DE60202638T2

DE60202638T2 - Verfahren zur Modulation durch Frequenzteilung gefolgt durch Frequenzmultiplikation, und entsprechende Radiofrequenz-Vorrichtung

Info

Publication number: DE60202638T2
Application number: DE60202638T
Authority: DE
Inventors: Laurent Collin; Pierre-Henri Boutigny; Denis Triquenaux
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2001-04-27
Filing date: 2002-04-19
Publication date: 2006-01-05
Anticipated expiration: 2022-04-20
Also published as: EP1253758A1; DE60202638D1; US20030040289A1; US7013115B2; FR2824206A1; ATE287606T1; EP1253758B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Funkkommunikationsausstattung, die Mittel umfasst, die einen Koeffizienten an eines oder mehrere Nutzsignale anwenden können.
Der Ausdruck „Nutzsignal" bezeichnet in der Beschreibung ein Information tragendes Signal.
Der Koeffizient kann ein Multiplikationskoeffizient oder auch ein Teilungskoeffizient sein.
Die Funkkommunikationsausstattung umfasst zum Beispiel einen Sender und/oder einen Empfänger, wobei mindestens einer der zwei die Mittel zum Teilen und/oder Multiplizieren umfasst.
Sie gilt für den Fall der Phasenmodulation und/oder der Frequenzmodulation.
Sie betrifft insbesondere die Funkkommunikationsausstattungen (Richtstrahlen, Punkt-zu-Punkt-Verbindungen, Punkt-Multipunkt-Verbindungen usw.) und insbesondere Ausstattungen, die im Millimeterwellenband funktionieren.
In den Funkkommunikationsausstattungen umfasst die Frequenzsendekette im Allgemeinen eine Vorrichtung zum Umsetzen der Frequenz des Information tragenden Nutzsignals in das Funkfrequenzband. Die Frequenz F_ol des lokalen Oszillators hat daher die gleiche Größenordnung wie die Sendefrequenz F_e. In dem Millimeterwellenbandbereich bedingt das insbesondere das Entwickeln von Funktionen in Frequenzbereichen, die schwierig auszuführen sind.
Es sind auch Sendeketten bekannt, bei welchen der Frequenzmultiplikationsschritt auf dem Frequenzumsetzungssignal durchgeführt wird.
Das Patent US-A-US 6 026 307 beschreibt ein Kommunikationssystem zum Übertragen von Signalen in verschiedenen Frequenzbändern. Das in diesem Patent gelöste technische Problem besteht darin, ein erstes Frequenzband zu erzeugen, das eine erste zentrale Frequenz hat, und ein zweites Frequenzband, das eine zweite zentrale Frequenz hat, wobei die zweite zentrale Frequenz zweimal so hoch ist, ohne jedoch die Modulationsbandbreite zu verdoppeln, ausgehend von einer Schaltung, die nur 2 VCO enthält (Spalte 2 Zeilen 56–64).
Das Patent US 5 903 609 beschreibt ein Übertragungssystem zum Übertragen digitaler Symbole durch eine Modulation, die auf einer Phasenkonstellation beruht. Das System enthält einen Sender, der einen Phasenmodulator und einen Frequenzmultiplikator in Kaskade hat, um ein moduliertes Signal zu erzeugen, das eine gewünschte Sendefrequenz hat. Um die Verschlechterung der binären Fehlerrate eines solchen Signals zu verhindern, hat die Phasenkonstellation am Eingang des Phasenmodulators mindestens einen zusätzlichen Phasenzustand in Bezug auf die Phasenkonstellation am Ausgang des Frequenzmultiplikators.
Die Idee der Erfindung beruht auf einer Struktur eines Senders und/oder eines Empfängers, der Vorrichtungen enthält, die einen Teilungskoeffizienten und einen Multiplikationskoeffizienten auf ein oder mehrere Nutzsignale anwenden können.
Ferner umfasst die Struktur Mittel, die die Symmetrie der spektralen Leistungsdichte, die durch dieses Verfahren erzielt wird, verbessern können und eine Optimierung der im Basisband modulierenden Signale erlaubt, um ein Filtern der spektralen Leistungsdichte des ursprünglichen modulierenden Signals beim Senden durchzuführen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung betrifft eine Funkfrequenzausstattung nach Anspruch 1 und ein Sendeverfahren nach Anspruch 3.
Die Erfindung bietet insbesondere die folgenden Vorteile:

• Eine Vereinfachung der Architektur des Hochfrequenzteils einer Sendekette.
• Den Einsatz eines Minimums an Bauteilen zum Beispiel in dem Funkfrequenzteil des Senders.
• Eine Ausführungspräzision der ursprünglichen Modulation, die in der gleichen Größenordnung liegt wie die auf der Modulation am Ausgang der Multiplikation erforderliche Präzision, wenn das Teilungsverhältnis auf der ursprünglichen Modulation mit dem Multiplikationsverhältnis identisch ist.
• Eine Umsetzung der Modulation am Ausgang des Teilers, die es erlaubt, die Frequenz des geteilten Nutzsignals vor dessen Multiplikation zu steigern und daher am Ausgang des Multiplikators ein Sendesignal zu den Hyperfrequenzen oder Millimeterwellenbandfrequenzen mit einem angemessenen Multiplikationsverhältnis zu erzielen.
• Eine Optimierung der Symmetrie des gesendeten Spektrums und ein Filtern der Leistungsdichte des Nutzsignals durch Optimieren des Formanten der Signale in Phase und in Quadratur des Modulators, der die ursprüngliche Modulation ausführt.

Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich besser bei der Lektüre der folgenden Beschreibung, die beispielhaft und in keiner Weise einschränkend unter Bezugnahme auf die Figuren gegeben wird, welche Folgendes darstellen:
1 ein Schema einer Sendekette, die eine Multiplikationsvorrichtung gemäß dem Stand der Technik enthält,
2 eine erste Struktur einer erfindungsgemäßen Sendekette, die einen Teiler des Nutzsignals enthält,
3 eine zweite Struktur einer Sendekette,
4 eine Ausführungsvariante, die die Strukturen der 2 und 3 kombiniert,
5 bis 12 Beispiele von Signalen und Spektren, die mit der erfindungsgemäßen Struktur erzielt werden.
Um die Aufgabe der Erfindung besser verständlich zu machen, betrifft die folgende Beschreibung, die beispielhaft und in keiner Weise einschränkend gegeben wird, eine Sendekette einer Funkfrequenzausstattung, die eine Vorrichtung enthält, die eine Frequenzteilung des Nutzsignals ausführen kann, und eine Vorrichtung, die eine Frequenzmultiplikation des geteilten und frequenzumgesetzten Nutzsignals ausführen kann.
1 stellt ein Beispiel einer Sendekette einer Funkfrequenzausstattung dar, die eine Vorrichtung zum Multiplizieren des Nutzsignals enthält.
Sie umfasst einen Modulator 1, der ein Information tragendes Nutzsignal S₁ liefert, das phasen- und frequenzmoduliert F_m ist, einen lokalen Oszillator 2 mit einer Frequenz F_ol, einen Mischer 3, der das modulierte Nutzsignal S₁ und das Signal S₂ mit der Frequenz F_ol empfängt, um sie zu mischen und ein Signal S₃ mit der Frequenz Fr zu erzeugen, das im Wesentlichen gleich oder gleich (F_m + F_ol) oder (Fm – F_ol) ist. Dieses frequenzumgesetzte Signal S₃ wird zu einem Bandpassfilter 4 gesendet, dann zu einer Vorrichtung 5, die S₃ mit einem Koeffizienten N multiplizieren kann, so dass ein Signal S₄ mit der Sendefrequenz F_e erzeugt wird (wobei F_e = N(F_ol + F_m) oder F_e = N(F_ol – F_m)). Das multiplizierte Signal wird dann an ein zweites Bandpassfilter 6 übertragen, dann zu einem Verstärker 7, der es erlaubt, ihm die Leistung zu verleihen, die zu seinem Senden, am Ausgang der Antenne 8, Signal S₅ ausreicht.
In dem Fall, in dem das Nutzsignal am Ausgang der Antenne ein Signal mit der Frequenz F_e, moduliert durch Phasensprünge i·(2·π/m), die der Codierung der zu übertragenden digitalen Daten entsprechen, sein muss, wobei m die Anzahl der Phasenmodulationszustände ist, entsprechen die Phasensprünge auf der Ebene der Antenne:
Der Koeffizient m hängt von der zu sendenden Modulation ab. Wenn m = 2^r, wobei r ein Koeffizient ist, der von der verwendeten Phasenmodulation abhängt, findet man zum Beispiel die BPSK-Phasenmodulation (Bit Phase Shift Keying) für r = 1 und m = 2, und die QPSK-Modulation (Quadrature Phase Shift Keying) für r = 2 und m = 4.
Diese Phasenmodulation ist die Phasenmodulation, die am Ausgang des Multiplikators durch N ausgeführt wird, wobei N der Multiplikationsfaktor ist. Die Multiplikation mit N eines Signals mit der Frequenz F_r und der ursprünglichen Phase ϕ_0r erzeugt eine Sendefrequenz F_e = N·F_r und eine Phasendrehung von N·ϕ_0r.
Es ist daher möglich, die Modulation mit der modulierten Frequenz F_e durch Phasensprünge i·(2·π/m) zu erzielen, wenn die Modulation mit der Frequenz F_r durch Phasensprünge i·(2·π/m)/N moduliert wird.
In diesem Fall entsprechen die Phasensprünge auf der Ebene des Signals mit der Frequenz F_r:
In dem Fall, in dem das Signal mit der Frequenz F_r aus einer Umsetzung des Signals mit der Frequenz F_m phasenmoduliert mit einem lokalen Oszillator F_ol hervorgegangen ist, ist die Phasenmodulation des Signals F_m identisch mit der Phasenmodulation des Signals F_r. Am Ausgang der Umsetzung ist die Frequenz F_r gleich (F_ol + F_m) oder (F_ol – F_m) je nach dem Filtern, das am Ausgang des Mischers, der die Umsetzung durchführt, verwendet wird.
Die Phasensprünge auf der Ebene des Signals F_m sind daher identisch mit den Phasensprüngen auf dem Niveau von F_r, die erforderlich sind, um die gewünschte Phasenmodulation i·(2·π/m) auf dem Niveau der Antenne zu erzielen. Diese Phasensprünge entsprechen daher auf der Ebene des modulierten Signals F_m:
Diese Modulation, die es erlaubt, die Phasenmodulation i·(2·π/m) nach der Multiplikation mit N zu erzielen, ist nicht die einzige mögliche. Insbesondere wenn N ungerade und größer als m – 1 ist, werden Phasensprünge von i·(2·π/m) am Ausgang der Multiplikation mit N zu Phasensprüngen N·i·(2·π/m): alle Zustände modulo 2π werden am Ausgang der Multiplikation mit N wieder gefunden.
Eine Phasenmodulation kann zum Beispiel durch einen Vektormodulator erzeugt werden, der es erlaubt, zwei Modulationen, die aus einem gleichen Oszillator stammen, jedoch um π/2 phasenverschoben sind, ausgehend von zwei modulierenden Signalen m_I(t) und m_Q(t), die mit der zu sendenden Meldung verbunden sind, zu summieren.
Mehrere Vorrichtungen erlauben es, eine Modulation mit Phasensprüngen des Typs zu erzielen.
In der Folge der Beschreibung bezeichnen gleiche Bezugszeichen ähnliche Elemente.
2 stellt schematisch ein Strukturbeispiel eines erfindungsgemäßen Senders dar, der Mittel umfasst, die es erlauben, das Nutzsignal zu teilen, bevor es in einer Kette wie der in 1 beschriebenen multipliziert wird.
Der Sender umfasst verschiedene Elemente, die in zwei Blöcken I und II gruppiert werden können. Der erste Block I hat insbesondere die Aufgabe, das zu sendende Signal zu modulieren und zu teilen, während der Block II die Aufgabe hat, das geteilte und umgesetzte Signal S'₃ vor seinem Senden zu multiplizieren und zu verstärken. Die zwei Blöcke können zu einer gleichen Vorrichtung gehören oder getrennt sein.
Die zu sendende binäre Meldung So wird zuerst in zwei elementare modulierende Signale m_Q und m_I aufgeschlüsselt, indem eine Funktion Formant(t) 9 angewandt wird. Eine Funktion Formant(t) Funktion entspricht einer elementaren Beziehung, die es erlaubt, von einem Zustand auf einen anderen überzugehen. Diese Funktion ist auf der Dauer eines Bit des Signals So definiert, und ihre Amplitude wird mit 1 normalisiert. Das gilt natürlich für die digitalen oder die analogen Meldungen.
Die elementaren modulierenden Signale werden dann an einen Vektormodulator 10 gesendet, der einen Phasenteiler mit dem Koeffizienten K₁ enthält.
Die mit der zu sendenden Meldung verbundenen modulierenden Signale m_I und m_Q sind so, dass (5):
wobei K₁ = N oder K₁ im Wesentlichen gleich mit N sind, wobei N der Multiplikationsfaktor der Multiplikation, also eine gerade oder ungerade Ganzzahl ist.
3 stellt schematisch eine zweite Ausführungsvariante einer Vorrichtung dar, die diese Modulation erlaubt. In diesem Fall ist der Vektormodulator 11 mit einem Frequenzteiler 12 verbunden, der zwischen diesen und dem Umsetzungsmischer 3 installiert ist. Dieser Frequenzteiler 12 erlaubt es, das Nutzsignal mit der Frequenz F_mv am Ausgang des Vektormodulators 11 durch einen Koeffizienten K₂ gleich oder im Wesentlichen gleich N zu teilen, bevor der Mischvorgang mit der Frequenz F_ol durchgeführt wird, die aus dem lokalen Oszillator stammt, dann die Multiplikation mit N. Die modulierenden Signale m_I und m_Q, die mit der zu sendenden Meldung verbunden sind, werden ausgehend von dem Ausdruck (5) mit K₁ = 1 festgelegt.
Die Teilung durch K₂ eines Signals mit der Frequenz F_mv und der ursprünglichen Phase ϕ_mv schafft eine Modulationsfrequenz F_m = F_mv/K₂ und eine Phasendrehung von ϕ_mv/K₂.
Der Einsatz eines nicht in den Modulator eingebauten Frequenzteilers ist bei bestimmten Modulationen der Ursprung einer Asymmetrie in dem Frequenzspektrum, die sich insbesondere durch ein Verschieben der Frequenz im Vergleich zu dem Ursprung und/oder einer Asymmetrie auf der Ebene der Sekundärkeulen ausdrückt.
Um diese Fehler auszugleichen, kann die Sendekette daher eine Vorrichtung umfassen, die eine zufällige Phasendrehrichtung erzeugen kann, um von einem Zustand auf einen anderen überzugehen und/oder die die Formanten bestimmen kann, die es erlauben, die Übergänge zwischen den logischen Zuständen zu optimieren und die Asymmetrie auf der Ebene der Sekundärkeulen zu vermeiden.
Daraus ergibt sich eine Optimierung der Übergänge zwischen den logischen Zuständen und den Passagen zwischen den verschiedenen Zuständen auf der ganzen verwendeten Konstellation der Modulationszustände und eine Drehrichtung, die nicht immer identisch ist. Der Einsatz einer zufälligen Drehrichtung erlaubt es insbesondere, die Frequenz neu zu zentrieren.
Die Phasendrehrichtung zum Erreichen der verschiedenen Punkte der Konstellation der Phasenzustände wird zum Beispiel zufallsgemäß durch ein Vorcodierungsverfahren der Daten festgelegt.
Die Formantfunktion, die verwendet wird, um von einem Zustand auf den anderen überzugehen, ist derart, dass die Phasenverlaufsrichtungen und -bahnen, um zu den verschiedenen Punkten der ausgewählten Konstellation zu gehen, zufällig zwischen den verschiedenen Zuständen verteilt sind, um ein möglichst symmetrisches Spektrum nach dem Frequenzteilen und der Frequenzmultiplikation zu erzielen.
Die Bahn wird festgelegt, um die spektrale Leistungsdichte zu modifizieren, um insbesondere das Niveau der Sekundärkeulen der spektralen Dichte des gesendeten Signals zu reduzieren.
Die Phasendrehrichtung wird durch Zufallsauslosen nach dem Bestimmen der zu durchlaufenden Bahn festgelegt.
Das gilt insbesondere für die BPSK- oder QPSK-Modulationen oder auch für jede andere Modulation, die in dem Spektrum der Frequenzen Asymmetrien erzeugt.
4 stellt schematisch eine dritte Ausführungsvariante einer Senderstruktur dar, die diese gleiche Modulation durch ein Mischen der zwei in 2 und 3 beschriebenen Varianten erlaubt. In diesem Fall wird die Phasenteilung zwischen dem Phasenteiler K₁, der in den Vektormodulator 10 eingebaut ist, und einem Frequenzteiler K₂, der zwischen dem Vektormodulator 10 und dem Umsetzungsmischer 3 installiert ist, verteilt: die Teilungsfaktoren K₁ und K₂ werden dabei ausgewählt, damit [K₁·K₂ = N], dem Multiplikationsfaktor des Frequenzmultiplikators ist. Wir erzielen in diesem Fall eine Phasenmodulation gleich ϕ_m/N.
In der Praxis kann der Frequenzteiler in allen oben genannten Ausführungsbeispielen durch logische Schaltungen auf der Grundlage von Kippschaltungen hergestellt werden, die es erlauben, die Durchgänge durch Null des Signals an seinem Eingang zu speichern und daher zu zählen. Der Teiler teilt die Phaseninformation, kann jedoch im Allgemeinen die Amplitudenmodulationsinformation verlieren, weil er nur die Übergänge verarbeitet. Um diesem Nachteil, der eine Umformung der ursprünglichen Modulation vor der Teilung nach sich zieht, abzuhelfen, ist es möglich, einen Vektormodulator zu verwenden, der eine Modulation mit konstanter Amplitude erzeugen kann.
Das auf der Ebene eines Senders angewandte Verfahren kann die folgenden Schritte umfassen:

1) Anlegen eines Formanten an die zu sendende binäre Meldung, um zwei elementare modulierende Signale m_Q und m_I zu erzielen,
2) Teilen des modulierten Signals durch einen Koeffizienten K gleich oder im Wesentlichen gleich dem Multiplikationskoeffizienten N, der weiter unten in der Sendekette verwendet wird,
3) Frequenzumsetzen des Signals mit Hilfe der Frequenz F_ol des Oszillators,
4) Multiplizieren des frequenzumgesetzten Signals mit dem Multiplikationskoeffizienten N,
5) Senden des Signals nach Verstärken auf das erforderte Sendeniveau.

Die Modulations- und Teilungsschritte können gleichzeitig ausgeführt werden.
Ausführungsbeispiel im Rahmen einer Phasenmodulation des Typs BPSK
In dem Fall einer Modulation des Typs BPSK mit 2 Phasenzuständen führt das Teilen des modulierenden Signals durch einen Faktor K₂ = 2 eine Konstellation mit 4 Phasenzuständen am Ausgang des Teilers ein. Die BPSK-Modulation besitzt eine Konstellation mit 2 Phasenzuständen: das Teilen durch K₂ = 2 führt eine Phasenzweideutigkeit gleich π(2π/K₂) ein. Diese Zweideutigkeit wird nach der Multiplikation mit 2 aufgehoben. In der Praxis bewirkt diese Teilung eine Asymmetrie der spektralen Leistungsdichte des Nutzsignals, die der Verteilung der Übergänge zwischen den Zuständen der ursprünglichen Konstellation inhärent ist.
In dem Fall, in dem die durch K₂ geteilte BPSK-Modulation direkt durch den Vektormodulator ausgeführt wird, kann die Modulation eine Konstellation zu 2 Phasenzuständen erzeugen, zum Beispiel exp(+j(π/2)/K₂) und exp(–j(π/2)K₂). Diese Modulation hat eine spektrale Leistungsdichte des Typs sin(x)/x, die zu der Trägerschwingung symmetrisch ist, mit einer Linie bei der Frequenz der Trägerschwingung.
In dem Fall, in dem die BPSK-Modulation durch den Vektormodulator und die Frequenzteilung durch einen digitalen Teiler K₂ ausgeführt wird, erzeugt der Modulator eine Konstellation mit 2 Phasenzuständen, zum Beispiel exp(+j(π/4)) und exp(–j(3π/4)). Die Teilung durch K₂ = 2 bewirkt das Schaffen einer Konstellation mit 4 Phasenzuständen, die zum Beispiel dem Punkt exp(+j(π/4), exp(–j(π/4), exp(+j(3π/4)) und exp(–j(3π/4)) entspricht. Die Phasenmodulation mit Phasensprüngen um +/–i·π/2, die daher durchgeführt wird, weist eine Asymmetrie in Zusammenhang mit dem nicht zufälligen Charakter der Übergänge zwischen Zuständen auf: Asymmetrie der spektralen Leistungsdichte des Signals im Vergleich zu seiner zentralen Frequenz und Verschieben der zentralen Frequenz des Spektrums.
Die Asymmetrie der spektralen Leistungsdichte ist mit der physikalischen Unmöglichkeit verbunden, eine perfekte BPSK-Phasenmodulation zu erzielen. Um von einem zum anderen Punkt der Konstellation zu gehen, auferlegt der BPSK-Modulator eine Phasendrehrichtung, die dem Übergang des Punkts auf +π/4 im Punkt auf –3π/4 entspricht, und eine Phasendrehrichtung, die dem Übergang des Punkts auf –3π/4 im Punkt +π/4 entspricht: in der Praxis kann die Konstellation nicht perfekt Null sein, der „Nullpunkt" kann nicht erreicht werden.
Unter Betrachtung einer BPSK-Modulation, die ausgehend von einem perfekten Vektormodulator, der mit einer gleichen Meldung auf seinen zwei Modulationskanälen I und Q verbunden ist, ausgeführt wird, zieht das Einführen einer anderen Filterung zwischen den Kanälen I und Q eine Drehrichtung nach sich, um von einem Punkt der Konstellation zu dem anderen zu gehen. Diese Drehrichtung ist zwischen den zwei Zuständen identisch, das Umkehren der Filter bewirkt jedoch den Drehrichtungswechsel, um von einem Punkt der Konstellation zum anderen zu gehen.
Beispielhaft geben 5 und 6 jeweils die Verläufe der Spektren des modulierenden Signals BPSK vor und nach dem Teilen durch 2 in Abhängigkeit von den an den Signalen I und Q des Vektormodulators ausgeführten Filterungen.
Die Bedingungen zum Erzielen dieser in ein Diagramm der spektralen Dichte eingetragenen Kurven ausgedrückt in dBc in Abhängigkeit von der Frequenz F_m im Vergleich zu ihrer Trägerschwingung in MHz sind die folgenden:
5:
Allgemeine Simulationsparameter:

– BPSK-Modulation roh (I = Q ohne Formant)
– zufällige binäre Meldung 10 MBit pro Sekunde auf Trägerschwingung zu 200 MHz
– zentrale Frequenz 200 MHz und Samplingfrequenz 4 GHz

Parameter der Kurven:

– Kurve 1: Basisbandfilterung 50 MHz Kanal I und 100 MHz Kanal Q
– Kurve 2: Basisbandfilterung 100 MHz Kanal I und 50 MHz Kanal Q

6:
Allgemeine Simulationsparameter:

– BPSK-Modulation roh (I = Q) nach Frequenzteiler durch K₂ = 2
– zufällige binäre Meldung 10 MBit pro Sekunde auf Trägerschwingung zu 200 MHz
– zentrale Frequenz 100 MHz und Samplingfrequenz 4 GHz

Parameter der Kurven:

Die spektrale Leistungsdichte nach Teilung besitzt Unterbrechungen bei den Frequenzen, die Vielfache der Binärrate sind: sie wechseln je nach Drehung der Konstellation die Richtung.
Die Tatsache, dass die gleiche Drehrichtung beibehalten wird, um von einem Zustand zu einem anderen zu gehen, bewirkt ein Frequenzverschieben des Spektrums. Diese Frequenzverschiebung hängt von der Beschaffenheit der Meldung und insbesondere von der mittleren Anzahl von Übergängen zwischen Zuständen ab. Die maximale Frequenzverschiebung entspricht einer Meldung, die die zwei logischen Zustände abwechselt: in diesem Fall dreht die Phase des modulierenden Signals um π Radian pro Bit im Vergleich zu der Trägerschwingung und daher beträgt die Frequenzverschiebung ΔF = (1/2π)·(ΔΦ/Δt)/N = (FDurchsatz/2)/N
7 zeigt den Verlauf des Spektrums der ursprünglichen BPSK-Modulation und des Spektrums nach Teilen durch 2 und Multiplikation mit 2 für einen Filterwert der Modulationskanäle I und Q.
Bedingungen zum Erzielen der Kurven der 7:
Allgemeine Simulationsparameter

– BPSK-Modulation roh I = Q, aber Basisbandfilterung 100 MHz Kanal I und 50 MHz Kanal Q
– zufällige binäre Meldung 10 MBit pro Sekunde auf Trägerschwingung zu 200 MHz
– zentrale Frequenz 200 MHz und Samplingfrequenz 4 GHz

Parameter der Kurven:

– Kurve 1: ursprüngliche BPSK-Modulation am Ausgang des Vektormodulators
– Kurve 2: BPSK-Modulation nach Teiler durch 2 und Multiplikator durch 2

Im Wesentlichen wird zwischen den sekundären Keulen eine Asymmetrie festgestellt, insgesamt ist das Spektrum aber auf die Trägerschwingungsfrequenz zentriert.
Um das Spektrum der Modulation am Ausgang des Teilers symmetrischer und daher am Ausgang des Multiplikators symmetrischer zu machen, müssen die Übergänge zwischen den logischen Zuständen optimiert werden, und es muss sichergestellt werden, dass die Passagen zwischen den verschiedenen Übergängen auf der gesamten Konstellation erfolgen, und dass die Phasendrehrichtung nicht immer identisch ist.
In dem Fall einer BPSK-Modulation macht die Tatsache des Auswählens einer anderen Drehrichtung für die Passage zwischen den zwei Zuständen das geteilte Spektrum symmetrisch (identische Bahn, um von einem Punkt zu einem anderen zu gehen, jedoch mit einer anderen Drehrichtung). Es erscheinen jedoch Linien an den vielfachen Frequenzen der Binärrate (im Vergleich zu der Trägerschwingung). Um diese vielfachen Linien aus der Binärrate zu eliminieren, muss die Richtung des Übergangs von einem Zustand auf den anderen zufällig verteilt werden.
Die Verbesserung an der Symmetrie der spektralen Leistungsdichte einer Modulation, die durch eine Frequenzteilung gefolgt von einer Frequenzmultiplikation ausgeführt wird, beruht daher auf einer Verteilung mit gleicher Wahrscheinlichkeit der zwei Phasendrehrichtungen, um von einem Zustand auf den anderen überzugehen. Dabei sind die Bahnen zwischen den zwei Zuständen natürlich symmetrisch.
Für bestimmte Phasenmodulationen, bei welchen zum Beispiel eine Vorcodierung der Daten vor dem Modulator besteht, können diese Bedingungen erfüllt werden. Bei anderen Modulationen, wie zum Beispiel BPSK- oder QPSK-Modulationen, hängt die Phasendrehrichtung für einen Sprung von π von den Asymmetrien des Modulators ab und ist immer identisch.
Das Auferlegen einer Bahn, um von einem Punkt der Konstellation zu einem anderen zu gehen, entspricht dem Filtern des modulierenden Signals und daher dem Filtern der spektralen Dichte der ursprünglichen Modulation. Wenn diese Filterung die Amplitude des modulierten Signals nicht beeinträchtigt, wird die aus dem Vektormodulator stammende Modulation während der ganzen Übertragungskette beibehalten, auch wenn die Kette wie in unserem Fall einen Frequenzteiler, einen Frequenzmultiplikator oder einen gesättigten Verstärker umfasst.
Um ein moduliertes Signal mit einer konstanten Amplitude zu erzielen, reicht es, dass die modulierenden Signale m_I(t) und m_Q(t) in jedem Augenblick die Beziehung Im_I(t) + jm_Q(t)I = 1 erfüllen, was einer Phasenmodulation oder Frequenzmodulation ϕ_0m(t) wie zum Beispiel m_I(t) + jm_Q(t) = exp(+jφ_m(t)) entspricht. Was die Konstellation betrifft, führt die Tatsache, ein Signal mit konstanter Amplitude zu erzeugen, darauf hinaus, sich auf einem Kreis zu bewegen. Die Auswahl des Filterns führt darauf hinaus, eine von der Zeit abhängige Beziehung der Phase des modulierenden Signals festzulegen.
In dem Fall des oben genannten Beispiels der BPSK-Modulation werden unten Beispiele für Phasenbeziehungen, die es erlauben, den spektralen Platzbedarf der Modulation zu modifizieren und die spektrale Dichte nach dem Teilen symmetrisch zu machen gegeben.
Für diese Beispiele wird die Phasendrehrichtung zwischen zwei Zuständen festgelegt, indem der aktuelle Zustand mit dem vorhergehenden Zustand verglichen wird, und indem die Phasendrehrichtung zwischen den Zuständen durch eine Zufallsauslosung ausgewählt wird.
Für eine BPSK-Modulation gibt Tabelle 1 die Phasenbeziehung über die Dauer eines Bit in Abhängigkeit von dem Zustand dieses Bits x_k und des vorhergehenden Bits x_k-1 des Ergebnisses der Zufallsauslosung TA_k sowie den Formanten des modulierenden Signals Formant(t) an. Die Funktion Formant(t) entspricht der elementaren Phasenbeziehung, die es erlaubt, von einem Phasenzustand auf einen anderen überzugehen. Sie wird auf der Dauer eines Bit festgelegt, und ihre Amplitude wird auf 1 normalisiert, wobei gegeben ist, dass die Variation der Phase auf einem Bit im Fall der BPSK-Modulation π Radian ist.
Tabelle 1:
8 zeigt eine beispielhafte Darstellung von drei Formantentypen: ein Formant F₁ des Typs „Anstiegszeit", ein Formant F₂ des Typs „Kosinus" und ein Formant F₃ des Typs „lineare Phase". Die zeitlichen Ausdrücke dieser Formante sind in Tabelle 2 gegeben.
Tabelle 2:
9 zeigt den Verlauf der Spektren der BPSK-Modulation, die durch Simulation für die 3 präsentierten Formantentypen erzielt werden. Die Auswahl eines Formanten auf der Phasenmodulation erlaubt es, das Niveau der weit entfernten sekundären Keulen signifikant zu reduzieren.
Bedingungen zum Erzielen der Kurven der 9:
Allgemeine Simulationsparameter:

– BPSK-Modulation mit Formant
– zufällige binäre Meldung 10 MBit pro Sekunde für Trägerschwingung zu 200 MHz
– zentrale Frequenz 200 MHz und Samplingfrequenz 4 GHz

Parameter der Kurven:

– Kurve 1: BPSK-Modulation mit Formant des Typs „Anstiegszeit" (Tm = 10%)
– Kurve 2: BPSK-Modulation mit Formant des Typs „Kosinus"
– Kurve 3: BPSK-Modulation mit Formant des Typs „lineare Phase"

10 zeigt den Verlauf der Spektren der BPSK-Modulation nach Teilen durch 2 für die 3 präsentierten Formantentypen. Die Einführung der Zufallsauslosung für die Phasendrehrichtung erlaubt es, eine bessere Symmetrie der spektralen Dichte zu erzielen und eine zentrale Frequenz nach gleichem Teilen bei der Trägerschwingungsfrequenz ohne Modulation (am Ausgang des Teiles).
Bedingungen zum Erzielen der Kurven der 10:
Allgemeine Simulationsparameter:

– BPSK-Modulation mit Formant
– zufällige binäre Meldung 10 MBit pro Sekunde auf Trägerschwingung zu 200 MHz
– zentrale Frequenz 200 MHz und Samplingfrequenz 4 GHz

Parameter der Kurven:

11 zeigt den Verlauf der Spektren der BPSK-Modulation nach Teilen durch 2 und danach Multiplikation mit 2 für die 3 präsentierten Formantentypen.
Bedingungen zum Erzielen der Kurven der 11:
Allgemeine Simulationsparameter:

Parameter der Kurven:

12 zeigt das Ergebnis einer spektralen Dichte, die mit einer BPSK-Modulation mit Formant des Typs „Kosinus" und einer Zufallsauslosung der Phasendrehrichtung erzielt wird. Bei dieser Ausführung mit einer Nutzrate von 1 MBit/s wird das Nutzsignal von einem Vektormodulator zu 1890 MHz erzeugt, es wird von einem Frequenzteiler durch K₂ = 16 geteilt, dann wird dieses Signal mit Hilfe eines lokalen Oszillators mit Frf = 2375 MHz umgesetzt, um nach Multiplikation mit N = 16 und daher mit F_e = 38 GHz ein BPSK-moduliertes Signal im Millimeterwellenbereich gefiltert zu erzielen.

Claims

Radiofrequenzausstattung, die zumindest einen Sender für ein oder mehrere Information tragende Signale umfasst, die mindestens Folgendes umfasst: – einen entsprechenden Modulator, der das oder die Information tragenden Signale auf eine Frequenz (F_m, F_mv) modulieren kann; – eine Vorrichtung (10, 12), angeordnet nach dem Modulator, die die Frequenz oder die Frequenz und die Phase des oder der modulierten Signale durch einen Koeffizienten (K₁, K₂) teilen kann; – eine Vorrichtung zur Frequenzumsetzung des oder der modulierten, geteilten Signale auf eine Frequenz (F_r), eine Frequenzmultiplikationsvorrichtung des oder der modulierten, geteilten und durch einen Koeffizienten (N) frequenzumgesetzten Signale, um ein Signal mit einer Sendefrequenz (F_e) zu erzielen; – eine Vorrichtung (9), die das oder die Information tragenden Signale derart vorcodieren kann, dass die Phasendrehrichtung zum Erreichen der verschiedenen Punkte der Konstellation der Phasenzustände der Modulation nach dem Zufallsprinzip bestimmt wird.
Ausstattung nach Anspruch 1, umfassend eine Vorrichtung (3) zur Frequenzumsetzung des oder der modulierten, geteilten Nutzsignale, die zwischen dem Teiler und dem Multiplikator liegt.
Verfahren zum Senden eines oder mehrerer Information tragender Signale, das zumindest die folgenden Schritte umfasst: – Modulieren des oder der Information tragenden Signale auf eine Frequenz (F_m, F_mv); – Teilen der Frequenz oder der Frequenz und der Phase des oder der durch einen Koeffizienten (K₁, K₂) modulierten Nutzsignale; – Frequenzumsetzung des oder der geteilten modulierten Signale (S'₃) auf eine Frequenz (F_r); – Multiplizieren der Frequenz des oder der modulierten, geteilten und frequenzumgesetzten Signale mit einem Koeffizienten (N), um ein Signal mit einer Sendefrequenz (F_e) zu erzielen; – Vorcodieren des oder der Information tragenden Signale derart, dass die Phasendrehrichtung zum Erreichen der verschiedenen Punkte der Konstellation der Phasenzustände der Modulation nach dem Zufallsprinzip bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Bahnen und die Phasendrehrichtungen nach dem Zufallsprinzip auf die verschiedenen Zustände verteilt werden, um zu den verschiedenen Punkten der ausgewählten Konstellation zu gehen, um nach dem Frequenzteilen und Frequenzmultiplizieren ein möglichst symmetrisches Spektrum zu erzielen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Bahn bestimmt wird, um die spektrale Leistungsdichte zu modifizieren und insbesondere das Niveau der Sekundärkeulen der spektralen Dichte des Nutzsignals zu verringern.
Verfahren nach den Ansprüchen 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasendrehrichtung durch Zufallsauslosen nach dem Bestimmen der zu durchlaufenden Bahn bestimmt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulation des Nutzsignals durch einen vektoriellen Modulator durchgeführt wird, der eine konstante Amplitudenmodulation erlaubt.
Anwendung des Verfahrens nach den Ansprüchen 3 bis 7 auf eine Modulation des Typs BPSK oder QPSK.