KR100690954B1

KR100690954B1 - 무선 ｆｍ 수신기

Info

Publication number: KR100690954B1
Application number: KR1020017011932A
Authority: KR
Inventors: 카스퍼코비츠울프드에트리치지.
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2000-01-19
Filing date: 2000-12-22
Publication date: 2007-03-09
Also published as: EP1163719B1; DE60026179T2; CN1344435A; EP1163719A1; KR20020004975A; DE60026179D1; US6788922B2; CN1230980C; US20020065057A1; WO2001054267A1; JP2003520546A; JP4724794B2

Abstract

무선 FM 수신기는 수신된 무선 신호들의 주파수를 하향 변환하고, 직교 출력 신호들을 공급하기 위해 주파수 2-분할기를 통하여 직교 조합 회로에 접속될 수 있는 전압-제어 발진기를 갖는다. 수신기는 이 조합 회로에 접속된 검출 및 음성 재생 수단을 더 갖는다. 또한 발진기가 조합 회로에 접속될 수 있도록, 주파수 3-분할기가 2-분할기 또는 3-분할기 중 하나에 의해 혼합기 소자를 발진기에 접속하는 스위칭 수단이 제공된다.

무선 FM 수신기, 주파수 2-분할기, 주파수 3-분할기, 전압-제어 발진기

Description

무선 ＦＭ 수신기{Radio FM receiver}

본 발명은, 수신된 무선 신호들의 주파수를 하향 변환하고, 직교 출력 신호들(quadrature output signals)을 공급하기 위해, 주파수 2-분할기를 통하여 직교 조합 회로(quadrature combination circuit)에 접속될 수 있는 전압-제어 발진기(voltage-controlled oscillator)와 상기 조합 회로에 접속된 검출 및 음성 재생 수단(detection and sound reproduction means)이 제공된 무선 FM 수신기에 관한 것이다.

합성기(synthesizer)는 희망하는 수신 채널로 전압-제어 발진기(VCO)를 튜닝하기 위해 전기적으로 튜닝된 라디오들에서 이용된다. 실제로, VCO 신호는 직접적으로 버퍼로 공급되고, 그 후에 조합 회로에 공급된다. 그러나, 영상 주파수들의 억제를 위해 집적된 수단을 갖는 수신기 구조에서, VCO는 대개 희망하는 채널로 튜닝하기 위해 필요한 주파수보다 더 높은 주파수로 튜닝된다. 이러한 상황에서, 발진기는 영상 주파수들의 억제를 가능하게 하는 직교 조합 회로를 제공하기 위해, 주파수 분할기, 특히, 주파수 2-분할기가 후속된다. 그 후 그것들의 출력 신호들은 두 개의 버퍼들에 공급되고, 후속하여 직교 기반(quadrature basis) 그것에 접속되어 동일한 주파수 상에서 동작하는 조합 회로들에 공급될 수 있다.

이러한 무선 FM 수신기는, 예를 들면, US-A-5,761,615로부터 공지되었다.

타입 지정 TEA 6840을 갖는 자동차 라디오 IC가 근래에 개발되었다. 이러한 IC 의 추가적인 개발의 목적은, IC의 기본 구성에 최소 영향을 가지도록 하는 방식으로, 블록들을 대체하거나 기능들을 부가하는 가능성을 제공함으로써 그것의 기능들을 강화하는 것이다.

소위-일본 대역(Japanese band)의 수신은 유럽/미국 대역에 동조되는 TEA 6840 IC가 개선의 필요성이 있는 관계들 중의 하나이다. 튜닝부의 변경은 그것의 기능들의 향상을 위해 요구된다. 상기 명시된 것처럼, 이러한 변경은 IC의 기본 구성의 변경의 결과로 나타내서는 안되며; VCO 주파수의 튜닝 영역은 변경되지 않은 채로 유지되어야한다.

통상 유럽 및 미국의 FM 모드에서 희망하는 수신 채널들은 87.3 MHz 및 108.3 MHz 사이에 있다. 그러나, 일본에서, 희망하는 수신 채널은 76 MHz 및 90 MHz 사이에 있다. 하기의 표 1은 유럽/미국(EU/US)의 상황, 2-분할기(2-JP)를 이용하는 일본의 상태, 및 일본의 관례적인 상태(1-JP)에서의 수신 채널들의 주파수 대역들, 발진기 주파수 영역들, 조합 주파수, 획득된 중심 주파수, 및 발진기의 튜닝 전압 영역을 열거했다.

주파수 2-분할기는, 발진기 주파수(f_VCO)가 196 MHz에서 238 MHz까지의 범위에 있는 경우, 98 MHz에서 119 MHz까지의 범위에서의 조합 주파수(f_EU)를 신호에 공급한다. 유럽/미국 대역에 대하여 튜닝하는 동안 혼합기 소자 안에서 얻어진 중심 주파수는 10.7 MHz에 놓인다. 발진기의 튜닝 전압은 이 경우 약 2 V에서 5.5 V까지 변경될 수 있다. 일본 대역(76 MHz에서 90 MHz 까지: 표 1 안의 2-JP 참조)에 대하여, 동일한 주파수 2-분할기는 173.4 MHz에서 201.4 MHz까지의 범위의 발진기 주파수를 갖는 10.7 MHz의 중심 주파수를 얻기 위해서 이용될 수 있다. 발진기의 튜닝 전압은, 그 후 약 1 V에서 2.5V까지 변경될 것이다. 이 상황들은 실질적으로 발생하는 튜닝 문제들 때문에 바람직하지 않다. 상기 언급된 상황들에서, 유닛이 튜닝되는 주파수는 조합 주파수 아래에 놓인다. 그러나, 일본의 관례적인 상황(표 1 내의 1-JP)에서, 조합 주파수는 유닛이 튜닝되는 주파수 아래에 놓인다. 이후 영상 주파수 억제 문제들은 유럽/미국 대역 및 일본 대역 모두에 적합한 범용 수신기(universal receiver)의 제조시에 발생한다.

따라서, 본 발명의 목적은 일본뿐만 아니라 유럽 및 미국의 무선 수신에 적합하고 상기 문제점들이 방지되는 무선 FM 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명에 따라서, 시작 단락에 설명된 것과 같은 무선 FM 수신기는 이러한 목적을 위하여, 주파수 3-분할기가 제공되어 발진기가 그에 의해 조합 회로에 접속될 수 있으며, 또한 2-분할기 또는 3-분할기 중 어느 하나에 의해 혼합기 소자를 발진기에 접속하는 스위칭 수단이 제공되는 것을 특징으로 한다.

예를 들면, 196 MHz 내지 238 MHz의 범위에서, 주어진 발진기 주파수(f_VCO)가 놓이고, 2-분할기는 98 MHz 내지 119 MHz의 범위에서의 조합 주파수(f_EU)를 신호에 공급할 것이고, 3-분할기는 65.3 MHz 내지 79.3 MHz의 범위에서의 조합 주파수(f_JP)를 신호에 공급할 것이다. 튜닝 동안, 혼합기 소자 내에서 얻어진 중심 주파수는 유럽/미국 대역 및 일본 대역 모두에 대하여 10.7 MHz에 놓인다. 본 발명에 따른 방법들은 VCO 튜닝 전압들 내의 차이뿐만 아니라 유럽/미국 및 일본의 주파수 대역의 차로부터 발생하는 문제들 및 첨부된 영상 주파수 억제 문제들을 방지하는 것을 가능하게 한다; 표 2를 참조하라.

만일 주파수 2-분할기만이 이용된다면, 즉, 유럽/미국 및 일본 주파수 대역들이 조합되는 것이 필요치 않은 경우, 직교 신호들은 VCO 신호의 플랭크(flanks)들을 스위칭을 하여 50%의 충격 계수(duty cycle)와 함께 쉽게 얻어질 수 있다. 그러나, 50%의 충격 계수를 갖는 주파수 3-분할기는 이러한 방법으로 얻어질 수 없다. 직교 신호들 중 하나의 플랭크들이 VCO 신호의 플랭크들과 함께 동시에 일어나는 경우, 다른 직교 신호들의 플랭크들은 VCO 신호내의 펄스의 중심과 함께 동시에 일어나고; 이후 직교 신호는 VCO 신호의 플랭크들 상의 스위칭을 통하여 얻어질 수 없다. 제 1 직교 신호가 90°의 위상 이동에 종속적인, 제 2 직교 신호를 발생시키는 것이 또한 가능하다. 그러나, 이것은 받아들일 수 없을 만큼 높게, 여기서 논의된 주파수 대역에 대하여 ±3°의 간격으로 에러들을 초래할 것이다.

이 문제를 해결하기 위해, 무선 FM 수신기는, 또한 n=1,...,6이고 △t=VCO 주기의 절반의 지속 시간(duration)일 때, V_n(t)=V₁(t-(n-t)△t)이 참인, 매 3개의 VCO 신호 주기들마다 n 개의 주기적인 출력 신호들 V_n(t)을 공급하는 분할기 회로가 제공되고, 주기적인 출력 신호들 각각이 직교 성분을 얻기 위해 설계된 미리 결정된 가중 인자들과 함께 조합되는 두 개의 합산 네트워크(summing network)들이 제공되고, 이와 같이 얻어진 조합 신호는 저역-통과 필터를 통하여 처리되는 것을 특징으로 한다. 직교 신호들을 발생하는데 아주 정밀한 주파수 3-분할기는 이러한 방법으로 가능해지고,이는 후자를 유럽/미국 대역 및 일본 대역 모두에 대한 수신에 적합하게 하도록 무선 FM 수신기 내의 2-분할기와 함께 포함한다는 의미를 포함한다.

양호한 실시예에서, 제 1 직교 성분을 얻기 위한 가중 인자들은 (-2, +2, +4, +2, +2, -2, -4)의 상호비를 갖고, 다른 직교 성분을 얻기 위한 가중 인자들은 (-3, -3, 0, +3, +3, 0)의 상호비를 갖는다. 주기적인 내부변경은 여기에 포함된다.

본 발명은 무선 FM 수신기뿐만 아니라, 또한 상기 어떠한 청구항들 중 하나에서 청구된 것과 같은 무선 FM 수신기내에서 이용될 수 있는 주파수 분할기에 관한 것이다. 본 발명에 따라서, 상기 주파수 분할기는,

n은 정수이고 △t=발진기 주기의 절반의 지속 시간일 때, V_n(t)=V₁(t-(n-1)△t)임이 참인, 매 1/2n 개의 발진기 신호 주기들에 대하여 n 개의 주기적인 출력 신호들 V_n(T)을 공급하는 분할기 회로가 제공되고, 주기적인 출력 신호들이 미리 결정된 가중 인자들과 함께 조합되는 적어도 하나의 합산 네트워크가 제공되고, 이와 같이 얻어진 조합 신호는 저역-통과 필터를 통해 처리되는 것을 특징으로 한다. 상기 설명된 바와 같이 무선 FM 수신기에서 이용하기 위한 비교적 간단한 3-분할기는 n=6일 때 두 개의 합산 네트워크들과 함께 제공된다. n의 대안적인 값들도 또한 가능하다. n은 2-분할기의 경우에 4와 동일할 수 있다. 가중 인자들의 적용을 통하여 몇 개의 발진기의 주기들로부터 특정 주파수를 갖는 신호들을 형성하는 것이 또한 가능하고; 발진기 주기들의 수와 형성될 주파수들 사이의 직접적인 관계는 이 경우에 필수적이지 않다.

도 1은 본 발명에 따른 무선 FM 수신기의 블록도.

도 2는 도 1의 무선 FM 수신기가 사용되는 본 발명에 따른 주파수 3-분할기를 도시하는 도면.

도 3a 내지 도 3d는 도 2의 3-분할기의 동작이 참조하여 설명될 다수의 도면들.

도 4는 주파수 3-분할기내의 분할 회로 및 두 개의 합산 네트워크들의 더 상세한 실시예를 도시하는 도면,

도 5는 도 4에 도시된 실시예의 동작을 설명하도록 제공하는 다수의 도면들.

도 6은 주파수 3-분할기내의 분할 회로 및 두 개의 합산 네트워크들의 더 상세한 제 2 실시예를 도시하는 도면.

도 7은 완벽한 주파수 3-분할기의 더 상세한 실시예를 도시하는 도면.

도 1에 블록도로서 도시된 무선 FM 수신기는 안테나(1), 무선 주파수 수신기 부분(2), 및 중심 주파수 직교 신호들(I, Q)을 얻기 위한 두 개의 믹서 유닛들(4, 5)로 구성된 조합 회로(3), 및 상기 조합 회로(3)에 접속된 검출 및 음성 재생 수단(6)을 포함한다. 발진기 제어 범위가, 두 개의 주파수에 의한 분할이 유럽 및 미국내의 일반적인 수신 채널들을 통해 무선 신호들을 수신을 위한 조합 주파수의 제어 범위를 포함하도록 하고, 3개의 주파수에 의한 분할은 일본에서 일반적인 채널들을 통해 무선 신호들을 수신하기 위한 조합 주파수의 제어 범위를 포함하도록 하는 전압 제어 발진기(7)가 제공된다. 상기 명시된 바와 같이, 예를 들면, 196 Hz 내지 238 Hz의 범위에 놓인 발진기 주파수(f_vco)는, 2-분할기가 98 MHz 내지 119 MHz 범위의 조합 주파수(f_EU)를 갖는 신호를 공급하게 하고, 3-분할기가 65.3 MHz 내지 79.3 MHz 범위의 조합 주파수(f_JP)를 갖는 신호를 공급하게 할 것이다. 튜닝 동안 믹서 유닛들에서 획득된 중심 주파수는 유럽/미국 대역(98 MHz 내지 119 MHz) 및 일본 대역(65.3 MHz 내지 79.3 MHz) 모두에 대하여 10.7 MHz에 놓일 것이다.

2-분할기(8) 및 3-분할기(9)는 각각 2 개 및 3 개의 주파수 분할을 위해 VCO(7)에 접속된다. 2-분할기(8)의 출력 신호들 또는 3-분할기(9)의 출력 신호들 중 어느 것이라도 믹서 유닛들(4, 5) 즉, 스위칭 수단(10)을 통해 공급된다. 믹서 유닛들(4, 5)내의 조합 후에 얻어진 중심 주파수 직교 신호들(I, Q)은 후속하여 검출 및 음성 재생 수단으로 공급된다. 나중 유닛은 또한 VCO를 제어하기 위한 제어 수단 및 스위칭 수단(10)을 또한 포함한다.

50%의 충격 계수를 갖는 다양한 공지된 타입들의 2-분할기들은 VCO와 접속된 2-분할기(8)로서 이용될 수도 있다. 그러나, 50%의 충격 계수를 갖는 정밀한 3-분할기는 지금까지 공지되지 않았다. 이러한 3-분할기의 실시예는 도 2의 블록도에 도시되었다.

도 2에 도시된 3-분할기는, n=1...6이고 △t는 VCO 주기의 절반의 지속 시간일 때, V_n(t)=V1(t-(n-1)△t)이 참인, 모든 매 3개의 VCO 주기들마다 주기적인 출력 신호들 V_n(t)을 제공하고, 각각의 주기적인 출력 신호들은 직교 성분을 얻기 위해 설계된 미리 결정된 가중 인자들과 함께 조합되는 두 개의 합산 네트워크들(12, 13)을 포함하는, 분할기 회로(11)가 제공되고, 이와 같이 얻어진 조합 신호는 각각의 저역-통과 필터(14, 15)를 통해 처리된다.

VCO 신호는 도 3a에 도시된다. 그것으로부터 유도된 신호들 V_n(t)은 도 3b에 도시된다. 합산 네트워크(12) 내의 각각의 가중 인자들(-2, +2, +4, +2, -2, -4) 및 후속하는 가산에 의해 이들 신호들 V_n(t)의 곱셈은 도 3c에 도시된 것과 같은 신호를 산출하고, 신호는 저역-통과 필터(14)에서 필터링 후에 신호 sin(1/3.wt)로 된다. 합산 네트워크(13) 내의 각각의 가중 인자들(-3, -3, 0, +3, +3) 및 그 후의 가산에 의한 신호들 V_n(t)의 곱셈은 도 3d에 도시된 바와 같은 신호를 초래하고, 상기 신호는 저역-통과 필터(15)내의 필터링 후 신호 cos(1/3.wt)로 된다. 얻어진 신호들은 VCO 주파수의 1/3의 주파수를 갖지만, 그들은 90°의 위상차를 갖고, 직교 신호들(I, Q)은 이들 신호들에 의해 믹서 유닛들(4, 5)내에서 얻어질 수 있다.

분할 회로 및 두 개의 합산 네트워크들의 더 자세한 실시예는 도 4에 도시되었다. 이 회로는 저항 네트워크(resistance network), VCO 주기의 절반동안 도전 상태로 연속적으로 주어지는 스위칭 트랜지스터(Q1, Q2, ..., Q6), 및 180°의 위상차를 갖는 VCO 신호에 의해 트리거되는 두 개의 제어 트랜지스터들(Qc11, Qc12)로 구성된다. 컬렉터 저항들 Rc1, Rc2, ..., Rc6을 지나는 전압들은 V_c1, V_c2, ..., Vc6이다. Q1 및 Qc11이 전류를 통한다고 가정하면, V_c1이 가장 높고, 반면에 V_c2, ..., V_c6은 도 5에 도시된 것처럼 계단식으로 감소하고 증가하는 값들을 가질 것이다. 다른 탭 전압 값들이 다른 트랜지스터들(Q3 내지 Q6)의 베이스들을 "로우(low)"로 유지하는 동안, 탭 전압 값들(V_T4, V_T5)은 Q1 및 Q2 베이스들을 "하이(high)"로 만들 것이다. Q2 및 Qc12는 그후에 다음 절반 VCO 주기에서 전류를 또한 통과시킬 것이다. 이제, 도 5에서 도시된 것처럼, V_c2는 가장 높아지고, V_c3, ..., V_c6은 계단식으로 감소 및 증가할 것이다. 가장 높은 전압(V_T5 및 V_T6)은 Q2 및 Q3의 베이스들을 "하이"로 만듦으로서, Q3 및 Qc11은 다음 절반 VCO 주기동안 전류를 통과시킬 수 있다. 그러므로, 주기적인 전압 기울기는 V_c1,..., V_c6에 대하여 얻어진다. 저항 네트워크는 동시에 가중 및 합산을 실행한다. 다시 말하면, 분할기 회로(11) 및 두 개의 합산 네트워크들(12, 13)이 집적된다. 두 개의 직교 신호들은 컬렉터 및 탭 전압들로부터 분할될 수 있다. 그러므로, 예를 들면, 하나의 직교 신호는 컬렉터들(Q4, Q5)의 사이의 전압 차로부터 유도되고, 다른 직교 신호는 탭 전압들(V_T4, V_T3)사이의 차로부터 유도된다.

도 6은 스위칭 트랜지스터들의 베이스들이 에미터 팔로워(emitter follower)로부터 제어되는 개선된 실시예를 도시한다. 0이 아닌 도전 스위칭 트랜지스터의 베이스 전류에 기인한 문제들이 그에 의해 방지된다. 또한, 스위칭 트랜지스터의 컬렉터 전압은 트랜지스터가 포화된 상태로 진입하는 위험 없이 발생될 수도 있다. 더욱이, 다른 직교 신호가 탭 전압들(V_T5, V_T2) 사이의 전압차로부터 유도되는 동안, 하나의 직교 신호는 Q3 및 Q6의 컬렉터들 간의 전압차로부터 유도된다. 더욱 대칭적인 직교 전압들이 이로부터 얻어진다.

도 7은 완벽한 3-분할기의 실시예를 더 자세히 도시한다. 이 회로는 트랜지스터 회로들(QC1a,b, QC2,a,b, ...., QC6a,b)에 의해 형성된, 가중 인자들, 및 저항들(RcosA, RcosB, RsinA 및 RsinB)에 의해 형성되고 여기에 접속된 저역-통과 필터들, 및 각각의 합산 네트워크들 내의 트랜지스터들의 종속 커패시던스들을 포함하는 두 개의 분리된 전류 합산 네트워크들과 함께 증대된 도 6에 도시된 회로를 나타낸다. 가중 인자들(-2, +2, +4, +2, -2, -4)과 함께 얻어진 하나의 필터링된 직교 신호는 지점들(A, B) 사이의 전압차로부터 유도되고, 지점 (A)에서의 전압은 Q2, Q3 및 Q4를 통하는 전류에 의해 구성되고, 지점 (B)에서의 전압은 Q1, Q5 및 Q6을 통하는 전류에 의해 확립된다. 다른 필터링된 직교 신호는 지점들 (C, D) 사이의 전압차로부터 유도되고, 지점(C)에서의 전압은 Q1 및 Q2를 통하는 전류에 의해 확립되고, 지점 (D)에서의 전압은 Q4 및 Q5를 통하는 전류에 의해 구성된다. 후자의 경우, 인자 0에 의한 가중은 Q3 및 Q6을 통한 전류들이 지점들 (C, D)에서의 전압들을 결정하는 것이 포함되지 않는다는 점에서 실현된다. 따라서, 이러한 방법으로, 3-분할기의 출력 신호들은 양의 가중 인자들을 갖는 컬렉터 전류들이 함께 가산되는 지점들 및 음의 가중 인자들을 갖는 컬렉터 전류들이 함께 가산되는 지점들 사이의 전압차로부터 유도된다.

Claims

수신된 무선 신호들의 주파수를 하향 변환하고 직교 출력 신호들을 공급하기 위해 주파수 2-분할기를 통하여 직교 조합 회로에 접속될 수 있는 전압-제어 발진기, 및 상기 조합 회로에 접속된 검출 및 음성 재생 수단이 제공된 무선 FM 수신기에 있어서,

주파수 3-분할기가 제공되어 상기 발진기가 상기 조합 회로에 접속될 수 있으며, 또한 상기 2-분할기 또는 상기 3-분할기 중 어느 하나에 의해서 혼합기 소자를 상기 발진기에 접속하는 스위칭 수단이 제공되는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.
제 1 항에 있어서,

상기 주파수 3-분할기는,

n=1,...,6이고 △t=VCO 주기의 절반의 지속 시간일 때, V_n(t)=V₁(t-(n-t)△t)이 참인, 매 3개의 VCO 신호 주기들마다 n 개의 주기적인 출력 신호들 V_n(t)을 공급하는 분할기 회로가 제공되고, 각각의 상기 주기적인 출력 신호들이 직교 성분을 얻기 위해 설계된 미리 결정된 가중 인자들과 함께 조합되는, 두 개의 합산 네트워크들이 제공되고, 이와 같이 얻어진 상기 조합 신호는 저역-통과 필터를 통해 처리되는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.
제 2 항에 있어서,

제 1 직교 성분을 얻기 위한 상기 가중 인자들은 (-2, +2, +4, +2, +2, -2, -4)의 상호비(mutual ratio)를 갖고, 상기 다른 직교 성분을 얻기 위한 가중 인자들은 (-3, -3, 0, +3, +3, 0)의 상호비를 갖는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,

상기 분할기 회로, 상기 합산 네트워크들, 및 또는 상기 저역-통과 필터들이 함께 집적된 유닛을 형성하는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,

상기 주파수 3-분할기는, 상기 VCO 신호에 의해 트리거링되고, 각각이 3개의 스위칭 트랜지스터들을 제어할 수 있는, 2개의 제어 트랜지스터들, 및 상기 스위칭 트랜지스터들의 상기 컬렉터 저항들을 포함하는 저항 네트워크가 제공되고, 상기 저항 네트워크에 의해, 매 절반의 VCO 주기로 수반하는 컬렉터 저항을 가진 상기 스위칭 트랜지스터들 중 하나를 통해 전류가 흐르고, 그 동안 다른 컬렉터 저항들을 통하여 계단식으로 감소 및 증가하는 전류들이 흐르며, 각각의 다음의 절반의 VCO 주기로, 다음 스위칭 트랜지스터가 주기적으로 연속하여 매번 전류를 통과시키는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.
제 5 항에 있어서,

상기 3-분할기의 상기 출력 신호들은 양의 가중 인자들을 갖는 상기 컬렉터 전류들이 함께 더해지는 지점들 및 음의 가중 인자들을 갖는 상기 컬렉터 전류들이 함께 더해지는 지점들 사이의 전압차로부터 유도되는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,

상기 주파수 분할기는,

n은 정수이고 △t=발진기 주기의 절반의 지속 시간일 때, V_n(t)=V₁(t-(n-1)△t)임이 참인, 매 1/2n 발진기 신호 주기들에 대하여 n 개의 주기적인 출력 신호들 V_n(t)을 공급하는 분할기 회로가 제공되고, 상기 주기적인 출력 신호들은 미리 결정된 가중 인자들과 조합되는 적어도 하나의 합산 네트워크에 제공되고, 이와 같이 얻어진 상기 조합 신호는 저역-통과 필터를 통하여 처리되는 것을 특징으로 하는, 무선 FM 수신기.