DE3817327C2 - - Google Patents
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- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur spektralen
Beeinflussung eines mit Hilfe eines geeigneten Modulators einem
Träger aufmodulierten und damit hinsichtlich seines Frequenz
spektrums Bandpaßcharakter im Trägerfrequenzbereich aufweisen
den, digitalen Datensignalstromes, der vor der Zuführung zum
Modulator in einem Codierer manipuliert wird, und eine
Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens.
Bei der digitalen Nachrichtenübertragung werden die zu über
tragenden Datenbits häufig mit Hilfe eines geeigneten Modula
tors moduliert, so daß ein Bandpaßsignal im Trägerfrequenz
bereich entsteht. In diesem Zusammenhang wird auf das Buch von
V.K. Bhargava, D. Haccoun, R. Matyas, P.P. Nuspl: "Digital
Communications by Satellite", J. Wiley & Sons, New York, 1981,
insbesondere Seiten 61 bis 86, hingewiesen. Die Datenbits
können dabei, wie beispielsweise in der Satellitentechnik
üblich und auch in der vorstehend genannten Literaturstelle
erwähnt, die zu übertragende Nachricht selbst repräsentieren,
sie können aber auch, wie in der Spread-Spectrum-Technik
üblich, Chips einer zu übertragenden binären Pseudozufalls
folge sein, vgl. dazu das Buch von P.W. Baier, G. Grünberger,
M. Pandit: "Störunterdrückende Funkübertragungstechnik", Olden
bourg-Verlag, München 1984, insbesondere Seiten 51 bis 56 und
Seiten 95 bis 107. Zur Erläuterung des bekannten Sachverhalts
dient das in Fig. 1 dargestellte Blockschaltbild. Einem Modula
tor 1 wird dabei ein digitaler Datensignalstrom ai zugeführt,
dessen Datenbitrate fa beträgt. Die Dauer der Datenbits des
Datensignalstroms ai beträgt in jedem Falle Ta=l/fa. Die
Modulatortaktfrequenz fM beträgt fa. Je nach Art des Modula
tors 1 nach Fig. 1 kann es sich bei der Modulation der digi
talen Datensignale um irgendeine Art von Phasensprungmodulation
(BPSK, QPSK, OQPSK, 8- oder 16-ary PSK, ...) handeln, aber auch
um eine Frequenzsprungmodulation (beispielsweise MSK und
CPFSK), irgendeine spezielle Form einer Quadraturmodulation
(beispielsweise OQPSK, MSK, Raised-Cosine-Modulation), oder um
jedes andere aus der Übertragungstechnik bekannte Modulations
verfahren für digitale Datensignale. Außer auf die bereits
erwähnten Literaturstellen wird in diesem Zusammenhang noch auf
M.C. Austin, M.U. Chang, "Quadrature overlapped raised cosine
modulation", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-29,
März 1981, Seiten 237 bis 249 hingewiesen. In jedem Fall jedoch
erhält man am Ausgang des mit der Taktfrequenz fa getakteten
Modulators 1 nach Fig. 1 ein Bandpaßsignal s(t), das bei einem
mehr oder weniger zufälligen digitalen Datenstrom ai ein Be
tragsspektrum |S(f)| mit einer prinzipiellen Form, wie sie in
Fig. 2 dargestellt ist, aufweist. Das Betragsspektrum hängt im
Detail noch von dem jeweils gewählten Modulationsverfahren ab.
In der Praxis ist es aus Gründen der Frequenzökonomie und Fre
quenzplanung, insbesondere bei breitbandigen Übertragungssy
stemen, häufig wünschenswert, daß das Spektrum |S(f)| von Natur
aus, d.h. ohne zusätzliche Filterung, bei bestimmten Frequen
zen, beispielsweise bei der Mittenfrequenz fo, tiefe Einbrüche
aufweist, bzw. daß die betreffenden Frequenzen im Spektrum
überhaupt nicht auftreten. Beispiele für derartige, wünschens
werte Frequenzspektren sind in den Fig. 3 und 4 dargestellt.
In den Frequenzbereichen der spektralen Einbrüche können dann
beispielsweise schmalbandige Funkdienste untergebracht werden,
ohne daß es zu einer gegenseitigen Störbeeinflussung zwischen
Schmalbandsystem und Breitbandsystem kommt. Als Beispiel hier
für werden klassische, schmalbandige Sekundärradar-Funkdienste
in der Bandmitte eines Spread-Spectrum-Kennungssystems ange
führt. Die Erzeugung von spektralen Einbrüchen im breitbandigen
Frequenzspektrum durch eine nachträgliche Filterung des modu
lierten Bandpaßsignals s(t) ist in der Regel nicht akzeptabel,
weil dadurch eine starke Verzerrung des Signalverlaufs im
Zeitbereich entstehen würde.
Aus dem Beitrag von P.J. v. Gerwen: "Application of Pseudo-
Ternary Codes for Data Transmission" in "Proceeding of the 13th
Congress on Electronic", Rome 1966, Seiten 465 bis 477 sind
Datensignalübertragungssysteme bekannt, bei welchen ein einem
Träger aufmodulierter und damit hinsichtlich seines Frequenz
spektrums ursprünglich Bandpaßcharakter im Trägerfrequenzbe
reich aufweisender digitaler Datensignalstrom bezüglich seines
Frequenzspektrums beeinflußt wird. Vor der Zuführung zu einem
ungetakteten Modulator wird der erst binäre Datensignalstrom in
einem Codierer pseudoternär codiert, also in einen Code mit
drei Pegelzuständen umgewandelt, wodurch gezielt bestimmte
Frequenzen im Informationsspektrum eliminiert werden. Bei
spielsweise können Lücken im Spektrum bei der Frequenz Null
und bei ganzzahligen Vielfachen der halben Bittaktfrequenz
erzeugt werden. Es lassen sich dann im Bereich dieser Frequenz
einbrüche im Spektrum z. B. ein Taktsignal und/oder ein oder
mehrere Pilotsignale zusätzlich übertragen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur
spektralen Beeinflussung von einem Träger aufmodulierten,
digitalen Datensignalen (Bandpaßsignal s(t)) anzugeben, das
ebenso ohne Manipulationen, z.B. Filtervorgängen, im oder
hinter dem Modulator auskommt, aber keine Umwandlung in einen
ternären Code, also einen Code mit drei verschiedenen Pegel
zuständen erfordert.
Gemäß der Erfindung, die sich auf ein Verfahren der eingangs
genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst,
daß stets M (M=1, 2, 3 . . .) aufeinanderfolgende Bits des mit
einer Bittaktfrequenz von fa=l/Ta behafteten Datensignal
stroms in ein Quellsegment der Dauer M · Ta zusammengefaßt und
dann in ein aus M · N Bits der Dauer Tb=Ta/N bestehendes
Zielsegment der Dauer M · Ta abgebildet werden, daß der
getaktet ausgeführte Modulator mit einer um den Faktor N (N=2,
3, 4, . . .) gegenüber der Bittaktfrequenz fa des Datensignal
stroms vervielfachten Taktfrequenz betrieben wird und daß das
die Codierung beschreibende Abbildungsschema von Quellsegment
in Zielsegment für alle aufeinanderfolgenden Segmente gleich
ist. Abgesehen von der mit der Codemanipulation einhergehenden
Vervielfachung der Bittaktfrequenz fM des Modulators um den
Faktor N (N=2, 3, 4, . . . je nach Anforderung), unterscheidet
sich der beim Verfahren nach der Erfindung eingesetzte Modula
tor jedoch nicht von dem Modulator üblicher Modulationsverfah
ren digitaler Datensignalströme (Modulator 1 in Fig. 1).
Vorteilhafte Weiterbildungen und zweckmäßige Schaltungen zur
Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung sind in den
Unteransprüchen angegeben.
Das Verfahren nach der Erfindung und Schaltungen zur Durchfüh
rung dieses Verfahrens werden im folgenden anhand der Fig. 5
bis 11 erläutert. Es zeigen
Fig. 1 die bekannte und bereits einleitend erklärte Einschal
tung eines Modulators für die zu übertragenden digitalen
Datensignale, so daß ein Bandpaßsignal im Trägerfre
quenzbereich entsteht,
Fig. 2 ein ebenfalls bereits erläutertes Betragsspektrum eines
Bandpaßsignals am Ausgang des Modulators nach Fig. 1,
Fig. 3 und 4 zwei bereits erläuterte Beispiele von Betrags
spektren von Bandpaßsignalen mit gewünschten Einbrüchen
in bestimmten Frequenzbereichen,
Fig. 5 die erfindungsgemäße Einschaltung eines Codierers vor
den Modulator, so daß sich der Datensignalstrom geeig
net manipulieren läßt,
Fig. 6 ein Schema, durch das die Manipulation der Codierung
verdeutlicht wird,
Fig. 7 das Schema für eine spezielle Codierung,
Fig. 8 das Blockschaltbild einer Schaltung zur Durchführung
des Verfahrens nach der Erfindung,
Fig. 9 zwei spezielle einfache Codierschemata für die Schaltung
nach Fig. 8,
Fig. 10 ein Schaltungsplan eines Codierers, der die einfachen
Codierschemata nach Fig. 9 realisiert,
Fig. 11 eine Tabelle zur Erklärung der Stellungen der im Codie
rer nach Fig. 9 eingesetzten Schalter.
Durch die in Fig. 5 gezeigte Vorschaltung eines Codierers 2 vor
einen herkömmlichen Modulator 1 wird das Problem gelöst, das
modulierte Bandpaßsignal s(t) in der gewünschten Weise zu beei
nflussen. Durch eine geeignete Manipulation des Datenstromes ai
im Codierer 2 wird die gewünschte spektrale Beeinflussung des
Bandpaßsignals s(t) erreicht. Die Codemanipulation geht dabei
einher mit einer Vervielfachung der Bittaktfrequenz fM des
Modulators 1 um den Faktor N, wobei N je nach Anforderung = 2,
3, 4, ... beträgt. Ansonsten unterscheidet sich der Modulator 1
nach Fig. 5 jedoch nicht von dem Modulator der bekannten
Schaltung nach Fig. 1. Der digitale Datensignalstrom ai ist mit
einer Taktrate fa getaktet, und die Modulatortaktrate beträgt
demnach fM=N×fa.
In welcher Weise der Datensignalstrom ai nach dem Verfahren
gemäß der Erfindung durch entsprechende Codierung manipuliert
wird, zeigt Fig. 6. Je M (mit M=1, 2, 3, ...) aufeinander
folgende Bits des Datensignalstromes ai werden in ein Quell
segment Q der Dauer M×Ta zusammengefaßt (Ta=l/fa) und dann
in ein Zielsegment Z der Dauer M×Ta abgebildet, das aus M×N
Bits der Dauer Tb=Ta/N des Datensignalstroms bi besteht.
Die Datenrate fb des Datensignalstromes bi ist dann um den
Faktor N höher als die Datenrate fa des ursprünglichen Daten
signalstromes ai. Das die Codierung beschreibende Abbildungs
schema von Quellsegment Q in Zielsegment Z ist für jedes
aufeinanderfolgende Segment das gleiche. Es unterliegt aber
sonst prinzipiell keiner weiteren Beschränkung. Jedes Bit des
Datensignalstromes ai aus dem Quellsegment Q kann an beliebigen
Positionen im Zielsegment Z mehrmals auftreten, wobei wahlweise
auch Negationen zugelassen sind, vgl. das Beispiel in Fig. 6.
In der Praxis ist es sinnvoll, jedes Bit des Datensignalstroms
ai aus dem Quellsegment Q mindestens einmal auch im Zielsegment
Z des Datensignalstromes bi zu berücksichtigen. Wie die
Parameter M und N und das Abbildungsschema der Codierung zu
wählen sind, hängt vom jeweiligen Anwendungsfall ab und vor
allem davon, bei welchen Frequenzen Einbrüche im Spektrum des
Bandpaßsignals s(t) erzielt werden sollen.
Durch ein eine hohe Regelmäßigkeit aufweisendes Abbildungssche
ma von Quellsegment Q in Zielsegment Z läßt sich eine besonders
aufwandsgünstige technische Realisierung des Codierers 2 nach
Fig. 5 ermöglichen.
Ein vorteilhaftes Abbildungsschema der Codierung ist z.B. da
durch gekennzeichnet, daß die M aufeinanderfolgenden Bits des
Datensignalstromes ai (i=1, 2, ..., M) aus jedem Quellsegment
Q auch im Zielsegment Z des Datensignalstromes bi unmittelbar
aufeinanderfolgen und in ihrer ursprünglichen Reihenfolge N-mal
wiederholt werden, wobei wahlweise an beliebigen Positionen
auch Negationen zulässig sind. Ein Beispiel für dieses vorteil
hafte Abbildungsschema ist in Fig. 7 dargestellt. Dieses spe
zielle Abbildungsschema ist in der Praxis in Verbindung mit
Quadraturmodulatoren (QPSK, OQPS, MSK, etc.) besonders
interessant, wobei dann M=2 und N=2, 3, 4, ..., je nach
Anforderung, gewählt wird. Dies führt dazu, daß in einem dem
Codierer 2 aus Fig. 5 nachgeschalteten Quadraturmodulator 1
Werte des Datensignalstromes bi, die aus demselben Bit des
ursprünglichen Datensignalstromes ai stammen, immer auch in
demselben Quadraturkanal (I-Kanal oder Q-Kanal) des Modulators
1 gelangen, weil der Quadraturmodulator die einlaufenden Daten
bits bi alternierend in den I- und Q-Kanal durchschaltet. Sie
folgen dann dort unmittelbar aufeinander, wobei auch Negationen
möglich sind. Dies ermöglicht eine gezielte spektrale Beein
flussung der beiden Quadratursignale.
Fig. 8 zeigt in Blockschaltbildform eine entsprechend dem
Verfahren nach der Erfindung arbeitende Schaltung für einen
Codierer 2. Der binäre Datensignalstrom ai mit der Bittaktrate
fa wird zunächst durch eine Teileinrichtung 3, bestehend aus
einem (M-1) -stufigen Schieberegister 5 und einem M-Bit-Register
6, in M parallele Datensignalströme mit der Taktrate fa/M
umgewandelt. Die M Bits des Datensignalstromes ai (i=1,
2, ..., M) eines Quellsegments Q stehen dann für die Dauer
M×Ta an den M Ausgängen des Registers 6 parallel zur
Verfügung. Durch eine Teileinrichtung 4 werden dann diese
parallelen Datensignalströme in einen Datensignalstrom bi mit
der erhöhten Taktrate N×fa umgewandelt. Dieser Datensignal
strom bi wird dann direkt in den in Fig. 5 dargestellten
Modulator 1 eingespeist. Die Teileinrichtung 4 enthält einen
2M-zu-1-Multiplexer 7, der jeweils eines der Datenbits des
Datensignalstromes ai (i=1, 2, ..., M) oder dessen negierte
Datenbits auswählt, und ein D-Flip-Flop 8, welches die ausge
wählten Datenbits mit der Rate N×fa übernimmt und aus dem
Codierer als Datensignalstrom bi ausgibt. Eine mit der Taktrate
N×fa betriebene Zählerkette 10, bestehend aus einem zykli
schen Binärzähler von 0 bis (N-1) und einem zyklischen Bi
närzähler 12 von 0 bis (M-1), stellt die benötigten Takt
raten N×fa, fa, fa und fa/M zur Verfügung und steuert über
ein Codiernetz 9 den Multiplexer 7, so daß sich dessen Zustand
und damit der Datensignalstrom bi von Takt zu Takt mit der Rate
N×fa ändern kann. Das Codiernetz 9 bestimmt dabei im Detail
das Abbildungsschema, nach welchem der Codierer insgesamt
arbeitet. Das Codiernetz 9 kann durch eine fest verdrahtete
Logik, durch Festwertspeicher (PROMs), Gate Arrays oder
irgendeine andere gängige Technik realisiert werden. Faßt man
das Codiernetz 9 und den Multiplexer 7 als eine Einheit auf, so
ergeben sich vorteilhafte Möglichkeiten zur schaltungstechni
schen Vereinfachung dieser Einheit.
Ein Ausführungsbeispiel der Schaltung nach Fig. 8 für den Fall
M=2, N=2 in TTL-Technik ist in Fig. 10 dargestellt. Die
Taktdauer des Datensignalstromes ai beträgt in diesem Falle
2Tc. Die beiden mit der Schaltung nach Fig. 10 realisierbaren
Abbildungsschemata sind in Fig. 9 dargestellt. In Verbindung
mit herkömmlichen QPSK- und MSK-Modulatoren lassen sich mit
dieser in TTL-Technik ausgeführten Schaltung nach Fig. 9
quadraturmodulierte Signale mit Spektren erzeugen, wie sie in
Fig. 3 und 4 der prinzipiellen Form nach dargestellt sind. Die
notwendigen Schalterstellungen der Schalter S 1 bis S 8 in der
Schaltung nach Fig. 10 für den Betrieb in Verbindung mit
unterschiedlichen Modulatoren sind in Fig. 11 in einer Tabelle
angegeben.
Claims (16)
1. Verfahren zur spektralen Beeinflussung eines mit Hilfe eines
geeigneten Modulators einem Träger aufmodulierten und damit
hinsichtlich seines Frequenzspektrums Bandpaßcharakter im Trä
gerfrequenzbereich aufweisenden, digitalen Datensignalstromes,
der vor der Zuführung zum Modulator in einem Codierer
manipuliert wird,
dadurch gekennzeichnet, daß
stets M (M=1, 2, 3 . . .) aufeinanderfolgende Bits des mit einer Bittaktfrequenz von fa=l/Ta behafteten Datensignal stroms in ein Quellsegment (Q) der Dauer M · Ta zusammengefaßt und dann in ein aus M · N Bits der Dauer Tb=Ta/N bestehendes Zielsegment (Z) der Dauer M · Ta abgebildet werden, daß der getaktet ausgeführte Modulator mit einer um den Faktor N (N=2, 3, 4 . . .) gegenüber der Bittaktfrequenz fa des Datensignal stroms vervielfachten Taktfrequenz betrieben wird und daß das die Codierung beschreibende Abbildungsschema von Quellsegment in Zielsegment für alle aufeinanderfolgenden Segmente gleich ist.
dadurch gekennzeichnet, daß
stets M (M=1, 2, 3 . . .) aufeinanderfolgende Bits des mit einer Bittaktfrequenz von fa=l/Ta behafteten Datensignal stroms in ein Quellsegment (Q) der Dauer M · Ta zusammengefaßt und dann in ein aus M · N Bits der Dauer Tb=Ta/N bestehendes Zielsegment (Z) der Dauer M · Ta abgebildet werden, daß der getaktet ausgeführte Modulator mit einer um den Faktor N (N=2, 3, 4 . . .) gegenüber der Bittaktfrequenz fa des Datensignal stroms vervielfachten Taktfrequenz betrieben wird und daß das die Codierung beschreibende Abbildungsschema von Quellsegment in Zielsegment für alle aufeinanderfolgenden Segmente gleich ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
bei der Abbildung vom Quellsegment (Q) in das Zielsegment (Z)
auch Negationen der Bits des Datensignalstroms (ai) zugelassen
sind.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
jedes Bit des Datenstroms (ai) im Quellsegment (Q) mindestens
einmal auch im Zielsegment (Z) berücksichtigt wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Abbildungsschema von Quellsegment (Q) in Zielsegment (Z)
eine hohe Regelmäßigkeit aufweist.
5. Verfahren nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, daß
im Abbildungsschema der Codierung die M aufeinanderfolgenden
Bits aus jeden Quellsegment (Q) auch im Zielsegment (Z)
aufeinanderfolgen und in ihrer ursprünglichen Reihenfolge
N-mal wiederholt werden.
6. Verfahren nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß
wahlweise an beliebigen Positionen des Abbildungsschemas
Negationen vorhanden sind.
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6,
gekennzeichnet durch
die Anwendung in Verbindung mit einem Quadraturmodulator, wobei
dann M=2 und N=2, 3, 4 ... .
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Parameter M und N sowie das Abbildungsschema so gewählt
sind, daß das breitbandige Frequenzspektrum |S(f)| des
Datensignalstroms (ai) bei bestimmten Frequenzen, beispiels
weise bei der Mittenfrequenz (fo) des Frequenzbandes, einen
tiefen Einbruch aufweist, der so tief sein kann, daß bei der
betreffenden Frequenz im Spektrum überhaupt kein Signalanteil
auftritt.
9. Verfahren nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß
an den Stellen der spektralen Einbrüche des Breitbandübertra
gungssystems, z.B. in der Mitte des Breitbandspektrums, die
Frequenzen schmalbandiger Funkdienste liegen.
10. Verfahren nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, daß
das breitbandige Übertragungssystem ein mit Bandspreizung
(Spread-Spectrum) arbeitendes Kennungssystem und der schmal
bandige Funkdienst ein Sekundärradar-Kennsystem ist.
11. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der
vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
im Datensignalweg dem Modulator (1), dessen Taktfrequenz das
N-fache der Bittaktfrequenz (fa) des Datensignalstroms (ai)
beträgt, der Codierer (2) vorgeschaltet ist, in dem die
Abbildung des Datensignalstroms von Quellsegmenten in Ziel
segmente vorgenommen wird.
12. Schaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Codierer (2) eine erste, aus einem (M-1)-stufigen, mit
einer Taktrate fa getakteten Schieberegister (5) und einem mit
einer Taktrate fa/M getakteten M-Bit-Register (6) bestehende
Teilschaltung (3) aufweist, die den die Bitrate fa=l/Ta
aufweisenden Datensignalstrom (ai) in M parallele Datensignal
ströme mit der Bitrate fa/M umwandelt, derart, daß die M Bits
eines Quellsegments für die Dauer M×Ta parallel zur Verfügung
stehen, daß der Codierer eine zweite, aus einem 2M-zu-1-Multi
plexer (7), einem D-Flip-Flop (8) und einem Codiernetz (9) be
stehende Teilschaltung (4) aufweist, daß die an den M Ausgängen
des M-Bit-Registers (6) der ersten Teilschaltung parallel zur
Verfügung stehenden Datenströme eines Quellsegments dem 2M-
zu-1-Multiplexer (7) sowohl an dessen M-Paralleleingängen als
auch an dessen M invertierenden Paralleleingängen zugeführt
werden, daß der Ausgang des Multiplexers mit dem D-Eingang des
mit einer Taktrate N×fa getakteten und somit die vom Multi
plexer ausgewählten Datenbits mit der Rate N×fa übernehmenden
D-Flip-Flops (8) verbunden ist, dessen Ausgang zugleich den
Ausgang des Codierers bildet, und daß eine mit der Taktrate
N×fa betriebene Zählerkette (10), bestehend aus einem zykli
schen Binärzähler (11) von 0 bis (N-1) und einem zyklischen
Binärzähler (12) von 0 bis (M-1), die Taktraten N×fa, fa und
fa/M zur Verfügung stellt und über das das Abbildungsschema
bestimmende Codiernetz (9) den Multiplexer (7) steuert, so daß
sich dessen Zustand und damit der am Ausgang des Codierers ent
nommene Datenstrom (bi) von Takt zu Takt mit der Rate N×fa
ändern kann.
13. Schaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Codiernetz (9) durch eine fest verdrahtete Logikschaltung
realisiert ist.
14. Schaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Codiernetz (9) durch Festwertspeicher, das heißt durch
sogenannte PROMs, realisiert ist.
15. Schaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Codiernetz (9) in Gate-Array-Technik realisiert ist.
16. Schaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Codiernetz (9) und der Multiplexer (7) eine schaltungs
technisch integrierte Einheit sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19883817327 DE3817327A1 (de) | 1988-05-20 | 1988-05-20 | Verfahren und schaltung zur spektralen beeinflussung von einem traeger aufmodulierten, digitalen datensignalen |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19883817327 DE3817327A1 (de) | 1988-05-20 | 1988-05-20 | Verfahren und schaltung zur spektralen beeinflussung von einem traeger aufmodulierten, digitalen datensignalen |
Publications (2)
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DE3817327A1 DE3817327A1 (de) | 1989-11-30 |
DE3817327C2 true DE3817327C2 (de) | 1991-10-10 |
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ID=6354847
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19883817327 Granted DE3817327A1 (de) | 1988-05-20 | 1988-05-20 | Verfahren und schaltung zur spektralen beeinflussung von einem traeger aufmodulierten, digitalen datensignalen |
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---|---|---|---|---|
DE10300329A1 (de) * | 2002-12-16 | 2004-07-22 | Daimlerchrysler Ag | Verfahren zur Synchronisation von Daten- und Codesignalen in DSSS Sende/Empfängern |
Family Cites Families (1)
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GB1143758A (de) * | 1965-11-16 |
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- 1988-05-20 DE DE19883817327 patent/DE3817327A1/de active Granted
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Publication number | Publication date |
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