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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen FM Rundfunkempfänger, der
mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, welcher über einen
Frequenz-Zweiteiler mit einer Quadraturkombinationsschaltung zum
Herunterwandeln der Frequenz empfangener Rundfunksignale und zum
Liefern von Quadraturausgangssignalen verbunden werden kann, wie
auch mit einem Demodulations- und Schallwiedergabemittel, das an
diese Kombinationsschaltung angeschlossen ist, versehen ist.
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Ein
Synthesizer wird in elektronisch abgestimmten Rundfunkgeräten verwendet,
um einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) auf einen gewünschten
Empfangskanal abzustimmen. In der Praxis wird das VCO-Signal direkt
zu einem Puffer und anschließend
zu einer Kombinationsschaltung geliefert. In einer Empfängerarchitektur
mit integriertem Mittel für
die Unterdrückung
von Bildfrequenzen wird der VCO jedoch häufig auf eine Frequenz abgestimmt,
die höher
als die Frequenz ist, welche zur Abstimmung auf den gewünschten Kanal
nötig ist.
In einer derartigen Situation folgt dem Oszillator ein Frequenzteiler,
insbesondere ein Frequenz-Zweiteiler, um eine Quadraturkombinationsschaltung
zu bedienen, die eine Unterdrückung
von Bildfrequenzen möglich
macht. Deren Ausgangssignale können
dann zu zwei Puffern und anschließend auf einer Quadraturbasis
zu Kombinationsschaltungen, die daran angeschlossen sind und mit
der gleichen Frequenz tätig
sind, geliefert werden.
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Ein
derartiger FM Empfänger
ist zum Beispiel aus US-A-5,761,615 bekannt.
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In
den letzten Jahren wurde eine integrierte Autoradio-Schaltung mit
der Typenbezeichnung TEA 6840 entwickelt. Eine Aufgabe bei der weiteren
Entwicklung dieser integrierten Schaltung ist, ihre Funktionen durch Bereitstellen
einer Möglichkeit
zum Ersetzen von Blöcken
oder Hinzufügen
von Funktionen in einer solchen Weise, dass dies einen minimalen
Einfluss auf den Grundaufbau der integrierten Schaltung aufweist,
zu steigern.
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Der
Empfang des sogenannten japanischen Bands ist eine der Hinsichten,
in denen die integrierte Schaltung TEA 6840, die auf das europäische/amerikanische
Band abgestimmt ist, einer Verbesserung bedarf. Zur Steigerung ihrer
Funktionen ist eine Veränderung
im Abstimmungsteil erforderlich. Wie oben erwähnt wurde, darf eine derartige
Veränderung
nicht zu einer Veränderung
im Grundaufbau der integrierten Schaltung führen; der Abstimmbereich der
VCO-Frequenz muss unverändert
bleiben.
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Die
gewünschten
Empfangskanäle
im FM Modus, der in Europa und Amerika üblich ist, liegen zwischen
87,3 MHz und 108,3 MHz. In Japan liegen die gewünschten Empfangskanäle jedoch
zwischen 76 MHz und 90 MHz. Die nachstehende Tabelle I listet die
Frequenzbänder
der Empfangskanäle,
die Oszillatorfrequenzbereiche, die Kombinationsfrequenz, die erhaltene
Mittenfrequenz, und den Abstimmspannungsbereich des Oszillators
für die
Situation in Europa/Amerika (EU/US), eine Situation in Japan bei
Verwendung eines Zweiteilers (2-JP), und die herkömmliche
Situation in Japan (1-JP) auf.).
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Der
Frequenz-Zweiteiler liefert ein Signal mit einer Kombinationsfrequenz
fEU in einem Bereich von 98 MHz bis 119
MHz, falls eine Oszillatorfrequenz fVCO im Bereich
von 196 MHz bis 238 MHz liegt. Die Mittenfrequenz, die während des
Abstimmens auf das europäische/amerikanische
Band im Mischerelement erhalten wird, liegt dann bei 10,7 MHz. Die
Abstimmspannung für
den Oszillator kann in diesem Fall von ungefähr 2 bis 5,5 V schwanken. Für das japanische
Band (von 76 bis 90 MHz; siehe 2-JP in Tabelle I) könnte der
gleiche Frequenz-Zweiteiler verwendet werden, um mit einer Oszillatorfrequenz
im Bereich von 173,4 bis 201,4 MHz die Mittenfrequenz von 10,7 MHz
zu erhalten. Die Abstimmspannung für den Oszillator kann dann
von ungefähr
1 bis 2,5 V schwanken. Diese Situation ist jedoch wegen Abstimmproblemen,
die in der Praxis auftreten, unerwünscht. In den oben erwähnten Situationen
liegt die Frequenz, auf die die Einheit abgestimmt ist, unter der
Kombinationsfrequenz. In der herkömmlichen Situation in Japan
(1-JP in Tabelle I) liegt die Kombinationsfrequenz jedoch unter
der Frequenz, auf die die Einheit abgestimmt ist. Dann treten bei
der Herstellung eines universellen Empfängers, der sowohl für das europäische/amerikanische
Band als auch für
das japanische Band geeignet ist, Bildfrequenzunterdrückungsprobleme
auf.
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Es
ist demgemäß eine Aufgabe
der Erfindung, einen FM Rundfunkempfänger bereitzustellen, der für den Rundfunkempfang
in Europa und Amerika wie auch in Japan geeignet ist, und bei dem
die obigen Probleme vermieden sind.
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Nach
der Erfindung ist der wie im einleitenden Absatz beschriebene FM
Rundfunkempfänger
zu diesem Zweck dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich ein Frequenz-Dreiteiler,
durch den der Oszillator mit der Kombinationsschaltung verbunden
werden kann, wie auch ein Umschaltmittel, um das Mischerelement
entweder durch den Zweiteiler oder durch den Dreiteiler mit dem
Oszillator zu verbinden, vorhanden ist.
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Wenn
eine Oszillatorfrequenz fVCO gegeben ist,
die zum Beispiel im Bereich von 196 MHz bis 238 MHz liegt, wird
der Zweiteiler ein Signal mit einer Kombinationsfrequenz fEU im Bereich von 98 MHz bis 119 MHz und
der Dreiteiler ein Signal mit einer Kombinationsfrequenz fJP im Bereich von 65,3 MHz bis 79,3 MHz liefern. Die
Mittenfrequenz, die während
des Abstimmens im Mischerelement erhalten wird, wird dann sowohl
für das europäische/amerikanische
Band als auch für
das japanische Band bei 10,7 MHz liegen. Die Maßnahmen nach der Erfindung
machen es möglich,
die Probleme, die sich aus dem Unterschied in den Frequenzbändern für Europa/Amerika
und Japan ergeben, und die begleitenden Bildfrequenzunterdrückungsprobleme,
wie auch die Unterschiede in den VCO-Abstimmspannungen zu vermeiden;
siehe Tabelle II.
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Wenn
nur ein Frequenz-Zweiteiler verwendet wird, d.h., wenn das europäische/amerikanische
und das japanische Frequenzband nicht kombiniert werden müssen, können die
Quadratursignale durch Umschalten an den Flanken des VCO-Signals
leicht mit einem Tastverhältnis
von 50% erhalten werden. Ein Frequenz-Dreiteiler mit einem Tastverhältnis von
50% kann jedoch nicht auf diese Weise erhalten werden. Wenn die
Flanken eines der Quadratursignale mit den Flanken des VCO-Signals übereinstimmen,
werden die Flanken des anderen Quadratursignals mit der Mitte eines
Impulses im VCO-Signal übereinstimmen;
letzteres Quadratursignal kann dann nicht durch Umschalten an den
Flanken des VCO-Signals erhalten werden. Es ist offensichtlich auch
möglich,
das zweite Quadratursignal zu erzeugen, indem das erste einer Phasenverschiebung
von 90° unterzogen
wird. Dies wird jedoch für
das hier besprochene Frequenzband zu Fehlern in der Größenordnung
von ±3° führen, was
unannehmbar hoch ist.
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Zur
Lösung
dieses Problems ist der FM Rundfunkempfänger zusätzlich dadurch gekennzeichnet,
dass der Frequenz-Dreiteiler mit einer Teilerschaltung versehen
ist, die für
je drei VCO-Signalzyklen n zyklische Ausgangssignale Vn(t)
liefert, für
die Vn(t) = V1(t – (n – 1)Δt) mit n
= 1, ..., 6, und Δt
= die Dauer eines halben VCO-Zyklus zutrifft, und mit zwei Summiernetzwerken
versehen ist, wobei die zyklischen Ausgangssignale in jedem davon
mit vorbestimmten Gewichtungsfaktoren kombiniert werden, die gestaltet
sind, um eine Quadraturkomponente zu erhalten, wonach das so erhaltene
Kombinationssignal durch ein Tiefpassfilter geführt wird. Auf diese Weise wird
ein Frequenz-Dreiteiler, der beim Erzeugen von Quadratursignalen
höchst
genau ist, möglich,
was bedeutet, dass es auch Sinn macht, ihn zusammen mit einem Zweiteiler
im FM Rundfunkempfänger
aufzunehmen, um letzteren zum Empfang sowohl des europäischen/amerikanischen
Bands als auch des japanischen Bands geeignet zu machen.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
weisen die Gewichtungsfaktoren zum Erhalt einer ersten Quadraturkomponente
ein gegenseitiges Verhältnis
von (–2,
+2, +4, +2, –2, –4) auf,
und weisen jene zum Erhalt der anderen Quadraturkomponente ein gegenseitiges
Verhältnis
von (–3, –3, 0, +3,
+3, 0) auf. Der zyklische Austausch soll darin aufgenommen werden.
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Die
Erfindung betrifft nicht nur einen FM Rundfunkempfänger, sondern
auch einen Frequenzteiler, der in einem FM Rundfunkempfänger nach
einem der vorhergehenden Ansprüche
verwendet werden kann. Nach der Erfindung ist der Frequenzteiler
mit einer Teilerschaltung versehen, die für jeweils 1/2n Oszillatorsignalzyklen
n zyklische Ausgangssignale Vn(t) liefert,
für die
Vn(t) = V1(t – (n – 1)Δt) zutrifft,
wobei n eine ganze Zahl und Δt
die Dauer eines halben Oszillatorzyklus ist, und mit zumindest einem
Summiernetzwerk versehen, in dem die zyklischen Ausgangssignale
mit vorbestimmten Gewichtungsfaktoren kombiniert werden, wonach
das so erhaltene Kombinationssignal durch ein Tiefpassfilter geführt wird.
Ein vergleichsweise einfacher Dreiteiler zur Verwendung in einem
wie oben beschriebenen FM Rundfunkempfänger wird für n = 6 und mit zwei Summiernetzwerken
erhalten. Alternative Werte für
n sind ebenfalls möglich,
im Fall eines Zweiteilers kann n gleich 4 sein. Es ist auch möglich, durch
Anpassung der Gewichtungsfaktoren aus jeder beliebigen Anzahl von
Oszillatorzyklen Signale mit einer bestimmten Frequenz zu bilden;
in diesem Fall ist keine direkte Beziehung zwischen der Anzahl von
Oszillatorzyklen und den zu bildenden Frequenzen nötig.
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Die
Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen
ausführlicher
beschrieben werden, wobei
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1 ein
Blockdiagramm eines FM Rundfunkempfängers nach der Erfindung ist;
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2 einen
Frequenz-Dreiteiler nach der Erfindung zeigt, der im FM Rundfunkempfänger von 1 verwendet
wird;
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3A, 3B, 3C und 3D eine
Anzahl von Diagrammen sind, auf die bezogen der Betrieb des Dreiteilers
von 2 erklärt
werden wird;
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4 eine
ausführlichere
Ausführungsform
der Teilerschaltung und der beiden Summiernetzwerke im Frequenz-Dreiteiler
zeigt;
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5 eine
Anzahl von Diagrammen zeigt, die dazu dienen, den Betrieb der in 4 gezeigten
Ausführungsform
zu erklären;
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6 eine
ausführlichere
zweite Ausführungsform
der Teilerschaltung und der beiden Summiernetzwerken im Frequenz-Dreiteiler
zeigt; und
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7 eine
ausführlichere
Ausführungsform
eines vollständigen
Frequenz-Dreiteilers
zeigt.
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Der
in 1 als ein Blockdiagramm gezeigte FM Rundfunkempfänger umfasst
eine Antenne 1, einen Rundfunkfrequenzempfängerteil 2,
und eine Kombinationsschaltung 3, die aus zwei Mischereinheiten 4 und 5 zum
Erhalt von Mittenfrequenz-Quadratursignalen
I und Q aufgebaut ist, wie auch ein Demodulations- und Schallwiedergabemittel 6,
das an die Kombinationsschaltung 3 angeschlossen ist. Es
ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 7 vorhanden,
dessen Oszillatorsteuerbereich derart ist, dass eine Teilung dieser Frequenz
durch Zwei den Steuerbereich für
die Kombinationsfrequenz für
den Empfang von Rundfunksignalen über die in Europa und Amerika üblichen
Empfangskanäle
abdecken wird, während
eine Teilung dieser Frequenz durch Drei den Steuerbereich für die Kombinationsfrequenz
für den
Empfang von Rundfunksignalen durch die in Japan üblichen Kanäle abdecken wird. Wie oben
erwähnt
wurde, wird eine Oszillatorfrequenz fVCO, die
zum Beispiel im Bereich von 196 MHz bis 238 MHz liegt, den Zweiteiler
veranlassen, ein Signal mit einer Kombinationsfrequenz fEU im Bereich von 98 MHz bis 119 MHz zu liefern,
und den Dreiteiler veranlassen, ein Signal mit einer Kombinationsfrequenz
fJP im Bereich von 65,3 MHz bis 79,3 MHz
zu liefern. Die Mittenfrequenz, die während des Abstimmens im Mischerelement
erhalten wird, wird dann sowohl für das europäische/amerikanische Band (98
bis 119 MHz) als auch für
das japanische Band (65,3 bis 79,3 MHz) bei 10,7 MHz liegen.
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Ein
Zweiteiler 8 und ein Dreiteiler 9 sind an den
VCO 7 angeschlossen, um die Frequenz durch Zwei bzw. durch
Drei zu teilen. Entweder die Ausgangssignale des Zweiteilers 8 oder
die Ausgangssignale des Dreiteilers 9 werden zu den Mischereinheiten 4 und 5 geliefert,
d.h., über
ein Umschaltmittel 10 geliefert. Die nach der Kombination
in den Mischereinheiten 4 und 5 erhaltenen Mittenfrequenz-Quadratursignale
I und Q werden anschließend
zum Demodulations- und Schallwiedergabemittel 6 geliefert.
Die letztere Einheit umfasst auch ein Steuermittel zum Steuern des
VCO und des Umschaltmittels 10.
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Verschiedene
bekannte Arten von Zweiteilern mit einem Tastverhältnis von
50% können
als der an den VCO angeschlossene Zweiteiler 8 verwendet
werden. Ein genauer Dreiteiler mit einem Tastverhältnis von
50 war jedoch bis jetzt nicht bekannt. Eine Ausführungsform eines derartigen
Dreiteilers ist im Blockdiagramm von 2 gezeigt.
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Der
in 2 gezeigte Dreiteiler umfasst eine Teilerschaltung 11,
die für
je drei VCO-Signalzyklen n zyklische Ausgangssignale Vn(t)
liefert, für
die Vn(t) = V1(t – (n – 1)Δt) mit n
= 1, ..., 6, und Δt
= die Dauer eines halben VCO-Zyklus zutrifft, und umfasst zwei Summiernetzwerke 12 und 13,
wobei die zyklischen Ausgangssignale in jedem davon mit vorbestimmten
Gewichtungsfaktoren kombiniert werden, die gestaltet sind, um eine Quadraturkomponente
zu erhalten, wonach das so erhaltene Kombinationssignal durch ein
jeweiliges Tiefpassfilter 14, 15 geführt wird.
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Das
VCO-Signal ist in 3A gezeigt. Die daraus erlangten
Signale Vn(t) sind in 3B dargestellt. Eine
Multiplikation dieser Signale Vn(t) mit
jeweiligen Gewichtungsfaktoren –2,
+2, +4, +2, –2, –4 im Summiernetzwerk 12 und
eine anschließende
Addition ergibt ein wie in 3C gezeigtes
Signal, welches Signal nach dem Filtern im Tiefpassfilter 14 zu
einem Signal sin(1/3ωt)
führt.
Eine Multiplikation der Signale Vn(t) mit
jeweiligen Gewichtungsfaktoren –3,
+3, 0, +3, +3, 0 im Summiernetzwerk 13 und eine anschließende Addition
führt zu
einem wie in 3D gezeigten Signal, welches
Signal nach dem Filtern im Tiefpassfilter 15 zu einem Signal cos(1/3ωt) führt. Die
erhaltenen Signale weisen eine Frequenz auf, die ein 1/3 der Frequenz
des VCO beträgt, doch
weisen sie einen Phasenunterschied von 90° auf; durch diese Signale können in
den Mischereinheiten 4 und 5 die Quadratursignale
I und Q erhalten werden.
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Eine
ausführlichere
Ausführungsform
der Teilerschaltung und der beiden Summiernetzwerke ist in 4 gezeigt.
Diese Schaltung ist aus einem Widerstandsnetzwerk, Schalttransistoren
Q1, Q2, ..., Q6, die während
eines halben VCO-Zyklus aufeinanderfolgend in den leitenden Zustand
gebracht werden, und zwei Steuertransistoren Qc11 und Qc12, die
durch das VCO-Signal mit einem Phasenunterschied von 180° ausgelöst werden,
aufgebaut. Die Spannungen über
die Kollektorwiderstände
Rc1, Rc2, ..., Rc6 sind als V_c1, V_c2, ..., V_c6 bezeichnet. Unter
der Annahme, dass Q1 und Qc11 Strom weitergeben, wird V_c1 am höchsten sein, während V_c2,
..., V_c6 wie in 5 angegeben schrittweise abnehmende
und zunehmende Werte aufweisen werden. Die Abgriffspannungswerte
V_T4 und V_T5 werden die Basen von Q1 und Q2 "hoch" machen,
während
die anderen Abgriffspannungswerte die Basen der anderen Transistoren
Q3 bis Q6 "niedrig" halten werden. Q2
und Qc12 werden dann im nächsten
halben VCO-Zyklus ebenfalls Strom weitergeben. Nun wird V_c2 am
höchsten
sein, und werden V_c3, ..., V_c6, V_c1 wie in 5 angegeben
schrittweise abnehmen und zunehmen. Die Abgriffspannungswerte V_T5
und V_T6 werden die Basen von Q2 und Q3 "hoch" machen,
so dass Q3 und Qc11 im nächsten
halben VCO-Zyklus fähig
sein werden, Strom weiterzugeben. Somit wird für V_c1, ..., V_c6 ein zyklisches
Spannungsgefälle
erhalten. Das Widerstandsnetzwerk verwirklicht zur gleichen Zeit
eine Gewichtung und eine Summierung. Mit anderen Worten wurden die
Teilerschaltung und die beiden Summiernetzwerke 12 und 13 integriert.
Die beiden Quadratursignale können
aus den Kollektor- und
den Abgriffspannungen erlangt werden. Somit kann zum Beispiel das
eine Quadratursignal aus dem Spannungsunterschied zwischen den Kollektoren
von Q4 und Q5, und das andere Quadratursignal aus dem Unterschied zwischen
den Abgriffspannungen V_T4 und V_T3 erlangt werden.
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6 zeigt
eine verbesserte Ausführungsform,
wobei die Basen der Schalttransistoren durch einen Emitterfolger
gesteuert werden. Dadurch werden Probleme, die durch einen Basisstrom
des leitenden Schalttransistors, der nicht gleich Null ist, verursacht
werden, vermieden. Zusätzlich
kann die Kollektorspannung des Schaltransistors erhöht werden,
ohne dass die Gefahr eines Eintretens des Transistors in den gesättigten
Zustand besteht. Darüber
hinaus wird das eine Quadratursignal hier aus dem Spannungsunterschied
zwischen den Kollektoren von Q3 und Q6 erlangt, während das
andere Quadratursignal aus dem Unterschied zwischen den Abgriffspannungen
V_T5 und V_T2 erlangt wird. Dadurch werden symmetrischere Quadraturspannungen erhalten.
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7 ist
ein ausführlicheres
Diagramm einer Ausführungsform
eines vollständigen
Dreiteilers. Diese Schaltung stellt die in
6 gezeigte
Schaltung durch zwei gesonderte Stromsummiernetzwerke einschließlich Gewichtungsfaktoren,
die durch die Transistorschaltungen QC1a, b, QC2a, b, ..., QC6a,
b gebildet sind, und Tiefpassfiltern, die daran angeschlossen sind
und durch die Widerstände
RcosA, RcosB, RsinA, und RsinB und die parasitären Kapazitäten der Transistoren in den
einzelnen Summiernetzwerken gebildet sind, erweitert dar. Das eine
gefilterte Quadratursignal, das mit den Gewichtungsfaktoren –2, +2,
+4, +2, –2, –4 erhalten
wird, wird aus dem Spannungsunterschied zwischen den Punkten A und
B erlangt, wobei die Spannung an Punkt A durch die Ströme durch
Q2, Q3, und Q4 aufgebaut wird, und die Spannung an Punkt B durch
die Ströme
durch Q1, Q5, und Q6 aufgebaut wird. Das andere gefilterte Quadratursignal
wird aus dem Spannungsunterschied zwischen den Punkten C und D erlangt,
wobei die Spannung an Punkt C durch die Ströme durch Q1 und Q2 aufgebaut
wird, während
die Spannung an Punkt D durch die Ströme durch Q4 und Q5 aufgebaut
wird. Im letzteren Fall wird eine Gewichtung durch einen Faktor
0 verwirklicht, indem die Ströme
durch Q3 und Q6 bei der Bestimmung der Spannungen an den Punkten
C und D nicht einbezogen werden. Auf diese Weise werden die Ausgangssignale
des Dreiteilers demgemäß aus dem
Spannungsunterschied zwischen den Punkten, an denen die Kollektorströme mit positiven
Gewichtungsfaktoren miteinander addiert wurden, und den Punkten,
an denen die Kollektorströme
mit negativen Gewichtungsfaktoren miteinander addiert wurden, erlangt. Legende
der Zeichnungen Fig.4
| V_InPhase: | V_inPhase |
| V_Quadrature: | V_Quadratur |
| QClock: | QTakt |
| QClock1: | QTakt1 |
| E_Clock: | E_Takt |
| E_Supply: | E_Versorgung |
| E_Ref: | E_Bezug |
| J_Divider: | J_Teiler |
| gnd: | Erde |
Fig.
6
| V_InPhase: | V_inPhase |
| V_Quadrature: | V_Quadratur |
| QBuf1
(... 6) | QPuffer1
(... 6) |
| v = "Vclock1" | v
= "VTakt1" |
| QClock: | QTakt |
| QClock1: | QTakt1 |
| E_Supply: | E_Versorgung |
| E_Ref: | E_Bezug |
| J_Bios1
(... 6) | J_Eingabe/Ausgabe-Grundsystem |
| J_Divider: | J_Teiler |
| gnd: | Erde |
Fig.
7
| E_Supply2: | E_Versorgung2 |
| area
= 3 (4, 2, 1): | Bereich
3 (4, 2, 1) |
| V_InPhase: | V_inPhase |
| V_Quadrature: | V_Quadratur |
| QBuf1
(... 6) | QPuffer1
(... 6) |
| v = "Vclock1" | v
= "VTakt1" |
| QClock: | QTakt |
| QClock1: | QTakt1 |
| E_Supply: | E_Versorgung |
| E_Ref: | E_Bezug |
| J_Bios1
(... 6) | J_Eingabe/Ausgabe-Grundsystem |
| J_Divider: | J_Teiler |
| gnd: | Erde |
