DE3817327C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur spektralen Beeinflussung eines mit Hilfe eines geeigneten Modulators einem Träger aufmodulierten und damit hinsichtlich seines Frequenz­ spektrums Bandpaßcharakter im Trägerfrequenzbereich aufweisen­ den, digitalen Datensignalstromes, der vor der Zuführung zum Modulator in einem Codierer manipuliert wird, und eine Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Bei der digitalen Nachrichtenübertragung werden die zu über­ tragenden Datenbits häufig mit Hilfe eines geeigneten Modula­ tors moduliert, so daß ein Bandpaßsignal im Trägerfrequenz­ bereich entsteht. In diesem Zusammenhang wird auf das Buch von V.K. Bhargava, D. Haccoun, R. Matyas, P.P. Nuspl: "Digital Communications by Satellite", J. Wiley & Sons, New York, 1981, insbesondere Seiten 61 bis 86, hingewiesen. Die Datenbits können dabei, wie beispielsweise in der Satellitentechnik üblich und auch in der vorstehend genannten Literaturstelle erwähnt, die zu übertragende Nachricht selbst repräsentieren, sie können aber auch, wie in der Spread-Spectrum-Technik üblich, Chips einer zu übertragenden binären Pseudozufalls­ folge sein, vgl. dazu das Buch von P.W. Baier, G. Grünberger, M. Pandit: "Störunterdrückende Funkübertragungstechnik", Olden­ bourg-Verlag, München 1984, insbesondere Seiten 51 bis 56 und Seiten 95 bis 107. Zur Erläuterung des bekannten Sachverhalts dient das in Fig. 1 dargestellte Blockschaltbild. Einem Modula­ tor 1 wird dabei ein digitaler Datensignalstrom a_i zugeführt, dessen Datenbitrate f_a beträgt. Die Dauer der Datenbits des Datensignalstroms a_i beträgt in jedem Falle T_a=l/f_a. Die Modulatortaktfrequenz f_M beträgt f_a. Je nach Art des Modula­ tors 1 nach Fig. 1 kann es sich bei der Modulation der digi­ talen Datensignale um irgendeine Art von Phasensprungmodulation (BPSK, QPSK, OQPSK, 8- oder 16-ary PSK, ...) handeln, aber auch um eine Frequenzsprungmodulation (beispielsweise MSK und CPFSK), irgendeine spezielle Form einer Quadraturmodulation (beispielsweise OQPSK, MSK, Raised-Cosine-Modulation), oder um jedes andere aus der Übertragungstechnik bekannte Modulations­ verfahren für digitale Datensignale. Außer auf die bereits erwähnten Literaturstellen wird in diesem Zusammenhang noch auf M.C. Austin, M.U. Chang, "Quadrature overlapped raised cosine modulation", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-29, März 1981, Seiten 237 bis 249 hingewiesen. In jedem Fall jedoch erhält man am Ausgang des mit der Taktfrequenz f_a getakteten Modulators 1 nach Fig. 1 ein Bandpaßsignal s(t), das bei einem mehr oder weniger zufälligen digitalen Datenstrom a_i ein Be­ tragsspektrum |S(f)| mit einer prinzipiellen Form, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, aufweist. Das Betragsspektrum hängt im Detail noch von dem jeweils gewählten Modulationsverfahren ab.

In der Praxis ist es aus Gründen der Frequenzökonomie und Fre­ quenzplanung, insbesondere bei breitbandigen Übertragungssy­ stemen, häufig wünschenswert, daß das Spektrum |S(f)| von Natur aus, d.h. ohne zusätzliche Filterung, bei bestimmten Frequen­ zen, beispielsweise bei der Mittenfrequenz f_o, tiefe Einbrüche aufweist, bzw. daß die betreffenden Frequenzen im Spektrum überhaupt nicht auftreten. Beispiele für derartige, wünschens­ werte Frequenzspektren sind in den Fig. 3 und 4 dargestellt. In den Frequenzbereichen der spektralen Einbrüche können dann beispielsweise schmalbandige Funkdienste untergebracht werden, ohne daß es zu einer gegenseitigen Störbeeinflussung zwischen Schmalbandsystem und Breitbandsystem kommt. Als Beispiel hier­ für werden klassische, schmalbandige Sekundärradar-Funkdienste in der Bandmitte eines Spread-Spectrum-Kennungssystems ange­ führt. Die Erzeugung von spektralen Einbrüchen im breitbandigen Frequenzspektrum durch eine nachträgliche Filterung des modu­ lierten Bandpaßsignals s(t) ist in der Regel nicht akzeptabel, weil dadurch eine starke Verzerrung des Signalverlaufs im Zeitbereich entstehen würde.

Aus dem Beitrag von P.J. v. Gerwen: "Application of Pseudo- Ternary Codes for Data Transmission" in "Proceeding of the 13^th Congress on Electronic", Rome 1966, Seiten 465 bis 477 sind Datensignalübertragungssysteme bekannt, bei welchen ein einem Träger aufmodulierter und damit hinsichtlich seines Frequenz­ spektrums ursprünglich Bandpaßcharakter im Trägerfrequenzbe­ reich aufweisender digitaler Datensignalstrom bezüglich seines Frequenzspektrums beeinflußt wird. Vor der Zuführung zu einem ungetakteten Modulator wird der erst binäre Datensignalstrom in einem Codierer pseudoternär codiert, also in einen Code mit drei Pegelzuständen umgewandelt, wodurch gezielt bestimmte Frequenzen im Informationsspektrum eliminiert werden. Bei­ spielsweise können Lücken im Spektrum bei der Frequenz Null und bei ganzzahligen Vielfachen der halben Bittaktfrequenz erzeugt werden. Es lassen sich dann im Bereich dieser Frequenz­ einbrüche im Spektrum z. B. ein Taktsignal und/oder ein oder mehrere Pilotsignale zusätzlich übertragen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur spektralen Beeinflussung von einem Träger aufmodulierten, digitalen Datensignalen (Bandpaßsignal s(t)) anzugeben, das ebenso ohne Manipulationen, z.B. Filtervorgängen, im oder hinter dem Modulator auskommt, aber keine Umwandlung in einen ternären Code, also einen Code mit drei verschiedenen Pegel­ zuständen erfordert.

Gemäß der Erfindung, die sich auf ein Verfahren der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß stets M (M=1, 2, 3 . . .) aufeinanderfolgende Bits des mit einer Bittaktfrequenz von f_a=l/T_a behafteten Datensignal­ stroms in ein Quellsegment der Dauer M · T_a zusammengefaßt und dann in ein aus M · N Bits der Dauer T_b=T_a/N bestehendes Zielsegment der Dauer M · T_a abgebildet werden, daß der getaktet ausgeführte Modulator mit einer um den Faktor N (N=2, 3, 4, . . .) gegenüber der Bittaktfrequenz f_a des Datensignal­ stroms vervielfachten Taktfrequenz betrieben wird und daß das die Codierung beschreibende Abbildungsschema von Quellsegment in Zielsegment für alle aufeinanderfolgenden Segmente gleich ist. Abgesehen von der mit der Codemanipulation einhergehenden Vervielfachung der Bittaktfrequenz f_M des Modulators um den Faktor N (N=2, 3, 4, . . . je nach Anforderung), unterscheidet sich der beim Verfahren nach der Erfindung eingesetzte Modula­ tor jedoch nicht von dem Modulator üblicher Modulationsverfah­ ren digitaler Datensignalströme (Modulator 1 in Fig. 1).

Vorteilhafte Weiterbildungen und zweckmäßige Schaltungen zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Das Verfahren nach der Erfindung und Schaltungen zur Durchfüh­ rung dieses Verfahrens werden im folgenden anhand der Fig. 5 bis 11 erläutert. Es zeigen

Fig. 1 die bekannte und bereits einleitend erklärte Einschal­ tung eines Modulators für die zu übertragenden digitalen Datensignale, so daß ein Bandpaßsignal im Trägerfre­ quenzbereich entsteht,

Fig. 2 ein ebenfalls bereits erläutertes Betragsspektrum eines Bandpaßsignals am Ausgang des Modulators nach Fig. 1,

Fig. 3 und 4 zwei bereits erläuterte Beispiele von Betrags­ spektren von Bandpaßsignalen mit gewünschten Einbrüchen in bestimmten Frequenzbereichen,

Fig. 5 die erfindungsgemäße Einschaltung eines Codierers vor den Modulator, so daß sich der Datensignalstrom geeig­ net manipulieren läßt,

Fig. 6 ein Schema, durch das die Manipulation der Codierung verdeutlicht wird,

Fig. 7 das Schema für eine spezielle Codierung,

Fig. 8 das Blockschaltbild einer Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung,

Fig. 9 zwei spezielle einfache Codierschemata für die Schaltung nach Fig. 8,

Fig. 10 ein Schaltungsplan eines Codierers, der die einfachen Codierschemata nach Fig. 9 realisiert,

Fig. 11 eine Tabelle zur Erklärung der Stellungen der im Codie­ rer nach Fig. 9 eingesetzten Schalter.

Durch die in Fig. 5 gezeigte Vorschaltung eines Codierers 2 vor einen herkömmlichen Modulator 1 wird das Problem gelöst, das modulierte Bandpaßsignal s(t) in der gewünschten Weise zu beei­ nflussen. Durch eine geeignete Manipulation des Datenstromes a_i im Codierer 2 wird die gewünschte spektrale Beeinflussung des Bandpaßsignals s(t) erreicht. Die Codemanipulation geht dabei einher mit einer Vervielfachung der Bittaktfrequenz f_M des Modulators 1 um den Faktor N, wobei N je nach Anforderung = 2, 3, 4, ... beträgt. Ansonsten unterscheidet sich der Modulator 1 nach Fig. 5 jedoch nicht von dem Modulator der bekannten Schaltung nach Fig. 1. Der digitale Datensignalstrom a_i ist mit einer Taktrate f_a getaktet, und die Modulatortaktrate beträgt demnach f_M=N×f_a.

In welcher Weise der Datensignalstrom a_i nach dem Verfahren gemäß der Erfindung durch entsprechende Codierung manipuliert wird, zeigt Fig. 6. Je M (mit M=1, 2, 3, ...) aufeinander­ folgende Bits des Datensignalstromes a_i werden in ein Quell­ segment Q der Dauer M×T_a zusammengefaßt (T_a=l/f_a) und dann in ein Zielsegment Z der Dauer M×T_a abgebildet, das aus M×N Bits der Dauer T_b=T_a/N des Datensignalstroms b_i besteht. Die Datenrate f_b des Datensignalstromes b_i ist dann um den Faktor N höher als die Datenrate f_a des ursprünglichen Daten­ signalstromes a_i. Das die Codierung beschreibende Abbildungs­ schema von Quellsegment Q in Zielsegment Z ist für jedes aufeinanderfolgende Segment das gleiche. Es unterliegt aber sonst prinzipiell keiner weiteren Beschränkung. Jedes Bit des Datensignalstromes a_i aus dem Quellsegment Q kann an beliebigen Positionen im Zielsegment Z mehrmals auftreten, wobei wahlweise auch Negationen zugelassen sind, vgl. das Beispiel in Fig. 6. In der Praxis ist es sinnvoll, jedes Bit des Datensignalstroms a_i aus dem Quellsegment Q mindestens einmal auch im Zielsegment Z des Datensignalstromes b_i zu berücksichtigen. Wie die Parameter M und N und das Abbildungsschema der Codierung zu wählen sind, hängt vom jeweiligen Anwendungsfall ab und vor allem davon, bei welchen Frequenzen Einbrüche im Spektrum des Bandpaßsignals s(t) erzielt werden sollen.

Durch ein eine hohe Regelmäßigkeit aufweisendes Abbildungssche­ ma von Quellsegment Q in Zielsegment Z läßt sich eine besonders aufwandsgünstige technische Realisierung des Codierers 2 nach Fig. 5 ermöglichen.

Ein vorteilhaftes Abbildungsschema der Codierung ist z.B. da­ durch gekennzeichnet, daß die M aufeinanderfolgenden Bits des Datensignalstromes a_i (i=1, 2, ..., M) aus jedem Quellsegment Q auch im Zielsegment Z des Datensignalstromes b_i unmittelbar aufeinanderfolgen und in ihrer ursprünglichen Reihenfolge N-mal wiederholt werden, wobei wahlweise an beliebigen Positionen auch Negationen zulässig sind. Ein Beispiel für dieses vorteil­ hafte Abbildungsschema ist in Fig. 7 dargestellt. Dieses spe­ zielle Abbildungsschema ist in der Praxis in Verbindung mit Quadraturmodulatoren (QPSK, OQPS, MSK, etc.) besonders interessant, wobei dann M=2 und N=2, 3, 4, ..., je nach Anforderung, gewählt wird. Dies führt dazu, daß in einem dem Codierer 2 aus Fig. 5 nachgeschalteten Quadraturmodulator 1 Werte des Datensignalstromes b_i, die aus demselben Bit des ursprünglichen Datensignalstromes a_i stammen, immer auch in demselben Quadraturkanal (I-Kanal oder Q-Kanal) des Modulators 1 gelangen, weil der Quadraturmodulator die einlaufenden Daten­ bits b_i alternierend in den I- und Q-Kanal durchschaltet. Sie folgen dann dort unmittelbar aufeinander, wobei auch Negationen möglich sind. Dies ermöglicht eine gezielte spektrale Beein­ flussung der beiden Quadratursignale.

Fig. 8 zeigt in Blockschaltbildform eine entsprechend dem Verfahren nach der Erfindung arbeitende Schaltung für einen Codierer 2. Der binäre Datensignalstrom a_i mit der Bittaktrate f_a wird zunächst durch eine Teileinrichtung 3, bestehend aus einem (M-1) -stufigen Schieberegister 5 und einem M-Bit-Register 6, in M parallele Datensignalströme mit der Taktrate f_a/M umgewandelt. Die M Bits des Datensignalstromes a_i (i=1, 2, ..., M) eines Quellsegments Q stehen dann für die Dauer M×T_a an den M Ausgängen des Registers 6 parallel zur Verfügung. Durch eine Teileinrichtung 4 werden dann diese parallelen Datensignalströme in einen Datensignalstrom b_i mit der erhöhten Taktrate N×f_a umgewandelt. Dieser Datensignal­ strom b_i wird dann direkt in den in Fig. 5 dargestellten Modulator 1 eingespeist. Die Teileinrichtung 4 enthält einen 2M-zu-1-Multiplexer 7, der jeweils eines der Datenbits des Datensignalstromes a_i (i=1, 2, ..., M) oder dessen negierte Datenbits auswählt, und ein D-Flip-Flop 8, welches die ausge­ wählten Datenbits mit der Rate N×f_a übernimmt und aus dem Codierer als Datensignalstrom b_i ausgibt. Eine mit der Taktrate N×f_a betriebene Zählerkette 10, bestehend aus einem zykli­ schen Binärzähler von 0 bis (N-1) und einem zyklischen Bi­ närzähler 12 von 0 bis (M-1), stellt die benötigten Takt­ raten N×f_a, f_a, f_a und f_a/M zur Verfügung und steuert über ein Codiernetz 9 den Multiplexer 7, so daß sich dessen Zustand und damit der Datensignalstrom b_i von Takt zu Takt mit der Rate N×f_a ändern kann. Das Codiernetz 9 bestimmt dabei im Detail das Abbildungsschema, nach welchem der Codierer insgesamt arbeitet. Das Codiernetz 9 kann durch eine fest verdrahtete Logik, durch Festwertspeicher (PROMs), Gate Arrays oder irgendeine andere gängige Technik realisiert werden. Faßt man das Codiernetz 9 und den Multiplexer 7 als eine Einheit auf, so ergeben sich vorteilhafte Möglichkeiten zur schaltungstechni­ schen Vereinfachung dieser Einheit.

Ein Ausführungsbeispiel der Schaltung nach Fig. 8 für den Fall M=2, N=2 in TTL-Technik ist in Fig. 10 dargestellt. Die Taktdauer des Datensignalstromes a_i beträgt in diesem Falle 2T_c. Die beiden mit der Schaltung nach Fig. 10 realisierbaren Abbildungsschemata sind in Fig. 9 dargestellt. In Verbindung mit herkömmlichen QPSK- und MSK-Modulatoren lassen sich mit dieser in TTL-Technik ausgeführten Schaltung nach Fig. 9 quadraturmodulierte Signale mit Spektren erzeugen, wie sie in Fig. 3 und 4 der prinzipiellen Form nach dargestellt sind. Die notwendigen Schalterstellungen der Schalter S 1 bis S 8 in der Schaltung nach Fig. 10 für den Betrieb in Verbindung mit unterschiedlichen Modulatoren sind in Fig. 11 in einer Tabelle angegeben.

Claims (16)

1. Verfahren zur spektralen Beeinflussung eines mit Hilfe eines geeigneten Modulators einem Träger aufmodulierten und damit hinsichtlich seines Frequenzspektrums Bandpaßcharakter im Trä­ gerfrequenzbereich aufweisenden, digitalen Datensignalstromes, der vor der Zuführung zum Modulator in einem Codierer manipuliert wird,
dadurch gekennzeichnet, daß
stets M (M=1, 2, 3 . . .) aufeinanderfolgende Bits des mit einer Bittaktfrequenz von f_a=l/T_a behafteten Datensignal­ stroms in ein Quellsegment (Q) der Dauer M · T_a zusammengefaßt und dann in ein aus M · N Bits der Dauer T_b=T_a/N bestehendes Zielsegment (Z) der Dauer M · T_a abgebildet werden, daß der getaktet ausgeführte Modulator mit einer um den Faktor N (N=2, 3, 4 . . .) gegenüber der Bittaktfrequenz f_a des Datensignal­ stroms vervielfachten Taktfrequenz betrieben wird und daß das die Codierung beschreibende Abbildungsschema von Quellsegment in Zielsegment für alle aufeinanderfolgenden Segmente gleich ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Abbildung vom Quellsegment (Q) in das Zielsegment (Z) auch Negationen der Bits des Datensignalstroms (a_i) zugelassen sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Bit des Datenstroms (a_i) im Quellsegment (Q) mindestens einmal auch im Zielsegment (Z) berücksichtigt wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Abbildungsschema von Quellsegment (Q) in Zielsegment (Z) eine hohe Regelmäßigkeit aufweist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß im Abbildungsschema der Codierung die M aufeinanderfolgenden Bits aus jeden Quellsegment (Q) auch im Zielsegment (Z) aufeinanderfolgen und in ihrer ursprünglichen Reihenfolge N-mal wiederholt werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß wahlweise an beliebigen Positionen des Abbildungsschemas Negationen vorhanden sind.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, gekennzeichnet durch die Anwendung in Verbindung mit einem Quadraturmodulator, wobei dann M=2 und N=2, 3, 4 ... .

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Parameter M und N sowie das Abbildungsschema so gewählt sind, daß das breitbandige Frequenzspektrum |S(f)| des Datensignalstroms (a_i) bei bestimmten Frequenzen, beispiels­ weise bei der Mittenfrequenz (f_o) des Frequenzbandes, einen tiefen Einbruch aufweist, der so tief sein kann, daß bei der betreffenden Frequenz im Spektrum überhaupt kein Signalanteil auftritt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Stellen der spektralen Einbrüche des Breitbandübertra­ gungssystems, z.B. in der Mitte des Breitbandspektrums, die Frequenzen schmalbandiger Funkdienste liegen.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das breitbandige Übertragungssystem ein mit Bandspreizung (Spread-Spectrum) arbeitendes Kennungssystem und der schmal­ bandige Funkdienst ein Sekundärradar-Kennsystem ist.

11. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Datensignalweg dem Modulator (1), dessen Taktfrequenz das N-fache der Bittaktfrequenz (f_a) des Datensignalstroms (a_i) beträgt, der Codierer (2) vorgeschaltet ist, in dem die Abbildung des Datensignalstroms von Quellsegmenten in Ziel­ segmente vorgenommen wird.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Codierer (2) eine erste, aus einem (M-1)-stufigen, mit einer Taktrate f_a getakteten Schieberegister (5) und einem mit einer Taktrate f_a/M getakteten M-Bit-Register (6) bestehende Teilschaltung (3) aufweist, die den die Bitrate f_a=l/T_a aufweisenden Datensignalstrom (a_i) in M parallele Datensignal­ ströme mit der Bitrate f_a/M umwandelt, derart, daß die M Bits eines Quellsegments für die Dauer M×T_a parallel zur Verfügung stehen, daß der Codierer eine zweite, aus einem 2M-zu-1-Multi­ plexer (7), einem D-Flip-Flop (8) und einem Codiernetz (9) be­ stehende Teilschaltung (4) aufweist, daß die an den M Ausgängen des M-Bit-Registers (6) der ersten Teilschaltung parallel zur Verfügung stehenden Datenströme eines Quellsegments dem 2M- zu-1-Multiplexer (7) sowohl an dessen M-Paralleleingängen als auch an dessen M invertierenden Paralleleingängen zugeführt werden, daß der Ausgang des Multiplexers mit dem D-Eingang des mit einer Taktrate N×f_a getakteten und somit die vom Multi­ plexer ausgewählten Datenbits mit der Rate N×f_a übernehmenden D-Flip-Flops (8) verbunden ist, dessen Ausgang zugleich den Ausgang des Codierers bildet, und daß eine mit der Taktrate N×f_a betriebene Zählerkette (10), bestehend aus einem zykli­ schen Binärzähler (11) von 0 bis (N-1) und einem zyklischen Binärzähler (12) von 0 bis (M-1), die Taktraten N×f_a, f_a und f_a/M zur Verfügung stellt und über das das Abbildungsschema bestimmende Codiernetz (9) den Multiplexer (7) steuert, so daß sich dessen Zustand und damit der am Ausgang des Codierers ent­ nommene Datenstrom (b_i) von Takt zu Takt mit der Rate N×f_a ändern kann.

13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Codiernetz (9) durch eine fest verdrahtete Logikschaltung realisiert ist.

14. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Codiernetz (9) durch Festwertspeicher, das heißt durch sogenannte PROMs, realisiert ist.

15. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Codiernetz (9) in Gate-Array-Technik realisiert ist.

16. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Codiernetz (9) und der Multiplexer (7) eine schaltungs­ technisch integrierte Einheit sind.