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Die Erfindung betrifft ein Verfahren
zur Taktsynchronisation und Taktrückgewinnung bei Direct-Sequence-Spread-Spectrum
(DSSS) CDMA-Übertragungsverfahren.
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Spread-Spectrum oder Spreizverfahren
haben in den vergangenen Jahren in der digitalen Nachrichtentechnik
erhöhte
Bedeutung erlangt. Sie weisen gegenüber konventionellen Übertragungsverfahren
eine Reihe von Vorteilen auf, darunter die Möglichkeit des Vielfachzugriffs
durch Codemultiplex, eine erhöhte
Störunempfindlichkeit
und die Möglichkeit
zur Nachrichtenverschleierung.
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Unter den Spread-Spectrum Verfahren
ist das Direct-Sequence-Verfahren
(DS) das bekannteste und am weitesten verbreitete; es ist auch unter
der Bezeichnung Direct Spread oder Pseudo-Noise-Verfahren bekannt. Allgemein versteht
man unter DS-Modulation
die Modulation eines digitalen Datensignals auf einem Träger durch
eine digitale Codefolge, deren Bitrate sehr viel höher ist
als die des Datensignals. Mit anderen Worten wird jedes einzelne
Datenbit sequentiell mit einer aus Nullen und Einsen bestehenden
sogenannten Pseudozufallsfolge (Pseudorandom-Noise-Code oder PN-Code)
logisch verknüpft,
deren Gesamtlänge
exakt der Länge
eines Datenbits entsprechen muß.
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Bei CDMA-Verfahren werden die Signale, die über einen
Funkkanal laufen, nicht durch Zeitschlitze oder Frequenzbänder sondern
ausschließlich
durch die Wahl von geeigneten PN-Codes getrennt. Dies bietet den
Vorteil, daß die
zur Verfügung stehende
Bandbreite besser genutzt werden kann und einer größeren Zahl
von Teilnehmern der Zugriff auf das Übertragungsmedium eingeräumt werden kann.
Mit dieser Maßnahme
läßt sich
ein Frequenzband von 5 MHz gleichzeitig von mehreren hundert Kanälen verwenden.
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Eine entsprechende Schaltung wird
beispielsweise in „Erich
Stadler, Modulationsverfahren, 7.Auflage, 1993, Vogel, Würzburg" vorgestellt.
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Für
eine störungsfreie
Datenübertragung
ist hier die Synchronisation der Pseudozufallsfolge mit dem Datensignal
eine unabdingbare Voraussetzung; d. h. die jeweiligen Startzeitpunkte
der Pseudozufallsfolgen müssen
zeitlich mit den Flankenwechseln der Datensignale, also mit den
Startzeitpunkten der einzelnen Datenbits, zusammenfallen.
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Im Fall von Schwankungen der Periodizität des Datensignals
und damit wechselnder Länge
einzelner Datenbits, sogenanntem Jitter, geht diese Synchronizität verloren.
Dies hat zur Folge, dass sich die Information auf der Empfängerseite
nicht mehr aus dem empfangenen Signal zurückgewinnen läßt.
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Bislang werden zu dieser notwendigen
Synchronisation der Datensignale mit der Pseudozufallsfolge im Sendezweig
von Übertragungssystemen
sogenannte Clock-Recovery Bausteine verwendet. Diese leiten den
Takt der einkommenden Daten ab und verwenden diesen zur Synchronisation
der Pseudozufallsfolge mit dem Datensignal. Dieses Verfahren arbeitet
jedoch ab einer bestimmten Intensität des Jitters im Datensignal
nicht mehr zuverlässig
und beeinträchtigt
somit die Robustheit der Datenübertragung.
Darüber
hinaus ist die hierzu notwendige Schaltung ausgesprochen aufwendig
und benötigt eine
gewisse Einschwingzeit.
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Es ist Aufgabe der Erfindung, ein
robustes, kostengünstiges
DSSS-CDMA-Übertragungsverfahren
zur Verfügung
zu stellen.
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Diese Aufgabe wird durch ein Übertragungsverfahren
mit den im unabhängigen
Patentanspruch 1 beschriebenen Merkmalen bzw. durch einen Logikbaustein
mit den Merkmalen des Anspruchs 6 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen
der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Das erfindungsgemäße Verfahren beruht darauf,
daß auf-
und absteigende Flanken des Datensignals erkannt werden und bei
jedem Flankenwechsel ein Zähler
gestartet wird.
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Für
jede Flanke des Datensignals ist der Start der entsprechende Pseudozufallsfolge
vorgesehen. Darüber
hinaus ist es wünschenswert,
die Synchronizität
der Pseudozufallsfolgen mit dem Datensignal auch über eine
Folge von gleichen Bitzuständen
des Datensignals zu halten. Hierzu sollte die Phasenlage des Datensignals
ständig
bekannt sein. Die Phasenlage des Datensignals läßt sich aus dem Zählerstand
ableiten.
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Wie in 1 dargestellt,
startet beispielsweise bei Verwendung einer 8 Bit langen Pseudozufallsfolge
der Zähler
bei null und endet bei sieben. Die einzelnen Elemente der Pseudozufallsfolge,
die sogenannten Chips, werden abhängig von dem Zählerstand
gesetzt. Dabei repräsentiert
jeder Zählerstand den
Anfang eines Chips. Jeder Zählerstand
entspricht weiterhin auch der Position eines Chips innerhalb der
Pseudozufallsfolge. Für
den Fall, daß die Frequenz
des Datensignals schwankt oder ein Bit durch eine Störung teilweise
falsch übertragen
wird, geht die Synchronizität
der Pseudozufallsfolge mit dem Datensignal nur kurzzeitig verloren.
Beim Einsetzen der nächsten
Flanke des Datensignals wird der Zähler neu gestartet und die
Synchronisation der Pseudozufallsfolge mit dem Datensignal wird
neu hergestellt.
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Zum besseren Verständnis seien
zwei Fälle unterschieden:
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- (a) Der fehlerfreie Fall
Im fehlerfreien
Fall steht der Zähler
bei jedem Flankenwechsel des Datensignals bei einem ganzzahligen
Vielfachen der Codelänge,
also der Anzahl der Bits der verwendeten Pseudozufallsfolge. Der
Neustart des Zählers
bei einem Flankenwechsel fällt
mit den Neustart des Zählers beim
Erreichen der Codelänge
zusammen und wirkt sich somit nicht aus.
- (b) Der fehlerbehaftete Fall
Betrachtet wird der Fall eines
verkürzten
Datenbits für
eine PN-Codelänge
von 8 Bit. Beispielsweise erfolgt das Ende des Datenbits und damit der
Flankenwechsel des Datensignals bereits bei einem Zählerstand
von 5 statt bei einem Stand von 7. Die Flankendetektion triggert
den Zähler sofort
auf einen Neustart, und bereits beim folgenden Datenbit ist die
Synchronizität
des Datensignals mit dem PN-Code
wieder hergestellt. Ohne diese Vorgehensweise würde die Synchronizität verlorengehen
und die folgenden Datenbits wären fehlerhaft
codiert.
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Diese erfindungsgemäße Verfahrensweise zeigt
verschiedene Vorteile. Beispielsweise erübrigt sich bei Verwendung des
erfindungsgemäßen Verfahrens
der Einsatz eines Clock-Recovery Bausteines, der zum einen ab einer
bestimmten Intensität des
Phasenrauschens nicht mehr zuverlässig arbeitet und zum anderen
eine gewisse Einschwingzeit benötigt.
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Im Gegensatz zu konventionellen Verfahren geht
bei dem erfindungsgemäßen Verfahren
im Falle von Fehlern im Datensignal die Synchronisation regelmäßig nicht
verloren.
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Das Verfahren gestattet damit die
Minimierung des Einflusses von Phasenrauschen in den Flanken des
Datensignals und erlaubt eine robuste Datenübertragung bei hohem Phasenrauschen.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung bei
Verwendung eines Übertragungssystems
mit variabler Datenrate wird ein weiterer Vorteil der Erfindung
deutlich. Hier wird vorzugsweise die Codelänge variabel gehalten, um die
Bandbreite des Übertragungskanals
voll auszunutzen. Die Länge
der einzelnen Bits der Pseudozufallsfolge, die sogenannte Chiplänge, ist
dabei für
alle verwendeten Codes gleich und entspricht dem Reziprokwert der
verfügbaren Bandbreite.
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Bei variabler Bitlänge der
Datensignale entspricht die optimale Codelänge dem Verhältnis von Datenbitlänge zu Chiplänge. Der
Zähler
kann nun in Verbindung mit dem Flankendetektor in vorteilhafter Weise
dazu verwendet werden, die aktuelle Bitlänge und die zugehörige Codelänge zu bestimmen.
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Bei jedem Reset-Vorgang des Zählers, der
ja bei jedem Flankenwechsel erfolgt, wird der zugehörige Zählerstand
an eine Schaltung zur Codeauswahl gegeben. Der Zählerstand entspricht hier der
optimalen zu verwendenden Codelänge.
Die Schaltung zur Codeaauswahl enthält einen Speicher, in dem für jede Bitlänge der
passende Code hinterlegt ist. Anschließend nimmt die Schaltung eine
Auswahl des passenden Codes vor, der fortan zur Modulation mit dem
Datensignals verwendet wird. Somit kann eine Schaltung realisiert
werden, die gegenüber
Codewechseln besonders robust ist.
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Das beschriebene Verfahren wird anhand des
in 2 dargestellten Ablaufdiagrammes
weiter verdeutlicht.
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Auf der Empfangsseite ist es damit
wünschenswert,
den auf der Sendeseite verwendeten Code zu erkennen.
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In einer vorteilhaften Ausführungsform
der Erfindung wird dem Empfänger
bei einem Wechsel der Datenrate der demnächst verwendeten neue Code
z.B. über
den Datenkanal direkt mitgeteilt. Damit kann die Codeauswahl auf
der Empfängerseite ohne
weitere Analyse des Funksignals schnell erfolgen.
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Ist dies nicht möglich, kann vorzugsweise die im
folgenden beschriebene Schaltung verwendet werden:
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In einem CDMA-Empfänger befindet
sich bereits ein Korrelator, welcher die Korrelationsfunktion zwischen
dem Empfangssignal r(t) und einem im Empfänger vorliegenden Code c(t)
erzeugt. Die Korrelationsfunktion erbringt Korrelationswerte, welche abhängig von
der Zeitverschiebung z des Empfangssignals r(t) gegenüber c(t)
sind.
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Wird im Empfänger der selbe Code c(t) eingesetzt,
wie er bereits im Sender verwendet wurde, ergibt sich für die Zeitverschiebung
T des Empfangssignals r(t) ein hohes Maximum, bei der der Code c(t) und
der jedem Datenbit im Sendezweig aufmodulierte Code synchronisiert
sind.
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Ist der Code c(t) im Empfänger unterschiedlich
von dem im Empfangssignal enthaltenen Code, so ergibt sich dagegen
ein weit geringeres Korrelationsmaximum.
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Empfangsseitig kann nun die Codelänge (und
somit auch der Code) nun so lange variiert werden, bis über eine
längere
Datensequenz hinweg ein geeigneter Wert für das Korrelationsmaximum detektiert
wird.
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Auf diese Weise kann der im Empfänger zu verwendende
Code c(t) ermittelt werden.
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So kann beispielsweise in einer Lernsequenz
in einem Zähler
die Codelänge
L vom kleinsten gespeicherten Code der Länge L1 bis zum längsten Code
der Länge
L2 hochgezählt
werden.
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In einer Code-Auswahl ist jeder Codelänge die
Speicheradresse eines Codes mit dieser Länge zugewiesen, woraufhin dieser
Code im Korrelator eingesetzt wird. Für jede Codelänge wird
nun das Korrelationsmaximum über
mehrere Bit der Datensequenz gemittelt. Die Mittelung erhöht den Signal-Rausch-Abstand
für die
Detektion des Korrelationsmaximums. Ist für eine bestimmte Codelänge (nämlich die
im Sendezweig verwendete) der höchste
Wert des Korrelationsmaximums erreicht, so wird dieser Wert und
die dafür
benötigte
Codelänge
abgespeichert. Das erreichte Korrelationsmaximum kann weiterhin
verwendet werden, um einen Entscheidungsschwellwert festzulegen,
welcher zur Detektion der Datenbits dient. Das Korrelationsmaximum
kam auch für
eine Bewertung der Dynamik der Übertragungsstrecke
(z.B. für
eine Pegelregelung) verwendet werden.
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Nach der Lernsequenz, welche in der
Initialisierungsphase (Phase der Herstellung der Datenverbindung)
stattfindet, kann der Zähler
für den
darauffolgenden Datenverkehr auf diese gespeicherte optimale Codelänge eingestellt
werden. Der gefundene Code, bei der der maximale Korrelationswert
erreicht wurde, wird also für
die weitere Korrelation im Empfänger
verwendet. Findet ein Wechsel der Datenrate und somit der Codelänge im Sender
statt, so wird sendeseitig die oben beschriebene Lernsequenz erneut
in Gang gesetzt. Da der Code c(t) sich nun von dem neuen im Empfangssignal
enthaltenen Code unterscheidet, verringert sich der Wert des Korrelationsmaximums
dramatisch. Im Empfänger
wird der Beginn einer neuen Lernsequenz dadurch erkannt und ein
neuer Zählvorgang
gestartet.
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Da die Lernsequenz für jede verwendete
Datenrate nur einmal durchgeführt
werden muß,
ist die einfachste und fehlerärmste
Lösung
das Hochzählen der
Codelänge
vom Minimalwert bis zum Maximalwert und die Ermittlung des dabei
erreichten maximalen Korrelationswertes. Auch eine Ausführungsform der
Lernsequenz in Form eines Regelkreises ist grundsätzlich vorstellbar.
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Das beschriebene Verfahren wird anhand des
in 3 dargestellten Ablaufdiagrammes
weiter verdeutlicht.
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Darüber hinaus ist es vorteilhaft,
für die Übertragung
von Nullen und Einsen unterschiedliche PN-Codes zu verwenden, da
sich damit die Abhörsicherheit
des Systems weiter erhöhen
läßt; allerdings ist
dann im Empfangszweig des Übertragungssystems
ein zweiter, paralleler Korrelator vorzusehen.
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Eine besonders vorteilhafte Variante
des Verfahrens besteht darin, daß die Logik der Aufmodulation
der Pseudozufallsfolge im Sendepfad in programmierbaren Logikbausteinen
wie beispielsweise Field Programmable Gate Arrays (FPGA's) realisiert werden.
Somit wird eine flexible Anpassung der Logik über Softwareschnittstellen
ermöglicht.
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Auch bei der Verwendung von ASIC's (für eine bestimmte
Anwendung optimierte Halbleiterbausteine) ist das Verfahren hin sichtlich
der Codelänge und
der Datenrate durch Austausch der ASIC's jederzeit flexibel anpassbar.