DE60318988T2

DE60318988T2 - Modulationsgerät und -verfahren

Info

Publication number: DE60318988T2
Application number: DE60318988T
Authority: DE
Inventors: Vincent Francis Fusco; Thorsten Brabetz
Original assignee: Queens University of Belfast
Current assignee: Queens University of Belfast
Priority date: 2002-03-06
Filing date: 2003-02-26
Publication date: 2009-01-29
Anticipated expiration: 2023-02-27
Also published as: WO2003075529A1; DE60318988D1; US7289573B2; AU2003207360A1; GB0205199D0; US20050152469A1; EP1481521B1; EP1481521A1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Hochfrequenzmodulation. Die Erfindung ist insbesondere, aber nicht ausschließlich bei der Handhabung von digitalen Radiosignalen wie etwa solchen, die bei Mobiltelefonsystemen verwendet werden, nützlich.
Ein Problem für alle Hersteller von Mobiltelefonen liegt darin, dass die Industrie und die nationalen Normungsbehörden nicht in der Lage sind, globale Regulierungen für die Modulationsschemata für Mobilkommunikation festzulegen. Infolgedessen kann bis jetzt kein einzelner Sendertyp wirklich „global" sein. Daher besteht die gegenwärtige Gestaltungsvorgehensweise darin, Mobiltelefone zu bauen, die mehrere Sender enthalten, wobei nur der Teil, der dem lokalen Modulationsschema entspricht, aktiviert wird. Die Alternative besteht darin, Mobiltelefone zu haben, die nur in einem begrenzten geographischen Bereich arbeiten. Dies ist jedoch teuer und resultiert in unhandlichen und/oder schweren Mobiltelefonen und/oder in unzufriedenen Kunden, die feststellen, dass sie ihre Geräte nicht benutzen können, wenn sie ins Ausland fahren. Es bedeutet außerdem, dass, wann immer Modulationsmodelle geändert werden müssen, um technische Änderungen zu inkorporieren, z. B. während des Übergangs vom 2G- zum 3G-Netz, alte Ausrüstung veraltet.
Entsprechend versucht die Industrie bereits seit einiger Zeit, „Software-Radios" zu entwickeln. Ein Software-Radio enthält nur Standardkomponenten, die sich auf Aufforderung der steuernden Software rekonfigurieren können und somit den Sender anpassen, den relevanten technischen Anforderungen zu entsprechen. Das Problem ist von besonderer Schärfe bei der Modulator-Aufwärtsmischer-Verstärkungs-Kette. Bisherigen Versuchen war jedoch noch kein großer Durchbruch beschieden, da sie auf Modifizierungen eines klassischen Superüberlagerungssenders beruhen, d. h. die traditionelle Sendertopologie (modulationsspezifische Basisband-Modulatoren gefolgt von Aufwärtsmischern gefolgt von den linearen Leistungsverstärkern, die notwendig sind, um die charakteristische Integrität der digitalen Datenmodulation zu bewahren) behalten, z. B. [1].
US 4584541 offenbart einen Phasenmodulator zum Bereitstellen eines modulierten Signals. Der Modulator stellt ein Trägersignal mit einer Trägerfrequenz von einem Oszillator bereit und erzeugt von dem Trägersignal und einem Audio- oder anderen Informationssignal ein Paar von gleichstarken Signalen, die phasenmoduliert sind, und summiert das Paar von Signalen, um das modulierte Signal bereitzustellen.
EP 0716526A offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Modulieren von Wellenformen mit einer konstanten Hüllkurve. Ein Eingangssignal, das eine Inphase-Komponente (I-Komponente) und eine Quadratur-Komponente (Q-Komponente) beinhaltet, wird von einer Schaltung zur Erzeugung einer Basisbandwellenform empfangen, die Basisbandsignale (modulierende Signale) I₁, Q₁, I₂, Q₂ ausgibt. Die Signale I₁ und Q₁ können konjugierte Signale sein. Die Signale I₁ und Q₁ werden in einen ersten Quadraturmodulator gespeist, wo sie verwendet werden, um einen Lokalsignal(träger)ausgang von einem Lokaloszillator in der Phase zu modulieren. Die Signale I₂ und Q₂ werden in einen zweiten Quadraturmodulator gespeist, wo sie verwendet werden, um einen Lokalsignal(träger)ausgang von dem Lokaloszillator in der Phase zu modulieren. Der Ausgang von dem ersten Quadraturmodulator und der Ausgang von dem zweiten Quadraturmodulator bilden ein Paar von Signalen, die phasenmoduliert, aber nicht phasenkonjugiert sind. Das Paar von Signalen wird getrennt verstärkt und dann summiert, um die modulierte Wellenform bereitzustellen.
Die vorliegende Erfindung liegt in einem Verfahren zum Bereitstellen eines modulierten Hochfrequenz-Ausgangssignals, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Bereitstellen eines ersten modulierten Hochfrequenzsignals (HF-Signals) durch Bereitstellen eines oszillierenden Hochfrequenzsignals (HF-Signals); Erzeugen eines ersten Paars von gleichstarken Signalen, die in Bezug auf eine I-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem ersten Eingangssignal, und Summieren des ersten Paars von Signalen, um das erste modulierte HF-Signal bereitzustellen, Bereitstellen eines zweiten modulierten Hochfrequenzsignals (HF-Signals) durch Bereitstellen eines oszillierenden Hochfrequenzsignals (HF-Signals), Erzeugen eines zweiten Paars von gleichstarken Signalen, die in Bezug auf eine Q-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem zweiten Eingangssignal; und Summieren des zweiten Paars von Signalen, um das zweite modulierte HF-Signal bereitzustellen, und Summieren des ersten und des zweiten modulierten HF-Signals, um das modulierte Hochfrequenz-Ausgangssignal bereitzustellen.
Jedes Paar von Signalen kann produziert werden, indem das oszillierende HF-Signal mit dem Eingangssignal moduliert wird, um ein weiteres moduliertes HF-Signal bereitzustellen, und das weitere modulierte HF-Signal mit einem oszillierenden HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zu dem oszillierenden HF-Signal kombiniert wird, um ein zusammengesetztes HF-Signal bereitzustellen.
Vorzugsweise werden jeweils das weitere modulierte HF-Signal und das zusammengesetzte HF-Signal getrennt verstärkt, bevor sie miteinander summiert werden. Um die beste Effizienz von Gleichstrom (DC) zu HF zu erhalten, kann die Verstärkung nicht linear sein.
Vorzugsweise kann das oszillierende HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zu dem oszillierenden HF-Signal durch einen Frequenzvervielfacher oder durch die Verwendung eines harmonischen Mischers aus dem oszillierenden HF-Signal produziert werden.
Eine Form der Erfindung wird angewendet, bei der die Eingangssignale Inphase-Eingangssignale (I-Eingangssignale) und Quadratur-Eingangssignale (Q-Eingangssignale) beinhalten, die digital moduliert werden. Jedes der I- und Q-Signale wird mittels des vorangegangenen Verfahrens in einem entsprechenden Kanal verarbeitet, die Kanalausgänge werden summiert. Die Kanäle teilen sich ein oszillierendes HF-Signal, das innerhalb des Q-Kanals um 90 Grad verschoben wird.
Aus einem anderen Aspekt heraus stellt die Erfindung einen Modulator zum Erzeugen eines modulierten HF-Ausgangssignals bereit, wobei der Modulator Folgendes beinhaltet: einen Lokaloszillator (LO), der ein oszillierendes HF-Signal erzeugt; Mittel zum Produzieren eines ersten Paars von gleichstarken Signalen, die in Bezug auf eine I-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem ersten Eingangssignal; und einen ersten Summierer, der das erste Paar von Signalen als Eingänge empfängt, um ein erstes moduliertes HF-Signal als seinen Ausgang zu erzeugen; Mittel zum Produzieren eines zweiten Paars von gleichstarken Signalen, die in Bezug auf eine Q-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem zweiten Eingangssignal; und einen zweiten Summierer, der das zweite Paar von Signalen als Eingänge empfängt, um ein zweites moduliertes HF-Signal als seinen Ausgang zu erzeugen; und einen dritten Summierer, der das erste und das zweite modulierte HF-Signal als Eingänge empfängt, um das modulierte HF-Ausgangssignal als seinen Ausgang zu erzeugen.
Das Mittel zum Produzieren jedes Paars von Signalen beinhaltet typischerweise einen Modulator, der eingerichtet ist, um das oszillierende HF-Signal mit dem zweiten Eingangssignal zu modulieren, um ein weiteres moduliertes HF-Signal bereitzustellen, und einen Mischer, der verbunden ist, um das weitere modulierte HF-Signal mit einem oszillierenden HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zu dem oszillierenden HF-Signal zu mischen, um ein zusammengesetztes HF-Signal bereitzustellen.
Vorzugsweise ist ein erster Verstärker zwischen dem Mischerausgang und einem entsprechenden Eingang des ersten Summierers verbunden, und ein zweiter Verstärker ist zwischen dem Modulatorausgang und einem entsprechenden Eingang des ersten Summierers verbunden, und ein dritter Verstärker ist zwischen dem Mischerausgang und einem entsprechenden Eingang des zweiten Summierers verbunden, und ein vierter Verstärker ist zwischen dem Modulatorausgang und einem entsprechenden Eingang des zweiten Summierers verbunden.
Der Mischer kann ein Fundamentalmischer sein, und er kann den Lokaloszillatorausgang über eine Vervielfacherschaltung, die einen Verdoppler beinhaltet, empfangen. Alternativ dazu kann der Mischer ein harmonischer Mischer sein, der direkt mit dem Lokaloszillatorausgang verbunden ist.
Die Eingangssignale können Inphase-Eingangssignale (I-Eingangssignale) und Quadratur-Eingangssignale (Q-Eingangssignale) beinhalten, die digital moduliert werden. In diesem Fall beinhaltet der Modulator einen I-Kanal und einen Q-Kanal, die jeweils wie oben definiert sind und sich einen gemeinsamen Lokaloszillator teilen, wobei die Ausgänge der Summierer der I- und Q-Kanäle von dem dritten Summierer kombiniert werden, um das modulierte HF-Ausgangssignal bereitzustellen.
Jeder Kanal kann einen Mischer beinhalten. Die Mischer können Fundamentalmischer sein, die mit einem frequenzverdoppelten Lokaloszillatorsignal versorgt werden. Jeder Kanal kann seinen eigenen Frequenzverdoppler aufweisen, wobei der in dem Q-Kanal den Lokaloszillatorausgang empfängt, der um 90 Grad phasenverschoben worden ist. Alternativ dazu können beide Mischer von einem einzigen Frequenzverdoppler versorgt werden, und das Signal von dem Lokaloszillator zu dem Q-Kanalmodulator kann um 90 Grad phasenverschoben werden. Bei einer weiteren Option können die Mischer harmonische Mischer sein, in welchem Fall keine Frequenzverdoppler erforderlich sind.
In einer anderen Ausführungsform werden die Mittel zum Produzieren des Paars von Signalen durch einen Wippenmodulator in jedem Kanal dargestellt. Der Wippenmodulator kann geeigneterweise kurzgeschlossene Leitungen verwenden, um die notwendigen Phasenverschiebungen für ein phasenmoduliertes Signal zu kreieren, und die Leitungen können selektiv elektronisch kurzgeschlossen werden, zum Beispiel durch das Schalten von PIN-Dioden.
Bei der vorliegenden Erfindung wird im Gegensatz zu den klassischen Lösungen keine Modulation im Basisband durchgeführt, sondern direkt auf der HF-Frequenz, durch die Anwendung von einfachen Phasenverschiebern statt durch komplizierte IQ-Modulatoren. Der Inphase- und Quadraturteil des Signals (synthetisiert unter Verwendung von Phasenkonjugationsvektorsummierung) werden getrennt moduliert und verstärkt und schließlich kombiniert, um das eigentliche spezifische IQ-Modulationssignal zu bilden. Dies resultiert gegenüber dem klassischen Ansatz in mehreren Vorteilen, die unten genauer ausgeführt werden.
Erfindungsgemäße Ausführungsformen werden nun beispielhaft und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei:
1 eine schematische Darstellung der Systemtopologie einer Ausführungsform der Erfindung ist;
2 bis 5 Phasendiagramme sind, die Phasenzustände an verschiedenen Punkten in 1 veranschaulichen;
6 eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform ist und außerdem eine Modifizierung davon anzeigt;
7 eine weitere Ausführungsform zeigt;
8 bis 12 Phasendiagramme sind, die das System gemäß 1 veranschaulichen, das mit anderen Modulationsschemata arbeitet;
13 einen Modulator zum Produzieren von AM- und FM-Signalen zeigt, der nicht erfindungsgemäß ist.
14 ein Phasendiagramm ist, das den Ausgang einer Simulation der Ausführungsform von 1 mit Verwendung von Verstärkern, die im linearen Modus arbeiten, zeigt;
14a und 14b gemessene Phasenzustände für die Anordnung aus 1 zeigen;
15 den Ausgang einer ähnlichen Simulation, aber mit nicht linearen Verstärkern, zeigt; und
16 den Oberwellengehalt an verschiedenen Punkten in der simulierten Schaltung von 15 zeigt.
1.1 Arbeitsprinzip
1 zeigt die Gesamtsystemtopologie der in Vorschlag gebrachten neuartigen Architektur, die verwendet wird, um eine adaptive digitale Modulation und HF-Übertragung mit hoch effizienter DC-HF-Verstärkung zu produzieren. Die beiden herkömmlichen Basisbandeingangssignale I und Q werden in das System gespeist, und das modulierte und verstärkte Ausgangssignal, HF genannt, wird aus dem System entnommen. Das System erfordert einen einzigen Lokaloszillator (LO), der auf die übliche Weise abgeleitet werden kann, z. B. von einem Phasenregelkreis-Frequenzsynthetisierer.
Der Zweck des in 1 gezeigten Senders besteht darin, ein verstärktes HF-Ausgangssignal mit einem darauf angewendeten zuvor spezifizierten digitalen Modulationsschema zu produzieren. Zum Zweck einer einführenden Erläuterung des Arbeitsprinzips wird angenommen, dass eine Quadraturphasenumtastungs-Modulation QPSK [11] der Basisbandsignale synthetisiert und auf einem HF-Träger übertragen werden soll.
1.1.1 Die Phasenmodulationsstufe
Die beiden Basisbandeingangssignale I und Q, die hier als digital angenommen werden, werden jeweils in den Phaseneinstellungssteuerport eines Phasenmodulators, hier PM_I bzw. PM_Q genannt, gespeist, 1. Das LO-Signal wird auf der erforderlichen Trägerfrequenz in die Eingangsports der Phasenmodulatoren gespeist, und es wird darauf eine Phasenverschiebung angewendet, wie durch den Logikzustand des angewendeten I-, Q-Bitmusters bestimmt. In dem Quadraturkanal wird in Bezug auf den Inphasekanal eine Phasenverschiebung von 90° eingeführt. Entsprechend wird das Ausgangssignal jedes der Phasenmodulatoren zwischen zwei diskreten Phasenzuständen variieren.
Um QPSK zu erreichen, ist eine mögliche Einstellung der Ausgangsphasenzustände 45° und 135° für Signal 1, und 135° bzw. –45° für Signal 2, 1. Die zwei Signale sind in 2 gezeigt. Diese Phasenzustände werden erhalten, indem eine einfache Software oder Analog-Digital-Hardware verwendet wird, um die angemessenen Phasenverschiebungen durch die Phasenmodulatoren PM_I, PM_Q auszuwählen.
Die Signale 1 und 2 werden dann in gleichstarke Signalpfade aufgeteilt, von denen einer direkt verstärkt wird. Dies resultiert in den Signalen 1' bzw. 2'. Die anderen Signale werden jeweils in getrennte HF-Gegentaktmischer, MIX_I und MIX_Q genannt, gespeist.
1.1.2 Die Phasenkonjugationsstufe
Die LO-Signale für die Mischer MIX_I, MIX_Q werden von dem ursprünglichen Trägersignal abgeleitet, indem es in der Frequenz verdoppelt wird. Somit ist das auf die Mischer angewendete LO-Signal phasenstarr zu dem anfänglichen Trägersignal, und es führt in das ZF-Ausgangssignal dieser Mischer eine konstante Phasenverschiebung ein. Das LO-Signal für den Mischer MIX_Q wird aus dem anfänglichen Trägersignal abgeleitet, nachdem eine Phasenverschiebung von 90° angewendet wurde. Diese eingeführte Phasenverschiebung wird dann verdoppelt, um am Mischer MIX_Q 180° zu werden.
Obwohl dies keine Voraussetzung für den Arbeitsablauf ist, werden doppelt abgestimmte Mischer als MIX_I und MIX_Q verwendet, da diese von Natur aus ungewollte Streusignale unterdrücken. Das Differenzsignal wird eine Frequenz aufweisen, die gleich der anfänglichen Trägerfrequenz ist, da das LO-Signal genau zweimal das HF-Signal ist. Des Weiteren ist es eine inhärente Eigenschaft des Differenzsignals, dass seine Phase in Bezug auf das HF-Eingangssignal konjugiert ist. Diese Eigenschaft ist es, die eine direkte Synthese der digitalen Modulationsschemata erlaubt.
Damit werden zusätzliche Phasenzustände der ZW-Ausgangssignale erhältlich, nachdem dieser Mischvorgang aufgetreten ist. Diese resultieren aus der Tatsache, dass die Phase des unteren Seitenbandes nach dem Mischvorgang in Bezug auf das Eingangssignal konjugiert ist, d. h. eine Phase von φ(t) für das Ausgangssignal des unteren Seitenbands. Wenn zum Beispiel die Phase des LO-Signals als 0° angenommen wird und die Phase des HF-Signals von angenommen dem MIX_I in 1 φ ist, dann ist das Signal 3 an dem Ausgang von MIX_I cos(2ωLOt + 0°)cos(ωLOt + φ) d. h. ½cos(3ωLOt + φ) und ½cos(ωLOt – φ)
Der aufwärtsgemischte Term kann von dem Frequenzgang des Verstärkers unterdrückt werden, während der abwärtsgemischte Term die beabsichtigte konjugierte Phase des phasenverschobenen HF-Signals enthält. Damit werden die Phasenzustände in 2 mit denen in 3 phasenkonjugiert, d. h. –45° und –135° für Signal 1 und 45° und –135° für Signal 2. Im letzteren Fall ist zu beachten, dass das Signal aufgrund der eingeführten LO-Phasenverschiebung eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180° aufweist. Entsprechend sind die Phasenzustände der Signale 3 und 4 wie in 3 gezeigt.
Schließlich werden die phasenkonjugierten Signale verstärkt, was in den Signalen 3' bzw. 4' resultiert; diese werden dann nach einer geeigneten Leistungsfaktorkorrektur mit einem nicht konjugierten Signal 1' bzw. 2' kombiniert, siehe Abschnitt 1.1.3. Auf diese Weise ist ein HF-Ausgangssignal, auf das das angemessene Modulationsschema angewendet wurde, verstärkt und zur Übertragung eingestellt worden. Hierbei ist zu beachten, dass, da die I-, Q-Bitmuster zu PM-modulierten Signalen mit konstanter Amplitude umgesetzt worden sind, eine hoch effiziente, nicht lineare Verstärkung verwendet werden kann, ohne die Eigenschaften des modulierten Signals, das übertragen wird, zu verschlechtern.
1.1.3 Die Kombinationsstufen
In dem ersten Schritt wird das Signal 1' mit dem Signal 3' vektoriell kombiniert, und das Signal 2' mit dem Signal 4', die resultierenden Ausgangssignale 5 und 6 sind in 4 gezeigt. Es ist zu sehen, dass die beiden Signale nun in Bezug aufeinander in Quadratur sind. Wenn diese Signale in der letzten Kombinationsstufe vektoriell kombiniert werden, wird das angestrebte QPSK-Signal erreicht, 5.
1.1.4 Eigenschaften des Verstärkers
Hierbei ist es wichtig zu beachten, dass auf der Basis von einfachen Phasenverschiebern unter Verwendung einer Phasenkonjugationsvorgehensweise nicht nur ein Vektormodulator kreiert wurde, sondern als zusätzlicher Vorteil auch eine Situation herbeigeführt wurde, bei der es möglich ist, hochgradig nicht lineare (d. h. DC-HF-effiziente) Verstärker zu verwenden, da das HF-Signal während der Verstärkung von konstanter Amplitude ist.
Das Prinzip des Umsetzens eines amplitudenmodulierten Signals in ein phasenmoduliertes während der Verstärkung wurde 1974 zuerst von Cox berichtet [2]. Jedoch erzeugte Cox sein Signal mit konstanter Amplitude nur nach der Aufwärtsmischung, auf der HF-Frequenz und innerhalb des Verstärkers. Seine Idee hatte daher den großen Nachteil, dass sie in einer sehr großen Zahl von sehr komplexen und technologisch anspruchsvollen Komponenten resultierte, die verwendet wurden, um die Umsetzung von AM zu PM, die für das Funktionieren der Technik notwendig war, zu erzeugen. Zusätzlich dazu wurde adaptive Modulation als angestrebtes Produkt der Umsetzung von AM zu PM nicht angesprochen. Unsere Verbesserungen, zuerst die Signale mit konstanter Amplitude während des Modulatorvorgangs zu erzeugen und zweitens die Verwendung der Quadratursignale, um jedes beliebige gegebene Modulationsschema ohne Änderungen an der Hardware zu erzielen, resultieren in einem weitaus flexibleren und einfacheren System.
1.2 Alternative System-Topologien
1.2.1 System zur Verwendung mit Fundamentalmischern/harmonischen Mischern
Die Systemtopologie, wie in 1 gezeigt, wurde gewählt, da die Mischer MIX_I und MIX_Q letztendlich durch harmonische Mischer ersetzt werden können [3], was den Bedarf an Frequenzverdopplern überflüssig macht.
Sollten jedoch aufgrund ihres inhärent niedrigen Umsetzungsgewinns keine harmonischen Mischer gewählt werden, ist eine andere Vereinfachung zur Reduktion der Komponentenzahl für das System in 6 gezeigt. Hierbei wird die erforderliche Phasenverschiebung, um den Q-Kanal in Quadratur mit dem I-Kanal zu bringen, nicht zu dem LO-Signal an dem Mischer MIX_Q hinzugefügt, sondern direkt auf den Träger eingefügt, bevor sie in den Phasenmodulator PM_Q gespeist wird. Sie könnte auch an jedem anderen Punkt in den Q-Pfad eingefügt werden, aber diese gezeigte Position wurde gewählt, da dort keine Modulation vorliegt, was bedeutet, dass der Phasenmodulator keine weitere signifikante Brandbreitenleistungsfähigkeit vorzeigen muss, als für den LO in einer Mehrkanalsituation erforderlich.
Eine weitere Modifizierung könnte dahin gehen, den Leistungsfaktor korrigierten Kombinator 7 mit einem räumlichen Leistungskombinator zu ersetzen, d. h. durch Speisen in eine Multiportantenne oder eine Gruppe von Antennen [4].
1.2.2 Wippenmodulator verwendendes System
Ein sehr einfache Art und Weise, um phasenkonjugierte, phasenmodulierte Signale zu kreieren, ist durch die Verwendung eines Wippenmodulators. Der Wippenmodulator verwendet die Reflektionen an kurzgeschlossenen Leitungen, um die notwendigen Phasenverschiebungen für ein diskret phasenmoduliertes Signal zu kreieren. Die wesentliche Eigenschaft des Wippenmodulators besteht darin, dass der Ausgang von Port 1, in 7, das Phasenkonjugat des von dem Port 3 kommenden ist. Die unterschiedlichen Phasenverschiebungen von unterschiedlichen Phasenzuständen werden erreicht, indem die Leitungen unter Verwendung von PIN- Dioden als Schaltern an unterschiedlichen diskreten Punkten kurzgeschlossen werden. Die eigentliche Kombination von offenen und kurzgeschlossenen PIN-Zuständen, die benötigt werden, um die Phasenzustände einzuhalten, welche für jeden digitalen Modulationstyp notwendig sind, Sektion 2, würde durch eine einfache Hardware- oder Software-Logik bestimmt. Es ist jedoch offensichtlich, dass daher nur diskrete Phasenzustände realisiert werden können, und die Anzahl der möglichen Phasenzustände wird von der Anzahl der PIN-Dioden, die in das System integriert sind, vorbestimmt und kann nach der Fertigstellung des Systems nicht mehr geändert werden. Außerdem ist natürlich keine analoge Modulation möglich. Eine ausführliche Beschreibung des Modulators ist in [5] zu finden.
Die Verwendung des Wippenmodulators, um den HF-Träger direkt zu modulieren, führt zu signifikanten Vereinfachungen im System, da es nicht mehr nötig ist, ein LO-Signal von zweifacher HF-Frequenz zu kreieren. Das modifizierte System ist in 7 zu sehen.
Der Hauptvorteil dieses Systems gegenüber dem in Sektion 1.1 eingeführten ist die sehr einfache Aufstellung, die es ermöglicht, jedes gegebene Modulationsschema nur durch das Schalten von PIN-Dioden gemäß einem vorgegebenen Schema, das zum Beispiel in einer Verweistabelle gespeichert sein könnte, anzunehmen. Außerdem ist durch das Eliminieren des Bedarfs an dem LO-Signal von zweifacher HF-Frequenz das Erfordernis eines bzw. zweier Frequenzverdoppler(s) und der zwei Gegentaktmischer beseitigt worden, was das System signifikant vereinfacht.
2 Nutzen des Systems mit anderen Modulationsschemata
2.1 BPSK [11]
2.1.1 Anordnung mit klassischem Phasenzustand
Bei der klassischen BPSK wird nur das I-Signal verwendet, der Q-Port ist nicht erforderlich, aber er wird hier zur Einheitlichkeit der Darstellung mit komplexeren Modulationsschemata eingeschlossen. Um die gewünschten Ausgangsphasenzustände zu synthetisieren, werden beide Phasenverschieber eingestellt, um zwischen 0° und 180°, den beiden klassischen Phasenzuständen für BPSK, zu schalten. Entsprechend sehen die phasenmodulierten Signale (Signal 1 und 2, 10) aus wie diejenigen, die in 8 gezeigt sind, wenn die I-, Q-Bitströme gleich gemacht sind.
Da eine Phase von 0° mit ihrer konjugierten Phase –0° identisch ist, und auf ähnliche Weise eine Phase von 180° mit –180° identisch ist, sehen die Signale 3 und 1 identisch aus. Aufgrund der zusätzlichen Phasenverschiebung von 180°, der das Signal 4 begegnet, ist es das genaue Spiegelbild von Signal 2, wie in 9 zu sehen ist.
Die Signale 1 und 3 sind genau miteinander in Phase. Somit wird das Signal 5 bei Kombination in der ersten Kombinationsphase genau dasselbe sein, lediglich verstärkt. Andererseits sind die Signale 2 und 4 genau in Gegenphase und löschen einander bei Kombination aus. Daher wird kein Signal 6 vorliegen (siehe 10).
Wenn schließlich die Signale 5 und 6 kombiniert werden, resultieren sie in dem Ausgangssignal 7, das aufgrund des Fehlens von dem Signal 6 identisch mit dem Signal 5 ist, wie in 11.
Die resultierenden Phasenzustände des Phasenmodulators sind unten angegeben.

I PM_I-Ausgang Phasenzustand Q = I PM_Q-Ausgang Phasenzustand

0 180° 0 180°

1 0° 1 0°

Tabelle 1 – Phasenzustände des Phasenmodulators für BPSK
2.1.2 Anordnung mit modifiziertem Phasenzustand
Die in Sektion 2.1.1 beschriebene Anordnung hat den Nachteil, dass ein ganzer Zweig mit Energie versorgt, sein Ausgang aber nicht effizient verwendet wird, da die Signale 2' und 4' bei Rekombination aufgehoben werden. Bestenfalls ist dies eine Verschwendung von verfügbarer Hardware, und wenn sich der Zweig nicht ausstellen lässt, wird er weiterhin Energie verbrauchen und somit die Effizienz des Senders reduzieren.
Die anfänglichen Phasenzustände können willkürlich gewählt werden. Dieses Merkmal kann verwendet werden, um das Ausgangsleistungsniveau von dem System einzustellen, ohne die Verstärker weg von dem Punkt, an dem sie mit maximaler Leistungsadditionseffizienz arbeiten, zu adjustieren. Zum Beispiel kann die Topologie für dieses Modulationsschema mit maximaler Effizienz arbeiten, wenn für den Phasenzustand, der eine binäre „1" darstellt, 45° gewählt werden, und entsprechend –135°, um eine binäre „0" darzustellen. Dieser Aspekt wird nicht weiter besprochen.
2.2 QPSK [1]
Der Fall der QPSK wurde in Sektion 1.1 behandelt. Hier sei lediglich die Phasentabelle gegeben:

I PM_I-Ausgang Phasenzustand 0 PM_Q-Ausgang Phasenzustand

0 135° 0 –45°

1 45° 1 135°

Tabelle 2 – Phasenzustände des Phasenmodulators für QPSK
2.3 Offset-QPSK oder OQPSK [11]
OQPSK ist ein spezieller Fall von QPSK. Das Phasenzustandsdiagramm ist genau identisch mit QPSK, aber es wird nie gestattet, dass sich das I- und Q-Signal gleichzeitig ändern, d. h. die Differenz zwischen den beiden Modulationsschemata ist lediglich in dem Zeitbereich sichtbar. Um zu verhindern, dass sich das I- und das Q-Signal gleichzeitig ändern, werden beiden unterschiedliche Zeitfenster zugewiesen, in denen sie variieren können, so dass selbst dann, wenn sich sowohl I als auch Q ändern müssen, sie dies nacheinander tun. Auf diese Weise verläuft der Ausgangsvektor nie durch den Ursprung des Phasendiagramms, was bedeutet, dass das Ausgangssignal nie auf null abfallen wird. Da die OQPSK in jeder anderen Hinsicht mit QPSK vollkommen identisch ist, sind alle Ableitungen, die in den relevanten Sektionen vorgenommen werden, auch auf OQPSK anwendbar.

I PM_I-Ausgang Phasenzustand Q PM_Q-Ausgang Phasenzustand

0 135° 0 –45°

1 45° 1 135°

Tabelle 3 – Phasenzustände des Phasenmodulators für OQPSK
2.4 Die digitalen Modulationsschemata höherer Ordnung
2.4.1 Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsphase
Aufgrund der größeren Anzahl der möglichen Phasenzustände wird 8PSK nicht mehr behandelt, indem für jeden Fall Diagramme gezeigt werden, sondern stattdessen wird eine allgemeine Formel für die Eingangsphasen in Abhängigkeit von dem Ausgang abgeleitet und eine Tabelle aller Phasenzustände unter Verwendung dieser Formel kreiert. Die gleiche Formal wird auch verwendet, um die Phasenzustandstabellen in allen folgenden Sektionen abzuleiten.
Zu Beginn, das erforderliche HF-Ausgangssignal, Signal 7, V_HF in 12. Der Phasenwinkel φ_HF kann jeden Wert aus dem Bereich von –180° bis +180° annehmen, wobei V_HF die Amplitude des HF-Signals ist.
Das HF-Signal ist aus zwei Signalen zusammengesetzt, die zueinander orthogonal sind, aber die im Allgemeinen eine unterschiedliche Amplitude aufweisen können, nämlich |Signal 5| und |Signal 6|. Wenn von den erforderlichen Beziehungen von Amplituden und Phasen, die für V_HF erforderlich sind, rückwärts gerechnet wird, können ihre Amplituden durch trigonometrische Berechnungen abgeleitet werden, wie folgt: V5 = |VHF|cos(φHF) (1) V6 = |VHF|sin(φHF) (2)
Die Signale V₅ und V₆ wiederum werden selbst durch die Summierung der phasenkonjugierten Signalpaare kreiert, nämlich Signale 1 und 3 im Fall von V₅ und Signale 2 und 4 im Fall von V₆. Zusätzlich dazu, dass sie in der Anordnung in 1 (die hier für die Erörterung als Mittel zur Realisierung verwendet wird) phasenkonjugiert sind, empfangen die Signale 2, 4 auch eine Phasenverschiebung von 180° in Bezug auf den LO (siehe 1). Da die Signale 1 und 3 sowie die Signale 2 und 4 phasenkonjugiert sind und |V1| = |V3|, |V2| = |V4|, werden als nächstes dann φ₁ = –φ₃ und schließlich 180° – φ₂ = –φ₄ entsprechend verwendet, um die Ausgangssignale nach den Phasenmodulatoren PM1 und PM2 abzuleiten: V5 = 2·g·V1·cos(φ1) (3) V6 = 2·g·V2·sin(φ2) (4)
Wobei g der Gesamtgewinn ist, der von jedem Verstärkerpaar bereitgestellt wird.
Gleichung (1) wird in Gleichung (3) eingesetzt bzw. Gleichung (2) wird in Gleichung (4) eingesetzt. Die resultierenden Gleichungen werden auf die erforderlichen Phasen φ₁ und φ₂, die an PM_I bzw. PM_Q erforderlich sind, hin gelöst, 1 erhalten. Diese stellen die angestrebte Beziehung zwischen notwendigen Eingangssignalphasen mit Bezug auf die gewünschte HF-Signalphase dar, die zum Synthetisieren eines beliebigen bestimmten digitalen Modulationsschemas benötigt wird.
Diese Gleichungen können nun verwendet werden, um die Tabellen der Phasenzustände für die Modulationsschemata höherer Ordnung aufzustellen.
2.4.2 8PSK [11]

Ein 8PSK-Signal besteht aus Tribits, d. h. jedes Wort ist aus drei Bits, I, Q und C, zusammengesetzt. Somit nimmt das Signal einen von 8 möglichen Phasenzuständen an, jeweils mit einer konstanten Amplitude. Tabelle 4 wurde unter Verwendung der Gleichungen (5) und (6) kreiert, und unter den Annahmen, dass

Sie zeigt die Ausgangsphase φ_HF und die zwei erforderlichen Eingangsphasen φ₁ und φ₂ für jede der Eingangsbit-Kombinationen. Um die Tabelle zusammenzufassen: beide Phasenmodulatoren PM_I und PM_Q müssen dieselbe Phase kreieren, wie für das Ausgangssignal erforderlich.

I	Q	C	φ_HF	φ₁	φ₂
0	0	0	–112,5°	–112,5°	–112,5°
0	0	1	–157,5°	–157,5°	157,50
0	1	0	–67,5°	67,50	–67,5°
0	1	1	22,50	–22,5°	22,50
1	0	0	+112,5°	+112,5°	+112,5°
1	0	1	+157,50	+157,5°	+157,50
1	1	0	+67,5°	+67,50	+67,50
1	1	1	+22,50	+22,50	+22,50

Tabelle 4 – 8PSK-Phasenzustände

2.4.3 16PSK [11]

Bei 16PSK besteht jedes Wort aus vier Bits, I, Q, C₁ und C₂. Somit nimmt das Signal einen von 16 möglichen Phasenzuständen an, weist aber eine konstante Amplitude auf. Die folgende Tabelle wurde unter Verwendung der Gleichungen (5) und (6) kreiert, und unter den Annahmen, dass

Sie zeigt die Ausgangsphase φ_HF und die zwei Eingangsphasen φ₁ und φ₂ für jede der Eingangsbit-Kombinationen. Um die Tabelle zusammenzufassen: beide Phasenmodulatoren PM₁ und PM_Q müssen dieselbe Phase kreieren, wie für das Ausgangssignal erforderlich.

I	Q	C1	C2	φ_HF	φ₁	φ₂
0	0	0	0	11,25°	11,25°	11,25°
0	0	0	1	33,75°	33,75°	33,75°
0	0	1	0	56,250	56,25°	56,25°
0	0	1	1	78,75°	78,75°	78,78°
0	1	0	0	101,25°	101,25°	101,25°
0	1	0	1	123,75°	123,75°	123,75°
0	1	1	0	146,25°	¹⁴⁶ ^, ^25°	146,25°
0	1	1	1	168,75°	168,75°	168,75°
1	0	0	0	–168,75°	–168,75°	–168,75°
1	0	0	1	–146,25°	–146,25°	–146,25°
1	0	1	0	–123,75°	123,75°	123,750
1	0	1	1	–101,25°	–101,25°	–101,25°
1	1	0	0	78,75°	78,75°	–78,75°
1	1	0	1	–56,25°	–56,25°	56,25°
1	1	1	0	33,75°	–33,75°	–33,75°
1	1	1	1	–11,25°	–11,25°	–11,25°

2.4.4 8QAM [11]
Ein 8QAM-Signal besteht aus Tribits, d. h. jedes Wort besteht aus drei Bits, I, Q und C. Das Signal nimmt einen von 4 möglichen Phasenzuständen an, während das letzte Bit C die Amplitude bestimmt. Die folgende Tabelle wurde unter Verwendung der Gleichungen (5) und (6) kreiert, und unter den Annahmen, dass
für C = 1. Für C = 0 beträgt die Ausgangsamplitude V_HF,O lediglich 0,41 V_HF.

Somit basiert die Berechung auf der Definition

Da nicht alle Phasenzustandsvektoren für das QAM-Signal dieselbe Länge aufweisen, werden diejenigen mit reduzierter Eingangsamplitude nur durch das Wählen gewisser Eingangsphasenwinkel φ₁ und φ₂ synthetisiert; so dass die Vektorkombination von Vektoren gleicher Länge bei 5, 6 und anschließend bei 7 in 1 zu der richtigen Phase/Größenordnung für ein vorgeschriebenes Bitmuster führen. Daher ist eine Änderung der Eingangssignalamplitude nicht notwendig. Die Tabelle zeigt die Ausgangsamplitude V_HF und die Ausgangsphase φ_HF und die zwei erforderlichen Eingangsphasen φ₁ und φ₂ für jede der Eingangsbitkombinationen.

I	Q	C	V_HF/g·V¹	φ_HF	φ₁	φ₂
0	0	0	0,41	–135°	98,4°	–8,4°
0	0	1	1	–135°	–135°	–135°
0	1	0	0,41	–45°	81,6°	–8,4°
0	1	1	1	–45°	–45°	–45°
1	0	0	0,41	135°	98,4°	–8,4°
1	0	1	1	135°	135°	135°
1	1	0	0,41	45°	81,6°	8,4°
1	1	1	1	45°	45°	45°

Tabelle 5 – 8QAM-Phasenzustände

2.4.5 16QAM [11]

Bei einem 16QAM-Signal besteht jedes Wort aus vier Bits, nämlich I, Q, C1 und C2. Das Signal nimmt einen von 9 möglichen Phasenzuständen ein, und eine von drei unterschiedlichen möglichen Amplituden. Die folgende Tabelle wurde unter Verwendung der Gleichungen (5) und (6) kreiert, und unter den Annahmen, dass

für die größte Ausgangssignalamplitude,

für die mittlere Amplitude und

für die kleine Amplitude. Wie zuvor bei 8QAM wird der reduzierte Eingang dadurch erreicht, dass nur gewisse Eingangsphasenwinkel φ₁ und φ₂ gewählt werden, die bei Vektoraddition zu dem erforderlichen Amplitudenwert führen, so dass eine Änderung der Eingangssignalamplitude nicht notwendig ist. Die Tabelle zeigt die Ausgangsamplitude V_HF und die Ausgangsphase φ_HF und die zwei erforderlichen Eingangsphasen φ₁ und φ₂ für jede der Eingangsbitkombinationen.

I	0	C₁	C₂	VHF/g·V_1,2	φ_HF	φ₁	φ₂
0	0	0	0	0,52	–135°	100,6°	–10,6°
0	0	0	1	1,46	–165°	134,8°	–10,9°
0	0	1	0	0,52	–45°	79,4°	–10,6°
0	0	1	1	1,46	–15°	45,2°	–10,9°
0	1	0	0	1,46	105°	100,9°	–44,8°
0	1	0	1	2	–135°	135°	–45°
0	1	0	0	1,46	–75°	79,1°	–44,8°
0	1	1	1	2	–45°	45°	–45°
1	0	1	0	0,52	135°	100,6°	10,6°
1	0	0	1	1,46	175°	136,7°	3,6°
1	0	0	0	0,52	45°	79,4°	10,6°
1	0	1	1	1,46	15°	45,2°	10,6°
1	1	1	0	1,46	105°	100,9°	44,8°
1	1	0	1	2	135°	135°	45°
1	1	1	0	1,46	75°	79,10°	44,8°
1	1	1	1	2	45°	45°	45°

3 Nachweis der Machbarkeit
Unter Verwendung des „Advance Design System" (ADS) [6] von Hewlett Packard wurden Simulationen ausgeführt, um die Schaltung auf einer Systemebene zu simulieren; d. h. Bausteine für Mischer, Phasenverschieber etc. wurden verwendet, um ideale Schaltungskomponenten zu simulieren. Die Ergebnisse bestätigten, dass alle digitalen Modulationsschemata hoher Ebene, die oben aufgelistet sind, unter Verwendung der beschriebenen Schemata produziert werden können.
Die Anordnung in 1 wurde unter Verwendung von im Handel erhältlichen Komponenten realisiert. Die 14a und 14b zeigen die gemessenen Phasenzustände für QPSK- und 8QAM-Betrieb. Die höchste Abweichung der Ausgangsleistung beträgt 0,47 dB, und der höchste Phasenfehler beträgt 3°.
Es wurde ebenfalls eine Simulation verwendet, um die Auswirkungen von nicht linearer Verstärkung zu untersuchen. Das verwendete Modell war ein RFIC-IQ-Modulator-Leistungsverstärker, der aus der ADS-Beispielbibliothek entnommen worden war. Dieses Modell ermöglicht es, die meisten der größeren, dominanten Faktoren, die die Linearität reduzieren, zu berücksichtigen, z. B. Schnittpunkte dritter Ordnung, Gewinnsättigung, Oberwellenerzeugung etc.
14 ist ein simuliertes Phasendiagramm für ein QPSK-System mit linearer Verstärkung, das das Schema von 1 verwendet. 15 zeigt das äquivalente Phasendiagramm für die nicht lineare Simulation. Es ist zu sehen, dass es aufgrund des Einschließens der nicht linearen Leistungsverstärkung zwei Haupteffekte gibt. Der eine ist die Erzeugung von Oberwellen, was sich am besten in der Mitte des Polardiagramms sehen lässt, während die Gruppenlaufzeit des Leistungsverstärkers das ganze Diagramm um seine Mitte gedreht hat. Der letztere Effekt ist kein wirkliches Problem, da der Empfänger üblicherweise keine absolute Phasenreferenz für die Signalgewinnung erfordert. In der Praxis können etwaige Phasenverschiebungen, die von den Leistungsverstärkern eingeführt werden, durch das Einführen einer angleichenden Phasenverschiebung berücksichtigt werden, z. B. mittels einer Übertragungsleitung, die unmittelbar vor jeden der Verstärker in 1, 6, 7 platziert wird.
16 zeigt die Spektren an vier unterschiedlichen Positionen In der Schaltung. Das oberste Spektrum wurde direkt vor dem Leistungsverstärker genommen und zeigt die spektrale Deutlichkeit des Eingangssignals, bei dem alle Oberwellen etwa 100 dB unterhalb des Trägers liegen (Signal 1 in 1). Die zweite Auftragung zeigt das Spektrum direkt hinter dem Leistungsverstärker, während der Simulation in die Sättigung getrieben, was in einer signifikanten Anzahl an starken Oberwellen resultiert (Signal 1' in 1). Das dritte Diagramm zeigt die kombinierten Signale 1' und 3' aus dem oberen Zweig des Systems (Signal 5 in 1). Es ist zu sehen, dass jede zweite geradzahlige Oberwelle, ausgehend von der zweiten, d. h. n = 2, 6, 10, ..., bei Rekombination aufgehoben worden ist. Das untere Diagramm schließlich zeigt das Spektrum, das resultiert, wenn das Signal 1' von dem Signal 3' subtrahiert wird, statt damit kombiniert zu werden. Wieder ist zu sehen, dass jede zweite geradzahlige Oberwelle, ausgehend von der vierten, d. h. n = 4, 8, 12, ..., aufgehoben worden ist. Dieser Aufhebungseffekt bei Subtraktion stimmt mit dem von Cox [2] Vorhergesagten überein.
Wie zu sehen ist, werden durch das Addieren der Signale einige der Oberwellen, einschließlich der zweiten, ausgeglichen. Da nun gegeben ist, dass sich die dritte Oberwelle typischerweise außerhalb der Bandbreite der meisten Antennen befinden würde, wäre nur geringe oder sogar keine HF-Filterung für das gegebene System erforderlich.
Auf diese Weise ist zu sehen, dass eine starke Oberwellenproduktion der Verstärker aufgrund ihrer (in diesem Fall) erzwungenen Arbeit in einem nicht linearen Regime die Gesamtleistungsfähigkeit des linearen Ausgangs des Systems nicht signifikant beeinträchtigt. Dies öffnet den Weg für die Verwendung von hoch effizienten, hochgradig nicht linearen (d. h. DC-HF-effizienten) Verstärkern wie etwa einer Klasse E (85% Effizienz) [7] in dem System.
4 Vergleich mit dem Stand der Technik
4.1 Klassische lineare Sendertopologien
4.1.1 Superüberlagerungssender
Bei modernen Kommunikationssystemen, die einen hohen Grad an Linearität erfordern, findet Modulation üblicherweise auf einer niedrigen Frequenz statt, und nachdem es moduliert wurde, wird das Signal zu der HF-Frequenz aufwärtsgemischt und dann unter Verwendung eines linearisierten Verstärkers verstärkt. Da die Verstärker für diese Strategie hochgradig linear sein müssen, weisen sie eine inhärent niedrige DC-HF-Effizienz auf, weswegen sie für mobile Kommunikationsanwendungen ineffizient sind.
Eine Übersicht über die effizienten linearen Senderschemata (alle ohne integrierte Modulatoren) ist in [8] gegeben. Diese werden nachfolgend kurz zusammengefasst, um unsere Arbeit besser in den Kontext zu setzen.
4.1.2 Rückkopplungssender
Hierbei handelt es sich um lineare Verstärkerstrukturen, bei denen ein kleiner Teil des ausgestrahlten Signals lokal am Sender demoduliert wird. In einem zweiten Schritt werden Informationen über die Nichtlinearität des Verstärkers, die von diesem demodulierten Kontrollsignal gewonnen werden, dann verwendet, um das Eingangssignal zu modifizieren und/oder Korrekturen an den Einstellungen der Leistungsverstärkersektion vorzunehmen, um die Linearität der Leistungsverstärkung zu erhöhen. Zwei beliebte Verfahren sind die kartesische Rückkopplungsschleife und der adaptive Vorverzerrungs-Verstärker [8].
Während die Rückkopplungssysteme das Potential aufgezeigt haben, Verstärker mit signifikant reduzierter Linearität und somit hoher DC-HF-Effizienz zu verwenden, leiden sie jedoch alle unter einem inhärenten Nachteil, nämlich der unvermeidbaren Rückkopplungsschleife mit hoher Schleifenverstärkung; diese Anordnung macht diese Klasse von Leistungsverstärkern sehr anfällig für Oszillationen [8].
Das System der Erfindung erfordert für seinen Betrieb keine Rückkopplung; außerdem werden, im Gegensatz zu den obigen, Modulator- und Senderfunktionen kombiniert, und sie sind unabhängig von dem digitalen Modulationsschema.
4.1.3 LINC-Strukturen
Die Idee dahinter ist die Verwendung zweiter hoch effizienter Verstärker, von denen jeder ein phasenmoduliertes Signal mit konstanter Hüllkurve verstärkt, die anschließend kombiniert werden, um ein AM- oder ein PM-Signal zu ergeben. Nach ihrer ersten Einführung 1974 durch Cox [2] litt seine anfängliche Idee darunter, komplex in der Realisierung zu sein, und bald wurden weitere Fortschritte erzielt, z. B. [9], [10]. Der aktuelle Ansatz besteht darin, die erforderlichen phasenkonjugierten Signale durch digitale Signalverarbeitungs-Verfahren zu erhalten, um die Probleme der komplexen Struktur der LINC-Hardware, die von Cox [2] vorgeschlagen worden war, zu vermeiden. Dieser Ansatz ist jedoch aufgrund der Einschränkungen des Prozessors für die digitale Signalverarbeitung auf geringe Datenraten beschränkt.
Während die hier präsentierte Arbeit den gleichen Grundprinzipien der Verwendung von Signalen mit konstanter Amplitude während der Verstärkung folgt, bestehen jedoch signifikante Unterschiede darin, dass erstens keine AM- und PM-Signale produziert werden, zweitens der Modulationsprozess auf der HF-Frequenz stattfindet, was die Aufwärtsmischer überflüssig macht, und drittens die inhärenten Eigenschaften von entweder einem Mischer oder einem Wippenmodulator verwendet werden, um die phasenkonjugierten Signale zu kreieren, womit der Bedarf an großen Schaltkreisen für „Signaltrennung", die bei Cox erforderlich waren, beseitigt wird. Des Weiteren gewinnen wir durch die Verwendung zweiter getrennter Verstärkerketten, die zueinander in Quadratur sind, die Möglichkeit, jedes beliebige gegebene Modulationsschema zu kreieren, indem lediglich unterschiedliche Phasenwinkel für zwei Phasenmodulatoren gewählt werden. Dieser Aspekt wurde nicht zuvor angesprochen. Das Problem der integralen Aufwärtsmischung und adaptiven Modulation wurden bis zum heutigen Tag teilweise angegangen [12]. Die Architektur in [12] stellt eine sehr komplexe Lösung dar, und sie ist beträchtlich weniger flexibel als die hier in Vorschlag gebrachte, da sie die Verwendung von injektionsstabilisierten Oszillatoren und eine komplexe Matrixschalteranordnung für ihren Betrieb erfordert.
Bei unserem System müssen lediglich die Phasenwinkel der Eingangsphasenverschieber auf eine endliche Anzahl möglicher Phasenzustände voreingestellt werden, um ein beliebiges der oben gegebenen Modulationsschemata zu kreieren. Dementsprechend ermöglicht diese in Vorschlag gebrachte Topologie zum ersten Mal die Erschaffung eines wahren digitalen Mehrmodus-Modulators/-Senders, der zwischen beliebigen der gemeinhin verwendeten Datenkommunikationsmodulationsschemata geschaltet werden kann, ohne dass eine hoch entwickelte Hardware oder ein hoch entwickelter digitaler Signalprozessor inkorporiert ist.
Zusätzlich wurde eine zweite Technik eingeführt, die einen Wippenmodulator verwendet. In diesem Fall werden kurzgeschlossene Leitungen, die von PIN-Dioden geschaltet werden, verwendet, um die notwendigen Phasenverschiebungen und konjugierten Signale zu kreieren. Obwohl dieser Technik die umfassende Flexibilität des anfänglichen Konzeptes fehlt, führte sie dennoch eine einfache Art und Weise ein, um die notwendigen phasenmodulierten Signale zu kreieren, ohne den Bedarf an Verdopplern oder Mischern, und wäre außerordentlich nützlich bei allen kabellosen Frequenzbändern, besonders denen, die mit kabellosen Millimeterwellen-Breitbandsystemen assoziiert sind, bei denen die in Vorschlag gebrachte Anordnung leicht in einer MMIC-Form implementiert werden könnte.
4.2 Modulatoren
Der Ansatz des neuesten Stands der Technik für ein beliebiges der oben erwähnten Modulationsschemata liegt darin, einen Basisbandmodulator zu haben, der auf das spezifische, in Frage stehende Modulationsschema zugeschnitten ist. Das Basisbandsignal wird dann zu der HF-Frequenz aufwärtsgemischt, linear verstärkt und übertragen. Während es bekannt ist, dass ein linearer IQ-Modulator [11] im Prinzip jede beliebige Ausgangsphase und -amplitude kreieren kann, ist ein universelles Gerät, das eine inhärente Aufwärtsmischung verkörpert, noch nicht realisiert worden. Daher wurde bisher davon ausgegangen, dass ein frei definierbarer IQ-Modulator/Hochfrequenzsender zu kompliziert war, um von praktischem Nutzen zu sein.
Im Gegensatz dazu verwendet der Ansatz in unserer Arbeit einfache Phasenverschieber, um die korrekte Phasenvektorkomponente zu kreieren, die verwendet wird, um die digitalen Modulationszustände direkt auf der HF-Trägerfrequenz zu synthetisieren. Dies eliminiert den Bedarf an D/A-Wandlern und hoch entwickelten digitalen Signalprozessoren und hält die Modulatoren einfach genug, um direkt auf dem HF-Band zu arbeiten, weshalb der Bedarf an einer Aufwärtsmischung, der bei den klassischen Systemen erforderlich ist, beseitigt wird.
4.3 Parallele Verstärkung
Da der Inphase- und der Quadraturteil des Signals bis zur allerletzten Stufe getrennt bleiben, können sie bei dem vorliegenden System tatsächlich vor der Kombination unabhängig voneinander verstärkt werden. Wenn erforderlich, kann das System höchst effizient gemacht werden, indem in die Kombinationsschaltkreise ein Leistungsfaktorkorrekturmerkmal eingeschlossen wird. Dies bedeutet, dass jeder der vier Leistungsverstärker in jedem der vier Signalpfade signifikant weniger Ausgangsleistung erreichen muss, als ein einzelner Leistungsverstärker bei einer klassischen Topologie mit nur einem Pfad tun müsste. Da es viel leichter ist, mehrere Leistungsverstärker für relativ niedrige Leistungsniveaus zu bauen als einen einzigen Verstärker für hohe Leistung, ist dies ein signifikanter Vorteil des vorgeschlagenen Systems gegenüber den klassischen Ansätzen.
Zusätzlich dazu können diese Verstärker hochgradig nicht linear sein, ohne die Gesamtqualität der produzierten Modulation zu behindern.
Bei einigen Anwendungen kann der klassische Leistungsverstärker nicht mit nur einem Gerät gebaut werden, da das Gerät die Ströme, die zum Erreichen der gewünschten Ausgangsleistung erforderlich sind, nicht bewältigen kann. Viele klassische Verstärker bestehen eigentlich aus mehreren Geräten, die parallel verwendet werden. Zusätzlich zu den erforderlichen Verteilern sind zusätzliche Steuerschaltkreise für die Verstärkerlinearisierung erforderlich.
Es gibt jedoch einen Nachteil bei unserem vorgeschlagenen System gegenüber einem klassischen Leistungsverstärker, nämlich dass die höchste HF-Ausgangsleistung für Modulationsschemata hoher Ordnung nicht zweimal die Ausgangsleistung eines Zweiges des Systems beträgt. Der Grund hierfür ist, dass die effizienteste Art und Weise zum Kombinieren der Signale darin bestünde, sie in Phase, nicht in Quadratur zu kombinieren. Besonders für Signale, die einen Phasenwinkel aufweisen, welcher eng an einem Vielfachen von 90° liegt, trägt entweder der Inphase- oder der Quadraturpfad sehr wenig zu der Gesamtausgangsleistung bei, die dem anderen Pfad überlassen wird. Dieses Phänomen ist für QPSK oder BPSK am kleinsten und wird dominanter, je höher die Ordnung des Modulationsschemas, d. h. am schlechtesten für 16PSK und 16QAM. Diese Phänomen wird jedoch wahrscheinlich durch die Tatsache kompensiert, dass die Anforderungen an die Linearität der Leistungsverstärker überflüssig gemacht werden, wodurch sie sehr hart getrieben werden können und sehr effektiv arbeiten können.
4.4 Linearisierungsanforderungen für QAM
Klassische Lösungen für QAM-Signale müssen hochgradig linear sein, da die Amplitude des Signals Modulationsinformationen enthält. Dies stellt besonders kritische Anforderungen an den letzten Leistungsverstärker, der hohe Ausgangsleistungsniveaus und eine hohe Linearität erreichen muss, während er gleichzeitig energieeffizient sein muss, um bei dem Betrieb einer Mobileinheit eine ausreichende Batterielebensdauer sicherzustellen. Leider sind die energieeffizientesten Betriebsmodi für Leistungsverstärker auch die am stärksten nicht linearen, und somit viel mehr geeignet für Signale mit konstanter Hüllkurve. Aufgrund dieser Einschränkungen müssen klassische Verstärkungslösungen immer in einem gewissen Grad Effizienz und Linearität balancieren.
Bei dem hier vorgeschlagenen System werden die Inphase- und Quadratursignale jeweils phasenmoduliert und weisen während der Verstärkung dementsprechend eine konstante Hüllkurve auf. Somit können die Leistungsverstärker für das hier vorgeschlagene System in ihrem hoch effizienten nicht linearem Bereich arbeiten, ohne die Signalintegrität zu beeinträchtigen.
Zusätzlich dazu sind, wie von Cox [2] vorhergesagt, einige der erzeugten Oberwellen in jedem der Zweige in Bezug auf den anderen Zweig gegenphasig, und andere sind in Phase. Infolgedessen tritt eine Aufhebung auf, wenn die Signale kombiniert werden, was die Linearität des Systems aktiv erhöht.
4.5 Zusammenfassung
Systeme, die die Erfindung verkörpern, haben gegenüber klassischen Topologien die folgenden Vorteile:

• hohe Flexibilität; jedes beliebige der gemeinhin verwendeten digitalen Modulationsschemata kann implementiert werden, ohne die Hardware zu ändern, so dass ein großer Schritt in Richtung eines durch Software rekonfigurierbaren digitalen Radios getan wird.
• das Signal mit konstanter Hüllkurve während der Verstärkungsphasen resultiert in
• einer hohen Linearität
• einfachen, nicht linearen Verstärkern
• einer hohen DC-HF-Effizienz
• einer inhärenten Aufhebung einiger der Oberwellen, d. h. das System erhöht die Linearität aktiv
• die Abwesenheit einer Rückkopplungsschleife beseitigt die Gefahr von Oszillationen
• einer niedrigen Komponentenzahl im Vergleich mit standardmäßiger LINC-Technologie. Keine digitale Signalverarbeitung und somit keine Abtastraten- und Signalverfälschungsprobleme oder benötigten A/D-Wandler, und verbesserte Flexibilität bei den Arten der produzierten Modulationsschemata.

Literaturnachweis

[1] P. B. Kenington: „Emerging technologies for software radio", IEE Electronics & Communication Engineering Journal, April 1999, S. 69–83
[2] D. C. Cox: „Linear Amplification with Nonlinear Components", IEEE Transactions on Communications, Dezember 1974, S. 1942–1945
[3] S. A. Maas: „The RF and Microwave Circuit Design Cookbook", Artech House, Norwood, 1998, S. 236–240
[4] J. A. Navarro, K Chang: „Integrated Active Antennas and Spatial Power Combining", Wiley, 1996
[5] S. Foti, R Cahill, C. Kaniou: „See Saw Phase shifter cuts cost of phased array", Microwaves & RF, März 1987, S. 69–77
[6] „Advanced Design System", Version 1.5, Agilent Technologies, 2000
[7] F Raab: „Class-E, Class-C and Class-F Power amplifiers based upon a finite number of harmonics", IEEE Trans. MTT, Bd. 49, Nr. 8, Aug. 2001, S. 1462–1468
[8] S. Mann, M. Beach, P. War, J McGeechan: „Increasing the Talk-Time of Mobile Radios with efficient linear Transmitter Architectures", Electronics and Communications Engineering Journal, April 2001, S. 65–76
[9] A. Bateman, D. M. Haines und R. J. Wilkinson: „Linear Transceiver Architectures", IEEE Vehicular Technology Conf., Mai 1988, S. 478–484
[10] S. A. Hetzel, A. Bateman und JP McGeechan: „LINC Transmitter", Electronics Letters, Mai 1991, Bd. 27, Nr. 10, S. 844–846
[11] W. Tomasi: „Electronic Communications Systems", Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs, 1988
[12] DJ Jennings, JP McGreehan: „A high-Efficiency RF Transmitter using VCO-derived Synthesis: CALLUM", IEEE Trans. MTT, Bd. 47, Nr. 6, Juni 1999, S. 715–721

Claims

Ein Verfahren zum Bereitstellen eines modulierten Hochfrequenz-Ausgangssignals (7), wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Bereitstellen eines ersten modulierten Hochfrequenzsignals (HF-Signals) (5) durch Bereitstellen eines oszillierenden Signals mit Hochfrequenz HF, Erzeugen eines ersten Paars von gleichstarken Signalen (1, 3), die in Bezug auf eine I-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem ersten Eingangssignal, und Summieren des ersten Paars von Signalen (1, 3), um das erste modulierte HF-Signal (5) bereitzustellen; Bereitstellen eines zweiten modulierten Hochfrequenzsignals (HF-Signals) (6) durch Bereitstellen eines oszillierenden Hochfrequenzsignals (HF-Signals), Erzeugen eines zweiten Paars von gleichstarken Signalen (2, 4), die in Bezug auf eine Q-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem zweiten Eingangssignal, und Summieren des zweiten Paars von Signalen (2, 4), um das modulierte HF-Signal (6) bereitzustellen; und Summieren des ersten und des zweiten modulierten HF-Signals (5, 6), um das modulierte Hochfrequenz-Ausgangssignal (7) bereitzustellen.
Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das erste Paar von Signalen (1, 3) durch Folgendes produziert wird: Modulieren des oszillierenden HF-Signals mit dem ersten Eingangssignal, um ein drittes moduliertes HF-Signal (1) bereitzustellen, und Kombinieren des dritten modulierten HF-Signals mit einem oszillierenden HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zu dem oszillierenden HF-Signal, um ein erstes zusammengesetztes HF-Signal (3) bereitzustellen, Modulieren des oszillierenden HF-Signals mit dem zweiten Eingangssignal, um ein viertes moduliertes HF-Signal (2) bereitzustellen, und Kombinieren des vierten modulierten HF-Signals mit einem oszillierenden HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zu dem oszillierenden HF-Signal, um ein zweites zusammengesetztes HF-Signal (4) bereitzustellen.
Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei jedes von dem dritten und vierten modulierten HF-Signal (1, 2) und den zusammengesetzten HF-Signalen (3, 4) getrennt verstärkt wird, bevor es mit dem anderen summiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 3, wobei die Verstärkung nicht linear ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 2–4, wobei das oszillierende HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zum oszillierenden HF-Signal durch einen Frequenzvervielfacher oder durch die Verwendung eines harmonischen Mischers aus dem oszillierenden HF-Signal produziert wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1–5, wobei die Eingangssignale Inphase-Eingangssignale (I-Eingangssignale) und Quadratur-Eingangssignale (Q-Eingangssignale) beinhalten, die digital moduliert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei jedes der I- und Q-Signale in einem entsprechenden Kanal verarbeitet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 7, wobei die Kanalausgänge summiert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 7 oder Anspruch 8, wobei die Kanäle einen oszillierenden HF-Signaleingang teilen, der innerhalb des Q-Kanals um 90 Grad phasenverschoben wird.
Ein Modulator zum Erzeugen eines modulierten HF-Ausgangssignals (7), wobei der Modulator Folgendes beinhaltet: einen Lokaloszillator (LO), der ein oszillierendes HF-Signal erzeugt; Mittel zum Produzieren eines ersten Paars von gleichstarken Signalen (1, 3), die in Bezug auf eine I-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem ersten Eingangssignal; und einen ersten Summierer, der das erste Paar von Signalen (1, 3) als Eingänge empfängt, um ein erstes moduliertes HF-Signal (5) als seinen Ausgang zu erzeugen; Mittel zum Produzieren eines zweiten Paars von gleichstarken Signalen (2, 4), die in Bezug auf eine Q-Achse phasenmoduliert und phasenkonjugiert sind, aus dem oszillierenden HF-Signal und einem zweiten Eingangssignal; und einen zweiten Summierer, der das zweite Paar von Signalen (2, 4) als Eingänge empfängt, um ein zweites moduliertes HF-Signal (6) als seinen Ausgang zu erzeugen; und einen dritten Summierer, der das erste und das zweite modulierte HF-Signal (5, 6) als Eingänge empfängt, um das modulierte HF-Ausgangssignal als seinen Ausgang (7) zu erzeugen.
Modulator gemäß Anspruch 10, wobei das Mittel zum Produzieren des ersten Paars von Signalen (1, 3) Folgendes beinhaltet: einen ersten Modulator, der eingerichtet ist, um das oszillierende HF-Signal mit dem ersten Eingangssignal zu modulieren, um ein drittes moduliertes HF-Signal (1) bereitzustellen, und einen ersten Mischer, der verbunden ist, um das dritte modulierte HF-Signal (1) mit einem oszillierenden HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zum oszillierenden HF-Signal zu mischen, um ein erstes zusammengesetztes HF-Signal (3) bereitzustellen, einen zweiten Modulator, der eingerichtet ist, um das oszillierende HF-Signal mit dem zweiten Eingangssignal zu modulieren, um ein viertes moduliertes HF-Signal (2) bereitzustellen, und einen zweiten Mischer, der verbunden ist, um das vierte modulierte HF-Signal (2) mit einem oszillierenden HF-Signal mit doppelter Frequenz im Vergleich zum oszillierenden HF-Signal zu mischen, um ein zweites zusammengesetztes HF-Signal (4) bereitzustellen.
Modulator gemäß Anspruch 11, wobei ein erster Verstärker zwischen dem Ausgang des ersten Mischers und einem entsprechenden Eingang des ersten Summierers verbunden ist, und ein zweiter Verstärker zwischen dem Ausgang des erste Modulators und einem entsprechenden Eingang des ersten Summierers verbunden ist, und ein dritter Verstärker zwischen dem Ausgang des zweiten Mischers und einem entsprechenden Eingang des zweiten Summierers verbunden ist, und ein vierter Verstärker zwischen dem Ausgang des zweiten Modulators und einem entsprechenden Eingang des zweiten Summierers verbunden ist.
Modulator gemäß Anspruch 11 oder Anspruch 12, wobei jeder der Mischer ein Fundamentalmischer ist und den Lokaloszillatorausgang über eine Vervielfacherschaltung, die einen Verdoppler beinhaltet, empfängt.
Modulator gemäß Anspruch 12, wobei jeder Mischer ein harmonischer Mischer ist, der direkt mit dem Lokaloszillatorausgang verbunden ist.
Modulator gemäß einem der Ansprüche 10–14, wobei die Eingangssignale Inphase-Eingangssignale (I-Eingangssignale) und Quadratur-Eingangssignale (Q-Eingangssignale) beinhalten, die digital moduliert werden.
Modulator gemäß Anspruch 15, wobei der Modulator einen I-Kanal und einen Q-Kanal beinhaltet, wobei jeder Kanal einen gemeinsamen Lokaloszillator teilt.
Modulator gemäß Anspruch 16, wobei der dritte Summierer die Ausgänge (5, 6) der Summierer des I- und Q-Kanals kombiniert, um das modulierte HF-Ausgangssignal bereitzustellen.
Modulator gemäß Anspruch 16 oder Anspruch 17, wobei jeder Kanal einen Mischer beinhaltet.
Modulator gemäß Anspruch 18, wobei die Mischer Fundamentalmischer sind, die mit einem frequenzverdoppelten Lokaloszillatorsignal versorgt werden.
Modulator gemäß Anspruch 18 oder Anspruch 19, wobei jeder Kanal seinen eigenen Frequenzverdoppler aufweist.
Modulator gemäß Anspruch 20, der Mittel zum Phasenverschieben des Lokaloszillatorausgangs um 90 Grad zum Empfang durch den Frequenzverdoppler in dem Q-Kanal beinhaltet.
Modulator gemäß Anspruch 18, wobei beide Mischer von einem einzigen Frequenzverdoppler versorgt werden.
Modulator gemäß Anspruch 22, der Mittel zum Phasenverschieben des Signals vom Lokaloszillator um 90 Grad zum Empfang durch den Q-Kanalmodulator beinhaltet.
Modulator gemäß Anspruch 18, wobei die Mischer harmonische Mischer sind.
Modulator gemäß Anspruch 10, wobei das Eingangssignal in einer Vielzahl von Kanälen bereitgestellt wird und das Mittel zum Produzieren des Paars von Signalen einen Wippenmodulator in jedem Kanal beinhaltet.
Modulator gemäß Anspruch 25, wobei der Wippenmodulator kurzgeschlossene Leitungen verwendet, um Phasenverschiebungen für ein phasenmoduliertes Signal zu kreieren.
Modulator gemäß Anspruch 26, der Mittel zum selektiven elektronischen Kurzschließen der Leitungen beinhaltet.
Modulator gemäß Anspruch 27, der PIN-Dioden beinhaltet, die geschaltet werden können, um die Leitungen kurzzuschließen.