KR20000035813A - 무선주파수 신호를 발생하는 장치 및 방법 - Google Patents

무선주파수 신호를 발생하는 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 정보신호(XIF)의 무선주파수 변조 및 전력 증폭을 하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 상기 정보신호(XIF)의 변조 및 증폭은 상기 정보신호(XIF)를 시그마-델타 변조(410)함으로써 광대역 주파수에 걸쳐 높은 선형성과 효율로 수행됨으로써, 디지털 신호(Y)를 발생시킨다. 상기 디지털 신호(Y)는 상기 업 믹스된 디지털 신호(RF)에 의해 제어된 전압 공급 스위치(423)에 의해 업 믹스되고 전압 스위칭 (420)된다. 상기 스위치는 전기 전도성이 상기 소자에 떨어지는 이온화 방사량에 의존하는 전도소자이다.

Description

무선주파수 신호를 발생하는 장치 및 방법{ARRANGEMENTS AND METHODS FOR GENERATING A RADIO FREQUENCY SIGNAL}
종래의 무선주파수 신호를 전력증폭함에 있어서, 높은 효율이나 선형성중에 한가지를 선택할 필요성이 있다. 예컨데, C타입 증폭기는 효율은 크지만 광대역 적용시 선형성은 떨어진다. 반면에, A타입 증폭기는 선형성은 좋지만 효율은 떨어진다.
QAM(QAM=Quadrature Amplitude Modulation)(사각 진폭 변조)와 같이 다른 반송파상에서 변조된 일부의 정보신호를 동시에 증폭하기 위하여 동일한 증폭기를 이용할 때, 또는 선형 변조 포멧을 이용할 때, 선형성이 매우 큰 전력증폭기를 요구한다. 왜냐하면, 이것은 인입하는 신호성분의 모든 위상과 진폭위치를 증폭 과정속에 유지하는 경우에 필요하기 때문이다. 다른 방법으로, 상호변조는 상기 신호성분들 사이에서 발생할 수 있고, 그 증폭된 가산신호의 스펙트럼은 다른 채널을 통하여 송신된 신호의 간섭위험을 나타내기 위해서 확대될 수 있다. 복수의 협대역 채널의 동시 전력증폭에 적용되는 증폭기 및 몇개의 CDMA(코드 분할 다중 방식) 채널에 놓여지는 반송파를 증폭하는 전력증폭기는 상기 언급한 높은 선형성 요건을 충족시키는 장비의 일예이다.
D.P.Myer는 그의 연구 논문["A Multicarrier Feed-Forward Amplifier Design ", Microwave Journal, October 1994, pp.78-88]에서 광대역 폭 선형 전력증폭기를 얻을 수 있는 방법을 연구하고 있다. 상기 전력증폭기에 입력신호를 순방향으로 공급하는 것은 비선형성을 보상할 수 있다.
A. Bateman, 등은 논문["Linear Transceiver Architectures", 1988 IEEE Vehicular Technology Conference, pp.478-484]에서, 높은 선형성을 갖는 전력증폭기가 카르티시안 피이드백(cartesian feedback), 즉, LINC 원리(LINC=Linear amplification with Non-linear Components)(비선형 성분을 갖는 선형증폭)에 의 해 택일적으로 얻어 질 수 있다.
K-Y.Chan 등은 논문["Linear Modulators Based on RF Synthesis: Realization and Analysis", IEEE Transactions on Circuits and Systems-I: Fundamental Theory and Application, Vol.42, No.6, July 1995]에서, 무선주파수 합성에 의해 QPSK(QPSK=Quadrature Phase Shift Keying)변조된 무선신호를 생성하는 다른 방법을 분석한다. 포함된 모든 방법들은 이른바 CALLUM원리를 이용하며, 더욱더 LINC원리를 개발하고 있다(CALLUM=Combined Analogue Locked Loop Universal Modulator).
V.F.Dias 등은 그들의 논문["Sigma-Delta Modulators for High-Resolution and Wide-Band A/D Converter Applications", Microelectronics Journal, 25, 1994, pp.253-277]에서 단일 비트, 멀티 비트 및 시그마-델타 변조기에 결합된 케스케이드용으로 광대역에 적용한다.
미국 특허출원 제5,401,953호는 단일의 지수적인 무선주파수 변조, 즉, 사각 분리된 신호성분의 무선 주파수 변조에 시그마-델타 변조기를 이용하는 것이 공지되어 있다. 또한, 유럽 특허출원 제426 560호는 시그마-델타 변조기가 입력신호를 지수적으로 변조하는데 이용되는 해법을 공개한다.
논문["Complex-Signal Sigma-Delta Modulators for Quadrature Bandpass A/D Conversion", Microelectronics Journal, Vol.27, No.6, 1996, pp.505-524]에서, V.da Fonte Dias 등은 복합 시그마-델타 변조기(complex sigma-delta modulators)를 이용함으로써 달성될 수 있는 잡음 필터를 설명한다. 이러한 변조기는 직류전압에 대하여 대칭이 아닌 잡음 송신기능이 가능하다. 결과적으로, 상기 설계 방법론은 이러한 형태의 변조기용 대소 케스케이드에 관하여 매우 간단하게 이루어질 수 있다.
K.Cardwell 등은 논문["Progress in UWB Generation with Linear Silicon Switches", Optically Activated Switching Ⅲ, SPIE, Vol.1873, 1993, pp.238-248]에서 광 활성 실리콘 스위치(LASS=Light Activated Silicon Switch)의 도움으로 초광대역 레이터 펄스를 발생하는 방법을 공개한다.
펄스 레이저, 광지연 소자 및 광전도 스위치를 이용하여 초고주파 전자기 펄스를 제공하는 2개의 다른 방법은 논문["High Speed, High Resolution Analogue-to -Digital Conversion using a Hybrid Electro-Optic Approach", 1995 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp.704-707, by R. Marson, et.al]에 공개되어 있고, 또한, 미국특허 제5,401,953호에 공개되어 있다.
신뢰성이 크고 수명이 길은 실리콘 광전도 스위치는 논문["Long Lifetime Silicon Photoductive Semiconductor Switches", Optically Activated Switching Ⅲ, SPIE, Vol.1873, 1993, pp.27-38, by A.Rosen]에 공지된다.
융합 반응기의 플라즈마 생산, X 레이 방사의 검출 및 펄스 레이더 적용시 광대역 높은 파워 펄스의 발생은 스위치를 이용하여 광으로 활성화되는 분야의 일예이다.
본 발명은 저주파수 또는 중간주파수 정보신호를 무선주파수 신호로 변조하고 전력증폭하여, 폭 넓은 주파수 대역에 걸쳐 높은 선형성과 효율을 동시에 이루는 장치에 관한 것이다. 일반적으로, 본 발명은 M의 디지털 신호, 즉, M수의 다른 이산 신호값을 포함하는 신호를 변조하고 전력증폭하는 장치에 관한 것인데, 상기 M값은 2보다 크거나 같은 정수이다.
또한, 본 발명은 그러한 장치에 적용되는 방법에 관한 것이다.
도 1은 디지털 입력신호에 대한 공지된 시그마-델타 변조기의 블록도.
도 2는 아날로그 입력신호에 대한 초기의 공지된 시그마-델타 변조기의 블록도.
도 3은 싸인 신호로 인가된 4-레벨 시그마-델타 변조기로부터 제공된 출력신호의 일예를 도시하는 도시도.
도 4는 상기 제안한 방법의 제1실시예에 따라서 일반 정보신호를 펄스 형성하고 전력을 증폭하는 장치에 대한 계략 블록도.
도 5는 도 4의 혼합 증폭장치(420)에 대한 제1변수를 도시하는 회로도.
도 6은 도 4의 혼합 증폭장치(420)에 대한 제2변수를 도시하는 회로도.
도 7a-7c는 도 5 및 도 6에 3개의 가장 중요한 신호가 시간에 따라 변하는 방법의 일예를 도시한 도시도.
도 8은 도 4의 혼합 증폭장치(420)의 제3변수를 도시하는 회로도.
도 9a-9c는 도 8에 3개의 가장 중요한 신호에 대한 신호 증폭이 시간에 따라 변하는 방법의 일예를 도시하는 도시도.
도 10은 도 4의 혼합 증폭장치(420)의 제4변수에 대한 회로도.
도 11은 상기 제안한 방법의 제2실시예에 따라서 일반 정보신호를 펄스형성하고 전력 증폭하는 장치를 도시하는 블록도.
도 12는 도 11의 혼합 증폭장치(420)의 회로도.
도 13a-13d는 도 12의 3개의 가장 중요한 신호에 대한 신호진폭이 시간에 따라 변하는 방법의 일예를 계략적으로 도시하는 도시도.
도 14는 상기 제안한 방법의 제3실시예에 따라서 사각 신호성분으로 분할되는 일반 정보신호를 펄스 형성하고 전력증폭하는 장치를 도시하는 블록 계략도.
도 15는 상기 제안한 방법에 따라서 펄스가 형성되고 전력이 증폭되는 사각 신호성분으로 일반 정보신호를 분할하는 장치를 도시하는 블록 계략도.
도 16은 상기 제안한 방법에 따라서 사각 신호성분으로 분할되는 일반 정보신호를 펄스 형성하고 전력 증폭하는 장치를 도시하는 블록 계략도.
도 17은 상기 제안한 방법의 제6실시예에 따라서 펄스가 형성되고 전력이 증폭되는 사각 신호성분으로 일반 정보신호를 분할하는 장치를 도시하는 블록도.
본 발명은 아날로그나 디지털, 즉, 간단히 2개의 신호성분으로 사각 분할될 수 있는 범용 정보신호를 펄스형상으로 전력증폭을 하는 장치 및 방법이 있다. 상기 제안된 해법은 폭넓은 주파수 대역에 걸쳐 높은 선형성과 효율을 제공한다.
D/A 변환 및 A/D 변환에 대한 해법은 커다란 동적범위에 걸쳐 시그마-델타 변조에 의해 얻어질 수 있다. 왜냐하면, 과도한 샘플링(oversampling) 및 거기에 이용된 잡음 필터링은 아날로그 회로의 선형성의 요건과 정합요건을 줄이기 때문이다. 또한, 상기 해법에 이용된 반 에일리어스 필터(anti-aliasing filter)는 매우 간단히 만들어 질 수 있는데, 그 해법은 집적회로에 적용하기 좋다. 불운하게, 이러한 방법을 따라 직접 무선주파수 신호를 충분히 합성할 수 있는 회로는 존재하지 않는다.
미국특허 제5,401,953호에 기술된 해법은 무선주파수 정보신호를 발생하기 위하여 일반적인 전력증폭기와 결합하여 저역필터 단일 비트 시그마-델타 변조기를 이용한다.
R. Mason 등에 의해 논문["High Speed, High Resolution Analogue-to-Digital Conversion using a Hybrid Electro-Optic Approach", 1995 IEEE International Symposium on Circuit and Systems, pp.704-707]에 기술된 해법은 펄스 레이저, 광지연소자 및 광전도 스위치의 도움으로 초고주파 전자기 펄스를 발생하는 방법을 포함한다.
그러나, 펄스 형성 정보신호로 제어되는 전압공급 스위치에 의해 시그마-델타 변조 정보신호를 펄스 형성하고 전력증폭하는 것은 공개된 방법이 아니었다.
따라서, 본 발명의 목적은 이온화 방사에 민감하게 반응하고 응답하는 전도소자를 포함하는 스위치 소자에 의해 디지털 입력신호의 효율을 높이고, 선형펄스를 형성하며, 전력을 증폭시키기 위한 것이다.
쉽게 펄스를 형성할 수 있고 전력증폭기에서 비선형성을 감지할 수 없는 디지털신호는 시그마-델타 변조에 의해 유익하게 얻어진다. 시그마-델타 변조기는 임의의 아날로그 또는 디지털 정보신호로부터 무수한 신호를 발생할 수 있다.
본 발명에 따라 제안된 제1장치는 인입하는 정보신호를 시그마-변조하여 M수의 다른 이산 신호값을 가정할 수 있는 디지털 신호를 발생한다. 그 다음, 상기 디지털신호는 혼합 증폭장치(Mixing and amplifying unit)에서 신호 스펙트럼의 소정의 부분을 필터링으로 추출하는 전압 스위칭 정보 운반신호로 변환된다. 전압 스위칭 신호는 상기 디지털 신호의 정보 내용에 따라 M 스위치를 제어함으로써 상기 디지털 신호로부터 얻어진다. 각 스위치는 스위치의 유일한 공급전압에 접속되고, 모든 스위치에 공통인 출력에 접속된다. 주어진 스위치가 닫혀 질 때, 상기 스위치의 공급전압은 상기 출력상에 이용된다. 상기 스위치는 단지 한개의 스위치가 한꺼번에 닫히도록 제어된다. 상기 전압 스위칭 정보 운반신호는 상기 스위치에 공통인 출력상에 전압변동이 포함된다. 본 발명의 장치는 다음의 청구항 1의 특징부에 청구된다.
본 발명에 따라 제안된 제2장치에 있어서, 2개의 디지털 신호는 각 신호성분의 시그마-델타 변조에 의해 2개의 수직 분할 정보신호 성분으로부터 발생된다. 상기 디지털 신호는 M 다른 이산 신호값을 가질 수 있다. 상기 디지털 신호는 2개의 혼합 증폭 장치에서 전압 스위칭 정보 운반신호로 변환된 후, 그 정보운반 신호는 가산신호가 형성되는 다운스트림 가산장치에 부가된다. 상기 스펙트럼의 소정의 부분은 최종적으로 필터링에 의해 가산신호로부터 얻어진다. 전압 스위칭 신호는 각 디지털 신호의 정보내용에 따라 M 스위치를 제어함으로써 상기 기술한 방법과 동일한 방법으로 디지털 신호로부터 발생된다. 이러한 장치는 다음의 청구항 2항에 청구된다.
본 발명에 따라서 제안된 제3장치는 시그마-델타 변조기의 도움으로 인입하는 정보신호로부터 2개의 사각 분할된 디지털 신호를 발생한다. 상기 디지털 신호는 M수의 다른 이산 신호값을 가질 수 있다. 상기 디지털 신호에 해당하는 전압 스위칭 정보 운반신호는 2개의 혼합 증폭장치에서 발생되는데, 이러한 정보 운반신호는 가산신호를 형성하기 위해서 다운 스트림 가산장치에서 가산된다. 소정 부분의 상기 스펙트럼은 필터링에 의해 가산신호로부터 가산된다. 전압 스위칭 신호는 상기 제1장치에 관하여 기술된 것과 동일한 방법으로 M 스위치를 이용함으로서 상기 디지털 신호로부터 발생된다. 따라서, 상기 장치는 청구항 제3항에 특징이 청구된다.
또한, 본 발명은 인입하는 정보신호의 펄스형 전력증폭을 하는 방법에 관한것이다. 이 방법에 따르면, 상기 정보신호는 시그마-델타 변조에 의해 M 이산 신호값을 포함하는 디지털 신호로 복구된다. 상기 디지털 신호를 나타내는 n=2logM n-비트 워드는 주어진 부호 순서대로 곱하는데, 이것은 소위 하다마다 시퀀스(Hadamard sequence)로 될 수 있다. 2진 국부 발진기 신호(0, 1)는 가능한 하다마다 시퀀스의 간단한 일예이다. 그러나, 주기적으로 반복되는 다른 부호 시퀀스는 역시 동일하게 할 것이다. 상기 부호 시퀀스에 포함된 부호들은 거의 m이 될 것이고, 즉, 각각의 부호는 다른 이산값중에 한개를 취할 수 있다.
상기 곱셈과정에서 발생한 신호는 관련된 값에 따라 M 스위치의 스위치로 디코딩되고 통제되거나 억제된다. 각각의 스위치는 스위치 공급전압에 접속되고, 또한, 모든 스위치에 공통인 출력에 접속된다. 주어진 스위치가 닫혀 질 때, 그것의 공급전압은 상기 출력상에서 이용할 수 있고, 그 스위치들은 한개의 스위치만이 일시에 닫혀지도록 제어된다. 상기 전압 스위칭 정보 운반신호는 상기 스위치의 공통출력상에 전압 변화로 포함된다. 상기 스펙트럼의 소정의 부분은 대역통과 필터링에 의해 정보 운반신호로부터 추출된다. 이러한 방법은 청구항 제12항에 특징이 청구된다.
인입하는 신호의 펄스형 전력을 증폭하는 제2의 방법은 시그마-델타 변조에 의해 정보 운반신호를 디지털신호로 복구하는 단계를 포함하는데, 상기 디지털 신호는 M의 다른 이산 신호값을 얻을 수 있다. 상기 디지털 신호는 디코딩되어 상기 관련된 값에 따라서 특정 길이의 펄스를 운반하는 펄스발생기로 제어된다. 상기 펄스는 이온화 방사로 변환되어 다른 성분으로 분할된다. 각각의 성분은 각각의 지연소자를 통하여 보내지는데, 모든 지연소자는 다른 신호지연을 발생한다. 그 다음, 그 이온화 방사의 펄스는 상기 펄스 트레인이 상기 디지털 신호 및 부호 시퀀스의 발생신호를 나타낼 수 있도록 M 펄스 트레인에 결합된다. 이온화 방사의 각 펄스 트레인은 주어진 전도소자를 방사하게 하고, 그 전기적인 전도는 상기 소자상에 침투하여 흐르는 이온화 방사량에 의존한다. 이온화 방사에 의존하여 침투할 때, 각각의 전도소자는 모든 전기소자에 공통인 출력으로 상기 소자에 유일한 공급전압을 운반할 것이다. 상기 전도소자는 한개의 소자만이 주어진 시간에 전도되는 방법으로 방사된다. 이러한 방법은 청구범위 제14항에 청구된다.
인입하는 정보신호에 펄스를 형성하고 전력을 증폭하는 제3방법은 2개의 사각분할 정보신호 성분을 2개의 디지털 신호, 즉, 각각 M-다른 이산 신호값을 갖는 신호로 변조하는 시그마-델타를 포함한다. 상기 디지털 신호는 동일한 부호 시퀀스를 업 믹싱(up-mixing)과정에 이용할지라도, 각각 혼합되고 증폭된다. 그러나, 상기 제2의 디지털신호는 상기 제1디지털 신호를 업 믹싱하는데 이용되는 부호 시퀀스와 비교하여 1/4주기 대체되는 부호 시퀀스로 혼합된다. 전압 스위칭신호는 앞서 언급한 방법중의 한가지 방법으로 이온화 방사 및 M-전도소자를 이용하는 스위치장치에 의해 생성된다. 상기 업 믹싱 및 전압 스위칭 신호는 가산하여 가산신호를 제공한다. 그후, 상기 소정의 전력신호는 상기 가산신호의 필터링에 의해 얻어진다. 이러한 방법은 청구범위 제15항에 청구되었다.
인입하는 정보신호에 펄스를 형성하고 전력을 증폭하는 제4방법에 있어서, 상기 정보신호는 시그마-델타 복조에 의해 2개의 사각 성분으로 분할되는데, 그 성분은 앞서 기술한 방법과 유사하게 혼합되고, 결합되고 필터링된다. 이러한 제4방법은 청구항 제16항에 청구된다.
따라서, 상기 제안된 장치와 방법은 현재의 MCPA 해결 방법으로 발생한 문제점을 해결하고, 모든 공지된 선형 변조시스템의 비용과 선형성에 관한 문제점을 해결한다. 상기 시그마-델타 변조과정에 적용된 과도한 샘플링과 잡음 필터링은 동일한 시간에 스위칭 기술에 의한 비선형 전력 증폭기를 이용하는 동안 출력신호의 선형성을 크게 할 수 있다.
시그마-델타 변조 및 스위치에 기한 증폭에 의하여 정보신호의 펄스 형상과 전력증폭은 고전력 신호와 결합하는 것을 피한다. 이것은 부피가 큰 전력 결합기를 이용하지 않고서도 무선신호를 발생시킬 수 있다. 또한, 인입하는 신호 성분의 위상 또는 진폭을 정합시킬 필요도 없고, 인입하는 아날로그 정보신호를 실행하는 회로를 매우 간단하게 할 수 있다. 또한, 상기 회로는 상기 마이크로파 범위에서 무선신호를 발생시킬 때 마이크로파를 만들지 않아도 된다는 사실에 기인하여 간소화 된다.
본 발명에 따라 시그마-델타 변조기를 이용한 펄스 형상 및 전력증폭은 인입하는 성분을 트리밍(trimming)할 필요가 없다. 또한, 이러한 구조는 초고전압과 전력에 이르게 할 수 있다. 상기 증폭기는 고전력을 출력함에도 불구하고 광대역 폭을 가질 수 있다. 상기 증폭기의 광대역폭 때문에, 송신기 필터상에 수요는 상당히 떨어진다. 또한, 상기 스위치장치의 광 스위치는 완벽한 후방 격리와 최소의 지터(jitter)를 제공한다.
사각 분할된 정보신호가 시그마-델타 변조되고, 혼합되고, 증폭되는 방법, 또는 상기 시그마-델타 변조기가 사각 분할된 디지털 신호를 발생하는 방법은 매우 쉽게 실행된다. 그러나, 인입하는 신호성분사이, 즉, I채널과 Q채널사이의 위상과 진폭을 정확하게 정합할 필요가 있다.
또한, 본 발명은 멀티-비트 시그마-델타 변조기를 멀티 레벨형 전력증폭기에 결합함으로써 과도한 샘플링 요인과 회로 복잡성 문제를 해결할 수 있다.
또한, 상기 제안한 방법과 장치는 복수의 CDMA 채널이 동일한 반송파상에 얹져거나, 주어진 주파수 대역내에 협대역 반송파를 동시에 증폭할 수 있다.
큰 피크요인(PF), 즉, 최대의 피크 전력(PP)과 평균효과(P)사이의 큰 몫을 갖는 OFDM 신호는 상기 방법이 매우 큰 다이내믹을 제공하기 때문에 상기 제안한 방법에 따라서 효과적으로 증폭될 수 있다.
최종적으로, 상기 제안한 방법은 MCPA 어플리케이션에 대한 작고, 저렴하고 단순한 회로를 제공한다.
도 1은 인입하는 디지털 신호(XD)가 디지털 출력신호(Y)를 형성하기 위해 시그마-델xk 변조기에서 변조되는 방법을 도시하는 블록도를 도시한다. 상기 디지털 출력신호(Y)가 2진수, 즉, 1과 -1과 같은 2개의 다른 신호값을 가질 수 있게 간소화시킨 것이다. 그러나, 상기 출력신호(Y)는 실제로 몇개의 비트를 포함하고, 2개 이상의 다른 신호값으로 될 수 있다. 가산기(110)는 상기 인입 신호(XD)와 출력신호(Y)의 차신호를 형성한다. 상기 차신호는 송신기능(H)을 갖는 디지털 필터(120)로 필터링함으로써 필터링 신호(h(e))를 얻는다. 이 신호(h(e))는 클록(CK) 양자화기(130)에서 기준레벨과 비교된다. 상기 필터링신호(h(e))가 상기 기준레벨을 초과하면, 상기 양자화기(130)는 제1디지털신호, 예컨데, 1을 운반하는 반면, 상기 필터링 신호(h(e))가 상기 기준레벨 아래에 있으면, 상기 양자화기(130)는 제2디지털 신호, 예컨데, -1을 운반한다. 상기 기준신호는 상기 출력신호(Y)에 가장 근사한 2개의 예상 신호값의 산술 평균값으로 설정된다. 따라서, M-1 기준레벨은 출력신호(Y)가 M예상 신호값의 알파벳을 포함할 때 필요하다. 따라서, 상기 기준레벨은 상기 출력신호(Y)가 2진수이고, 부호(1 및 -1)를 포함하는 경우와 같이 특별한 경우에 0으로 설정된다.
도 2는 인입하는 아날로그 신호(XA)가 시그마-델타 변조기로 변조되어 2진수인 디지털 출력신호(Y)를 형성하는 방법을 도시하는 블록 계략도이다. 상기 인입신호(XA)와 상기 디지털 출력신호(Y)에 해당하는 아날로그(YA)사이의 차신호는 가산기 (210)에 의해 결정된다. 상기 차분신호(e)는 상기 송신기능(H)을 갖는 아날로그 필터로 필터링되고, 그 필터링 신호(h(e))는 형성된다. 상기 필터링 신호(h(e))는 클록(CK) 비교기(230)에서 전압레벨(0 볼트)과 비교된다. 상기 필터링 신호(h(e))가 0 레벨을 초과하면, 상기 비교기(230)는 제1디지털 신호, 예컨데, 1을 운반하는 반면, 상기 필터링 신호(h(e))는 0레벨 아래에 있으면, 상기 비교기(230)는 제2디지털신호, 예컨데, -1을 운반한다. 그러나, 상기 출력신호(Y)는 상기 아날로그의 경우에 1비트 이상을 포함할 것이다. 왜냐하면, 주어진 방법은 낮은 샘플링 비율을 필요로 하기 때문이다. 상기 출력신호(Y)는 클록(CK) D/A변환기(240)에서 해당하는 아날로그 신호(YA)로 변환되어 상기 가산기(210)로 복귀된다. 상기 D/A 변환기(240)와 비교기(230)사이를 동기시키기 위해서. 이러한 2개의 장치(230,240)는 동일한 클록신호(CK)에 의해 제어된다.
X=XD또는 XA인 시그마-델타 변조기의 송신함수 는 저역특징을 갖고, 상기 출력신호(Y)의 소정의 스펙트럼은 상기 출력신호를 저역 필터링함으로써 얻어진다. 그러나, 대부분의 무선 어플리케이션을 적용시, 상기 디지털 필터 (120)의 송신함수(H)는 대역통과 기능을 할 수 있다. 왜냐하면, 이것은 상기 송신함수 를 갖는 양자화 잡음 e=X-Y이 상기 출력신호(Y)의 일반적인 주파수 스펙트럼 외부로 효율적으로 이동될 수 있기 때문이다.
도 3은 진폭(2u)과 주기 시간(T)을 갖는 아날로그 싸인파 신호 X(t)=2u sin (2πt/T)에 제공되는 4개의 예상 출력신호 값(3u, 1u, -1u 및 -3u)을 갖는 시그마-델타 변조기로부터 출력된 출력신호의 일예이다. 도시된 예에 있어서, 상기 시그마-델타 변조기의 샘플링 주파수는 싸인 신호 주파수의 48배 이상으로 선택되고, 이것은 상기 과도한 샘플링 요소가 24와 같다는 것을 의미한다. 결과적으로, 상기 출력신호 Y(t)의 48 샘플은 상기 입력신호 X(t)의 1주기를 나타내고, 통계적으로 보면, 상기 출력신호 Y(t)는 상기 입력신호 X(t)가 제1기준레벨(O)상에 놓이고 제2기준레벨(2u) 아래에 있을 때, 값(1u)을 갖는 반면, 상기 입력신호 X(t)가 상기 기준레벨(2u)을 초과할 때, 상기 출력신호 Y(t)는 값(3u)을 얻을 것이다. 문의의 상기 출력신호 Y(t)는 상기 입력신호 X(t)와 가장 인접한 출력신호 Y(t-1)에 따른다. 일반적으로, 상기 출력신호 Y(t)는 샘플에서 샘플로 2개의 인접한 신호값 사이로 랜덤하게 변경할 것이다. 상기 입력신호 X(t)가 0이면, 상기 출력신호 Y(t)는 값(1u)과 값(-1u)사이를 랜덤하게 스위치할 것이다. 상기 출력신호 Y(t)는 상기 입력신호 X(t)가 2u일 때, 1u와 3u사이를 랜덤하게 변하고, 상기 입력신호 X(t)가 약 -2u 일때 -1u와 -3u 사이에 있다. 그러나, 훨씬 큰 랜덤한 변화는 도 3으로부터 입증될 것이다.
도 4는 본 발명의 장치에 대한 제1실시예를 도시하는 블록도이다. 상기 장치는 시그마-델타 변조기(410)에서 정보신호(XIF)를 처리함에 의해 인입하는 정보신호(XIF)의 펄스를 형성하고 전력을 증폭한다. 상기 시그마-델타 변조기(410)는 소자필터(120 및 220)들이 각각 대역통과 필터링 특성을 갖는 이른바 대역통과형 변조기가 되거나, 필터(120 및 220)가 저역통과 필터링 특성을 갖는 이른바 저역통과형 필터가 될 것이다. 상기 시그마-델타 변조기(410)는 도 1의 디지털이거나 도 2의 아날로그 형태가 될 수 있는데, 이것은 정보신호(XIF)가 아날로그인지 디지털인지 여부에 의존한다. M의 디지털 출력신호(Y), 즉, M-차분 이산값을 갖는 신호는 상기 시그마-델타 변조기(410)의 출력상에 운반된다. 상기 디지털 신호(Y)는 초당 fs배 샘플링되는 정보신호(XIF)의 버젼을 나타낸다. 상기 디지털신호(Y)는 혼합장치(421), 디코딩 장치(422) 및 스위치장치(423)로 구성하는 혼합 증폭장치(420)에서 수신된다. 상기 디지털신호(Y)는 주어진 부호 순서(B)에 따라 혼합장치(421)에서 혼합되어 무선주파수 신호(RF)를 형성한다. 상기 부호순서(B)의 부호 타이밍(fB)은 복수의 샘플링 주파수(fs), 즉, fB=nfs가 되게 선택된다. 이러한 선택의 결과로써, 에일리어싱 왜곡에서 니퀴스트 주파수(Nyquist frequency)상에 무선주파수 신호(RF)의 스펙트럼 반복은 상기 니퀴스트 주파수 아래의 해당하는 스펙트럼에 걸쳐 정확하게 에일리어스된 다음, 상기 유용한 신호를 발생시키지 않는다.
상기 무선주파수 신호(RF)는 상기 디코딩장치(422)에 의해 상기 스위치장치(423)의 입력으로 제어된다. 이 스위치장치(423)에서, 필터링장치(430)에서 필터링되는 전압 스위칭 정보 운반신호(P)를 발생시킨다. 상기 필터링장치(430)는 중심주파수(f0)가 상기 대역통과 필터링 장치(423)의 출력상에 운반되는 대역통과 필터를 구비한다. 상기 부호순서(B)의 부호비율(fB)에 대하여 m＞n인 m 주의의 신호 스펙트럼을 얻고자 할 때, 이러한 복수의 즉, f0=mfB에 해당하는 중심주파수(f0)가 선택된다. 상기 전압 스위칭 신호(P)가 오디오와 같은 저주파만을 포함한다면, 적합한 대역폭을 갖는 대역통과 필터를 형성하기 위하여 필터링 장치(430)가 적용될 수 있다.
도 5는 도 4에 도시된 혼합 및 증폭장치(420)의 제1변화에 대한 회로도이다. 2진 디지털 입력신호(Y)는 혼합장치(421)에 의해 수신되어, 그 신호(Y)는 곱셈기(5100)에서 비트순서(B)로 곱해진다. 이것은 예컨데 EXCLUSIVE OR 게이트(XOR)에 의해 실행될 수 있다. 무선주파수 신호(RF)는 곱셈과정에서 형성된다. 상기 비트순서(B)는 부호 순서 발생기(5110)에서 발생되고, 연속루프에서 반복되는 하다마드 순서, 예컨데, 1, 0이다. 그러나, 상기 비트순서(B)는 중단없이 반복되는 m의 부호중에 선택된 결합으로 구성한다.
또한, 상기 혼합장치(421)는 동기화 신호(CL)를 부호 순서 발생기(5110)와 신호-델타 변조기(410)로 발생시키는 클럭펄스 발생기(5110)를 포함한다. 상기 동기화 신호(CL)는 상기 시그마-델타 변조기(410)와 부호 순서 발생기(5110)가 동시에 동작한다.
상기 무선주파수 신호(RF)는 디코딩 장치(422)에서 상기 무선주파수 신호(RF)가 제1값, 예컨데, 1을 가질 때 상기 스위치 장치(423)의 제1입력으로 제어되고, 상기 무선주파수 신호(RF)가 제2값, 예컨데, 0을 가질 때 제2입력으로 제어된다. 2진수의 경우에, 디코딩은 상기 무선주파수 신호(RF)를 상기 스위치장치(423)의 제2입력으로 전달하는 인버터(5200)에 의해 실행될 수 있다.
상기 무선주파수(RF)가 상기 신호값(1)을 가질 때, 이온화 방사(5310)를 발생하는 제1장치를 상기 스위치장치(423)로 활성시키는데 반해, 상기 무선주파수 신호(RF)가 상기 신호값 0을 가질 때, 상기 인버터(5200)는 이온화 방사(5320)를 발생하는 제2장치를 활성시키는 신호를 전달한다. 상기 혼합 및 증폭장치(420)의 이러한 다른 혼합 및 증폭장치(420)에 있어서, 상기 이온화 방사는 상기 광파장 영역의 전자기 에너지를 포함하고, 나아가서, 상기 장치(5310 및 5320)는 레이져 장치 또는 광방출 다이오우드와 같은 광방출 장치이다. 각각의 광 발생장치(5310 및 5320)는 활성화 될 때 광신호(o1및 o2)를 발생하는데, 상기 신호는 광 전송매체를 통하여 각 전도소자(5330 및 5340)로 전송된다. 공기, 프리즘 또는 유리막대가 각각의 광신호(o1및 o2)를 송신하는데 적합한 매체일지라도 이것에 관하여 이용된 1차 전송매체는 광섬유이다. 상기 전도소자(5330, 5340)는 그 전도성이 도달하는 광량에 의존하는 재료로 구성하는데, 다르게 말해서, 상기 전도소자는 광전도 스위치이다. 이러한 스위치들은 트랜지스터, 싸이리스터 또는 다이오우드가 될 수 있다. 상기 광전도 스위치의 활성부분은 갈륨 비소(GaAs), 금 도핑된 실리콘(Au/Si 10-6) 또는 구리 도핑된 실리콘(Cu/Si 10-6)의 기판을 포함한다. 상기 광전도 스위치의 소정의 재결합 시간 및 온 오프 시간은 상기 스위치 기판의 불순물 양을 변화시킴으로써 만들어 질 수 있다.
상기 제1광전도 스위치(5330)는 양의 공급전압(+U)과 출력에 접속된다. 상기 제2의 광전도 스위치(5340)는 상기 양의 공급전압(+U)과 동일한 절대값 및 상기 제1광전도 스위치(5330)와 동일한 출력을 가질 것이다. 상기 제1광전도 스위치 (5330)에서 광(o1)이 방사될 때, 그 공급전압(+U)은 상기 출력상에 이용되는 반면, 상기 제2광전도 스위치(5340)에서 광(o2)이 방사될 때, 상기 스위치의 공급전압(-U)은 출력 대신에 이용될 것이다. 상기 무선주파수 방사(RF)는 상기 광전도 스위치중 한개의 스위치가 어떤 순간에 닫혀지도록 디코딩된다. 상기 전압 스위칭 정보 운반 신호(P)는 상기 광전도 스위치(5330, 5340)의 공통 출력상에 전압변화로서 판독될 수 있다.
또한, 상기 이온화 방사는 X-레이 길이의 전자기 방사가 되거나, 전위 브리지를 거쳐 추진된 자유전자로 구성할 수 있다. 공기와 같은 가스 매체는 X-레이 전달에 이용될 수 있는 반면, 진공상태는 전자방출용 전송 매체에 더욱 적합하다. 활성부가 상당히 큰 밴드갭을 갖는 재료로 이루어지는 전도소자는 전자방출 및 X 레이 파장의 이온화 방출에 관하여 선택될 수 있다. 다이어몬드 및 실리콘 카바이드 (SiC)는 상기 재료의 예들이다. 상기 전도소자의 큰 밴드갭은 낮은 암전류(dark current)에 기인하여, 상기 전압 스위칭 정보 운반신호(P)의 낮은 잡음레벨에 기인한다. 그러나, 상기 전도소자의 밴드갭이 클수록, 운반되는 광자당 더욱 많은 에너지가 필요시 된다. 자연적으로, 또한, 종래의 광전도소자는 X-레이 방출 및 전자광선에 의해 제어될 수 있다. 소위 광억제(Photoquenching)를 이용하는 전도소자는 모든 종류의 이온화 방사에 적용할 수 있다. 광억제는 전도소자의 높은 재결합 율을 유도하여, 상기 스위치가 전통적인 광전도 스위칭의 경우보다 빠르게 오픈될 수 있다.
도 6은 도 4의 제2의 다른 혼합 및 증폭장치(420)에 대한 회로도이다. 2진 디지털 신호(Y)는 혼합장치(421)에서 얻어지고, 곱셈기(6100)에서 비트 순서(B)만큼 배가된다. 무선주파수 신호(RF)는 도 5에 참조된 것과 동일한 방법으로 상기 배가 공정에서 발생된다. 상기 비트순서(B)는 클록 펄스 발생기(6120)로부터 발생된 동기화 신호(CL)에 의해서 클록되는 부호 순서 발생기(6110)에서 발생된다. 또한, 상기 동기화 신호(CL)는 시그마-델타 변조기(410)와 부호 순서 발생기(6110)사이의 좌표를 확인할 목적으로 시그마-델타 변조기(410)를 통과한다.
상기 무선주파수 신호(RF)는 디코딩 장치(422)의 광신호 선택기(6210)를 통과한다. 상기 무선주파수 신호(RF)가 제1신호 값, 예컨데, 1일 때, 일정한 광신호(O)는 광 발생 장치(6200), 예컨데, 레이저 장치로부터 제1광신호(o1)의 형태로 제2의 광전도 스위치로 보내지는 반면, 무선주파수 신호(RF)가 제2신호값, 예컨데, 0일 때, 상기 광신호(O)는 제2광신호(o2)의 형태로 제2의 광전도 스위치(6320)로 보내진다. 상기 광신호 선택기(6210)가 광신호(O)를 제어할 수 있는 비율이 원칙적으로 상기 광신호(O)의 파워에 반비례하기 때문에, 광신호(O)의 파워를 가능한한 낮게 하는 것이 바람직하다. 상기 광전도 스위치(6310, 6320)가 조광되는 광파워는 상당히 크게 될 것이다. 결과적으로, 큰 데이터 속도에서 펄스를 형성하고 스위칭할 때, 또한, 상기 스위치 장치(423)는 상기 신호가 각 광전도 스위치(6310 및 6320)로 통과되기 전에 광신호(o1, o2)를 증폭하는 광증폭기를 포함할 것이다.
도 7a는 도 4 내지 6에서 2진 디지털 입력신호의 신호진폭 Y(nTS)가 시간(t)에 따라 변할 수 있는 방법에 대한 일예를 도시한다. 상기 기본적인 정보신호는 초당 1/Ts배로 샘플링될 것이고, 이것은 2개이 실행 샘플사이에 간격이 Ts라는 것을 의미한다. 상기 다이어그램의 수평축을 따라 도시된 것은 시간(t)대신에 샘플링 간격을 나타내는 변수(n)이다. 상기 다이어그램은 nTs의 기능과 같이 2진 신호 Y(nTS)를 나타낸다. 상기 신호Y(nTS)는 이러한 예의 경우에 값(1 또는 0)을 가정할 수 있다.
도 7b는 도 5의 부호순차 발생기(511) 및 도 6의 부호순차 발생기(6110)로부터의 비트순서(B)를 도시한다. 이러한 비트순서(B)는 디지털 신호(Y)보다 훨씬 큰 비트율을 가진다. 이러한 예에서, 상기 비트순서(B)의 비트율은 실제로 합리적인 값의 낮은 한계에 해당하는 fs에 해당하는 fsx10과 같이 선택된다. 이러한 경우, 상기 비트순서(B)는 상기 다이어그램의 수직축을 따라 나타내는 다른 값(0 및 1)을 가진다. 시간(t)은 상기 다이어그램의 수평축을 따라 도시된다.
도 7c는 도 4 내지 도 6의 전압 스위칭 정보 운반 신호(P)를 도시한다. 상기 다이어그램은 시간(t)의 기능으로써 신호 P(t)를 도시한다. 상기 전압 스위칭 신호의 진폭은 상기 공급전압(+U 및 -U)의 절대값에 해당하고, 그 위상위치는 상기 디지털 신호(Y)의 값(1/0)에 의해 제어된다. 상기 디지털 신호(Y)가 값(0)을 가질 때, 상기 전압 스위칭 신호 P(t)는 비트순서(B)에 일치하는 반면, 상기 디지털 신호(Y)가 상기 값(1)을 가질 때, 상기 전압 스위칭 신호 P(t)는 비트 순서(B)와 역으로 복사된다.
도 8은 도 4의 혼합 및 증폭장치(420)와 다른 제3의 회로도인데, 상기 디지털 입력신호(Y)는 4개의 요소, 즉, 4개의 다른 이산 신호값이 될 수 있다. 상기 디지털신호(Y)는 비트순서(B)만큼 곱해져서 무선주파수 정보 운반신호(RF)를 발생하는 혼합장치(421)에 의해 수신된다. 곱셈기(5100)에서 2가지 요소로 곱셈연산이 이루어지는데, 그 한가지 요인은 상기 디지털 신호(Y)로부터 발생된 2비트어(y1, y2)로 이루어지고, 다른 요인은 상기 비트순서(B)로부터 발생된 비트이다. 상기 부산물, 즉, 상기 정보운반 신호(RF)는 디코딩 장치(422)의 4개 출력(e1-e4)중 한개를 활성화 하는 2개의 2진 비트(rf1, rf2)의 형태로 발생된다. 상기 정보운반 신호(RF)가 제1값, 예컨데, rf1, rf2=00일 때, 신호는 제1출력(e1)상으로 운반되는 반면, 상기 정보운반 신호(RF)가 제2의 값, 예컨데, rf1, rf2=01일 때, 신호는 제2의 입력(e2)상으로 운반되고, 상기 정보 운반신호(RF)가 제3값, 예컨데, rf1, rf2=10일 때, 신호는 제3출력값(e3)상에 운반되고, 상기 정보 운반신호(RF)가 제4의 값, 예컨데, rf1, rf2=11일 때, 신호는 제4의 출력(e4)상에 운반된다.
상기 출력(e1-e4)상에 신호는 스위치 장치(423)안에 광 발생장치(8310-8340)에서 광에너지(o1-o4)로 변환된다. 각각의 광신호(o1-o4)는 광량에 따라 전도성이 변하여 광전도 스위치(8310-8340)를 빛나게 한다.
모든 광전도 스위치(8350-8380)는 상기 모든 스위치에 공통인 출력에 접속된다. 상기 제1스위치(8350)는 제1의 양의 공급전압(+U)에 접속되고, 상기 제2스위치 (8360)는 제1의 음의 공급전압(-U)에 접속되고, 상기 제3스위치(8370)는 상기 제1양의 공급전압(+U)보다 큰 제2의 양의 공급전압(+3U)에 접속되며, 상기 제4스위치 (8380)는 상기 제1의 음의 공급전압(-U)보다 큰 제2의 음의 공급전압(-3U)에 접속된다. 상기 광전도 스위치(8350-8380)가 광펄스(o1-o4)에 의해 충족될 때, 상기 각각의 전압원(+U, -U, +3U, -3U)은 상기 무선주파수 신호 RF=rf1, rf2의 변화시간에 공통출력으로 전력을 전달한다. 이것은 디지털 입력신호(Y)의 정보내용에 해당하는 정보내용을 갖고 있는 정보 운반 전압 스위칭 신호(P)의 스위치 장치(423) 출력으로 운반되게 한다.
또한, 상기 혼합장치(421)는 부호 순서 발생기(8110) 및 시그마-델타 변조기(410)로 동기 신호(CL)를 발생시키는 클록 펄스 발생기(8120)를 포함한다. 상기 동기신호(CL)는 상기 시그마-델타 변조기(410)와 부호 순서 발생기(8110)가 동시에 동작되게 한다.
물론, 상기 광신호(o1-o4)는 상기 언급한 것과 같은 종류의 이온화 방사, 즉, X-레이 방사 또는 전자 빔으로 구성된다. 이러한 경우, 상기 광전도 스위치 (8350-8380)는 밴드갭이 상기 광전도소자 보다 큰 전도소자로 대체될 수 있다.
도 9a는 샘플링 구간(n)의 함수와 같이 도 8의 4개의 디지털 입력신호(Y)에 대한 신호진폭 Y(nTS)에 대한 일예를 도시한다. 상기 기본적인 정보신호는 이러한 경우에 초당 1/TS배 샘플링될 수 있다. 상기 신호Y(nTS)는 4개의 다른 신호값:y1y2= 00, 01, 10 또는 11이 될 수 있다.
도 9b는 도 8의 코드 순서 발생기(8110)로부터 발생한 비트 순서(B)에 대한 다이어그램을 도시한다. 상기 비트순서(B)의 비트율은 디지털 입력신호(Y)의 비트율보다 훨씬 크고, 그 진폭은 상기 값 1과 0이 교대로 일어난다. 상기 다이어그램은 수직축에 따른 진폭 B(t)를 도시한다. 상기 시간(t)은 수평축을 따라 도시된다.
도 9c는 도 8의 전압 스위칭 정보 운반신호(P)가 시간(t)에 따라 변하는 방법을 도시한다. 상기 전압 스위칭 신호 P(t)의 진폭은 각 공급전압(+U, -U, 3U, -3U)에 대한 절대 값 U와 3U 사이를 변하고, 그것의 위상위치는 상기 디지털 신호(Y)의 극성에 의해 제어된다. 상기 디지털 신호(Y)가 양의 극성을 가질 때, 즉, 최하위 비트가 제로 00 또는 10인 값을 가질 때, 상기 전압 스위칭 신호 P(t)의 위상 위치는 상기 비트순서 B(t)의 위상 위치와 일치하는 반면, 상기 디지털 신호 Y(nTS)가 음의 극성을 가질 때, 즉, 최하위 비트가 1(01 또는 11)인 값을 가질 때, 상기 전압 스위칭 신호 P(t)는 제2의 진폭(3U)을 가진다. 상기 디지털 신호 Y(nTS)의 4개의 위치 알파벳(00, 01, 10, 11)은 2개의 다른 진폭 레벨(U 및 3U)과 2개의 다른 위상 위치(0°및 180°)의 결합에 의해 전압 스위칭 신호 P(t)로 나타낸다.
도 10은 도 4와 다른 제4의 혼합 증폭장치(420)에 대한 회로도인데, 상기 디지털 신호입력(Y)은 M, 즉, M-다른 이산 신호값으로 될 수 있다. 상기 신호(Y)는 비트순서(B)에 의해 곱해져서 혼합장치(421)에서 수신되어, 무선주파수 정보 운반신호(RF=rf1, rf2.... rfn)를 발생한다. 2가지 요소를 곱셈기(10100)에 곱해서 배가되는데, 한가지 요인은 상기 디지털 신호(Y)로부터 n2=logM인 n비트어(y1, y2.....yn)로 구성되고, 다른 요인은 상기 비트순서(B)로부터의 비트이다. 상기 부산물, 즉, 상기 정보운반 신호(RF)는 디코딩 장치(422)의 출력(e1-em)중 한개를 활성화 하는 n 2진비트(rf1, rf2.... rfn)로 나타낸다. 정보 운반신호(RF)가 제1값, 예컨데, rf1...., rf2=0....0일 때, 신호들은 제1출력(e1)상에 운반되는 반면, 상기 정보 운반신호(RF)가 n번째 값, 예컨데, rf1...., rf2=1...1일 때, 신호는 M번째 출력(eM)상에 운반된다. 상기 디코딩 장치(422)의 모든 다른 M-2출력은 상기 정보 운반 신호(RF)의 중간(M-2) 결합에 의해 활성될 수 있다.
상기 출력(e1-em)상에 신호들은 스위치장치(423)의 광발생 장치(10310-10 315)에서 광 에너지로 변환된다. 각각의 광 신호는 주어진 광전도 스위치(10320-10325)에 빛을 발하게 하며, 그 전도성은 상기 스위치 및 그 스위치의 물리적인 크기에 떨어지는 광량에 의존한다. 모든 광전도 스위치(10320-10325)는 모든 스위치의 공통 출력에 접속된다. 또한, 각 스위치는 스위치 유일한 공급전압에 접속된다. 따라서, 상기 제1스위치(10320)는 제1양의 공급전압(+U)에 접속되고, 상기 제2스위치(8360)는 제1음의 공급전압(-U)에 접속되며, 상기 M-1스위치(10324)는 M/2양의 공급전압 +(M-1)U에 접속되면, 상기 M번째 스위치(10325)는 M/2음의 공급전압 -(M-1)U에 접속된다. 광펄스가 광전도 스위치(10320-10325)상에 부딪힐 때, 상기 전압원(+U, -U, +3U,...+(M+1)U, -(M-1)U)은 상기 무선신호 주파수 신호(RF=rf1, rf2 .....rfn)가 변하는 시간에 공통 출력으로 전력을 운반한다. 이것은 결과적으로 정보운반 전압 스위칭 신호(P)의 정보내용이 상기 스위치 장치(423)의 출력으로 디지털 입력신호(Y)의 정보내용에 해당하는 것을 운반한다.
따라서, 상기 디지털 입력신호(Y)의 M-다른 신호값에 대한 알파벳은 M/2의 다른 진폭레벨(U, 3U, 5U,..., M-1)과 2개의 다른 위상위치(0°및 180°)의 결합에 의해 전압 스위치 신호 P(t)로 나타낸다. 예컨데, 상기 진폭레벨은 일련의 2i-1)U이고, i=1, 2, ...M/2와 같이 서로 관련된다. 또한, 다른 진폭레벨의 분포는 가능하지만, 입력신호의 통계적인 작동 지식을 이용한다.
상기 도시된 실시예의 혼합장치(421)는 동기신호(CL)를 코드 순서 발생기 (10110) 및 델타-시그마 변조기(410)로 발생하는 클록 펄스 발생기(10120)를 포함한다. 상기 동기신호(CL)는 상기 시그마-델타 변조기(410)와 부호 순서 발생기 (10110)가 동시에 동작하게 한다.
물론, 상기 광신호는 상기 언급한 이온화 방사, 즉, X-레이 및 전자방출로써 대체될 수 있다. 이러한 예에 있어서, 상기 광전도 스위치(10320-10325)는 상기 광전도소자의 밴드갭보다 큰 밴드갭을 갖는 전도소자로 대체할 수 있다.
도 11은 본 발명의 제2실시예에 따른 장치를 도시하는 블록 계략도이다. 상기 장치는 시그마-델타 변조기(11410)에서 정보신호(XIF)를 처리함으로써 인입하는정보신호(XIF)를 무선주파수 변조하고 전력을 증폭한다. 상기 시그마-델타 변조기 (11410)는 소위 대역통과형이나 저역통과형이 될 수 있다. 상기 시그마-델타 변조기(11410)는 상기 정보신호(XIF)가 디지털 또는 아날로그인지 여부에 따라서 도 1의 디지털이거나 도 2의 아날로그로 될 수 있다. M근처의 디지털 출력신호(Y)는 상기 시그마-델타 변조기의 출력상에 운반된다. 상기 디지털 신호(Y)는 초당 fs배 샘플링되는 정보신호(XIF)의 버젼을 나타낸다. 디코딩장치(11422), 혼합장치(11421) 및 스위치장치(11423)를 포함하는 혼합 증폭장치(11420)는 디지털 신호(Y)를 수신한다.
상기 디코딩 장치(11422)는 상기 디지털 신호(Y)의 문의의 값에 따라 상기 혼합장치(11421)에서 M개의 혼합장치중 한개로 디지털 신호(Y)를 제어한다.
상기 디지털신호(Y)는 신호분할, 지연 및 결합에 의해 무선주파수 정보운반 신호(RF)로 상기 혼합장치(11421)에서 혼합된다. 상기 지연 및 결합은 주어진 비트 순서(B) 만큼 상기 디지털 신호(Y)를 배가할 때 본 발명의 일 실시예에서 얻어진 결과에 해당하는 결과를 제공한다.
상기 무선주파수 신호(RF)는 필터링 장치(11430)에서 필터링되는 전압 스위칭 정보운반 신호(P)로 스위칭 장치(11423)에 의해 증폭된다. 밴드 제한 전력신호 (PBP)는 상기 장치(11430)의 정보 운반신호(P)로부터 추출된다.
도 12는 2진 디지털신호, 즉, 2개의 다른 이산 신호값을 갖는 신호의 경우에 도 11의 혼합 증폭장치에 대한 회로의 일예를 도시한다. 디코딩장치(11422)는 상기 디지털신호(Y)가 제1값, 즉, 1을 가질 때, 디지털 신호(Y)를 혼합장치(11421)의 제1펄스 방출기(12110)로 제어하고, 상기 디지털신호(Y)가 제2의 값, 즉, 0을 가질 때, 제2펄스 방출기(12120)로 제어한다. 이러한 2진수의 경우, 디코딩은 상기 디지털 신호(Y)의 반전을 상기 혼합장치(11421)의 제2펄스 방출기(12120)로 운반하는 반전기(12200)로 실행될 수 있다.
상기 혼합장치(11421)의 펄스 방출기(12110, 12120)가 입력신호 1을 수신할 때, 상기 펄스 발생기는 소정길이의 양의 펄스를 발생한다. 상기 펄스 방출기는 상기 입력신호 1을 수신할 때 까지 활성되지 않는다. 펄스가 발생되기 위해서, 1사이의 시간은 디지털 신호(Y)의 부호 시간(TS)을 초과해야 한다. 각각의 펄스 방출기 (12110, 12120)는 출력신호를 각각의 광 발생장치(12130, 12140)로 운반하여, 상기 펄스를 동일한 길이의 광펄스(o1, o2)로 변환한다. 상기 광펄스(o1, o2)는 스플리터 (splitter)(12150, 12160)에서 여러가지 성분으로 분리되고, 상기 성분은 광섬유 (12170-12177)와 같은 광전송 매체의 매체를 통하여 결합장치(12180, 12190)로 송신되고, 상기 성분들은 광신호(c1, c2)로 저장된다. 상기 광섬유(12170, 12173)의 주어진 한개의 어레이에 있어서, 모든 광섬유는 서로 다른 길이를 가지고서 광신호를 다른 길이로 지연한다. 광펄스가 광섬유(12170-12173)의 어레이로 송신될 때, 상기 펄스는 제1광섬유(12170)로부터 제1시간점에 존재하고, 제2광섬유(12171)로부터 제2시간점 및 약간 늦은 시간에 존재하고, 제3광섬유(12172)로부터 제3시간점 및 약간 늦은 시간점에 존재하며, 제4광섬유(12173)로부터 제4시간점 및 약간 늦은 시간점에 존재한다.
도 13a는 도 12의 디코딩 장치(11422)에 2진 디지털 입력신호 Y(nTS)의 일예를 도시한다. 특정의 부호시간(TS)을 갖는 이러한 예의 양의 신호로 나타내는 제1의 2진 부호(1)가 수신될 때, 상기 제1펄스 방출기(12110)는 펄스를 발생한다. 도 13b에 도시된 것은 상기 펄스 방출기(12110)에서 발생하는 펄스로부터 제1레이저 장치(12130)에서 발생되는 특정의 길이(t0)를 갖는 제1광펄스이다. 상기 광펄스(o1)는 상기 제1스플리터(12150)에서 서로 다른 길이를 갖는 4개의 광섬유 (12170-12173)를 거쳐 송신되는 4개의 동일한 펄스로 분할된다. 상기 펄스의 제1성분은 제1시간점에서 상기 제1광섬유(12170)로부터 제1결합장치(12180)에 도달한다. 이러한 성분은 스위치 장치(11423)에서 제1광전도 스위치(12310)를 방사하는 제3의 결합된 광신호(c1)의 제1부분을 형성한다. 상기 광펄스가 상기 스위치(12310)에 인가될 때, 상기 스위치는 닫히고, 제3공급전압(+U)은 상기 스위치장치의 출력상에서 이용가능하다. 이러한 전압(+U)은 도 13d에 도시된 전압 스위칭 정보 운반신호 P(t)의 제1부분을 형성한다.
상기 광펄스의 제1성분이 종료할 때, 상기 광펄스의 제2성분은 상기 제2광섬유(12171)를 경유하여 상기 제2결합장치(12190)에 도달한다. 이러한 제2성분은 상기 스위치 장치(11423)에서 제2의 광전도 스위치(12320)를 방사하는 제2의 결합된 광신호(c2)의 제2부분을 형성한다. 상기 스위치(12320)에 상기 광펄스가 인가될 때, 상기 스위치(12320)는 닫히고, 제2의 공급전압(-U)은 상기 스위치 장치(11423)의 출력상에 이용할 수 있다. 이러한 전압(-U)은 상기 전압 스위칭 정보 운반 신호 P(t)의 제2부분을 형성한다.
상기 전압 스위칭 정보 운반신호 P(t)의 나머지는 상기 디지털 신호 Y(nTS)에서 제2의 2진 부호에 대한 부호시간(TS)의 나머지 기간동안 제3(12172) 및 제4(12173)의 광섬유에 의해 만들어 진다.
상기 제2의 펄스 방출기(12120)는 상기 제1부호 1과 동일한 부호시간(TX)을 갖는 0으로 나타내는 제2의 2진 부호 0을 수신하는 펄스를 발생한다. 이러한 펄스는 길이(t0)가 상기 제1광펄스(o1)와 일치하고 도 13c에 도시되어 있는 제2광펄스(o2)로 상기 제2의 레이저 장치(12140)에서 변환된다. 상기 광펄스(o2)는 상기 제2의 스플리터(12160)에서 제4의 식별 펄스(identical pulse)로 분할되는데, 이러한 식별 펄스는 서로 다른 길이를 갖는 4개의 광섬유(12174-12177)를 경유하여 전송된다. 제1펄스 성분은 제1시간점에서 상기 제1섬유(12174)를 경유하여 제2의 결합장치(12190)에 도달한다.
상기 제1성분은 상기 제2의 광전도 스위치(12320)를 발광하게 하는 제2의 결합된 광신호(c2)의 일부분을 형성한다. 상기 스위치(12320)가 광펄스에 의해 여기될 때, 상기 스위치(12310)는 닫혀지고, 그 제2의 공급전압(-U)은 상기 스위치 장치(11423)의 출력에 이용할 수 있다. 상기 광펄스(o2)의 제1성분의 끝에, 상기 광펄스의 제2성분은 상기 제2광섬유(12175)를 경유하여 제1결합장치(12180)에 도달한다. 이러한 제2성분은 상기 제1광전도 스위치(12310)를 발광하게 하는 상기 제1광 신호(c1)의 일부분을 형성한다. 상기 스위치(12310)에 광펄스를 인가할 때, 상기 스위치(12310)는 다시 닫혀지고, 상기 제1공급전압(+U)은 상기 스위치장치(11423)의 출력에서 이용할 수 있다. 상기 전압 스위치 정보 운반신호 P(t)의 나머지는 상기 제2의 2진 부호 0에 대한 부호 시간(TS)의 나머지부분 동안 제3(12176) 및 제4(12177) 광섬유에 의하여 해당하는 방법으로 만들어 진다.
따라서, 상기 디지털 신호(Y)의 알파벳에서 제2의 2진 부호 0은 상기 디지털 신호(Y)의 알파벳에서 제1의 2진 부호 1의 위상 반전된 형태로써 상기 전압 스위칭 정보 운반신호 P(t)로 나타낸다.
광섬유에 다른 지연소자로써, 상기 광 신호(o1, o2)는 서로 다른 길이의 통로, 예컨데, 한개 이상의 프리즘을 통하여 임의의 다른 적합한 전송매체를 통과할 수 있다.
본 발명의 이러한 실시예에 있어서, 광 발생장치, 결합장치, 상호 개별적인 스위치의 갯수는 상기 디지털 신호(Y)의 예상 신호값의 갯수와 일치한다. 따라서, 상기 디지털 신호 알파벳이 M-다른 부호를 포함할 때, M개의 광 발생장치, M개의 스플리터, M개의 결합장치 및 M개의 스위치가 필요하다. M개의 스위치 이상, 예컨데, 2M스위치는 상기 스위칭된 전압이 너무 높고, 상기 스위칭 속도가 상기 스위치를 냉각시키기에 충분한 시간을 가지기 위해서 스위치의 교번에 필요한 것보다 너무 빠를 때 이용될 수 있다. 이러한 본 발명의 변화에 있어서, 한쌍의 스위치는 상기 스위치중 한개를 전압 접속할 지라도 병렬로 제어될 수 있다. 따라서, 독립된 스위치의 갯수는 여전히 M이다.
광 발생장치의 갯수는 한개의 광 신호 선택기를 이용함으로써 1개로 줄여질 수 있다. 이러한 광 발생장치는 M다른 스플리터로 디지털 신호(Y)의 값에 따라 도 6을 참조로 기술된 방법과 비슷한 방법으로 제어된다.
물론, 상기 광신호는 본 발명을 적용시 이미 설명한 종류의 이온화 방사에 의해 대체될 수 있다. 예컨데, 상기 이온화 방사는 X-레이 또는 전자 레이로 구성될 수 있다. 상기 광전도 스위치(12310, 12320)는 X-레이 파장 범위의 전자기 에너지 및 자유전자에 응답하는 전도소자로써 대체될 수 있는데, 상기 광 발생장치는 X-레이관 및 전자총으로 대체되고, 상기 지연소자는 각가지 종류의 방사에 적용된 전송매체를 포함하는 소자로써 대체될 수 있다.
도 14는 본 발명의 펄스 형상 및 전력 증폭 장치의 제3실시예를 도시하는 블록 계략도이다. 예컨데, 기본적인 정보신호의 I채널에서 처음의 사각 분할된 정보신호 성분을 나타내는 제1신호(X1)는 제1시그마-델타 변조기에 의해 수신되고, 동일한 기본적인 정보신호의 Q채널에서 제2의 사각 분할된 정보신호를 나타내는 제2신호(XQ)는 제2의 시그마-델타 변조기(14020)에서 수신된다. 상기 제1의 시그마-델타 변조기(14010)는 상기 제1의 인입신호(X1)를 변조하여, 제1의 디지털 신호(Y1)를 얻고, 제2의 시그마-델타 변조기(14020)는 제2의 인입하는 신호(XQ)를 변조하여, 제2의 디지털 신호(YQ)를 얻는다. 상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 인터리브된다. 즉, 상기 제2(YQ)의 디지털 신호는 제1의 디지털신호(Y1)가 신호값을 가질 때 0으로 설정된다. 각각의 시그마-델타 변조기(14010 및 14020)는 상기 입력신호(X1, XQ)가 디지털인지 아날로그 인지 여부에 따라 도 1에 기술된 디지털 또는 도 2에 기술된 아날로그가 될 수 있다. 상기 시그마-델타 변조기(14010 및 14020)는 가장 적합하게 적용될 수 있느냐에 따라 저역통과형 또는 대역통과형이 될 수 있다.
상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 도 4 및 도 11에 기술된 본 발명의 제1 및 제2실시예에 따라서 각각의 혼합 증폭장치(14030 및 14040)로 처리된다. 그러나, 상기 제2의 혼합 증폭장치(14040)는 상기 디지털 신호(Y)를 혼합하는데 자체의 신호순서를 이용하지 않고, 대신에, 상기 제1혼합 증폭장치(14030)에서 얻어진 부호 순서(B) 및 위상 전이장치(14040)의 위상전이(90°Bπ/2)를 이용한다. 또한, 동기신호(CL)는 상기 제1혼합 증폭장치(14030)로부터 제2의 혼합 증폭장치(14040)와 상기 시그마-델타 변조기(14010, 14020)로 전송되어 상기 시스템이 동시에 동작하게 한다.
상기 제1혼합 및 보강장치(14030)는 제1전압 스위칭 신호(P1)를 전달하고, 상기 제2의 혼합 증폭장치(14040)는 제2의 전압 스위칭 신호(PQ)를 상기 전압 스위칭 신호(P1및 PQ)를 가산하여 가산신호(PIQ)를 형성하는 가산장치(14060)로 전달한다.
상기 가산신호(PIQ)는 필터링 장치(14070)에서 필터링되어, 소정의 신호 스펙트럼을 추출하고, 밴드 한정신호(PIQ-BP)를 발생시킨다. 상기 대역통과 필터(14070 )의 중심주파수(f0)는 상기 부호순서(B)의 부호 전송속도(fB/2)의 1/2과 같고, 그 결과, 이러한 중심주파수(f0)주위에 신호 스펙트럼은 상기 대역통과 필터(14070)의 출력으로 운반된다. 상기 부호 순서(B)의 부호 전송속도(fB)에 대하여 m＞n인 보다 큰 배수 주위에 신호 스펙트럼을 얻기를 원할 때, 이러한 배수, 즉, f0=mfB에 해당하는 중심주파수(f0)가 선택된다.
도 15는 인입하는 정보신호(X)를 펄스 형성하고 전력증폭하는 본 발명의 장치에 대한 제4실시예를 도시하는 블록 계략도이다. 시그마-델타 변조기(15010)는 상기 정보신호(X)를 변조하여 제1(Y1) 및 제2(YQ)의 사각 분할된 디지털 신호성분을 제공한다. 상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 인터리브되어 운반된다. 즉, 상기 제2신호성분(Y1, YQ)은 상기 제1신호(Y1)가 한 신호값을 가질 때 0으로 설정되고, 그리고, 이와 반대로 설정된다. 상기 시그마-델타 변조기(15010)는 상기 정보신호(X)가 디지털이거나 아날로그인지 여부에 따라 디지털 또는 아날로그가 될 수 있고, 상기 시그마-델타 변조기(15010)는 저역형 또는 대역통과형이 될 수 있다.
상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 도 4 및 도 11을 참조로 기술된 본 발명의 제1 또는 제2실시예에 따라서 상기 혼합 및 증폭장치(15020, 15030)에서 처리된다. 그러나, 상기 제2의 혼합 및 증폭장치(15030)는 자체의 부호순서를 이용하지 않지만, 대신에 상기 제1혼합 및 증폭장치(15020)로부터 얻어지고 위상전이 장치(15040)에서 90°Bπ/2를 통하여 위상전이된 부호순서(B)를 이용한다. 상기 동기화 신호(CL)는 제1혼합 및 증폭장치(15020)로부터 제2혼합 및 증폭장치(15030)로 송신되고, 그리고, 시그마-델타 변조기(15010)로 송신되어 상기 시스템이 동시에 동작하게 한다.
상기 제1혼합 및 증폭장치(15020)는 제1전압 스위칭 신호(P1)를 운반하고, 상기 제2혼합 및 증폭장치(15030)는 제2의 전압 스위칭 신호를 가산장치(15050)으로 운반하는데, 이 가산장치는 상기 전압 스위칭 신호(PQ)가 가산신호(15050)를 형성하기 위하여 부가되는 형태이다. 상기 가산신호(PIQ)는 필터링 장치(15060)에서 필터링되어, 소정의 신호 스펙트럼을 추출하고, 밴드 제한 신호(PIQ-BP)를 상기 도 14에 기술한 것과 동일한 방법으로 발생시킨다.
상기 혼합 및 증폭장치(15020, 15030)의 스위치 장치가 배가될 필요가 없다고 말할 수 있다. 왜냐하면, 상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 인터리브되고, 따라서, 교번시간이 정의된다. 따라서, 상기 스위치 장치(15020, 15030)는 교번으로 동작할 것이다. 결과적으로, 한개 그리고 동일한 스위치 장치는 상기 제1(P1) 및 제2(PQ)의 전압 스위칭 신호를 각각 나타내는 전압 펄스를 발생시키는데 이용된다. 자연적으로, 상기 동일한 것은 도 14를 참조로 상기 기술된 해법에 적용된다.
도 16은 본 발명의 펄스 형상 및 전력 증폭 장치의 제5실시예이다. 이러한 해법은 2개의 인입신호(X1, XQ)가 인터리브되는 것을 가정한다. 상기 제1신호(X1)는 기본이 되는 정보신호의 I채널에 대한 제1의 사각 분할된 정보신호 성분을 나타내고, 상기 제2신호(XQ)는 제2의 사각 분할된 정보신호 성분, 예컨데, 상기와 동일한 기본적인 정보신호의 Q채널을 나타낸다. 상기 제1신호(X1)는 제1시그마-델타 변조기(16060)에 의해 수신되고, 상기 제2신호(XQ)는 제2의 시그마-델타 변조기(16020)에 의해 수신된다.
상기 제1시그마-델타 변조기(16010)는 제1의 디지털 신호(Y1)를 발생하고, 상기 제2의 시그마-델타 변조기(16020)는 제2의 디지털 신호(YQ)를 발생한다. 또한, 상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 본 발명의 제1 및 제2실시예에 따라서 인터리브된 혼합 및 증폭장치(16030)로 운반된다. 동기화 신호(CL)는 상기 혼합 및 증폭장치(16030)로부터 시그마-델타 변조기(16010, 16020)로 전달하여, 이러한 변조기가 상기 혼합 및 증폭장치(16030)와 동시에 확실하게 동작할 수 있게 한다.
상기 혼합 및 증폭장치(16030)는 2개의 인터리브된 전압 스위칭 신호(P1, PQ) 를 운반시켜, 필터링 장치(16040)에서 필터링된다. 상기 신호의 필터링의 결과로 주어진 신호 스펙트럼을 포함하는 대역 한정 신호(Piq-bq)를 발생시킨다.
도 17은 본 발명의 펄스 형상 및 전력 증폭장치에 대한 제6실시예를 도시하는 블록 계략도이다. 인입 신호(X)는 시그마-델타 변조기에서 변조되어 제1(Y1) 및 제2(YQ)의 사각 분할된 디지털 신호성분을 형성한다. 상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 본 발명의 제1 또는 제2실시예에 따라서 혼합 및 증폭장치(17020)로 인터리브되어 운반된다. 동기화 신호(CL)는 상기 혼합 및 증폭장치(17020)로부터 상기 시그마-델타 변조기(17010)로 보내져서, 상기 전체의 시스템을 동시에 동작시킨다.
상기 혼합 및 증폭장치(17020)는 필터링 장치(17030)에서 필터링되는 인터리브된 전압-스위칭 신호(P1, PQ)로 운반한다. 이러한 신호의 필터링의 결과로 주어진 신호 스펙트럼을 포함하는 밴드 한정 신호(PIQ-BP)를 발생시킨다.

Claims (20)

  1. 정보 신호(XIF)를 펄스 형성(pulse-shaping)하고 전력증폭(power-amplifying )하는 장치에 있어서,
    정보신호(XIF)로부터 디지털 신호(Y)를 발생하는 시그마-델타 변조기(410, 1141);
    디지털 신호(Y)로부터 전압 스위칭 정보 운반신호(P)를 형성하는 혼합 및 증폭장치(420, 11420); 및
    전압 스위칭 신호(P)로부터 대역 제한 신호(PBP)를 발생하는 필터링 장치(430, 11430)를 포함하고,
    상기 디지털 신호(Y)는 M근처이고, 즉, M-이산 신호값을 포함하고,
    상기 혼합 및 증폭장치(420, 11420)는 상기 정보 운반신호(P)를 발생시키는데 이용되는 최소의 M상호 독립한 스위치(5330, 5340, 및 12310, 12320)를 포함하는 스위치 장치(423)를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  2. 2개의 사각 분할된 정보 신호성분(X1및 XQ)을 펄스 형성하고 전력 증폭하는 장치에 있어서,
    상기 제1정보신호 성분(X1)으로부터 제1디지털 신호(Y1)를 발생하는 제1시그마-델타 변조기(14010);
    상기 제2정보신호 성분(XQ)으로부터 제2디지털 신호(YQ)를 발생하는 제2시그마-델타 변조기(14020);
    상기 제1디지털 신호(Y1)로부터 제1전압 스위칭 정보 운반신호(P1)를 형성하는 제1혼합 및 증폭장치(14030);
    상기 제2디지털 신호(YQ)로부터 제2전압 스위칭 정보 운반신호(PQ)를 형성하는 제2혼합 및 증폭장치(14040);
    상기 제1혼합 및 증폭장치(14030)에서 발생된 제1부호순서(B)와 상기 제2혼합 및 증폭장치로 상기 제1부호순서에 관하여 위상전이된 제2의 비트순서(Bπ/2)로부터 발생하는 위상 전이장치(14050);
    상기 제1(P1) 및 제2(PQ) 전압 스위칭 신호로부터 가산신호(PIQ)를 형성하는 가산장치(14060); 및
    상기 가산장치(PIQ-BQ)로부터 밴드 제한 신호(PIQ)를 발생하는 필터링 장치 (14070)를 포함하고,
    상기 각 디지털 신호(Y1및 YQ)는 M근처이고, 즉, M-이산 신호값이며,
    상기 각각의 혼합 및 증폭장치(14030 및 14040)는 상기 각 전압 스위칭 신호(P1및 PQ)를 발생시키는데 이용되는 최소의 M스위치를 포함하는 스위치 장치 (423, 11423)를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  3. 정보신호(X)를 펄스형성 및 전력 증폭하는 장치에 있어서,
    상기 정보신호(X)로부터 제1(Y1) 및 제2(YQ) 사각 분할된 디지털신호 성분을 발생하는 시그마-델타 변조기(15010);
    상기 제1디지털신호 성분(Y1)으로부터 제1전압 스위칭 정보운반 신호(P1)를 형성하는 제1혼합 및 증폭장치(15020);
    상기 제2디지털신호 성분(YQ)으로부터 제2전압 스위칭 정보운반 신호(PQ)를 형성하는 제2혼합 및 증폭장치(15030);
    상기 제1혼합 및 증폭장치(15020)에서 발생된 제1부호순서(B)로부터 얻어진 제2부호순서(Bπ/2)를 제2혼합 및 증폭장치(15030)로 운반하는 위상 전이장치 (15040);
    상기 제1(P1) 및 제2(PQ)전압 스위칭 신호로부터 가산신호(PIQ)를 형성하는 가산장치(15050); 및
    상기 가산신호(PIQ-BP)로부터 대역 제한 신호(PIQ)를 발생하는 필터장치 (15060)를 포함하는데,
    상기 제2부호순서는 상기 제1부호순서(B)에 관하여 위상전이되는 것을 특징으로 하고,
    각각의 디지털 신호성분(Y1및 YQ)은 M근처이고, 즉, M-이산 신호값이며,
    각각의 혼합 및 증폭장치(15020 및 15030)는 각각의 전압 스위칭 신호(P1및 PQ)를 발생하는데 이용되는 최소의 M스위치를 포함하는 스위치 장치(423, 11423)를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  4. 제1항, 2항 또는 3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 M스위치(5330, 5340)는 전도소자(5330, 5340)의 전기 전도성이 상기 소자에 떨어지는 이온화 방사량에 달려있는 전도소자인 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 전도소자(5330, 5340)는 광전도소자인 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 광전도소자(5330, 5340)는 전도성이 이온화 방사에 영향을 끼칠 수 있는 트랜지스터, 싸이리스터 또는 다이오우드인 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  7. 제5항에 있어서, 상기 광전도소자(5330, 5340)는 갈륨 비소로 만들어 지는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  8. 제5항에 있어서, 상기 광전도소자(5330, 5340)는 금 도핑한 실리콘으로 만들어 지는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  9. 제5항에 있어서, 상기 광전도소자(5330, 5340)는 구리 도핑한 실리콘으로 만들어 지는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  10. 제4항에 있어서, 상기 전도소자(5330, 5340)는 원칙적으로 X-레이로 감지하고, 즉, 상기 소자의 전기 전도성은 X-레이 파장의 일시적인 전자기 에너지량에 달려 있는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  11. 제4항에 있어서, 상기 전도소자(5330, 5340)의 전기 전도성은 상기 전도소자(5330, 5340)에서 복수의 자유전하 캐리어를 발생하는 전도소자(5330, 5340)상에 떨어지는 자유전자에 의해 영향을 받을 수 있는, 즉, 상기 전도소자(5330, 5340)가 전자빔에 의해 제어될 수 있는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭장치.
  12. 정보신호(YIF)를 펄스 형성 및 전력 증폭하는 방법에 있어서,
    상기 정보신호(XIF)를 시그마-델타 변조하여 디지털신호(Y)를 형성하는 단계(410);
    상기 디지털신호(Y)와 부호순서(B)를 혼합하여 무선주파수 신호(RF)를 발생시키는 단계(421);
    상기 디지털신호(Y)의 우월한 정보량에 따라 무선주파수 신호(RF)를 디코딩하는 단계(422);
    상기 무선주파수 신호(RF)를 스위칭하여 전압 스위칭 정보 운반신호(P)를 형성하는 단계(423); 및
    상기 전압 스위칭 신호(P)를 필터링하여 밴드 제한 신호(PBP)를 형성하는 단계(430)를 포함하고,
    상기 디지털 신호(Y)는 M근처이고, 즉, M-이산 신호값을 포함하고,
    상기 전압 스위치 신호(P)는 전기 크기(-U 및 +U)를 제어하는 최소의 M스위치에 의해 상기 무선주파수 신호(RF)로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 무선주파수 신호(RF)를 이온화 방사(o1, o2)로 변환하는데, 상기 스위치는 전기 전도성이 상기 소자상에 일어나는 이온화 방사에 의존하는 전도소자(5330, 5340)인 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  14. 정보신호(XIF)를 펄스형성 및 전력증폭하는 방법에 있어서,
    상기 정보신호(XIF)를 시그마-델타 변조하여 디지털 신호(Y)를 형성하는 단계(11410);
    상기 신호(Y)의 우월한 정보량에 따라서 상기 디지털 신호(Y)를 디코딩하는 단계(11422);
    상기 디지털 신호(Y)를 업 믹싱(up-mixing)하여 무선주파수 신호(c1, c2)를 발생하는 단계(11421);
    상기 무선주파수 신호(c1, c2)를 스위칭하여 전압 스위칭 정보 운반신호(P)를 형성하는 단계(11423); 및
    상기 전압 스위칭 신호(P)를 필터링하여 밴드 제한 신호(band-limited signal)(PBP)를 발생하는 단계를 포함하고,
    상기 디지털 신호(Y)는 M근처이고, 즉, M-이산 신호값을 포함하고,
    상기 디지털 신호(Y)의 업 믹싱은 펄스를 발생하여(12110, 12120) 이 펄스를 이온화 방사(o1, o2)로 변환하는 단계; 및
    상기 이온화 방사를 적어도 2개의 성분에 대한 서로 다른 신호지연과 결합(12180, 12190)을 갖는 적어도 2개의 지연소자(12170-12177)를 경유하여 펄스열(c1, c2)로 송신되는 상기 성분으로 분할하는 단계를 포함하고,
    상기 펄스열(c1, c2)은 M소자에 대한 한개의 주어진 전도소자(12310, 12320)를 방사하는데, 상기 전도소자의 전기 전도성은 상기 소자상에 발생하는 이온화 방사에 의존하며,
    전기의 크기(+U,-U)는 상기 전도소자(12310, 12320)에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  15. 2개의 사각 분할 정보 신호성분(X1및 XQ)을 펄스 형성 및 전력 증폭하는 방법에 있어서,
    상기 제1정보신호 성분(X1)을 시그마-델타 변조하여 제1의 디지털 신호(Y1)를 형성하는 단계(14010);
    상기 제2정보신호 성분(XQ)을 시그마-델타 변조하여 제2의 디지털 신호(YQ)를 형성하는 단계(14020);
    상기 제1(Y1) 및 제2(YQ)의 디지털 신호를 각각 혼합 및 스위칭하여 2개의 전압 운반신호(P1및 PQ)를 발생하는 단계(14030, 14040);
    상기 전압 스위칭 신호(P1및 PQ)를 결합하여 가산신호(PIQ)를 형성하는 단계(14060); 및
    상기 가산신호(PIQ)를 필터링하여 밴드 제한신호(PIQ-BP)를 발생하는 단계 (14070)를 포함하고,
    상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 M근처이고, M-이산 신호값을 포함하며,
    상기 스위칭(14030 및 14040)은 최소의 M스위치에 의하여 실행되고, 그 스위치들은 전기 크기(+U, -U)를 제어하는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  16. 정보신호(X)를 펄스 형성 및 전력 증폭하는 방법에 있어서,
    상기 정보신호(X)를 시그마-델타 변조하여 제1(Y1)및 제2(YQ)의 디지털 신호를 형성하는 단계(15010);
    상기 각각의 제1(Y1) 및 제2(YQ) 디지털 신호를 각각 혼합 및 스위칭하여 2개의 전압 스위칭 정보 운반신호(P1, PQ)를 발생하는 단계(15020,15030);
    상기 전압 스위칭 신호(P1, PQ)를 결합하여 가산신호(PIQ)를 형성하는 단계 (15050); 및
    상기 가산신호(PIQ)를 필터링하여 밴드 제한 신호(PEQ-BP)를 발생하는 단계 (15060)를 포함하고,
    상기 디지털 신호(Y1, YQ)는 M근처이고, M-이산 값을 포함하며,
    상기 스위칭(15020 및 15030)은 전기 크기(+U,-U)를 제어하는 최소의 M스위치로 실행되는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  17. 제15항 또는 제16항중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치는 전기 전도성이 상기 소자의 이온화 방사에 의존하는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  18. 제13항, 14항 또는 17항중 어느 한 항에 있어서, 상기 이온화 방사는 광파장의 전자기 에너지이고, 상기 전도소자(5330, 5340, 12310, 12320)는 광전도소자인 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  19. 제13항, 14항 또는 17항중 어느 한 항에 있어서, 상기 이온화 방사는 X-레이 파장의 전자기 에너지인 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
  20. 제13항, 14항 또는 제17항중 어느 한 항에 있어서, 상기 이온화 방사는 자유전자로 구성되는 것을 특징으로 하는 펄스 형성 및 전력 증폭방법.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100810322B1 (ko) * 2004-10-29 2008-03-07 삼성전자주식회사 이동 통신용 고효율 전력 증폭 장치 및 방법
US7965157B2 (en) 2005-07-20 2011-06-21 National University Of Singapore Cancellation of anti-resonance in resonators
KR20110068605A (ko) * 2009-12-16 2011-06-22 한국전자통신연구원 밴드 패스 델타 시그마 신호 송신기

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2319930B (en) * 1996-11-27 2001-05-16 Sony Uk Ltd Storage and transmission of one-bit data
GB2328353B (en) * 1997-08-16 2002-10-02 Nec Technologies GSM mobile receiver
US6330289B1 (en) * 1998-10-16 2001-12-11 Nortel Networks Limited System for improving base station amplifier performance
US6611567B1 (en) * 1999-01-29 2003-08-26 Agere Systems, Inc. Method and apparatus for pulse shaping
ES2273470T3 (es) * 1999-11-18 2007-05-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Metodo y aparato para generar una señal de rf.
EP1161044B1 (en) * 2000-05-30 2006-11-15 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Quadrature modulator
US7248628B2 (en) * 2001-03-02 2007-07-24 Shaeffer Derek K Method and apparatus for a programmable filter
SE520530C2 (sv) * 2001-04-26 2003-07-22 Ericsson Telefon Ab L M Linjäriserad omkopplarbaserad effektförstärkare
DE10121855A1 (de) * 2001-05-04 2003-02-13 Atmel Germany Gmbh Verfahren zur Übertragung von Daten
EP1298811A1 (fr) * 2001-09-27 2003-04-02 STMicroelectronics S.A. Procédé et dispositif de détection des impulsions d'un signal incident impulsionnel du type à bande ultra large
US7535100B2 (en) * 2002-07-12 2009-05-19 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Wafer bonding of thinned electronic materials and circuits to high performance substrates
US7116726B2 (en) * 2002-08-12 2006-10-03 Cubic Corporation Method and apparatus for transferring multiple symbol streams at low bit-error rates in a narrowband channel
US7173980B2 (en) * 2002-09-20 2007-02-06 Ditrans Ip, Inc. Complex-IF digital receiver
US6816008B2 (en) * 2002-12-31 2004-11-09 Alion Science And Technology Corporation Quasi-linear multi-state digital modulation through non-linear amplifier arrays
US7064697B2 (en) * 2003-01-29 2006-06-20 The University Of Connecticut Photonic sigma delta analog-to-digital conversation employing dual heterojunction thyristors
US20040156421A1 (en) * 2003-02-10 2004-08-12 Hirohisa Yamaguchi Coding and receiver structure for ultra wide band communications
US7388899B2 (en) * 2003-03-10 2008-06-17 Texas Instruments Incorporated Spreading code structure for ultra wide band communications
US6873280B2 (en) * 2003-06-12 2005-03-29 Northrop Grumman Corporation Conversion employing delta-sigma modulation
US7236747B1 (en) * 2003-06-18 2007-06-26 Samsung Electronics Co., Ltd. (SAIT) Increasing OFDM transmit power via reduction in pilot tone
US7190288B2 (en) * 2003-06-27 2007-03-13 Northrop Grumman Corp. Look-up table delta-sigma conversion
JP4050241B2 (ja) * 2004-03-02 2008-02-20 シャープ株式会社 送信装置及び受信装置
US20060115005A1 (en) * 2004-11-26 2006-06-01 Technoconcepts, Inc. Direct conversion delta-sigma transmitter
US7236112B2 (en) * 2005-01-21 2007-06-26 Technoconcepts, Inc. Self-tuning output digital filter for direct conversion delta-sigma transmitter
US7729445B2 (en) * 2006-09-27 2010-06-01 Intel Corporation Digital outphasing transmitter architecture
KR100924172B1 (ko) * 2006-12-08 2009-10-28 한국전자통신연구원 가변 대역폭 무선채널 측정 방법 및 이를 위한 송수신장치
EP2043258A1 (en) * 2007-09-28 2009-04-01 Alcatel-Lucent Deutschland AG A method for signal amplification, a switched mode amplifier system, a base station and a communication network therefor
WO2009060526A1 (ja) * 2007-11-08 2009-05-14 Fujitsu Limited コヒーレント光受信機
US9893679B2 (en) * 2013-03-15 2018-02-13 Lawrence Livermore National Security, Llc High frequency modulation circuits based on photoconductive wide bandgap switches
US9419721B2 (en) * 2013-03-15 2016-08-16 Lawrence Livermore National Security, Llc Wide bandgap matrix switcher, amplifier and oscillator
US9253864B2 (en) * 2013-08-30 2016-02-02 General Electric Company Apparatus and methods to control an electron beam of an X-ray tube
KR101949803B1 (ko) 2013-11-19 2019-02-20 삼성전자주식회사 스펙트럼 효율 개선을 위한 펄스 정형 회로 및 펄스 정형 회로를 포함하는 온오프 키잉 송신기
CN104639119B (zh) * 2014-12-24 2017-09-01 中国计量科学研究院 一种交流量子电压波形合成方法
RU2620725C2 (ru) * 2015-06-11 2017-05-29 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное училище имени генерала армии С.М. Штеменко" Министерства обороны Российской Федерации Устройство для формирования имитостойких нелинейных рекуррентных последовательностей
TR201804106T1 (tr) * 2016-01-28 2018-04-24 Aselsan Elektronik Sanayi Ve Ticaret Anonim Sirketi Ssb modülasyon i̇le paralel manyeti̇k rezonans görüntüleme i̇çi̇n tamamen sayisal çok kanalli rf veri̇ci̇
US11108403B2 (en) 2017-04-13 2021-08-31 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Device and method for efficient digital-analog conversion
US10177776B1 (en) * 2017-08-04 2019-01-08 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Noise mitigating quantizer for reducing nonlinear distortion in digital signal transmission
US10797659B2 (en) * 2018-10-15 2020-10-06 Semiconductor Components Industried, Llc Audio amplifier having multiple sigma-delta modulators to drive an output load
US11032112B2 (en) * 2019-10-18 2021-06-08 Motorola Solutions, Inc. Multi-carrier crest factor reduction

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2653959B1 (fr) * 1989-11-02 1994-05-20 Matra Communication Procede et dispositif de modulation numerique a composantes en phase et en quadrature.
NL9001360A (nl) * 1990-06-15 1992-01-02 Philips Nv Zender bevattende een elektronische inrichting voor het opwekken van een gemoduleerd draaggolfsignaal.
NL9001359A (nl) * 1990-06-15 1992-01-02 Philips Nv Elektronische inrichting voor het ontvangen van een gemoduleerd draaggolfsignaal.
US5530722A (en) * 1992-10-27 1996-06-25 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Quadrature modulator with integrated distributed RC filters
FI107855B (fi) * 1993-09-10 2001-10-15 Nokia Mobile Phones Ltd Vt-signaalin demodulointi sigma-delta-muuntimella
US5401953A (en) * 1993-09-23 1995-03-28 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Optically-switched submillimeter-wave oscillator and radiator having a switch-to-switch propagation delay
FI98020C (fi) * 1995-06-06 1997-03-25 Nokia Mobile Phones Ltd Digitaalisen signaalin modulointimenetelmä ja modulaattori
US5617058A (en) * 1995-11-13 1997-04-01 Apogee Technology, Inc. Digital signal processing for linearization of small input signals to a tri-state power switch
US5821891A (en) * 1996-12-26 1998-10-13 Nokia Mobile Phones, Ltd. Second order demodulator for sigma-delta digital to analog converter

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100810322B1 (ko) * 2004-10-29 2008-03-07 삼성전자주식회사 이동 통신용 고효율 전력 증폭 장치 및 방법
US7551904B2 (en) 2004-10-29 2009-06-23 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for high efficiency power amplification for a mobile communication system
US7965157B2 (en) 2005-07-20 2011-06-21 National University Of Singapore Cancellation of anti-resonance in resonators
KR20110068605A (ko) * 2009-12-16 2011-06-22 한국전자통신연구원 밴드 패스 델타 시그마 신호 송신기

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