JP3835822B2 - 無線周波数信号を発生させる方法および装置 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、低周波数または中間周波数の情報信号を無線周波数信号まで変調および電力増幅するにあたって、広範囲の周波数帯において高線形性および高効率性を同時に実現した装置に関する。より一般的には、本発明はＭ−進ディジタル信号、つまりＭが２以上の整数として、Ｍ個の異なるディスクリートな信号値を有する信号を変調および電力増幅させるための構成に関する。
更に、本発明はこのような構成に適用される方法にも関する。
背景技術
従来の無線周波数信号の電力増幅においては、原則的に高効率性と高線形性のうちいずれかを選択する必要があった。例えば、Ｃ級増幅器は高効率性を実現するが、広帯域における線形性は不充分であり、Ａ級増幅器は比較的線形性が高いが効率が低い。
異なる搬送波上に変調された複数の情報信号を１つの増幅器によって同時に増幅する場合、または例えばＱＡＭ（横軸振幅変調）等の線形変調方式を使用する場合、増幅過程で入来の信号成分の位相および振幅位置が全て保持されることが必須であるため、非常に高い線形性を有する電力増幅器が必要である。さもなければ、信号成分間の相互変調が生じる可能性および／または増幅された総合信号のスペクトルが広がり、他のチャネルで送信される信号との干渉を生じる可能性がある。上記の高線形性要件が課される装置の例として、複数の狭帯域チャネルの同時電力増幅に適用される増幅器や多数のＣＤＭＡ（符号分割多元接続）チャネルが重畳された搬送波を増幅する目的を有する電力増幅器等がある。
Ｄ．Ｐ．Ｍｙｅｒは、A Multicarrier Feed-Forward Amplifier Design, Microwave Journal, October 1994, pp. 78-88で、広帯域幅線形電力増幅器の実現方法について検討した。入力信号をフォワードフィード法により電力増幅器へ供給することで、特定の非線形性を補償することができる。
Linear Transceiver Architectures, 1988 IEEE Vehicular Technology Conference, pp. 478-484において、Ａ．Ｂａｔｅｍａｎ等は、デカルト式フィードバックやＬＩＮＣ（非線形成分による線形増幅）原理の全適応性前置歪を利用して高線形性の電力増幅器を得ることができることを開示する。
Linear Modulators Based on RF Synthesis: Realization and Analysis, IEEE Transactions on Circuits and Systems - I: Fundamental Theory and Applications, vol. 42, no. 6, July 1995において、Ｋ．Ｙ．Ｃｈａｎ等は無線周波数合成によりＱＰＳＫ（正方位相シフトキー）変調無線信号を作成する方法について検討した。全ての方法はＬＩＮＣ原理を更に発展させたいわゆるＣＡＬＬＵＭ（結合アナログロックループユニバーサル変調）原理を利用するものである。
Ｖ．Ｆ．Ｄｉａｓ等は、Sigma-Delta Modulators for High-Resolution and Wide-Band A/D Converter Applications, Microelectronics Journal, 25, 1994, pp. 253-277において、シングルビット型、マルチビット型およびカスケード型シグマ・デルタ変調器の広帯域適用例を示す。
米国特許第５，４０１，９５３号からシングルおよび指数無線周波数変調においてシグマ・デルタ変調器を使用すること、すなわち４相分割信号成分の無線周波数変調が公知である。欧州特許第１４２６５６０号も、入力信号を指数的に変調するためにシグマ・デルタ変調器を使用する方法を開示する。
Complex-Signal Sigma-Delta Modulators for Quadrature Bandpass A/D Conversion, Microelectronics Journal, Vol. 27, No. 6, 1996, pp. 505-524において、Ｖ．ｄａ Ｆｏｎｔｅ Ｄｉａｓは複合シグマ・デルタ変調器により実現可能な優れた雑音フィルタを記述する。これらの変調器は、直流電圧に対して非対称な雑音伝送関数を可能にする。その結果、この種の変調器において、低位および高位のカスケードトポロジーの設計方法が非常に簡単になる。
Ｋ．Ｃａｒｄｗｅｌｌ等によるProgress in UWB Generation with Linear Silicon Switches, Optically Activated Switching III, SPIE, vol. 1873, 1993, pp. 238-248は、ＬＡＳＳ（光作動シリコンスイッチ）を用いて超帯域幅レーダパルスを発生する方法を開示する。
パルスレーザ、光学遅延装置および光伝導スイッチを使用して超短波電磁パルスを得る２つの異なる方法がＲ．Ｍａｓｏｎ等によるHigh Speed, High Resolution Analogue-to-Digital Conversion using a Hybrid Electro-Optic Approach, 1995 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 704-707および米国特許第５，４０１，９５３号に開示されている。
高信頼性で長寿命のシリコン光伝導スイッチは、Ａ．ＲｏｓｅｎによるLong Lifetime Silicon Photoconductive Semiconductor Switches, Optically Activated Switching III, SPIE, Vol. 1873, 1993, pp. 27-38から公知である。
光作動式スイッチが使用される他の分野の例として、核融合炉用のプラズマ発生、Ｘ線放射の検出やパルスレーダ方式における広帯域高電力パルスの発生等が挙げられる。
発明の開示
本発明は、アナログまたはディジタル、単一または２つの信号成分に４相分割された一般情報信号のパルス整形および電力増幅を行う装置および方法を提供する。ここで提案する解決策は、広い周波数帯にわたって高い線形性および効率を実現する。
オーバーサンプリングおよび雑音フィルタ処理により、アナログ回路の線形性の要求とアナログ回路間の同一性の要求を下げられるため、シグマ・デルタ変調で広いダイナミックレンジに亘ってＤＡ変換およびＡＤ変換が実現可能である。更に、解決策として使用されるアンチエイリアスフィルタは比較的簡単にでき、解決策は集積回路に適する。しかし、現在のところ、この方法により無線周波数信号を直接合成できるほど高速の回路は存在しない。
米国特許第５，４０１，９５３号が教示する解決策は、低域単ビットシグマ・デルタ変調器を従来の電力増幅器と組合せて無線周波数信号を作成する。
Ｒ．Ｍａｓｏｎ等のHigh Speed, High Resolution Analogue-to-Digital Conversion using a Hybrid Electro-Optic Approach, 1995 IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 704-707による解決策は、パルスレーザ、光遅延装置および光伝導スイッチを用いて高周波数電磁パルスを発生させる方法を含む。
しかし、シグマ・デルタ変調情報信号をパルス整形し、そのパルス整形された情報信号で制御された電圧供給スイッチにより電力増幅する方法は現在に至るまで開示されていない。
したがって、本発明の目的は、電離放射線に対して感受性または反応性を有する導電素子を含むスイッチユニットを用いて非常に効果的にディジタル入力信号の線形パルス整形および電力増幅を実現することである。
シグマ・デルタ変調により、容易にパルス整形可能で電力増幅器の非線形性に影響されないディジタル信号を得ることができる。シグマ・デルタ変調器は任意のアナログまたはディジタル情報信号から多数の信号値を発生することができる。
発明の第一実施形態では、入来の情報信号をシグマ・デルタ変調して、Ｍ個のディスクリートな信号値を取ることができるディジタル信号を作成する。次にディジタル信号は混合増幅部において電圧切替情報搬送信号に変調され、それから信号のスペクトルの所望の部分をフィルタ処理により抜き出す。ディジタル信号の情報内容に従い、Ｍ個のスイッチを制御し、ディジタル信号から電圧切替信号を得る。各スイッチは固有の電源電圧および全スイッチ共通の出力に接続される。あるスイッチが閉じると、そのスイッチの電源電圧が出力に供給される。スイッチは、一度には１つのスイッチのみ閉まるように制御される。電圧切替情報搬送信号はスイッチに共通する出力の電圧変化からなる。この発明の実施形態は下記の請求項１に記載する要件を特徴とする。
本発明の第二の実施形態によると、各信号成分のシグマ・デルタ変調により、２つの４相分割情報信号成分から２つのディジタル信号を作成する。ディジタル信号はＭ個のディスクリートな信号値を取ることができる。ディジタル信号は２つの混合増幅ユニットにより電圧切替情報搬送信号に変換し、その後情報搬送信号は下流の総和ユニットで総和され、総和信号が作成される。最後に、フィルタ処理により総和信号からスペクトルの所望の部分を得る。電圧切替信号は上記と同様に、各ディジタル信号の情報内容に従いＭ個のスイッチを制御することでディジタル信号から作成する。この実施形態は下記の請求項２に記載する要件を特徴とする。
本発明の第三の実施形態によると、シグマ・デルタ変調により、入来の情報信号から２つの４相分割情報信号成分を作成する。ディジタル信号はＭ個のディスクリートな信号値を取ることができる。２つの混合増幅ユニットにより電圧切替情報搬送信号でディジタル信号に対応する電圧切り替え情報搬送信号を作成し、その情報搬送信号は下流の総和ユニットで総和され、総和信号が作成される。フィルタ処理により総和信号からスペクトルの所望の部分を得る。電圧切替信号は上記の第一実施形態と同様に、Ｍ個のスイッチを使用することでディジタル信号から作成する。この実施形態は下記の請求項３に記載する要件を特徴とする。
本発明は、入来の情報信号のパルス整形および電力増幅方法にも関する。この方法によれば、シグマ・デルタ変調により情報信号をＭ個のディスクリートな信号値を含むディジタル信号として再構成する。例えばｎ＝²ｌｏｇＭで示すｎビットのワードを、例えばいわゆるハダマードシーケンス等の特定のシンボルシーケンスと掛ける。２進の局所発振信号０，１］もハダマードシーケンスの簡単な例である。しかし、周期的に繰り返されるシンボルシーケンスであれば良い。シンボルシーケンスに含まれるシンボルもｍ進であっても良い。すなわち、各シンボルはｍ個のディスクリートな値の内１つを取ることができる。
掛算処理の結果得られる信号は復号され、該当する値に従ってＭ個のスイッチの内の特定のスイッチまで制御または誘導される。各スイッチはスイッチ特有の電源電圧および全スイッチに共通する出力に接続される。あるスイッチが閉じられると、そのスイッチの電源電圧が出力に供給される。スイッチは、一度には１つのスイッチのみ閉じるように制御される。電圧切替情報搬送信号はスイッチに共通する出力の電圧変化からなる。帯域通過フィルタ処理により、情報搬送信号からスペクトルの所望の部分を抜き出す。この方法は下記の請求項１２に記載する要件を特徴とする。
入来の情報信号をパルス整形および電力増幅する本発明による第二の方法では、シグマ・デルタ変調により情報搬送信号をディジタル信号を再構成する。この場合、ディジタル信号はＭ個のディスクリートな信号値を取ることができる。そのディジタル信号は復号され、該当する値に従い特定のパルス発生器に導かれ、そのパルス発生器から特定長のパルスが供給される。パルスは電離放射線に変換され、異なる成分に分割される。各成分は個別の遅延素子を通過し、各遅延素子は異なる大きさの信号遅延をもたらす。次いで、電離放射線のパルスはＭ個のパルス列に合成され、これらのパルス列はディジタル信号と特定のシンボルシーケンスの積の信号を表わす。電離放射線の各パルス列は特定の導電素子に入射し、その導電性は素子に入射する電離放射線の量に依存する。電離放射線が入射すると、各導電素子は全導電素子に共通する出力にその素子特有の電源電圧を供給する。導電素子は各時点において１つの素子のみが導電性を有するように放射線を制御する。この方法は下記の請求項１４に記載する要件を特徴とする。
本発明による入来の情報信号をパルス整形および電力増幅する第三の方法では、２本の４相分割情報信号成分をシグマ・デルタ変調して２本のＭ進ディジタル信号、すなわちＭ個の異なるディスクリートな信号値を取れる信号を作成する。ディジタル信号は別々に混合増幅されるが、アップミックス時には同一のシンボルシーケンスを使用する。しかし、第二ディジタル信号は、第一ディジタル信号をアップミックスするために使用されるシンボルシーケンスに対して周期の４分の１だけずれたシンボルシーケンスとミックスされる。上記の内いずれかの方法により電離放射線およびＭ個の導電素子を使用するスイッチユニットにより電圧切替信号を作成する。アップミックスおよび電圧切替された信号を総和して、総和信号を得て、その総和信号をフィルタ処理することで所望の電力信号を得る。この方法は下記の請求項１５に記載の要件を特徴とする。
入来の情報信号をパルス整形および電力増幅する本発明の第四の方法では、情報信号はシグマ・デルタ復調により２つの４相成分に分割され、この成分は上述の方法と同様にして混合、増幅、合成およりフィルタリングされる。この第四の方法は下記の請求項１６に記載の要件を特徴とする。
本発明の方式および方法は、現在のＭＣＰＡ解決案の課題と、効率性および線形性についての従来の線形変調システムの課題を、後者を犠牲にして前者を実現する形ではなく、その反対に後者を犠牲にすることもなく、解決する。シグマ・デルタ変調処理の際にオーバーサンプリングおよび雑音フィルタリングを行うことにより、出力信号の高線形性を実現し、同時にスイッチ技術による非線型電力増幅器の使用を可能にする。
シグマ・デルタ変調およびスイッチによる増幅を用いて情報信号をパルス整形および電力増幅させることで、高電力信号の合成を避けることができる。これにより、大型の電力合成器を使用せずに無線信号を作成することが可能になる。更に、入力する信号成分の位相や振幅を一致させる必要がなく、入来の情報信号のための回路構成は比較的簡単で済む。マイクロ波領域で無線信号を発生させるときにおいてもマイクロ波の構成を避けることができることで回路を更に簡単にすることができる。
本発明に従ってシグマ・デルタ変調器を用いてパルス整形および電力増幅することで、入来する成分のトリミングを不要とする。また、構成は非常に高い電圧および電力に合わせることができる。増幅器は、出力電力が高いにも係らず、帯域幅が広い。増幅器の帯域幅が広いため、伝送フィルタについての要件が比較的緩やかである。スイッチユニットの光スイッチは完全な逆方向隔離と最小限のジッタを有する。
４相分割情報信号が別々にシグマ・デルタ変調と混合と増幅される解決策やシグマ・デルタ変調器が４相分割ディジタル信号を発生させる解決策は、容易に実施することが可能である。しかし、入力される信号成分、すなわちＩチャネルとＱチャネルとの間を位相および振幅を正確に一致させる必要がある。
本発明は、多数ビットシグマ・デルタ変調器と多数レベル電力増幅器を組合せることで、オーバーサンプリングと回路の複雑化とを調和させることを可能とする。
更に本発明は同一の搬送波に複数のＣＤＭＡチャネルを重畳させることを可能とし、特定の周波数帯において複数の狭帯搬送波を同時に増幅させることを可能とする。
更に、本発明の方法は非常に高いダイナミックレンジが得られるため、高い波高率ＰＦを有するＯＦＤＭ信号、すなわち最高波高電力Ｐ_pと平均効果キャップトＰとの比が大きな信号はを効果的に増幅させることができる。
最後に、本発明の方法はＭＣＰＡ適用技術のために小型、安価かつ簡単な回路方式を提供する。
図面の説明
図１は従来のディジタル入力信号のシグマ・デルタ変調器の概略ブロック図である。
図２はより古い従来のアナログ入力信号のシグマ・デルタ変調器の概略ブロック図である。
図３には正弦信号を供給した４レベルシグマ・デルタ変調器の出力信号の例を示す。
図４は提案の方法の第一実施形態による一般情報信号をパルス整形および電力増幅する構成を示す概略ブロック図である。
図５は図４の混合増幅部４２０の第一変更例を示す回路図である。
図６は図４の混合増幅部４２０の第二変更例を示す回路図である。
図７ａ〜７ｃには図５および６において最も重要である３つの信号の信号振幅が時間的に変動する例を図示する。
図８は図４の混合増幅部４２０の第三変更例を示す回路図である。
図９ａ〜９ｃには図８において最も重要である３つの信号の信号振幅が時間的に変動する例を図示する。
図１０は図４の混合増幅部４２０の第四変更例を示す回路図である。
図１１は提案の方法の第二実施形態による一般情報信号をパルス整形および電力増幅する構成を示す概略ブロック図である。
図１２は図１１の混合増幅部１１４２０の回路図である。
図１３ａ〜１３ｄには図１２において最も重要な３つの信号の信号振幅が時間的に変動する例を図示する。
図１４は提案の方法の第三実施形態による４相信号成分に分割された一般情報信号をパルス整形および電力増幅する構成を示す概略ブロック図である。
図１５は提案の方法の第四実施形態による一般情報信号をパルス整形および電力増幅された４相信号成分に分割する構成を示す概略ブロック図である。
図１６は提案の方法の第五実施形態による４相信号成分に分割された一般情報信号をパルス整形および電力増幅する構成を示す概略ブロック図である。
図１７は提案の方法の第四実施形態による一般情報信号をパルス整形および電力増幅された４相信号成分に分割する構成を示す概略ブロック図である。
これより、発明の好ましい実施例と添付の図面を参照して本発明をより詳細に説明する。
好適な実施形態の詳細な説明
図１は、入来のディジタル信号Ｘ_Dがシグマ・デルタ変調器で変調され、ディジタル出力信号Ｙが作成作成される通常の方法を示す概略ブロック図である。ここで、ディジタル出力信号Ｙが２進信号であること、すなわち２つの異なる信号値、例えば１と−１を取ることができるとする。しかし、出力信号Ｙは都合により実質的には多数のビットを含むことができ、そのため２つ以上の信号値を取ることができるとも言うことができる。総和器１１０が入来の信号Ｘ_Dと出力信号Ｙとの間の差信号ｅを作成する。この差信号ｅは透過関数Ｈを有するディジタルフィルタ１２０でフィルタされ、フィルタされた信号ｈ（ｅ）が得られる。この信号ｈ（ｅ）はクロックＣＫ量子化器１３０において基準レベルと比較される。フィルタされた信号ｈ（ｅ）が基準レベルより大きければ、量子化器１３０は例えば１等の第一ディジタル信号を供給し、フィルタされた信号ｈ（ｅ）が基準レベルより小さければ、量子化器１３０は例えば−１等の第二ディジタル信号を供給する。原則的に、基準レベルは出力信号Ｙの最も近い２つの可能な信号値の算術平均値に設定される。このため、出力信号ＹのＭ個の可能な信号値のアルファベットを含む場合、Ｍ−１個の基準レベルが必要となる。よって、出力信号Ｙが２値信号で、シンボル１および−１を含む場合、基準レベルは０に設定される。
図２は入来のアナログ信号Ｘ_Aがシグマ・デルタ変調器で変調され、２進式でもあるディジタル出力信号Ｙが作成される通常の方法を示す概略ブロック図である。入来の信号Ｘ_Aとディジタル出力信号Ｙのアナログ対応信号Ｙ_Aとの間の差信号ｅは総和器２１０により決定される。この差信号ｅは透過関数Ｈを有するアナログフィルタによりフィルタされ、フィルタ信号ｈ（ｅ）が作成作成される。フィルタ信号ｈ（ｅ）はクロックＣＫ比較器２３０において電圧レベル０Ｖと比較される。フィルタ信号ｈ（ｅ）が０レベルより大きければ、比較器２３０は例えば１等の第一ディジタル信号を供給し、フィルタ信号ｈ（ｅ）が０レベルより低ければ、比較器２３０は例えば−１等の第二ディジタル信号を供給する。しかし、アナログの場合では、特定の解像度を得るためにより低い標本化率が必要となるため、出力信号Ｙは好ましくは１ビット以上を含む。出力信号ＹはクロックＣＫＤＡ変換機２４０で対応するアナログ信号Ｙ_Aに変換され、総和器２１０に戻される。ＤＡ変換機２４０と比較器２３０との同期性を保障するべく、これらのユニット２３０、２４０は同一のクロック信号ＣＫで制御される。
シグマ・デルタ変換機の透過関数

（式中、Ｘ＝Ｘ_DまたはＸ_A）は、低域通過特性を有するので、望む出力信号Ｙのスペクトルは出力信号を低域フィルタすることで得られる。しかし、透過関数

を有する量子化雑音ｅ＝Ｘ−Ｙを出力信号Ｙの有用周波数スペクトル外に効果的に移動させることができるため、無線における実用例のうち、過半数ではディジタルフィルタ１２０の透過関数Ｈは好ましくは帯域通過関数である。
図３にはアナログ正弦信号X(t)=2u sin(2πt/T)、すなわち振幅２ｕ、周期Ｔの信号が供給された、可能な出力信号値が４つ（３ｕ、１ｕ、−１ｕ、−３ｕ）あるシグマ・デルタ変調器からの出力信号の例を示す。この例では、シグマ・デルタ変調器の標本化頻度は正弦信号より４８倍高く設定されており、オーバーサンプリング率は２４となる。その結果、入力信号Ｘ（ｔ）の１周期を表わすために、出力信号Ｙ（ｔ）の標本値を４８個取る。統計的には、入力信号Ｘ（ｔ）が第一基準レベル０より大きく、第二基準レベル２ｕより小さいとき、出力信号Ｙ（ｔ）は１ｕの値を取ることが最も多く、入力信号Ｘ（ｔ）が基準レベル２ｕより大きいとき、出力信号Ｙ（ｔ）は３ｕの値を取ることが最も多い。出力信号Ｙ（ｔ）は、入力信号Ｘ（ｔ）および最も近い先行の出力信号Ｙ（ｔ−１）の値双方に依存する。一般的には、出力信号Ｙ（ｔ）は、標本値から標本値に移るに従って、２つの隣接する信号値の間をランダムに交互移動する。入力信号Ｘ（ｔ）が０にほぼ等しいとき、出力信号Ｙ（ｔ）は値１ｕと−１ｕの間をランダムに移動する。同様に、入力信号Ｘ（ｔ）が２にほぼ等しいとき、出力信号Ｙ（ｔ）はランダムに１ｕと３ｕの間を移動し、入力信号Ｘ（ｔ）が−２にほぼ等しいとき、ランダムに−１ｕと−３ｕの間を移動する。しかし、図３から明らかなように、さらに大きなランダム変動が起きることもある。
図４は、本発明の構成の第一実施形態の概要を示すブロック図である。この構成は、先ずシグマ・デルタ変調器４１０で情報信号Ｘ_IFを処理することで入来の情報信号Ｘ_IFをパルス整形し、電力増幅する。シグマ・デルタ変調器４１０は、成分フィルタ１２０および２２０が帯域フィルタ特性を有するいわゆる帯域通過型変調器であっても、成分フィルタ１２０および２２０が低域フィルタ特性を有するいわゆる低域通過型変調器であっても良い。情報信号Ｘ_IFがディジタルであるかアナログであるかによって、シグマ・デルタ変調器４１０は図１に示すようにディジタルであっても、図２に示すようにアナログであっても良い。シグマ・デルタ変調器４１０の出力からは、Ｍ進ディジタル出力信号Ｙ、すなわちＭ個の個別の値を取ることができる信号が送られる。ディジタル信号Ｙは毎秒ｆ_S回標本化される情報信号Ｘ_IFの一形式を表わす。ディジタル信号Ｙは混合部４２１、復号部４２２およびスイッチ部４２３を含む混合増幅部４２０によって受信される。ディジタル信号Ｙは、混合部４２１において所定のシンボルシーケンスＢによりアップミックスされ、無線周波数信号ＲＦを作成する。シンボルシーケンスＢのシンボルタイミングｆ_Bは標本化頻度ｆ_Sのｎ倍となるように，すなわちｆ_B＝ｎｆ_Sとなるように選択される。この選択の結果、エイリアシング歪でのナイキスト周波数における無線周波数信号ＲＦのスペクトルの繰り返しは、ナイキスト周波数下の対応する信号スペクトルの丁度上にエイリアスされ、有用な信号を退化させない。
無線周波数信号ＲＦは、復号部４２２によりスイッチ部４２３のある入力に制御される。スイッチ部４２３において、フィルタ部４３０でフィルタリングされる電圧切替情報搬送信号Ｐが作成される。ユニット４３０の電圧切替信号Ｐから所望の周波数帯が抽出される。フィルタ部４３０は、好ましくは中央周波数ｆ_Oが帯域通過フィルタ部４２３の出力で供給される帯域通過フィルタを有する。シンボルシーケンスＢのシンボル率ｆ_Bのより大きい倍数、すなわちｍ＞ｎを中心とする信号スペクトルが望ましい場合、この倍数に対応する中央周波数ｆ_O、すなわちｆ_O＝ｍｆ_Bを選択する。例えば音声の場合等、電圧切替信号Ｐが低周波数のみを含むとき、フィルタ部４３０が適切な帯域幅の低域通過フィルタであっても良い。
図５は図４に示す混合増幅部４２０の第一変更例の回路図である。２進ディジタル入力信号Ｙが混合部４２１により受信され、信号Ｙは乗算器５１００でビットシーケンスＢに掛けられる。これは、例えば排他的論理和ゲートＸＯＲにより実施することができる。乗算処理により、無線周波数信号ＲＦが作成される。ビットシーケンスＢは符号シーケンス発生器５１１０で作成され、有利的にはハダマードシーケンス、例えば[１，０]が連続するループで繰り返されるものである。しかし、ビットシーケンスＢは中断されずに繰り返されるＭ進シンボルの選択された組み合わせから成るものであれば良い。
混合部４２１は更に符号シーケンス発生器５１１０およびシグマ・デルタ変調器４１０に同期信号ＣＬを送るクロックパルス発生器５１２０も含む。同期信号ＣＬは、シグマ・デルタ変調器４１０と符号シーケンス発生器５１１０の動作が同期することを保障する。
無線周波数信号ＲＦは、無線周波数信号ＲＦが例えば１等の第一の値を有するときスイッチ部４２３の第一入力端に送られ、例えば０等の第二の値を有するとき第二入力端に送られるように、復号部４２２で制御される。２進式の場合、無線周波数信号ＲＦを反転させてスイッチ部４２３の第二入力端に供給するインバータ５２００により復号化を行うことができる。
無線周波数信号ＲＦが信号値１を有するとき、スイッチ部４２３において電離放射線５３１０を発生させる第一ユニットが作動し、無線周波数信号ＲＦが信号値０を有するとき、インバータ５２００は電離放射線５３２０を発生させる第二ユニットを作動させる信号を送出する。この混合増幅部４２０の変更例では、電離放射線は可視周波数領域の電磁波からなり、ユニット５３１０および５３２０はそれぞれレーザユニットまたは発光ダイオード等の他の発光手段である。発光ユニット５３１０と５３２０は作動時にそれぞれ光信号ｏ₁とｏ₂を発生し、これらの信号は光学伝送媒体を介して導電素子５３３０および５３４０に送信される。この際、伝送媒体として光ファイバが最適であるが、各信号ｏ₁およびｏ₂を送信する媒体として、空気、プリズムまたはガラスロッドも適切である。導電素子５３３０および５３４０は、導電性が入射する光の量に依存する物質からなり、換言すれば、導電素子は光伝導スイッチである。これらスイッチはトランジスタ、サイリスタまたはダイオードであっても良い。光伝導スイッチの活性部は、好ましくはガリウム砒素ＧａＡｓ、金ドープシリコンＡｕ／Ｓｉ１０^-6または銅ドープシリコンＣｕ／Ｓｉ１０^-6を含有する基板からなる。所望の再結合時間、そして間接的に光伝導スイッチのオンとオフ時間は、スイッチの基板の不純物の量を変えることで調節できる。
第一の光伝導スイッチ５３３０は正の電源電圧＋Ｕおよび出力に接続される。第二の光伝導スイッチ５３４０は、絶対値が好ましくは正の電源電圧＋Ｕと等しい負の電源電圧−Ｕおよび第一光伝導スイッチと同一の出力に接続される。第一光伝導スイッチ５３３０に光ｏ₁が入射すると、その電源電圧＋Ｕが出力に供給され、第二光伝導スイッチ５３４０に光ｏ₂が入射すると、その電源電圧−Ｕが出力に供給される。無線周波数信号ＲＦは、一度に一方の光伝導スイッチのみが閉まるように復号される。この結果、電圧切替情報搬送信号Ｐは、光伝導スイッチ５３３０、５３４０の共通出力の電圧変動として読み出すことができる。
電離放射線は、Ｘ線波長の電磁放射線であっても、電位ブリッジ上を加速させた自由電子であっても良い。Ｘ線伝播には空気等の気体が適しており、電子線の伝播媒体として真空空間が最適である。電子線やＸ線波長の電離放射線に対して、活性部が禁止帯の比較的大きな物質からなる導電素子を選択する。このような物質の例として、ダイヤモンドや炭化シリコンＳｉＣ等がある。導電素子の禁止帯がより大きければ、暗電流がより低くなり、その結果電圧切替情報搬送信号Ｐの雑音レベルがより低くなる。しかし、導電素子の禁止帯が大きいほど、供給される光子のエネルギーが高い必要がある。勿論、従来からの光伝導素子もＸ線や電子線によって制御することができる。いわゆる光クエンチングを利用する導電素子も、電離放射線のあらゆる種類に適用可能である。光クエンチングは導電素子により高い再結合率を誘発させ、それにより従来の光伝導スイッチより早くスイッチを開けることを可能とする。
図６は図４の混合増幅部４２０の第二の変更例を示す回路図である。混合部４２１で２進信号Ｙを取り入れ、掛算器６１００においてビットシーケンスＢと掛け合わせる。この掛算処理によって、図５を参照して説明したとおり、無線信号ＲＦが作成される。ビットシーケンスＢは、クロックパルス発生器６１２０からの同期信号ＣＬによりクロックされる符号シーケンス発生器６１１０により作成される。同期信号ＣＬは、シグマ・デルタ変調器４１０と符号シーケンス発生器６１１０との同期性を図るために、シグマ・デルタ変調器４１０にも送信される。
無線周波数信号ＲＦは復号部４２２の光信号セレクタ６２１０に供給される。無線周波数信号ＲＦが、例えば１等の第一の値を取るとき、第一の光信号ｏ₁として、一定の光信号Ｏが例えばレーザ等の発光ユニット６２００からスイッチ部４２３の第一光伝導スイッチ６３１０に送られ、無線周波数信号ＲＦが例えば０等の第二の値を取るとき、光信号Ｏは第二の光信号ｏ₂として第二の光伝導スイッチ６２１０に送られる。光信号セレクタ６２１０が光信号Ｏを制御できる比率は原則的に光信号Ｏの電力に反比例するため、光信号Ｏの電力がなるべく低いことが好ましい。光伝導スイッチ６３１０、６３２０が受ける光のパワーは比較的大きい。その結果、高速のデータ通信でパルス整形やスイッチングを行う場合、スイッチ部４２３は、それぞれが光伝導スイッチ６３１０および６３２０に送出される前に、光信号ｏ₁およびｏ₂を増幅する光増幅器をも含むことが好ましい。
図７ａは、図４〜６の２進ディジタル信号Ｙの信号振幅Ｙ（ｎＴ_S）が時間ｔにより変動する様子を示す。内在する情報信号は毎秒１／Ｔ_S回標本化されることとすると、連続する２つの標本の間にはＴ_S秒の間隔がある。図面の横軸に沿って、時間ｔではなく、標本化間隔を示すパラメータｎを示す。図面は、２進信号Ｙ（ｎＴ_S）をｎＴ_Sの関数として示す。この例において信号Ｙ（ｎＴ_S）は１または０のどちらかの値を取る。
図７ｂには、図５の符号シーケンス発生器５１２０および図６の符号シーケンス発生器６１２０のビットシーケンスを示す。このビットシーケンスＢは、ディジタル信号Ｙより遥かに高いビットレートを有する。この例では、ビットシーケンスＢのビットレートをｆ_S×１０とし、これは実質上適当な値の下限にほぼ相当する。この場合には、ビットシーケンスＢは図面の縦軸で示す値０と１を交互に取る。
図７ｃには、図４〜６の電圧切替情報搬送信号Ｐを示す。この図面は信号Ｐ（ｔ）を時間ｔの関数として示す。電圧切替信号Ｐ（ｔ）の振幅は電源電圧＋Ｕおよび−Ｕの絶対値Ｕに対応し、位相はディジタル信号Ｙの値１／０により制御される。ディジタル信号Ｙの値が０のとき、電圧切替信号Ｐ（ｔ）はビットシーケンスＢと等しく、ディジタル信号Ｙの値が１のとき、電圧切替信号Ｐ（ｔ）はビットシーケンスＢの反転信号である。
図８は、図４の混合増幅部４２０の第三変更例の回路図であり、この例ではディジタル入力信号Ｙは４進である。すなわち、信号は四つの異なるディスクリート信号値を取ることができる。ディジタル信号Ｙは混合部４２１で受信され、ビットシーケンスＢに掛け合わされ、無線周波数情報搬送信号ＲＦが作成される。掛算は一方の因数がディジタル信号Ｙからの２ビットワードｙ₁、ｙ₂であり、他方の因数がビットシーケンスＢからのビットとして、掛算器５１００により行われる。その結果、情報搬送信号ＲＦは復号部４２２の４つの出力ｅ₁〜ｅ₄の内１つを作動させる２つの２進ビットｒｆ₁、ｒｆ₂として表わされる。情報搬送信号ＲＦが第一の値となるとき、例えばｒｆ₁ｒｆ₂＝００の場合、信号が第一出力端ｅ₁に供給され、情報搬送信号ＲＦが第二の値となるとき、例えばｒｆ₁ｒｆ₂＝０１の場合、信号が第二出力端ｅ₂に供給され、情報搬送信号ＲＦが第三の値となるとき、例えばｒｆ₁ｒｆ₂＝１０の場合、信号が第三出力端ｅ₃に供給され、情報搬送信号ＲＦが第四の値となるとき、例えばｒｆ₁ｒｆ₂＝１１の場合、信号が第四出力端ｅ₄に供給される。
出力端ｅ₁〜ｅ₄の信号はスイッチ部４２３の発光ユニット８３１０〜８３４０により光エネルギーｏ₁〜ｏ₄に変換される。各光信号ｏ₁〜ｏ₄は導電性がスイッチに入射する光の量に依存する特定の光伝導スイッチ８３１０〜８３４０に入射する。全ての光伝導スイッチ８３５０〜８３８０は、それらのスイッチに共通する出力に接続される。第一スイッチ８３５０は第一正電源電圧＋Ｕにも接続され、第二スイッチ８３６０は第一負電源電圧−Ｕに接続され、第三スイッチ８３７０は第一正電源電圧＋Ｕより高い第二正電源電圧＋３Ｕに接続され、第四スイッチ８３８０は第一負電源電圧−Ｕより低い第二負電源電圧−３Ｕに接続される。光伝導スイッチ８３５０〜８３８０に光パルスｏ₁〜ｏ₄を入射すると、各電圧源＋Ｕ、−Ｕ、＋３Ｕおよび−３Ｕは無線周波数信号ＲＦ＝ｒｆ₁ｒｆ₂の変動に従い共通出力に電力を供給する。その結果、スイッチ部４２３の出力として、ディジタル入力信号Ｙの情報内容に沿った情報内容を有する情報搬送電圧切替信号Ｐが供給される。
混合部４２１は符号シーケンス発生器８１１０およびシグマ・デルタ変調器４１０宛に同期信号ＣＬを発生するクロックパルス発生器８１２０をも含む。同期信号ＣＬは、シグマ・デルタ変調器４１０と符号シーケンス発生器８１１０が同期して作動することを保障する。
勿論、光信号ｏ₁〜ｏ₄も上記のような電離放射線、すなわちＸ線または電子線からなるものであっても良い。この場合では、光伝導スイッチ８３５０〜８３８０は、禁止帯が光伝導素子のものより大きい導電素子と置換しても良い。
図９ａは図８の４進ディジタル入力信号Ｙの信号振幅Ｙ（ｎＴ_S）と標本化間隔ｎの関係の例を図解的に表わす。内在する情報信号は、この場合においても毎秒１／Ｔ_S回標本化されることとする。信号Ｙ（ｎＴ_S）は４つの異なる信号値ｙ₁ｙ₂＝００、０１、１０または１１を取ることができる。
図９ｂには図８の符号シーケンス発生器８１１０からのビットシーケンスＢを示す。ビットシーケンスＢのビットレートはディジタル入力信号Ｙのビットレートより遥かに高く、その振幅は１と０の値を交互に取る。図面では、縦軸に振幅Ｂ（ｔ）を示し、横軸に時間ｔを示す。
図９ｃには図８の電圧切替情報搬送信号Ｐが時間ｔによってどのように変化するか示す。電圧切替信号Ｐ（ｔ）の振幅は各電源電圧＋Ｕ、−Ｕ、３Ｕ、−３Ｕの絶対値Ｕおよび３Ｕの間で変動し、位相はディジタル信号Ｙの極性により決定される。ディジタル信号Ｙが正である場合、すなわち最下位ビットが００または１０である場合、電圧切替信号Ｐ（ｔ）の位相はビットシーケンスＢ（ｔ）の位相と一致し、ディジタル信号Ｙ（ｎＴ_S）が負である場合、すなわち最下位ビットが０１または１１である場合、電圧切替信号Ｐ（ｔ）はビットシーケンスＢ（ｔ）と反対の位相を有する。また、ディジタル信号Ｙ（ｎＴ_S）の値が００または０１である場合、電圧スイッチ信号Ｐ（ｔ）は第一振幅Ｕを有し、ディジタル入力信号Ｙ（ｎＴ_S）の値が１０または１１である場合、電圧切替信号Ｐ（ｔ）は第二振幅３Ｕを有する。これにより、ディジタル信号Ｙ（ｎＴ_S）の４位置アルファベット００、０１、１０、１１は電圧切替信号Ｐ（ｔ）では２つの異なる振幅レベルＵおよび３Ｕと２つの異なる位相位置０°および１８０°との組合せにより表現される。
図１０は図４の混合増幅部４２０の第四変更例を示す回路図であり、ディジタル入力信号ＹはＭ進であり、すなわちＭ個のディスクリートな信号値を有する。信号Ｙは混合部４２１で受信され、ビットシーケンスＢと掛け合わされ、無線周波数情報搬送信号ＲＦ＝ｒｆ₁、ｒｆ₂、...ｒｆ_nが作成される。掛算は、一方の因数がｎビットのワードｙ₁、ｙ₂、...ｙ_nからなり（この場合ｎ＝²ｌｏｇＭ）、他方の因数がビットシーケンスＢからのビットである。その結果、情報搬送信号ＲＦは復号部４２２のＭ個の出力ｅ₁〜ｅ₂の内の１つを作動するｎ個の２進ビットｒｆ₁、ｒｆ₂、...、ｒｆ_nとして表現される。情報搬送信号ＲＦが例えばｒｆ₁、...ｒｆ₂＝０、...０のように第一の値である場合、第一の出力端ｅ₁に信号が供給され、情報搬送信号ＲＦが例えばｒｆ₁、...ｒｆ₂＝１、...１のようにｎ番目の値である場合、Ｍ番目の出力端ｅ_Mに信号が供給される。復号部４２２の他のＭ−２出力は全て情報搬送信号ＲＦのｎビットの中間Ｍ−２組合せにより供給する。
出力端ｅ₁〜ｅ_Mの信号はスイッチ部４２３の発光ユニット１０３１０〜１０３１５により光エネルギーに変換される。各光信号は、導電性がスイッチに入射する光の量とスイッチの物理的寸法により決定される特定の光伝導スイッチ１０３２０〜１０３２５に入射する。全ての光伝導スイッチ１０３２０〜１０３２５は共通の出力に接続される。更に、各スイッチは特有の電源電圧に接続される。そして、第一スイッチ１０３２０は第一正電源電圧＋Ｕに接続され、第二スイッチ８３６０は第一負電源電圧−Ｕに接続され、同様にして各スイッチは対応する電源に接続され、最後にＭ−１番目のスイッチ１０３２４はＭ／２正電源電圧＋（Ｍ−１）Ｕに接続され、Ｍ番目のスイッチ１０３２５はＭ／２負電源電圧−（Ｍ−１）Ｕに接続される。光導電スイッチ１０３２０〜１０３２５に光パルスが入射するとき、電圧源＋Ｕ、−Ｕ、＋３Ｕ、...、＋（Ｍ−１）Ｕ、−（Ｍ−１）Ｕが共通の出力端に無線周波数信号ＲＦ＝ｒｆ₁ｒｆ₂...ｒｆ_nの変化と同期して電力を供給する。その結果、情報内容がスイッチ部４２３の出力端のディジタル入力信号Ｙの情報内容に相当する情報搬送電圧切替信号Ｐを供給する。
すなわち、ディジタル入力信号ＹのＭ個の異なる信号値のアルファベットは電圧スイッチ信号Ｐ（ｔ）ではＭ／２個の異なる振幅レベルＵ、３Ｕ、５Ｕ、...、（Ｍ−１）Ｕと２つの異なる位相位置０°および１８０°との組合せからなる。例えば、振幅レベルはｉ＝１、２、...、Ｍ／２の場合、級数（２ｉ−１）Ｕのような関係を示しても良い。しかし、例えば入力信号の統計的特性を利用して他の振幅レベルの分布も可能である。
本実施形態の混合部４２１は、符号シーケンス発生器１０１１０およびシグマ・デルタ変調器４１０に同期信号ＣＬを送出するクロックパルス発生器１０１２０をも含む。同期信号ＣＬは、シグマ・デルタ変調器４１０と符号シーケンス発生器１０１１０が同期して作動することを保障する。
勿論、光信号は、上記の電離放射線、すなわちＸ線や電子線に置換しても良い。これらの場合、光伝導スイッチ１０３２０〜１０３２５は、禁止帯が光伝導素子の禁止帯より大きい導電素子で置換しても良い。
図１１は発明の第二の実施形態の構成を示すブロック図である。この構成では、入来の情報信号Ｘ_IFを先ずシグマ・デルタ変調器１１４１０で処理した後に情報信号Ｘ_IFを無線周波数変調し、電力増幅する。シグマ・デルタ変更器１１４１０はいわゆる帯域通過型または低域通過方であっても良い。シグマ・デルタ変調器１１４１０は、情報信号Ｘ_IFがディジタル式かアナログ式かにより、図１に示すようにディジタル式であっても、図２に示すようにアナログ式のどちらであっても良い。シグマ・デルタ変調器の出力には、Ｍ進のディジタル出力信号Ｙが供給される。ディジタル信号Ｙは毎秒ｆ_S回標本化される情報信号Ｘ_IFの形式である。復号部１１４２２、混合部１１４２１およびスイッチ部１１４２３を含む混合増幅部１１４２０でディジタル信号Ｙを受信する。
復号部１１４２２は、ディジタル信号Ｙの該当する値により、ディジタル信号Ｙを混合部１１４２１のＭ個の混合装置の内１つに導く。
ディジタル信号Ｙは、混合部１１４２１における信号分割、遅延および合成により、無線周波数情報搬送信号ＲＦとされる。遅延および合成は、第一実施形態においてディジタル信号Ｙを特定のビットシーケンスＢと掛け合わせた結果に相当する結果を出す。
無線周波数信号ＲＦは、スイッチ部１１４２３により、フィルタ部１１４３０でフィルタリングされる電圧切替情報搬送信号Ｐに増幅される。フィルタ部１１４３０において、情報搬送信号Ｐから帯域制限電力信号Ｐ_BPが抜き出される。
図１２には、２進ディジタル信号Ｙ、すなわち２つの異なるディスクリートな信号値を取ることができる信号の場合における図１１の混合増幅部１１４２０の回路の一例を示す。ディジタル信号Ｙが第一の値、例えば１であるとき、復号部１１４２２はディジタル信号Ｙを混合部１１４２１の第一パルスエミッタ１２１１０に導き、ディジタル信号Ｙが第二の値、例えば０であるとき、第二パルスエミッタ１２１２０に導く。この２進の例では、混合部１１４２１の第二パルスエミッタ１２１２０にディジタル信号Ｙの反転の結果を供給するインバータ１２２００により復号処理を行うことができる。
混合部１１４２１のパルスエミッタ１２１１０、１２１２０が入力信号１を受信するとき、特定長の正パルスを発生する。その後、再度入力信号１を受信するまでパルスエミッタは不活性となる。パルスが発生するためには、２つの入来の１の間の時間がディジタル信号Ｙのシンボル時間Ｔ_Sより長い必要がある。パルスエミッタ１２１１０、１２１２０はそれぞれ別々の発光ユニット１２１３０と１２１４０に出力信号を供給し、これによりパルスを長さの等しい光パルスｏ₁、ｏ₂に変換する。光パルスｏ₁、ｏ₂はスプリッタ１２１５０、１２１６０により複数の成分に分割され、これらの成分は例えば光ファイバ１２１７０〜１２１７７等の光伝送媒体を介して合成部１２１８０、１２１９０に伝送され、そこで成分は合成光信号ｃ₁およびｃ₂に戻す。光ファイバ１２１７０、１２１７３の１つの配置例では、各ファイバが互いに異なる長さを有し、そのため光パルスを異なる時間遅延させる。光パルスが同時に複数の光ファイバ１２１７０〜１２１７３に入射するとき、そのパルスは第一のファイバ１２１７０からは第一の時点で射出し、第二のファイバ１２１７１からは僅かに遅く第二の時点で射出し、第三のファイバ１２１７２からは更に遅く第三の時点で射出し、第四のファイバ１２１７３からは更に遅く第四の時点で射出する。
図１３ａには図１２の復号ユニット１１４２２の２進ディジタル入力信号Ｙ（ｎＴ_S）の例を示す。この例では正信号により表現される、特定のシンボル時間Ｔ_Sを有する第一の２進シンボル１が受信されると、第一パルスエミッタ１２１１０がパルスを発生する。図１３ｂには、第一レーザユニット１２１３０においてパルスエミッタ１２１１０からのパルスから作成された特定長ｔ_oの第一光るパルスｏ₁を示す。光パルスｏ₁は、第一スプリッタ１２１５０において互いに異なる長さを有する４本の光ファイバ１２１７０〜１２１７３により伝送される４つの同等のパルスに分割される。パルスの第一成分は第一の時点で第一ファイバ１２１７０を介して第一合成ユニット１２１８０に到着する。この成分はスイッチ部１１４２３の第一光伝導スイッチ１２３１０に入射する第三の合成光信号ｃ₁の第一部分を作成する。光パルスがスイッチ１２３１０に到達すると、スイッチが閉まり、スイッチユニットの出力に第三の電源電圧＋Ｕが供給される。この電圧＋Ｕは図１３ｄに示す電圧切替情報搬送信号Ｐ（ｔ）の第一部分を作成する。
光パルスｏ₁の第一成分が終了すると、光パルスの第二成分が第二光ファイバ１２１７１を介して第二合成ユニット１２１９０に到着する。この第二成分はスイッチユニット１１４２３の第二光伝導スイッチ１２３２０に入射する第二合成光信号ｃ₂の第一部分となる。スイッチ１２３２０に光パルスが当たると、スイッチ１２３２０が閉まり、スイッチユニット１１４２３の出力に第二電源電圧−Ｕが供給される。この電圧−Ｕは電圧切替情報搬送信号Ｐ（ｔ）の第二部分となる。
電圧切替情報搬送信号Ｐ（ｔ）の残部は同様に、ディジタル信号Ｙ（ｎＴ_S）の第二２進シンボル０のシンボル時間Ｔ_Sの残り時間において第三光ファイバ１２１７２および第四光ファイバ１２１７３により作成される。
第二パルスエミッタ１２１２０はパルスを発生し、この例ではゼロレベルで表わす、第一シンボル１と同じシンボル時間Ｔ_Xを有する第二２進シンボル０が受信される。このパルスは第二レーザユニット１２１４０で、長さｔ_oが第一光パルスｏ₁の長さと等しい、図１３ｃに示す第二光パルスｏ₂に変換される。光パルスｏ₂は第二スプリッタ１２１６０において４つの同等のパルスに分割され、これらのパルスは長さが互いに異なる４本の光ファイバ１２１７４〜１２１７７を介して伝送される。第一パルス成分は第一時点に第一ファイバ１２１７４を介して第二合成ユニット１２１９０に到着する。
この第一成分は第二光伝導スイッチ１２３２０に入射する第二合成光信号ｃ₂の一部を作成する。スイッチ１２３２０に光パルスが当たると、スイッチ１２３１０が閉まり、スイッチユニット１１４２３の出力に第二電源電圧−Ｕが供給される。光パルスｏ₂の第一成分が終了すると、光パルスの第二成分が第二光ファイバ１２１７５を介して第一合成ユニット１２１８０に到着する。この第二成分は第一光伝導スイッチ１２３１０に入射する第一合成光信号ｃ₁の一部を作成する。スイッチ１２３１０に光パルスが当たると、スイッチ１２３１０が再度閉まり、第一電源電圧＋Ｕがスイッチユニット１１４２３の出力に供給される。電圧切替情報搬送信号Ｐ（ｔ）の残部は同様にして第二２進シンボル０のシンボル時間Ｔ_Sの残り時間において第三光ファイバ１２１７６および第四光ファイバ１２１７７により作成される。
このようにして、ディジタル信号Ｙのアルファベットの第二２進シンボル０は、電圧切替情報搬送信号Ｐ（ｔ）において、ディジタル信号Ｙのアルファベットの第一２進シンボル１の位相反転コピーとして表現される。
光ファイバに代わる遅延素子として、光信号ｏ₁、ｏ₂を例えば１つまたは複数のプリズム等、長さが互いに異なる複数の経路を経て、他の適切な伝送媒体を利用しても良い。
本実施形態では、発光ユニット、スプリッタ、合成ユニットおよび個別のスイッチの数はディジタル信号Ｙの可能信号値の数と等しい。そのため、ディジタル信号アルファベットがＭ個のシンボルを有する場合、Ｍ個の発光ユニット、Ｍ個のスプリッタ、Ｍ個の合成ユニットおよびＭ個の個別スイッチが必要である。切替電圧および／または切替レートが高く、スイッチが十分に冷える時間を得るためにスイッチを交互に使用する必要があるとき、Ｍ個以上のスイッチ、例えば２Ｍ個のスイッチを使用することもできる。この変更例では、一対のスイッチを並列に制御するが、一方のスイッチのみ電圧を接続させる。そのため、個別スイッチの数はＭ個である。
光信号セレクタを使用することにより、発光ユニットの数を１つにすることができる。この発光ユニットを、Ｍ個の異なるスプリッタへのディジタル信号Ｙの値に従い、図６について説明したように制御する。
勿論、光信号も上述したような電離放射線とすることもできる。例えば、電離放射線はＸ線または電子線であっても良い。そして、この場合には、光スイッチ１２３１０、１２３２０を主にそれぞれＸ線周波数または自由電子の電磁エネルギーに反応する導電素子で構成し、発光ユニットをそれぞれＸ線管または電子銃とし、遅延素子を各放射線の種類に適応する伝送媒体を含む素子とする。
図１４は発明によるパルス整形電力増幅方式の第三実施形態を示すブロック図である。例えばＩチャネルでの内在情報信号の第一4相分割情報信号成分を示す第一信号Ｘ_Iが第一シグマ・デルタ変調器１４０１０により受信され、例えばＱチャネルでの同一の内在情報信号の第二４相分割情報信号成分を示す第二信号Ｘ_Qが第二シグマ・デルタ変調器１４０２０により受信される。第一シグマ・デルタ変調器１４０１０は第一入来信号Ｘ_Iを変調して第一ディジタル信号Ｙ_Iを得て、第二シグマ・デルタ変調器１４０２０は第二入来信号Ｘ_Qを変調して第二ディジタル信号Ｙ_Qを得る。ディジタル信号Ｙ_IとＹ_Qはインターリーブして供給する。すなわち、第一ディジタル信号Ｙ_Iが信号値を有するとき、第二ディジタル信号Ｙ_Qをゼロとし、逆の場合も同様にする。入力信号Ｘ_IおよびＸ_Qがディジタルかアナログかにより、各シグマ・デルタ変調器１４０１０および１４０２０は図１に示すようにディジタル式であっても、図２に示すようにアナログ式であっても良い。また、シグマ・デルタ変調器１４０１０および１４０２０は、低域通過型または帯域通過型のいずれであっても良い。
ディジタル信号Ｙ_I、Ｙ_Qはそれぞれ図4と図11に示す第一または第二実施形態による混合増幅部１４０３０または１４０４０によって処理する。しかし、第二混合増幅部１４０４０はディジタル信号Ｙをアップミックスするために自身のシンボルシーケンスを使用せず、シンボルシーケンスＢを第一混合増幅部１４０３０から取り、位相移動部１４０４０により９０°位相を移動させた信号Ｂ_π/2を使用する。また、システムを同期させるため、同期信号ＣＬが第一混合増幅部１４０３０から第二混合増幅部１４０４０およびシグマ・デルタ変調器１４０１０、１４０２０に送出される。
第一混合増強部１４０３０は第一電圧切替信号Ｐ_Iを、第二混合増幅部１４０４０は第二電圧切替信号Ｐ_Qを、総和部１４０６０に供給し、そこで電圧切替信号Ｐ_IおよびＰ_Qが総和され、総和信号Ｐ_IQを作成する。
総和信号Ｐ_IQはフィルタ部１４０７０でフィルタリングされ、それにより所望の信号スペクトルが抜き出され、帯域制限信号Ｐ_IQ-BPを作成する。好ましくは、帯域通過フィルタ１４０７０の中央周波数ｆ_OはシンボルシーケンスＢのシンボルレートの半分ｆ_B/2に等しく、この中央周波数ｆ_Oを中心とする信号スペクトルが帯域通過フィルタ部１４０７０の出力に供給される。例えばｍ＞ｎとするときｍ等の、シンボルレートｆ_BのシンボルシーケンスＢのより高い倍数を中心とする信号スペクトルを得たい場合、この倍数に相当する中央周波数ｆ_O、すなわちｆ_O＝ｍｆ_Bを選択する。
図１５は本発明の第四実施形態による入来の情報信号Ｘをパルス整形および電力増幅するためのブロック図である。シグマ・デルタ変調器１５０１０が情報信号Ｘを変調し、第一Ｙ_Iおよび第二Ｙ_Qの４相分割ディジタル信号成分を得る。ディジタル信号Ｙ_I、Ｙ_Qはインターリーブして供給される。すなわち、第一ディジタル信号Ｙ_Iが信号値を有するとき、第二ディジタル信号Ｙ_Qをゼロとし、逆の場合も同様にする。入力信号Ｘがディジタルであるかアナログであるかにより、シグマ・デルタ変調器１５０１０はディジタル式であっても、アナログ式であっても良い。また、シグマ・デルタ変調器１５０１０は、低域通過型または帯域通過型のいずれであっても良い。
ディジタル信号Ｙ_I、Ｙ_Qはそれぞれ図4と図11に示す第一または第二実施形態による混合増幅部１５０２０または１５０３０によって処理する。しかし、第二混合増幅部１５０３０は自身のシンボルシーケンスを使用せず、シンボルシーケンスＢを第一混合増幅部１５０２０から取り、位相移動部１５０４０により９０°位相を移動させた信号Ｂ_π/2を使用する。また、システムを同期させるため、同期信号ＣＬが第一混合増幅部１５０２０から第二混合増幅部１５０３０およびシグマ・デルタ変調器１５０２０に送出される。
第一混合増幅部１５０２０は第一電圧切替信号Ｐ_Iを、第二混合増幅部１５０３０は第二電圧切替信号Ｐ_Qを、総和部１５０５０に供給し、そこで電圧切替信号Ｐ_IおよびＰ_Qが総和され、総和信号Ｐ_IQを作成する。総和信号Ｐ_IQはフィルタ部１５０６０でフィルタリングされ、それにより所望の信号スペクトルが抜き出され、図１４について説明したように、帯域制限信号Ｐ_IQ-BPを作成する。
ディジタル信号Ｙ_I、Ｙ_Qはインターリーブされ、時間的に交互するように表現されるため、混合増幅部１５０２０、１５０３０のスイッチユニットは複数ある必要はない。つまり、スイッチユニット１５０２０および１５０３０は交互に作動しても良い。結果的に、第一Ｐ_Iおよび第二Ｐ_Q電圧切替信号をそれぞれ表現する電圧パルスを交互に発生させるように同一のスイッチユニットを使用することができる。勿論、これは上記の図１４に対する解決策にも適用可能である。
図１６には本発明によるパルス整形電力増幅方式の第五実施形態を示す。この実施例においては、２本の入来の信号Ｘ_IおよびＸ_Qがインタリーブされていることを前提とする。第一信号Ｘ_Iは内在する情報信号の、例えばＩチャネル等の第一の４相分割情報信号成分であることとし、第二信号Ｘ_Qは内在する情報信号の、例えばＱチャネル等の第二の４相分割情報信号成分であることとする。第一信号Ｘ_Iは第一シグマ・デルタ変調器１６０１０により受信され、第二信号Ｘ_Qは第二シグマ・デルタ変調器１６０２０により受信される。
第一シグマ・デルタ変調器１６０１０は第一ディジタル信号Ｙ_Iを発生し、第二シグマ・デルタ変調器１６０２０は第二ディジタル信号Ｙ_Qを発生する。また、発明の第一および第二実施形態に従い、ディジタル信号Ｙ_IおよびＹ_Qはインタリーブされた状態で混合増幅部１６０３０に供給される。これらの変調器が混合増幅部１６０３０と同期して作動することを保障するために、混合増幅部１６０３０からシグマ・デルタ変調器１６０１０、１６０２０に同期信号ＣＬを送る。
混合増幅部１６０３０はフィルタ部１６０４０でフィルタリングされる２本のインタリーブされた電圧切替信号Ｐ_I、Ｐ_Qを供給する。信号のフィルタ処理により、特定の信号スペクトルを含む帯域制限信号Ｐ_iq-bpを得る。
図１７は本発明によるパルス整形電力増幅方式の第六実施形態を示すブロック図である。入来の信号Ｘはシグマ・デルタ変調器１７０１０において変調され、第一Ｙ_Iおよび第二Ｙ_Qの４相分割ディジタル信号成分を作成する。ディジタル信号Ｙ_I、Ｙ_Qは、第一または第二実施形態に従いインタリーブされた状態で混合増幅部１７０２０に供給される。システム全体が同期して作動することを図るため、混合増幅部１７０２０からシグマ・デルタ変調器１７０１０へ同期信号ＣＬを送る。
混合増幅部１７０２０はフィルタ部１７０３０でフィルタリングされる２本の電圧切替信号Ｐ_IおよびＰ_Qを供給する。これらの信号をフィルタ処理することにより、特定の信号スペクトルを含む帯域制限信号Ｐ_IQ-BPを得る。

Claims (11)

1. 情報信号（Ｘ_IF）からディジタル信号（Ｙ）を作成するシグマ・デルタ変調器、ディジタル信号（Ｙ）から電圧切替情報搬送信号（Ｐ）を作成する混合増幅部および電圧切替情報搬送信号（Ｐ）から帯域制限信号（Ｐ_BP）を作成するフィルタリング部を含み、
   ディジタル信号（Ｙ）が４以上であるＭ個のディスクリートな信号値を有し、
   前記混合増幅部が、それぞれ異なる電圧を有する電圧源に入力部が接続されるとともに共通の出力部を有するＭ個のスイッチを有し、ディジタル信号（Ｙ）にビットシーケンスを乗算して生成された無線周波信号（ＲＦ）の信号値に対応するいずれかのスイッチをオンしてスイッチの前記共通出力部から電圧切替情報搬送信号（Ｐ）を出力することを特徴とする情報信号（Ｘ_IF）をパルス整形および電力増幅するための装置。
2. 第一の情報信号成分（Ｘ_I）から第一のディジタル信号（Ｙ_I）を作成する第一のシグマ・デルタ変調器、第二の情報信号成分（Ｘ_Q）から第二のディジタル信号（Ｙ_Q）を作成する第二のシグマ・デルタ変調器、該第一のディジタル信号（Ｙ_I）から第一の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_I）を作成する第一の混合増幅部、該第二のディジタル信号（Ｙ_Q）から第二の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_Q）を作成する第二の混合増幅部、該第一の混合増幅部で作成される第一のビットシーケンス（Ｂ）から、該第一のビットシーケンス（Ｂ）に対して位相がずれている第二のビットシーケンス（Ｂπ/2）を作成し、該第二の混合増幅部に送出する移相部、該第一の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_I）および該第二の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_Q）から総和信号（Ｐ_IQ）を作成する総和部、および該総和信号（Ｐ_IQ）から帯域制限信号（Ｐ_IQ-PB）を作成するフィルタリング部を含み、
   前記第一のディジタル信号（Ｙ _I ）および前記第二のディジタル信号（Ｙ _Q ）が、それぞれ４以上であるＭ個のディスクリートな信号値を有し、
   前記第一の混合増幅部が、それぞれ異なる電圧を有する電圧源に入力部が接続されるとともに共通の第一の出力部を有するＭ個のスイッチを有し、前記第一のディジタル信号（Ｙ _I ）にビットシーケンスを乗算して生成された無線周波信号の信号値に対応するいずれかのスイッチをオンして前記共通の第一の出力部から前記第一の電圧切替情報搬送信号（Ｐ _I ）を出力し、
   前記第二の混合増幅部が、それぞれ異なる電圧を有する電圧源に入力部が接続されるとともに共通の第二の出力部を有するＭ個のスイッチを有し、前記第二のディジタル信号（Ｙ _Q ）にビットシーケンスを乗算して生成された無線周波信号の信号値に対応するいずれかのスイッチをオンして前記共通の第二の出力部から前記第二の電圧切替情報搬送信号（Ｐ _Q ）を出力することを特徴とする２本の４相分割情報信号成分（Ｘ_IおよびＸ_Q）をパルス整形および電力増幅するための装置。
3. 情報信号（Ｘ）から第一の４相分割ディジタル信号成分（Ｙ_I）および第二の４相分割ディジタル信号成分（Ｙ_Q）を作成するシグマ・デルタ変調器、第一のディジタル信号成分（Ｙ_I）から第一の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_I）を作成する第一の混合増幅部、第二のディジタル信号成分（Ｙ_Q）から第二の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_Q）を作成する第二の混合増幅部、該第一の混合増幅部で作成される第一のビットシーケンス（Ｂ）から、該第一のビットシーケンス（Ｂ）に対して位相がずれている第二のビットシーケンス（Ｂπ/2）を作成し、該第二の混合増幅部に送出する移相部、該第一の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_I）および該第二の電圧切替情報搬送信号（Ｐ_Q）から総和信号（Ｐ_IQ）を作成する総和部、および該総和信号（Ｐ_IQ）から帯域制限信号（Ｐ_IQ-PB）を作成するフィルタリング部を含み、
   前記第一のディジタル信号成分（Ｙ _I ）および前記第二のディジタル信号成分（Ｙ _Q ）が、それぞれ４以上であるＭ個のディスクリートな信号値を有し、
   前記第一の混合増幅部が、それぞれ異なる電圧を有する電圧源に入力部が接続されるとともに共通の第一の出力部を有するＭ個のスイッチを有し、前記第一のディジタル信号成分（Ｙ _I ）にビットシーケンスを乗算して生成された無線周波信号の信号値に対応するいずれかのスイッチをオンして前記共通の第一の出力部から前記第一の電圧切替情報搬送信号（Ｐ _I ）を出力し、
   前記第二の混合増幅部が、それぞれ異なる電圧を有する電圧源に入力部が接続されるとともに共通の第二の出力部を有するＭ個のスイッチを有し、前記第二のディジタル信号成分（Ｙ _Q ）にビットシーケンスを乗算して生成された無線周波信号の信号値に対応するいずれかのスイッチをオンして前記共通の第二の出力部から前記第二の電圧切替情報搬送信号（Ｐ _Q ）を出力することを特徴とする情報信号（Ｘ）をパルス整形および電力増幅するための装置。
4. 前記Ｍ個のスイッチが、その導電性が入射する電離放射線の量に依存する導電素子であることを特徴とする請求項１、請求項２または請求項３のいずれか一項に記載の装置。
5. 前記導電素子が光伝導素子であることを特徴とする請求項４に記載の装置。
6. 前記光伝導素子が、その導電性が電離放射線による影響を受けるトランジスタ、サイリスタまたはダイオードであることを特徴とする請求項５に記載の装置。
7. 前記光伝導素子が、ガリウム砒素からなることを特徴とする請求項５に記載の装置。
8. 前記光伝導素子が、金ドープシリコンからなることを特徴とする請求項５に記載の装置。
9. 前記光伝導素子が、銅ドープシリコンからなることを特徴とする請求項５に記載の装置。
10. 前記導電素子が、主にＸ線に感受性を有する、すなわち素子の導電性は入射するＸ線波長の電磁エネルギーの量に依存することを特徴とする請求項５に記載の装置。
11. 前記導電素子の導電性が、該導電素子において複数の自由キャリアを発生させる、該導電素子に入射する各自由電子により影響を受けること、すなわち導電素子が電子線により制御可能であることを特徴とする請求項４に記載の装置。

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