320–10325 sind mit einem
Ausgang verbunden, der allen Schaltern gemeinsam ist. Ferner ist
jeder Schalter mit einer schaltereigenen Versorgungsspannung verbunden. Somit
ist der erste Schalter 10320 mit einer ersten positiven
Versorgungsspannung +U verbunden, der zweite Schalter 8360 ist
mit einer ersten negativen Versorgungsspannung –U verbunden, und so weiter bis
zum M – 1ten
Schalter 10324, der mit einer M/2ten positiven Versorgungsspannung
+(M – 1)U verbunden
ist und dem M-ten Schalter 10325, der mit einer M/2ten
negativen Versorgungsspannung –(M – 1)U verbunden
ist. Wenn Lichtimpulse auf die photoleitenden Schalter 10320–10325 auftreffen, übergeben
die Spannungsquellen +U, –U,
+3U, ..., +(M – 1)U, –(M – 1)U im
Takt mit den Variationen des Funkfrequenzsignals RF = rf1rf2 ... rfn Leistung an den gemeinsamen Ausgang. Das
führt zur
Bereitstellung eines spannungsgeschalteten informationstragenden Signals
P am Ausgang der Schalteinheit 423, dessen Informationsgehalt
dem Informationsgehalt des digitalen Eingangssignals Y entspricht.
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Das
Alphabet von M unterschiedlichen Signalwerten des digitalen Eingangssignals
Y wird somit im spannungsgeschalteten Signal P(t) durch eine Kombination
von M/2 unterschiedlichen Amplitudenpegeln U, 3U, 5U, ..., (M – 1)U und
zwei unterschiedlichen Phasenlagen 0° und 180° dargestellt. Die Amplitudenpegel
können
sich zum Beispiel als die Zahlen in der Zahlenreihe (2i – 1)U aufeinander
beziehen; wobei i = 1, 2, ..., M/2. Andere Verteilungen der Amplitudenpegel
sind jedoch auch möglich,
wobei zum Beispiel die Kenntnis des statistischen Verhaltens des
Eingangssignals genutzt wird.
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Die
Mischeinheit 421 der dargestellten Ausführungsform umfaßt auch
einen Taktimpulsgenerator 10120, der ein Synchronisationssignal
CL für
einen Codefolgengenerator 10110 und den Sigma-Delta-Modulator 410 erzeugt.
Das Synchronisationssignal CL stellt sicher, daß der Sigma-Delta-Modulator 410 und
der Codefolgengenerator 10110 synchron arbeiten.
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Die
optischen Signale können
natürlich durch
ionisierende Strahlung der oben beschriebenen Arten ersetzt werden,
das heißt,
Röntgenstrahlen
und Elektronenstrahlen. In diesen Fällen können die photoleitenden Schalter 10320–10325 durch
leitende Elemente ersetzt werden, deren Bandlücken größer sind als die Bandlücken der
photoleitenden Elemente.
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11 ist
ein Blockschema, das eine Anordnung gemäß einer zweiten Ausführungsform
der Erfindung darstellt. Die Anordnung unterzieht ein eingehendes
Informationssignal XIF einer Funkfrequenzmodulation
und einer Leistungsverstärkung,
indem sie das Informationssignal XIF zuerst
in einem Sigma-Delta-Modulator 11410 verarbeitet. Der Sigma-Delta-Modulator 11410 kann
ein sogenannter Bandpaß-Modulator
oder Tiefpaß-Modulator
sein. Der Sigma-Delta-Modulator 11410 kann entweder digital
sein, wie mit Bezug auf 1 beschrieben, oder analog,
wie in 2 dargestellt, abhängig davon, ob das Informationssignal
XIF digital oder analog ist. Ein M-äres digitales
Ausgangssignal Y wird an einen Ausgang des Sigma-Delta-Modulators übergeben. Das
digitale Signal Y stellt eine Version des Informationssignals XIF dar, das fs-mal
pro Sekunde abgetastet wird. Eine Misch- und Verstärkungseinheit 11420, die
eine Decodiereinheit 11422, eine Mischeinheit 11421 und
eine Schalteinheit 11423 aufweist, empfängt das digitale Signal Y Die
Decodiereinheit 11422 führt
das digitale Signal Y zu einer der M Mischvorrichtungen in der Mischeinheit 11421,
abhängig
vom fraglichen Wert des digitalen Signals Y Das digitale Signal
Y wird in der Mischeinheit 11421 durch Signalaufteilung,
Verzögerung
und Kombination zu einem informationstragenden Funkfrequenzsignal
RF aufwärts-gemischt.
Die Verzögerung
und Kombination übergibt
ein Ergebnis entsprechend dem Ergebnis, das in der ersten Ausführungsform
der Erfindung erreicht wurde, als das digitale Signal Y mit einer
gegebenen Bitfolge B multipliziert wurde.
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Das
Funkfrequenzsignal RF wird mit Hilfe einer Schalteinheit 11423 zu
einem spannungsgeschalteten informationstragenden Signal P verstärkt, das
in einer Filtereinheit 11430 gefiltert wird. Ein bandbegrenztes
Leistungssignal PBP wird in der Einheit 11430 aus
dem införmationstragenden
Signal P extrahiert.
-
12 stellt
ein Beispiel eines Schaltungsaufbaus für die Misch- und Verstärkungseinheit 11420 in 11 im
Fall eines binären
digitalen Signals Y, das heißt,
eines Signals, das zwei unterschiedliche diskrete Signalwerte annehmen
kann, dar. Eine Decodiereinheit 11422 führt das digitale Signal Y zu
einem ersten Impulsemitter 12110 in einer Mischeinheit 11421,
wenn das digitale Signal Y einen ersten Wert hat, zum Beispiel 1,
und zu einem zweiten Impulsemitter 12120, wenn das digitale
Signal Y einen zweiten Wert hat, zum Beispiel 0. In diesem binären Fall
kann das Decodieren mit Hilfe eines Inverters 12200 bewirkt
werden, der den Kehrwert des digitalen Signals Y an den zweiten
Impulsemitter 12120 der Mischeinheit 11421 übergibt.
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Wenn
die Impulsemitter 12100, 12120 in der Mischeinheit 11421 das
Eingangssignal 1 empfangen, erzeugen sie einen positiven
Impuls gegebener Länge.
Die Impulsemitter sind dann solange inaktiv, bis sie wieder das
Eingangssignal 1 empfangen. Damit ein Impuls emittiert werden kann,
muß die
Zeit zwischen zwei eingehenden 1en die Symboldauer TS des
digitalen Signals Y überschreiten.
Jeder Impulsemitter 12110, 12120 übergibt
ein Ausgangssignal an eine separate Lichterzeugungseinheit 12130 bzw. 12140,
die den Impuls in einen optischen Impuls o1, o2 von gleicher Länge umsetzt. Die optischen
Impulse o1, o2 werden
in Verteilern 12150, 12160 in eine Vielzahl von
Komponenten aufgeteilt, und die Komponenten werden mittels optischer Übertragungsmedien,
wie zum Beispiel optische Fasern 12170–12177, zu Kombinationseinheiten 12180, 12190 übertragen,
wo die Komponenten zu einem kombinierten optischen Signal c1 bzw. c2 wiederhergestellt
werden. In einer gegebenen Anordnung der optischen Fasern 12170, 12173 haben
alle Fasern voneinander verschiedene Längen und verzögern somit
einen optischen Impuls in unterschiedlichem Ausmaß. Wenn
ein optischer Impuls gleichzeitig in eine Bereich optischer Fasern 12170–12173 übertragen
wird, tritt der Impuls aus einer ersten Faser 12170 zu
einem ersten Zeitpunkt aus, aus einer zweiten Faser 12171 zu
einem zweiten Zeitpunkt und zu einer etwas späteren Zeit, aus einer dritten
Faser 12172 zu einem dritten, noch späteren Zeitpunkt und aus einer
vierten Faser 12173 zu einem vierten und noch späteren Zeitpunkt.
-
13a stellt ein Beispiel eines binären digitalen
Eingangssignals Y(nTS) zur Decodiereinheit 11422 in 12 dar.
Wenn ein erstes binäres
Symbol 1, das in diesem Beispiel durch ein positives Signal dargestellt
wird und eine spezifische Symboldauer TS hat,
empfangen wird, erzeugt der erste Impulsemitter 12110 einen
Impuls. In 13b ist ein erster optischer
Impuls o1 von spezifischer Länge to dargestellt, der in der ersten Lasereinheit 12130 aus
dem Impuls erzeugt wurde, der aus dem Impulsemitter 12110 stammt.
Der optische Impuls o1 wird im ersten Verteiler 12150 in
vier identische Impulse aufgeteilt, die über vier optische Fasern 12170–12173 mit
voneinander verschiedenen Längen übertragen
werden. Eine erste Komponente des Impulses kommt in einer ersten
Kombinationseinheit 12180 aus der ersten Faser 12170 zu
einem ersten Zeitpunkt an. Diese Komponente bildet einen ersten
Teil eines dritten kombinierten optischen Signals c1,
das einen ersten photoleitenden Schalter 12310 in einer
Schalteinleit 11423 bestrahlt. Wenn der Lichtimpuls den
Schalter 12310 trifft, wird der Schalter geschlossen und
eine dritte Versorgungsspannung +U wird am Ausgang der Schalteinheit
verfügbar.
Diese Spannung +U bildet einen ersten Teil des in 13d gezeigten spannungsgeschalteten informationstragenden
Signals P(t).
-
Wenn
die erste Komponente des optischen Impulses o1 bearbeitet
ist, kommt eine zweite Komponente des optischen Impulses an der
zweiten Kombinationseinheit 12190 über die zweite optische Faser 12171 an.
Diese zweite Komponente bildet einen ersten Teil eines zweiten kombinierten
optischen Signals c2, das einen zweiten
photoleitenden Schalter 12320 in der Schalteinheit 11423 bestrahlt.
Wenn der Schalter 12320 von dem Lichtimpuls getroffen wird,
wird der Schalter 12320 geschlossen, und eine zweite Versorgungsspannung –U wird
am Ausgang der Schalteinheit 11423 verfügbar. Diese Spannung –U bildet
einen zweiten Teil des spannungsgeschalteten informationstragenden
Signals P(t).
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Der
Rest des spannungsgeschalteten informationstragenden Signals P(t)
wird mit Hilfe der dritten 12172 und der vierten 12173 optischen
Faser während
des verbleibenden Zeitabschnitts der Symboldauer TS für das zweite
binäre
Symbol 0 im digitalen Signal Y(nTS) in entsprechender
Weise aufgebaut.
-
Der
zweite Impulsemitter 12120 erzeugt einen Impuls, sobald
ein zweites binäres
Symbol 0, das in diesem Beispiel durch den Nullpegel dargestellt wird
und dieselbe Symboldauer TS wie das erste Symbol
1 hat, empfangen wird. Dieser Impuls wird in einer zweiten Lasereinheit 12140 in
einen zweiten optischen Impuls o2 umgesetzt,
dessen Länge
to mit der Länge des ersten optischen Impulses
o1 identisch ist und der in 13c dargestellt ist. Der optische Impuls o2 wird in der zweiten Verteilereinrichtung 12160 in
vier identische Impulse aufgeteilt, wobei diese identischen Impulse über vier
optische Fasern 12174–12177 mit
voneinander verschiedenen Längen übertragen
werden. Eine erste Impulskomponente kommt über die erste Faser 12174 an
der zweiten Kombinationseinheit 12190 zu einem ersten Zeitpunkt
an.
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Diese
erste Komponente bildet einen Teil des zweiten kombinierten optischen
Signals c2, das den zweiten photoleitenden
Schalter 12320 bestrahlt. Wenn der Schalter 12320 vom
Lichtimpuls getroffen wird, wird der Schalter 12310 geschlossen,
und die zweite Versorgungsspannung –U wird am Ausgang der Schalteinheit 11423 verfügbar. Am
Ende der ersten Komponente des optischen Impulses o2 kommt eine
zweite Komponente des optischen Impulses über die zweite optische Faser 12175 an
der ersten Kombinationseinheit 12180 an. Diese zweite Komponente
bildet einen Teil des ersten kombinierten optischen Signals c1, das den ersten photoleitenden Schalter 12310 beleuchtet.
Wenn der Schalter 12310 vom Lichtimpuls getroffen wird, wird der
Schalter 12310 geschlossen, und die erste Versorgungsspannung
+U wird am Ausgang der ersten Schalteinheit 11423 verfügbar. Der
Rest des spannungsgeschalteten informationstragenden Signals P(t)
wird in entsprechender Weise mit Hilfe der dritten 12176 und der
vierten 12177 optischen Faser während des verbleibenden Teils
der Symboldauer TS für das zweite binäre Symbol
0 aufgebaut.
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Somit
wird das zweite binäre
Symbol 0 im Alphabet des digitalen Signals Y in dem spannungsgeschalteten
informationstragenden Signal P(t) als eine phaseninvertierte Kopie
der Darstellung des ersten binären
Symbols 1 im Alphabet des digitalen Signals Y dargestellt.
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Als
ein zu optischen Fasern alternatives Verzögerungselement können die
optischen Signale o1, o2 veranlaßt werden,
ein beliebiges anderes geeignete Übertragungsmedium auf Wegen
mit unterschiedlichen Längen,
zum Beispiel ein oder mehrere Prismen, zu durchlaufen.
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In
dieser Ausführungsform
der Erfindung ist die Anzahl der Lichterzeugungseinheiten, Verteiler, Kombiniereinheiten
und voneinander unabhängigen Schaltern
identisch mit der Anzahl möglicher
Signalwerte des digitalen Signals Y Somit ist, wenn das digitale
Signalalphabet M unterschiedliche Symbole umfaßt, eine Anzahl M von Lichterzeugungseinheiten,
eine Anzahl M von Verteilern, eine Anzahl M von Kombiniereinheiten
und eine Anzahl M voneinander unabhängiger Schalter erforderlich.
Mehr als M Schalter, zum Beispiel 2M Schalter, können verwendet werden, wenn
die geschaltete Spannung so hoch ist und/oder die Schaltrate so
hoch ist, daß sie
abwechselnde Verwendung der Schalter erfordern, um Zeit zu haben,
die Schalter ausreichend abzukühlen. In
dieser Variante der Erfindung wird ein Paar von Schaltern parallel
gesteuert, obwohl nur einer der Schalter spannungsverbindend ist.
Die Anzahl unabhängiger
Schalter ist somit immer noch M.
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Die
Anzahl von Lichterzeugungseinheit kann auf eine reduziert werden,
indem ein optischer Signalwähler
verwendet wird. Diese Lichterzeugungseinheit wird dann entsprechend
dem Wert des digitalen Signals Y in einer Weise, die der mit Bezug
auf 6 beschriebenen Weise entspricht, zu M unterschiedlichen
Verteilern geführt.
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Die
optischen Signale können
natürlich
auch durch ionisierende Strahlung der Art ersetzt werden, die in
dieser Anmeldung der Erfindung auch schon beschrieben worden ist.
Die ionisierende Strahlung kann zum Beispiel aus Röntgenstrahlen
oder Elektronenstrahlen bestehen. Die photoleitenden Schalter 12310, 12320 können dann
durch leitende Elementen ersetzt werden, die hauptsächlich auf
elektromagnetische Energie im Röntgenstrahlen-Wellenlängenbereich
bzw. auf freie Elektronen reagieren, die Lichterzeugungseinheiten
können
durch Röntgenröhren bzw.
Elektronenkanonen ersetzt werden, und die Verzögerungselemente können durch
Elemente ersetzt werden, die ein Übertragungsmedium aufweisen,
das an die jeweiligen Arten von Strahlung angepaßt ist.
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14 ist
ein Blockschema, das eine dritte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Impulsformungs-
und Leistungsverstärkungsanordnung darstellt.
Ein erstes Signal XI, das eine erste quadraturgeteilte
Informationssignalkomponente, zum Beispiel in einem I-Kanal, eines
zugrundeliegenden Informationssignals darstellt, wird von einem
ersten Sigma-Delta-Modulator 14010 empfangen, und ein zweites
Signal XQ, das eine zweite quadraturgeteilte Informationssignalkomponente,
zum Beispiel ein Q-Kanal,
desselben zugrundeliegenden Informationssignals darstellt, wird
durch einen zweiten Sigma-Delta-Modulator 14020 empfangen.
Der erste Sigma-Delta-Modulator 14010 moduliert das erste eingehende
Signals XI, wodurch ein erstes digitales Signals
YI gewonnen wird, und der zweite Sigma-Delta-Modulator 14020 moduliert
das zweite eingehende Signal XQ, wodurch
ein zweites digitales Signal YQ gewonnen
wird. Die digitalen Signale YI, YQ werden verschachtelt übergeben; mit anderen Worten,
das zweite YQ digitale Signal wird auf null
gesetzt, wenn das erste digitale Signal YI einen
Signalwert hat, und umgekehrt. Die jeweiligen Sigma-Delta-Modulatoren 14010 bzw. 14020 können digital
sein, wie mit Bezug auf 1 beschrieben, oder analog,
wie mit Bezug auf 2 beschrieben, abhängig davon,
ob die Eingangssignale XI, XQ digital
oder analog sind. Die Sigma-Delta-Modulatoren 14010 und 14020 können vom
Tiefpaß-Typ
oder Bandpaß-Typ
sein, abhängig davon,
welcher für
die fragliche Anwendung am besten geeignet ist.
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Die
digitalen Signale YI, YQ werden
in jeweiligen Misch- und Verstärkungseinheiten 14030 und 14040 gemäß der ersten
oder zweiten mit Bezug auf 4 bzw. 11 beschriebenen
Ausführungsform der
Erfindung verarbeitet. Jedoch verwendet die zweite Misch- und Verstärkungseinheit 14040 nicht ihre
eigene Symbolfolge zum Aufwärts-Mischen
des digitalen Signals Y, sondern verwendet stattdessen eine von
der ersten Misch- und Verstärkungseinheit 14030 erhaltene
und in einer Phasenverschiebungseinheit 14050 um 90° zu Bπ/2 phasenverschobene Symbolfolge
B. Außerdem
wird ein Synchronisationssignal CK von der ersten Misch- und Verstärkungseinheit 14030 an
die zweite Misch- und Verstärkungseinheit 14040 und
an den Sigma-Delta-Modulator 14010, 14020 übertragen,
um sicherzustellen, daß das
System synchron arbeitet.
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Die
erste Misch- und Verstärkungseinheit 14030 übergibt
ein erstes spannungsgeschaltetes Signal PI,
und die zweite Misch- und Verstärkungseinheit 14040 übergibt
ein zweites spannungsgeschaltetes Signal PQ an
eine Summationseinheit 14060, in der die spannungsgeschalteten
Signale PI und PQ addiert
werden und ein Summationssignals PIQ bilden.
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Das
Summationssignal PIQ wird in einer Filtereinheit 14070 gefiltert,
wodurch ein gewünschtes
Signalspektrum extrahiert wird und ein bandbegrenztes Signal PIQ-BP erzeugt wird. Die Mittenfrequenz f0 des Bandpaßfilters 14070 ist
vorzugsweise gleich der halben Symbolrate fB/2 der
Symbolfolge B, so daß ein Signalspektrum
um diese Mittenfrequenz f0 an den Ausgang
der Bandpaßfiltereinheit 14070 übergeben wird.
Wenn es erwünscht
ist, ein Signalspektrum um ein höheres
Vielfaches, zum Beispiel m, wobei m > n, der Symbolrate fB der
Symbolfolge B zu erhalten, wird stattdessen eine Mittenfrequenz
f0 entsprechend diesem Mehrfachen gewählt, das
heißt,
f0 = mfB.
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15 ist
ein Blockschema, das eine vierte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung
zur Impulsformung und Leistungsverstärkung eines eingehenden Informationssignals
X darstellt. Ein Sigma-Delta-Modulator 15010 moduliert
das Informationssignal X, um eines erste YI und
eine zweite YQ quadraturgeteilte digitale
Signalkomponente bereitzustellen. Die digitalen Signale YI, YQ werden verschachtelt übergeben,
das heißt,
die zweite Signalkomponente YQ wird auf
null gesetzt, wenn das erste Signal YI einen
Signalwert aufweist, und umgekehrt. Der Sigma-Delta-Modulator 15010 kann
digital oder analog sein, abhängig
davon, ob das Informationssignal X digital oder analog ist, und
der Sigma-Delta-Modulator 15010 kann
ein Tiefpaßtyp
oder Bandpaßtyp
sein.
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Die
digitalen Signale YI, YQ werden
in den Misch- und Verstärkungseinheiten 15020 bzw. 15030 entsprechend
der ersten oder der zweiten jeweils mit Bezug auf 4 bzw. 11 beschriebenen
Ausführungsform
der Erfindung verarbeitet. Jedoch verwendet die zweite Misch- und
Verstärkungseinheit 15030 nicht
ihre eigene Symbolfolge, sondern verwendet stattdessen eine von
der ersten Misch- und Verstärkungseinheit 15020 erhaltene
und in einer Phasenverschiebungseinheit 15040 um 90° zu Bπ/2 phasenverschobene
Symbolfolge B. Das Synchronisationssignal CK wird außerdem von
der ersten Misch- und Verstärkungseinheit 15020 an
die zweite Misch- und Verstärkungseinheit 15030 und
an den Sigma-Delta-Modulator 15010 übertragen,
um sicherzustellen, daß das
System synchron arbeitet.
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Die
erste Misch- und Verstärkungseinheit 15020 übergibt
ein erstes spannungsgeschaltetes Signal PI und
die zweite Misch- und Verstärkungseinheit 15030 übergibt
ein zweites spannungsgeschaltetes Signal an eine Summationseinheit 15050,
in der die spannungsgeschalteten Signale PQ hinzuaddiert werden,
um ein Summationssignal 15050 zu bilden. Das Summationssignal
PIQ wird dann in einer Filtereinheit 15060 gefiltert,
wodurch ein erwünschtes
Signalspektrum extrahiert wird und ein bandbegrenztes Signal PIQ-BP in der gleichen Weise wie der mit Bezug auf 14 oben
beschriebenen erzeugt wird.
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Es
kann erwähnt
werden, daß die
Schalteinheiten in den Misch- und Verstärkungseinheiten 15020, 15030 nicht
dupliziert werden müssen,
da die digitalen Signale YI, YQ verschachtelt
und deshalb zu abwechselnden Zeitpunkten definiert sind. Die Schalteinheiten 15020 und 15030 arbeiten
somit abwechselnd. Folglich kann ein und dieselbe Schalteinheit
verwendet werden, um abwechselnd Spannungsimpulse zu erzeugen, die
das erste PI bzw. das zweite PQ spannungsgeschaltete
Signal darstellen. Natürlich
gilt das gleiche für
die oben mit Bezug auf 14 beschriebene Lösung.
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16 ist
eine fünfte
Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen impulsformenden
und leistungsverstärkenden
Anordnung. Diese Lösung
setzt voraus, daß zwei
eingehende Signale XI, XQ verschachtelt
sind. Es wird angenommen, daß das
erste Signal XI eine erste quadraturgeteilte
informationstragende Signalkomponente, zum Beispiel einen I-Kanal,
eines zugrundeliegenden Informationssignals darstellt, und es wird
angenommen, daß das
zweite Signal XQ eine zweite quadraturgeteilte
informationstragende Signalkomponente, zum Beispiel einen Q-Kanal, desselben
zugrundeliegenden Informationssignals darstellt. Das erste Signal
XI wird von einem ersten Sigma-Delta-Modulator 16010 empfangen
und das zweite Signal XQ wird von einem
zweiten Sigma-Delta-Modulator 16020 empfangen.
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Der
erste Sigma-Delta-Modulator 16010 erzeugt ein erstes digitales
Signal YI und der zweite Sigma-Delta-Modulator 16020 erzeugt
ein zweites digitales Signal YQ. Die digitalen
Signale YI, YQ werden außerdem gemäß der ersten
und zweiten Ausführungsform
der Erfindung verschachtelt an eine Misch- und Verstärkungseinheit 16030 übergeben. Ein
Synchronisationssignal CL wird von der Misch- und Verstärkungseinheit 16030 an
die Sigma-Delta-Modulatoren 16010, 16020 übermittelt,
um sicherzustellen, daß diese
Modulatoren synchron mit der Misch- und Verstärkungseinheit 16030 arbeiten.
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Die
Misch- und Verstärkungseinheit 16030 übergibt
zwei verschachtelte spannungsgeschaltete Signale PI,
PQ, die in einer Filtereinheit 16040 gefiltert werden.
Die Filterung der Signale führt
zu einem bandbegrenzten Signal Piq-bp, das
ein gegebenes Signalspektrum aufweist.
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17 ist
ein Blockschema, das eine sechste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Impulsformungs-
und Leistungsverstärkungsanordnung darstellt.
Ein eingehendes Signal X wird in einem Sigma-Delta-Modulator 17010 moduliert,
um eine erste YI und eine zweite YQ quadraturgeteilte digitale Signalkomponente
zu bilden. Die digitalen Signale YI, YQ werden gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform
der Erfindung verschachtelt an eine Misch- und Verstärkungseinheit 17020 übergeben.
Ein Synchronisationssignal CL wird von der Misch- und Verstärkungseinheit 17020 an
den Sigma-Delta-Modulator 17010 gesendet,
um sicherzustellen, daß das
gesamte System synchron arbeitet.
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Die
Misch- und Verstärkungseinheit 17020 übergibt
zwei verschachtelte spannungsgeschaltete Signale PI,
PQ, die in einer Filtereinheit 17030 gefiltert werden.
Die Filterung dieser Signale führt
zu einem bandbegrenzten Signal PIQ-BP, das
ein gegebenes Signalspektrum aufweist.