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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung:
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Diese
Erfindung bezieht sich auf die Steuerung eines weiten Bereichs von
Systemen sich bewegender Elemente, die als elektromagnetische Stellantriebe
wie Solenoids, Schaltschütze
oder sogar Getriebe bezeichnet werden.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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Elektromagnetische
Stellantriebe einschließlich
Solenoids werden auch als Stellantriebe mit variabler Reluktanz
bezeichnet. Diese Vorrichtungen besitzen ein bewegliches Element,
das entweder aus einem ferromagnetischen Material, einem Magneten
oder aus beidem hergestellt ist, auf das durch ein Magnetfeld eine Kraft
ausgeübt
wird, die durch einen elektrischen Strom erzeugt wird, der in einer
Drahtwicklung fließt.
In dem sich nicht bewegenden Teil kann sich auch ein Permanentmagnet
befinden, so dass in dem Fall die von dem Magneten erzeugte Kraft
durch die Wicklung entweder verstärkt oder reduziert wird. Die
Wicklung ist meistens auf ferromagnetischem Material aufgewickelt,
um die Effizienz und Kraft noch zu erhöhen.
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Allgemeine
Beispiele für
solche Teile sind rohrförmige
Solenoids, die einzelnen Drähte
in vielen Druckköpfen,
Schlittenrelais, einige Arten von Magnetschwebebahnen und Neuheiten
wie Kugeln, die ohne direkten mechanischen Kontakt oberhalb oder
unterhalb ihrer Auflage magnetisch treiben. Lautsprecher gehören auch zu
jenen Systemen, die mit Hilfe dieses Ansatzes gesteuert werden können. Auch
wenn die Bewegung einer Lautsprecherwicklung normalerweise nicht über einen
geschlossenen Regelkreis gesteuert wird, so kann man dies doch tun.
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Auch
wenn viele dieser Systeme derzeit durch Feedbacksysteme gesteuert
werden, so war die reibungslose Steuerung von Bewegung und Position
des sich bewegenden Elementes in diesen Systemen immer eine komplizierte
Kombination der mechanischen und elektrischen Hardware. Die Komplikation
ergibt sich aufgrund der Art des Problems, das mit diesen Systemen
gesteuert werden soll. Die Kräfte,
die die Verriegelung aller dieser Systeme steuern, sind meistens
nicht sehr linear. In dem Maße,
wie der Luftspalt zwischen den magnetischen Materialien, die in
diesen Systemen enthalten sind, abnimmt, nimmt die Kraft, die von
einem konstanten Strom in der Wicklung ausgeübt wird, zu. Bei den meisten
EIN/AUS-Systemen dieser Art ist das Ergebnis eine unkontrollierte
Bewegung, wobei sich das sich bewegende Element sich beschleunigt,
bis es in einen Stop hineingerät.
Die sich daraus ergebende Auswirkung kann erhebliche Geräusche, Vibrationen
und Verschleiß erzeugen.
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Viele
frühere
Ansätze
sind mit unterschiedlichem Ausmaß an Erfolg und Komplexität ausprobiert
worden. Ein Beispiel veranschaulicht das amerikanische Patent Nr.
5467244 von Jayawant, bei dem ein System konstruiert wird, das nicht
nur das Runaway steuert; es ermöglicht
auch, dass das System die Position des Gegenstandes steuert. Andere
Systeme, wie Stupak, US-Patent Nr. 4659969, haben auch ein gewisses
Maß an
Steuerung erreicht, wobei Stupak dem System einen Hall-Sensor hinzugefügt hat,
um den Magnetfluss zu überwachen,
der in dem System enthalten ist. Ein noch früheres System aus dem US-Patent Nr. 4368501
von Gingrich zeigt uns, wie man das Strömungssignal aus einer zweiten
Wicklung an der Vorrichtung herleitet. Weitere Systeme besitzen
eine versuchte Feedbacksteuerung mit einer Vielzahl von Positionssensoren,
die das sich bewegende Element beobachten. In dem US-Patent Nr.
5635784 wird ein weiterer Ansatz für eine solche Steuerung beschrieben.
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Die
verwendete Abtasttechnik ist bei vielen Systemen von großer Bedeutung.
Oft befindet sich die Vorrichtung in einer Umgebung, die für bestimmte
Arten von Sensoren von Nachteil ist. Bei den Halleffekt-Sensoren
handelt es sich beispielsweise um integrierte Halbleiter-Schaltkreise
mit einem begrenzten Temperaturbereich. Die Ergänzung weiterer Wicklungen zur
Durchführung
der Abtastung kann einen erheblichen Einfluss auf die physikalische
Größe haben,
ganz zu schweigen von der Komplexität der zusätzlichen Drähte. Jayawant beschreibt ein
System, bei dem einfach die beiden Drähte der vorhandenen Wicklung
verwendet werden, doch die Wicklung wird mit einem komplizierten,
elektronischen Schaltkreis umgeben, um die Signale abzufragen, die
für die
Steuerung benötigt
werden.
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Was
bei diesen früheren
Systemen nicht erkannt worden ist, ist die Tatsache, dass das System,
das gesteuert werden soll, "überbestimmt" wurde. Es sind mehr
Informationen verfügbar
als benötigt
werden, um die Bewegung des sich bewegenden Elementes angemessen
zu steuern. Es wurde in Systemen versucht, eine Wicklung mit einem
bekannten Signal anzutreiben, während
gleichzeitig zwei Parameter in dem Antriebssystem gemessen werden.
Die Wicklung wird meistens mit einer Spannung angetrieben und der
Strom und der Fluss in der Wicklung werden gemessen. Wie oben bereits
gesagt, gibt es eine Vielzahl von Techniken bzw. Methoden, um sowohl
den Strom als auch den Fluss zu messen.
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Jayawant
beschreibt eher die Messung der Induktivität als des Flusses, um zwei
unabhängige
Messungen des Systems zu haben, die seiner Meinung nach nötig waren,
um die Position des sich bewegenden Elementes zu berechnen.
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DE-A-195
44 207 beschreibt Bewegungssteuerungssysteme für Solenoids. In einem ersten,
beschriebenen System wird eine einzige Variable, nämlich der
Magnetfluss, mittels einer Sensorwicklung abgetastet. Bei einem
zweiten System werden sowohl der Magnetfluss als auch der elektrische
Strom in der Wicklung abgetastet.
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KURZE ÜBERSICHT ÜBER DIE
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Steuerung der Position
eines elektromagnetischen Stellantriebs oder die Kraftausübung auf
einen elektromagnetischen Stellantrieb mit der niedrigstmöglichen
Menge an Informationen aus dem System. In einem typischen Beispiel
handelt es sich in 1 um ein System, das eine Wicklung
mit einer Spannung antreibt (einen Arbeitszyklus oder ein mit Pulsbreitenmodulation
angetriebenes System) und einfach nur den Strom misst, der durch
die Wicklung fließt.
Doch dies ist nicht die einzig mögliche
Konfiguration. Es gibt eine Vielzahl von physikalischen Parametern,
die entweder bekannt sind oder gemessen werden können: Spannung über der
Wicklung, Strom durch die Wicklung, Magnetfluss in der Wicklung
und Induktivität
der Wicklung. Eine Vielzahl verschiedener Kombinationen daraus können miteinander kombiniert
werden, um die Position des sich bewegenden Elementes oder der Magnetkraft,
die darauf angewendet wird, zu messen. Herkömmlich wurden der Strom durch
oder die Spannung über
der Wicklung zusammen mit dem Magnetfluss für die Berechnung der Position
verwendet. Was hier nun gezeigt wird, ist, dass es möglich ist,
die Position zu berechnen, wenn man den Antrieb der Wicklung (Spannung
oder Strom) kennt und dann nur einen der Parameter (Spannung, Strom
oder Magnetfluss) misst. Dies minimiert die erforderliche Hardware
und bei manchen Systemen kann der Stellantrieb einfach auf die Wicklung
selbst reduziert werden. Alternativ können der Magnetfluss und deshalb
die Kraft anstelle der Position gesteuert werden.
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Zunächst müssen die
Hintergrundgleichungen bezüglich
des Systems, das gesteuert werden soll, entwickelt werden. Unter
Bezugnahme auf 7 sehen wir ein System, das
aus folgendem besteht:
einer Wicklung L1
einem sich bewegenden
Element M1
einem Halleffekt-Sensor H1
einer Abtastwicklung
Ls
einem Stromsensor S1
(Nicht alle diese Elemente sind
in allen Systemen vorhanden).
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Es
folgt eine detaillierte Beschreibung der oben genannten Elemente:
L1 – diese
Wicklung besteht aus einer Reihe optionaler Elemente. Auf elektrischer
Ebene wird sie in zwei Bestandteile aufgeschlüsselt: eine ideale Induktivität L in Reihe
mit dem Gleichstrom-Widerstand der Wicklung RL. Bei der Wicklung
kann es sich dann entweder um eine eisenlose Wicklung (Spule) handeln,
die um einen Permanentmagneten gewickelt ist, oder die auf ferromagnetischem
Material (z.B. Weicheisen) aufgewickelt ist, um ihre Wirkung zu
verbessern. Einige Systeme können
sogar sowohl ferromagnetisches Material als auch einen Permanentmagneten
aufweisen. Die Spule bzw. Wicklung besteht aus n Drahtwindungen.
M1 – das sich
bewegende Element kann ebenfalls aus einer Reihe verschiedener Arten
von Material bestehen. Sowohl ferromagnetisches Material und/oder
ein Permanentmagnet können
als aktiv sich bewegender Bestandteil verwendet werden. Es können auch
andere Materialien vorhanden sein, die sich zusammen mit dem aktiven
Material bewegen, doch sie tragen zu der Bewegung lediglich insofern
bei als sie dem sich bewegenden Element Masse hinzufügen. Der
relative Abstand zwischen M1 und L1 wird mit x angenommen. Wir wählen die
Wicklung L1 als Bezugsrahmen für
diese Diskussion als stationäres
Element aus. In der Praxis können sich
einer der beiden Bestandteile oder beide in Bezug auf den Beobachter
bewegen.
H1 – ein
optionaler Halleffekt-Sensor, der an einer Stelle montiert wird,
an der man den Magnetfluss in dem Zwischenraum messen und eine Spannung
proportional zu dem Magnetfluss abgeben kann.
Ls – eine optionale
Abtastwicklung mit m Drahtwindungen, so dass sie mit der Wicklung
L1 verbunden ist.
Diese Wicklung muss nah genug an L1 aufgewickelt
sein, so dass der durch sie hindurchgehende Magnetfluss entweder
im wesentlichen gleich dem Magnetfluss ist, der durch L1 hindurchfließt, oder
proportional zu diesem ist.
S1 – ein optionaler Stromsensor,
der dazu verwendet wird, den Strom zu erfassen, der durch die Wicklung
L1 fließt.
Dabei würde
es sich normalerweise um einen kleinwertigen Widerstand handeln.
Ein kleiner Wert wird normalerweise verwendet, um den Spannungsabfall
zu reduzieren und daher die Verlustleistung in dem Widerstand. In
einem typischen System wird oft ein Verstärker benötigt, um die geringe Spannung,
die von diesem kleinwertigen Widerstand erzeugt wird, auf einen
Wert zu erhöhen,
der für
das restliche System zweckmäßig ist.
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Nun
lassen sich die Gleichungen erstellen, mit denen diese Elemente
zueinander in Beziehung gesetzt werden:
Die Spannung VL über dem
idealen Induktor L in einem typischen System (wie in 7)
lautet
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Dies
besagt einfach, dass die Spannung über der idealen Induktivität einfach
die angewendete Spannung minus der Spannungsabfälle über den Widerständen infolge
des Stroms ist, der fließt.
Wenn ein Antrieb mit Pulsbreiten-Modulation (PBM) verwendet wird,
dann handelt es sich bei dieser Spannung um die durchschnittlich
angewendete Spannung. Für
die Berechnung der durchschnittlich angewendeten Spannung in einem
PBM-System kann einige Arbeit erforderlich sein, da die während der
EIN- und AUS-Zeiten
angewendeten Spannungen wahrscheinlich unterschiedlich sein werden,
ebenso wie die Widerstände
der Schaltungselemente, die diese EIN- und AUS-Spannungen abgeben.
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Gleichung 2
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Die
Spannung der Abtastwicklung ist gleich der Spannung VL über der
idealen Induktanz L mal das Windungsverhältnis zwischen den beiden Wicklungen. VHall = k1·ΦΦ
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Die
Ausgangsspannung VHall der Halleffekt-Vorrichtung ist proportional
zu dem Fluss Φ in
dem Zwischenraum zwischen der Wicklung und dem sich bewegenden Element
M1. Die Konstante k1 ist entweder vorher bekannt aufgrund der Geometrie
und Spezifikation der Komponenten, oder sie kann gemessen werden, wenn
die Vorrichtung gebaut wird.
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Um
die Informationen über
den Magnetfluss mit Hilfe einer Abtastwicklung (Ls) zu erhalten,
müssen wir
verstehen, was passiert, wenn wir eine Spannung auf eine Wicklung
anwenden und wie dies den Magnetfluss beeinflusst. Eine reale Wicklung
kann bei niedrigen Frequenzen durch eine ideale Induktanz L und
einen idealen Widerstand RL entwickelt werden. Die Spannung über der
idealen Induktanz VL ist gegeben durch: Gleichung
3
wobei n die Anzahl Windungen ist und Φ der Magnetfluss
ist. Dies bedeutet einfach, dass die Spannung über einer Wicklung gleich der
Anzahl Windungen mal die Veränderung
im Magnetfluss in Bezug auf die Zeit ist.
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Wenn
wir die Veränderung
im Magnetfluss integrieren, so erhalten wir den Magnetfluss (plus
eine Konstante):
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Bei
sich bewegenden Magnetsystemen müssen
wir darauf hinweisen, dass:
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Der
erste Term auf der rechten Seite in Gleichung 5 – die Veränderung im Magnetfluss bei
Veränderung
des Abstandes x – ist
eine Funktion der Geometrie des Systems und kann vorher berechnet
oder gemessen werden. Es kann sich um eine starke Funktion von x
handeln. Die Veränderung
des Magnetflusses in Bezug auf den Abstand eines sphärisch geformten
Magneten ist beispielsweise der Kehrwert des Abstandes x in die
dritte Potenz erhoben. Wenn dies differenziert wird, so erhält man eine
umgekehrte Gleichung der vierten Ordnung. Doch wie bereits gesagt,
dies kann vorher ausgearbeitet werden. Die Gleichung muss kontinuierlich während der
Operation gelöst
werden, doch die Form ist bekannt.
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Schließlich kommen
wir zu x, dem Maß für den Abstand
oder die Distanz. Bei manchen Systemen ist x ungefähr Null,
wenn sich der Zwischenraum schließt. Bei anderen Systemen kann
es für
die mathematischen Berechnungen einfacher sein, wenn x gleich Null
ist, wenn das sich bewegende Element M1 an der Wicklung zentriert
ist, auch wenn dies physikalisch unmöglich sein sollte, da sowohl
das sich bewegende Element als auch die Wicklung beide nicht gleichzeitig
an eine Stelle passen.
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Wir
definieren eine Größe x' als:
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Für ein Solenoid
mit relativ großen,
flachen Flächen
kann die Größe x' eine sehr gute Annäherung an den
tatsächlichen
physikalischen Zwischenraum x zwischen dem sich bewegenden Element
M1 und einem Kern aus ferromagnetischem Material sein, um den herum
die Wicklung aufgewickelt ist, besonders wenn der Zwischenraum im
Vergleich zu der Größe der flachen
Flächen klein
ist. Weitere Kombinationen von Geometrien und Materialien werden
weiter unten besprochen, doch im Augenblick schreiben wir, dass
x ungefähr gleich
x' ist:
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Wir
betrachten auch noch eine kompliziertere Form:
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Gleichung 8
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- x = ∫(x')die den schwierigeren
Fall berücksichtigt,
wenn entweder die Geometrie so ausfällt, dass Gleichung 7 nicht
gut passen würde,
oder für
die Anwendungen, die eine bessere Lösung verlangen als man sie
mit der einfachen Gleichung 7 erhalten kann.
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Es
gibt einen weiteren Punkt, der geklärt werden muss. Der Koeffizient
k3 in den Gleichungen 6 & 7 variiert
im Verhältnis
zu dem Produkt n·A,
wobei n die Anzahl Windungen und A der Querschnitt des Zwischenraums
des Magnetflusses ist. In der ganzen Diskussion wurde davon ausgegangen,
dass der Strom (I), der durch den Transducer fließt, mal
die Anzahl Drahtwindungen an dem Transducer, die gleiche ist wie
die Amperewindungszahl (die tatsächliche
physikalische Antriebskraft oder magnetische Spannung (Durchflutung), die
den Magnetfluss antreibt. Dies ist eine Annäherung, da k3 in den Gleichungen
6 & 7 aufgrund
von Wirbelströmen
in den Kernmaterialien (wenn vorhanden) variieren wird. Der Fehler
ist bei den meisten Systemen nicht nur gering, er ist auch nur dann
von Bedeutung, wenn sich der Strom rasch verändert. Wenn das Antriebssystem
eine große
Menge schneller Stromveränderungen
erforderlich macht, sehr verlustbehaftete Materialien enthält oder
eine extreme Präzision
erfordert, dann müsste
dieser Effekt in die Gleichungen integriert werden.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHUNGEN:
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1 zeigt
eine Implementierung der Erfindung für eine Version mit Pulsbreiten-Modulation
(PBM). Der Durchgangstransistor T1 wird von dem Controller 101 entweder
eingeschaltet oder ausgeschaltet. L1 ist die Vorrichtung, die zu
steuern ist. Bei dem Stromsensor könnte es sich um einen Stromabtastwiderstand (meist
mit geringer Ohmzahl, um den Spannungsabfall so niedrig wie möglich zu
halten) handeln, wobei ein Verstärker
das Signal auf eine Stufe anhebt, wie es der Controller benötigt. Es
können
auch genauso gut andere Stromsensoren (z.B. Halleffekt etc.) verwendet
werden. D1 ist eine Diode, die während
der AUS-Zeit von Schalter T1 leitet, wenn Strom in L1 fließt. Über die
Signalleitung 120 kann der Controller bei Bedarf die Netzspannung
(+V) überwachen.
Der Antriebseingang 10 ist das externe Ziel, dem der Controller
zu folgen versucht.
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2 zeigt
eine lineare Verstärkerversion
der Schaltung. Diode D1 aus 1 wird nicht
benötigt,
da es keinen Zeitpunkt gibt, an dem der Verstärker A1 den Strom und die Spannungen,
die durch die Vorrichtung fließen,
nicht unter Kontrolle hat.
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3 zeigt
eine Implementierung, die drei Vorrichtungen zu steuern hat (L1,
L2. L3). Diese drei Vorrichtungen besitzen einen gemeinsamen Stromsensor
S1. Für
einen einfachen Controller 301 könnte jeweils nur eine Vorrichtung eingeschaltet
werden. Ein komplizierter Controller könnte versuchen, den Strom einer
einzelnen Vorrichtung von dem Gesamtstrom auszusortieren, wenn mehr
als eine Vorrichtung gleichzeitig eingeschaltet ist. Diese Topologie
muss bei nur 3 Vorrichtungen nicht aufhören. Fast jede beliebige Zahl
könnte
in dieser Art parallel geschaltet werden. Der Vorteil dieses Systems
besteht darin, dass die Anzahl der erforderlichen Stromsensoren
reduziert wird.
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4 zeigt
eine vollständige
Brücken-Implementierung,
die beide Seiten der Wicklung K1 mit aktiven Stromkreisen (A1 & A2) antreibt.
Diese Stromkreise (A1 & A2)
könnten
entweder linear oder zum Schalten sein. Der Controller 401 muss
zusätzliche
Signale (402 & 403)
erzeugen, um die beiden Verstärker
anzutreiben.
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5 zeigt
eine vollständige
Brücken-Implementierung
als Schaltvorrichtungen. Sie zeigt auch einen Stromabtastkreis S1,
der zwei Ströme
beobachten muss und sie mit den entsprechenden Vorzeichen in ein einziges
Stromabtastsignal 510 zusammenzählt, das zu dem Controller 510 zurückgesendet
wird. Bei den Schaltern T1–T4
handelt es sich um keine speziellen Schalter und es könnten auch
bipolare Transistoren, FETs etc. sein. Sie müssen lediglich in der Lage
sein, die erforderliche Leistung bei der gewünschten Schaltgeschwindigkeit
zu handhaben. Die Signalleitung 520 erlaubt es dem Controller,
die Netzspannung +V zu überwachen.
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6 zeigt
die reduzierte Version der vollständigen Brücke aus 5, die manchmal
auch Zwei-Transistor-Vorwärts-Konverter genannt
wird.
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7 zeigt
die gesteuerte Einrichtung mehr im Detail. Das sich bewegende Element
M1 ist in einem Abstand x zu der stationären Wicklung L1 gezeigt. Der
optionale Hall-Sensor H1 ist ebenso gezeigt wie die optionale Abtastwicklung
Ls. Die Abtastwicklung kann auch einen ihr nachgeschalteten Integrator
(U1 + R1 + C1) besitzen, der den Magnetfluss (Integral von Vs) berechnet.
Diese Integration kann auch in dem Controller durchgeführt werden;
es handelt sich hierbei also um eine optionale Komponente.
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8 ist
ein Flussdiagramm der Schritte, die für einen Controller Typ 1 (Antriebsspannung
und Abtaststrom) erforderlich sind. Die Sequenz von Schritten berechnet
die nächste
Ausgabe (zu der Zeit n) eines einzelnen Zeit-Controllers angesichts der Stromsensorausgabe,
der vorhergehenden Ausgabe (Zeit n – 1) und den bekannten Konstanten
des Systems.
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9 ist
ein Flussdiagramm für
einen Controller Typ 2 (Antriebsstrom und Abtastspannung).
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10 ist
ein Flussdiagramm für
einen Controller Typ 3 (Antriebsspannung und Abtast-Magnetfluss).
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSART DER ERFINDUNG
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Unter
Bezugnahme auf 1 sehen wir eine typische Ausführungsart
der Erfindung. Mit Schalter T1 wird der Vorrichtung aus der Netzspannung
+V Strom zugeführt.
Ein Controller 101 betrachtet den durchschnittlichen Strom 110 über den
Stromsensor S1. Durch die Berechnung von VL und dessen Integration,
um einen Magnetfluss zu erzielen, sowie Verwendung der Stromabtastdaten
stellt der Controller seine Ausgabe 102 ein, um den Schalter
T1 zu steuern. Dies könnte
durch Pulsbreiten-Modulation (PBM), Klasse D Verstärkung oder
irgendeine andere Methode geschehen, mit der ein Wert in eine geschaltete
Ausgabe umgewandelt werden kann. Natürlich könnte es sich bei der Polarität der Netzspannung
auch um Minus statt Plus handeln und bei dem Schalter könnte es
sich um einen beliebigen der vielen verfügbaren Schalter für Spannung,
Strom, Energie und Geschwindigkeit handeln. Bei dem Controller könnte es
sich um ein digitales System handeln (z.B. ein Mikroprozessor, ein
Mikrocomputer, Gate-Array etc.), der für seine Ausgabe einen Digital-Analog-Umsetzer
oder eine gesteuerte PBM-Schaltung antreibt und an seinem Eingang
(seinen Eingängen)
einen Analog-Digital-Umsetzer verwendet, oder es kann sich auch
um eine Analogschaltung handeln, die alles mit analogen Multiplizierern,
Teilern und Verstärkern
durchführt.
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Die
Diode D1 hat die Aufgabe, dem Strom zu ermöglichen, weiter in dem Induktor
L1 zu fließen,
nachdem der Schalter abgeschaltet worden ist. Dies kann so etwas
Einfaches wie eine Silikondiode sein. Je nach der Anwendung könnte es
auch etwas Komplizierteres sein. Bei einigen Anwendungen könnte eine
rasche Abnahme des Stroms in L1 erforderlich sein, was mit einer
einfachen Diode nicht erreicht werden kann. Um die Energie, die
in dem Strom enthalten ist, der durch den Induktor fließt, abzuleiten,
muss sie an eine bestimmte Stelle geführt werden. Bei der einfachen
Diodenlösung
rezirkuliert der Strom durch die Wicklung, wobei es sich bei dem
Verlustmechanismus um den Vorwärtsabfall
der Diode handelt (in diesem Fall kommt die Leistung von dem Strom)
plus der 12R (erneut Leistung) Verlust in
dem Widerstand um den Regelkreis herum. Wenn der Benutzer den Schaltpfad
stattdessen mit einem größeren Spannungsabfall
schließt,
wird die Energie in der Wicklung rascher abgeleitet. In der Vergangenheit
wurden hier viele Dinge eingesetzt Widerstände, Kondensatoren, Zener oder
eine Kombination daraus, die gegebenenfalls ein- und ausgeschaltet
wurden. Durch das Abführen
dieser Energie wird der Energieverlust und daher die Systemeffizienz
zugunsten einer stärkeren Kontrolle
bzw. Steuerung aufgegeben. Eine stärkere Kontrolle oder Steuerung
bezieht sich hier auf die Fähigkeit,
die Abnahme des Stroms mit ähnlichen
Funktionen wie die Zunahme des Stroms zu steuern. Wenn eine vollständige Brücke (wie
in 5 gezeigt) oder die vereinfachte Version mit nur
zwei Transistoren und Dioden zusammen verwendet wird, die Zwei-Transistor-Vorwärts-Konverter
(6) genannt werden, dann kann die Energie zur Stromzufuhr
zurückgeführt werden
und es lassen sich sowohl eine hohe Effizienz als auch eine stärkere Kontrolle
bzw. Steuerung erreichen. Diese Entfernung von Energie aus dem Strom,
der durch den Transducer fließt,
und ihre Rückführung in
die Stromversorgung wird Nutzbremsung oder Rückgewinnungsbremsung genannt.
Wenn das sich bewegende Element (M1) von dem externen System angetrieben
wird, dann kann die Energie aus dieser Bewegung ebenfalls auf die
Stromversorgung übertragen
werden.
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Bei
dem Controller 101 könnte
es sich um ein abgetastetes Datensystem handeln und wenn es synchron
mit dem Einschalten des Schalters T1 abgetastet würde, könnte die
Schaltung etwas anders konfiguriert werden: die Diode könnte dann
direkt über
der Wicklung angeschlossen werden. Der Grund dafür ist, dass die Stromabtastung
den Strom nur während
der Zeit sehen würde,
in der T1 eingeschaltet ist und nicht während der Zeit, in der T1 ausgeschaltet
ist (der Einschaltzeit der Diode D1). Diese Art der Abtastung erleichtert
die Steuerung der Schaltung aus 3. Wenn
der Strom abgetastet wird, wenn nur einer der Transistoren eingeschaltet
ist, dann ist der Strom für
diese Wicklung bekannt. Wenn die Schaltung aus 3 asynchron
zu den einzelnen Schaltern abgetastet werden muss, dann wird wahrscheinlich
zusätzliche
Hardware erforderlich sein, um die Spannung zu speichern, die erzeugt
wird, wenn jeder Schalter eingeschaltet ist. Der Controller könnte dann
diese Spannungen mit einer anderen Geschwindigkeit abtasten.
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2 ist
natürlich
die einfachste Schaltung. Doch hier hat der Verstärker nur
eine geringe Effizienz, es sei denn, es handelt sich um einen Schaltverstärker.
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Der
Vorteil eines Verstärkers
liegt in der stärken
Kontrolle bzw. Steuerung der Spannung und des Stroms in der Wicklung.
Wie oben bereits gesagt, erlaubt die Diode D1, welche die Durchleitung
von Strom während
der Ausschaltzeit des Schalters T1 in 1 erlaubt,
keine stärkere
Kontrolle bzw. Steuerung, da die volle Netzspannung in eine Richtung
angewendet wird, aber nur ein Diodenabfall in der umgekehrten Richtung angewendet
wird. Der Verstärker
in 2 kann so konfiguriert werden, dass er sowohl
große
positive als auch große
negative Spannungsschwingungen erlaubt, die sowohl zu einer raschen
Erhöhung
als auch einem raschen Abfall des Stroms in der Wicklung führen. Bei
einem Controller in einem geschlossenen Regelkreis kann es ebenso
wichtig sein, den Strom rasch reduzieren zu können wie ihn rasch erhöhen zu können. Um
eine hohe Effizienz zu erhalten und eine stärkere Kontrolle bzw. Steuerung
zu erreichen, könnte
der Benutzer für A1
in 2 einen Schaltverstärker verwenden.
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In 4 wird
dieser Ansatz noch etwas weiter geführt, indem die Wicklung L1
mit einem sogenannten Brückenverstärker angetrieben
wird. Beide Seiten der Wicklung werden mit den Signalen 402 und 403 von dem
Controller 401 aktiv angetrieben. Meistens ist Signal 403 die
Ergänzung
zu Signal 402 um eine gemeinsame Vorspannung herum. Der
zusätzliche
Verstärker
A2 erlaubt den Betrieb mit einer einzigen Netzspannung, da der Vorspannpunkt
nun von Erde entfernt sein kann, solange beide Verstärker um
den gleichen Vorspannpunkt herum wirken. A1 und A2 können entweder
ein linearer Verstärker
oder ein Schaltverstärker
sein. Ein Nachteil dieser Schaltung besteht darin, dass der Stromsensor
S1 etwas komplexer wird. Entweder müssen ein Sensor- und Signal-Conditioner
wie gezeigt in den Signalpfad eingeschoben werden, oder es müssen zwei
Stromsensoren – einer
in jedem Verstärker – implementiert
werden. Wenn zwei Sensoren implementiert werden, dann müssen entweder
ihre Ausgänge
miteinander kombiniert werden, bevor sie zu dem Controller geschickt
werden, oder der Controller muss die Ausgänge in sich selbst kombinieren.
In jedem Fall muss das kombinierte Stromabtastsignal gleich dem
gesamten Stromfluss in L1 sein.
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5 zeigt
eine typische geschaltete PBM-Version von 4. Auch
wenn es sich hier um eine wesentlich komplexere Schaltung zu handeln
scheint als in 1, so besitzt sie doch zahlreiche
Vorteile. Da die Spannung – bis
zur Grenze der Netzspannung minus Komponentenabfälle – in jede Richtung angewendet
werden kann, besitzt der Controller die symmetrische Kontrolle über den
Anstieg und Abfall des Stroms durch die Wicklung. Dies verhält sich
ebenso in den 2 und 4. Üblicherweise
findet man diese vollständigen
Brücken-Schaltungen in einer
einzigen integrierten Schaltung (IC) oder sogar zwei Schaltungen
in einem einzigen IC. Schließlich
kann diese Schaltung ein Problem lösen, das in vielen Relais-
und Solenoidschaltkreisen auftritt, die heutzutage verwendet werden.
Normalerweise kann ein Relais oder Solenoid nur in einer Richtung
erregt werden, d.h. der Strom fließt nur in einer Richtung und
erzeugt ein Magnetfeld, das den sich bewegenden Teil der Vorrichtung
zieht. Nach vielen solcher Zyklen kann sich ein Restmagnetismus
(Remanenz) aufbauen, der zu einem Hängenbleiben des sich bewegenden
Teils führen
kann. Mit anderen Worten, die Teile haben eine gewisse permanente
Magnetisierung angenommen, die dazu führt, dass sie zusammenhängen, obwohl sie
getrennt sein sollten. Da die Magnetfelder nur an dem sich bewegenden
Teil entstehen können,
ist es unerheblich, in welche Richtung der Strom fließt, und
somit könnte
man die Richtung des Stromflusses mit Hilfe der Schaltung in 5 in
bestimmten Zeitabständen
immer ändern.
Durch eine Richtungsänderung
des Stroms würde
sich auch die Richtung des Magnetfeldes ändern, was somit die Wahrscheinlichkeit
sinken lässt, dass
ein permanentes Magnetfeld aufgebaut wird.
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Es
sollte darauf hingewiesen werden, dass für Anwendungen, die lediglich
die stärkere
Kontrolle bzw. Steuerung (gleiche Kontrolle des Anstiegs und Abfalls)
des Stroms erfordern und nicht die Umkehr der Stromrichtung, eine
Anzahl von Komponenten aus 5 entfernt
werden könnte,
ohne dass die Effizienz der Schaltung erheblich beeinträchtigt werden
würde.
D1, T2, T3 und D4 könnten
entfernt werden, wodurch die Schaltung im wesentlichen auf einen
Zwei-Transistor-Vorwärts-Konverter reduziert
werden würde,
der bei geschalteter Stromversorgung häufig verwendet wird (6).
Die vollständige
Brücke
ist effizienter, da der Vorwärts-Konverter über Dioden
verfügt,
die über
einen halben Zyklus leiten, während
die vollständige
Brücke
immer mit Transistoren leitet, die einen niedrigeren Vorwärts-Abfall
und deshalb eine höhere
Effizienz haben können.
Es ist auch zu beachten, dass wir bei der Brücken-Topologie keine Energie
verschwenden, wenn die stärkere
Kontrolle bzw. Steuerung des Stromanstiegs und Stromabfalls erreicht
wird. Weiter oben wurde darauf hingewiesen, dass die Ergänzung von
energieableitenden Komponenten im rezirkulierenden Stromverlauf
einen rascheren Stromabfall erlauben könnte. In den 5 & 6 wird
dieser Strom zur Stromversorgung zurückgeführt und die Effizienz bleibt
gleichzeitig sehr hoch. Der normale Betrieb der Brücke (5)
besteht darin, dass diagonal einander gegenüberliegende Transistoren gleichzeitig
eingeschaltet werden, wobei zwischen den Paaren abgewechselt wird.
Außerdem
wird zwischen den Transistoren oft eine kleine Totzeit eingeschoben,
damit der Strom in der Schaltung von 5 von der
Netzspannung nicht direkt zur Erde fließt.
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Die
Spannung, die in 5 über der Last des induktiven
Stellantriebs L1 erscheint, pendelt normalerweise durch eine vollständige Polaritätsumkehr
von ungefähr
der Netzspannung +V in einer Richtung zu ungefähr der gleichen Spannung in
der entgegengesetzten Richtung. Wenn die durchschnittlich angewendete Spannung
auf Null geht, liegt die Wechselstrom-Spannungskomponente fast bei Maximum.
Diese hohe Wechselstromspannung kann aufgrund der Wicklungskapazität und aufgrund
der Wirbelströme
im Kern Verluste verursachen. Um die Wechselstrom-Schaltverluste
zu reduzieren, kann die vollständige
Wellenbrücke
aus 5 für
den Stromfluss in einer bestimmten Richtung, z.B. von links nach
rechts, in vier Zuständen
betrieben werden. Die Durchleitung sowohl durch T1 als auch T4 treibt
den Strom nach vorn. Die Durchleitung sowohl durch T2 als auch T3
verlangsamt den Stromfluss von links nach rechts rasch, während die
magnetische Energie in Stromversorgungsenergie (Nutzbremsung, Rückgewinnungsbremsung)
zurückverwandelt
wird. Die Durchleitung sowohl durch T1 als auch durch T3 liefert
einen "Coasting"-Modus, wobei die
Bremsung in erster Linie aus dem Widerstand der Wicklung herrührt. Dieser
Pfad könnte
auch mit T1 und D3 durchgeführt
werden, doch die Verwendung von T3 bietet eine höhere Effizienz, wenn der Abfall über T3 geringer
ist als der von D3. Bei der Durchleitung durch T2 und T4 handelt
es sich um einen abwechselnden "Coasting"-Modus. (Auch hier könnte ein
Transistor T4 mit einer Diode D2 verwendet werden.) Beide "Coasting"-Modi müssen in
die Stromabtastschaltung integriert werden, die verwendet wird,
so dass der Controller 501 ein exaktes Signal 510 empfängt, das
den tatsächlichen
Stromfluss in L1 wiedergibt.
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Ein
Beispiel für
eine einfache Änderung,
um eine korrekte Stromabtastung zu ermöglichen, könnte darin bestehen, die Anode
von D2 an Erde anstatt an die Stromabtastschaltung anzuschließen. Der
Antrieb der Brücke
unter Verwendung aller vier Transistoren würde die Durchleitung durch
D2 verhindern (der Strom würde
eher durch T2 fließen,
wenn er eingeschaltet ist, als durch D2). Diese würde zu korrekten
Ergebnissen führen,
wenn es nicht zum "Coasting" kommt. Durch Verwendung
des zweiten "Coasting"-Modus oben (T2 & T4) und indem
er sich nicht T2 zuwendet, würde
der Strom durch D2 zur Erde führen.
Dadurch könnte
die Stromabtastschaltung mit nur minimalen Effizienzverlusten vereinfacht
werden.
-
In
allen diesen Schaltungen könnte
es sein, dass der Controller die Netzspannung +V überwachen muss.
In den Signalpfaden 120, 320, 520 und 620 wird
dies berücksichtigt.
Diese Spannung wird bei der Berechnung der Spannung, die über der
Last L1 angewendet wird, in den Gleichungen verwendet. Es kann sein, dass
dies bei manchen Systemen nicht erforderlich ist, da es sein kann,
dass +V sehr stabil ist. Doch bei anderen Systemen wiederum könnte +V
größeren Schwankungen
unterliegen, so dass diese Schwankung bei den Berechnungen berücksichtigt
werden muss. Die Abtastung dieses Signals hängt davon ab, wie schnell sich
+V verändern
kann. Bei vielen Systemen wird dies ein (im Vergleich zu der Geschwindigkeit
der antreibenden L1) sich langsam veränderndes Signal sein, das somit
wesentlich langsamer abgetastet werden könnte als die anderen gemessenen
Eingaben.
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Die
obige Diskussion hat sich auf eine Art von Antrieb und Abtastung
konzentriert:
- 1) Antrieb der Spannung und Abtastung
des Stroms. Es gibt drei weitere Möglichkeiten
- 2) Antrieb von Strom und Abtastung von Spannung,
- 3) Antrieb von Spannung und Abtastung von Magnetfluss,
- 4) Antrieb von Strom und Abtastung von Magnetfluss, wobei die
Magnetflussabtastung auf viele verschiedene Arten geschehen kann,
wie
- a) mit Hilfe einer Abtastwicklung Ls, oder
- b) mit Hilfe einer Halleffekt-Vorrichtung. Alle besitzen das
gemeinsame Merkmal dieser Erfindung, dass die in dem Antriebssignal
enthaltenen Informationen von dem Controller nicht erneut gemessen
werden müssen.
Der Controller kennt das Antriebssignal bereits und er kann deshalb
einfacher ausgeführt
werden als in früheren
Systemen.
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In
der nachfolgenden Tabelle von Systemarten werden die Möglichkeiten
zusammengefasst:
-
-
Jedes
der obigen vier Systeme hat in bestimmten Situationen Vorteile,
die nun erarbeitet werden sollen.
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Typ 1) Antrieb der Spannung
und Abtastung des Stroms
-
Dies
ist wahrscheinlich die offensichtlichste Art der vier Arten. Viele
vorhandene Controller treiben die Systeme mit der Spannung an und überwachen
den Stromfluss. Eine bekannte Anwendung dieses Systems ist der Solenoid
mit variabler Reluktanz, bei dem das sich bewegende Element M1 ein
ferromagnetisches Material ist und die Wicklung L1 um weiteres ferromagnetisches
Material herum gewickelt ist. Der Zwischenraum kann sich meistens
ganz schließen,
doch manchmal wird ein Puffer in diesen Zwischenraum eingeschoben, um
die harte Landung, die auftritt, abzuschwächen. Wenn der Benutzer den
Strom nach dem Schließen
nicht reduziert, ist die Effizienz dieses Systems meistens gering.
Ein übermäßiges Halten
des Stroms (der als Wärme
abgeleitet wird) beeinträchtigt
nicht nur die Effizienz, doch auch die harte Landung mit den daraus
resultierenden Geräuschen
und Vibrationen können
auch einen erheblichen Energieverlust darstellen.
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Diese
neue Erfindung löst
dieses Problem. Der Magnetfluss und/oder die Position können gesteuert werden.
Durch die Steuerung der Energie, die einem System zugeführt wird,
um eine sanfte Landung zu ermöglichen
(eine Landung mit geringem Aufprall beim Schließen) und Begrenzen der verwendeten
Energie während
der Solenoid geschlossen ist, auf genau die Menge, die erforderlich
ist, um entweder eine Position zu halten oder einen bekannten Magnetfluss
anzuziehen, wird ein ruhiges, effizientes System mit geringen Vibrationen
und resultierendem Verschleiß erzeugt.
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Um
den Magnetfluss oder die Position zu erreichen, muss der Benutzer
die folgenden Schritte einhalten (8):
- a) Messen von I (von VIsense und Ohmschem Gesetz,
wenn der Sensor ein einfacher Widerstand ist) I = VIsense/R
- b) Berechnen von VL aus der Gleichung 1
(Es wird darauf
hingewiesen, dass der Wert für
Vapplied bei Antriebssystemen mit linearem Verstärker bekannt ist, da es sich
einfach um die Controller-Ausgabe 202 mal der Verstärkung in
dem linearen Verstärker A1
handelt (2). Bei einem PBM-System muss
der Benutzer auch die Stromversorgungsspannung und den Arbeitszyklus
kennen, der von dem Controller verwendet wird. Wenn die Stromversorgung
nicht konstant oder unbekannt ist, kann es sein, dass sie von dem
Controller gemessen werden muss, auch wenn diese Messung vielleicht
selten durchgeführt
wird.
- c) Integrieren von VL, um den Magnetfluss zu erhalten (Gleichung
4)
- d) Berechnen von x' aus
dem Strom und dem Magnetfluss (Gleichung 6)
- e) Berechnen von x aus x' (Gleichung
7, oder gegebenenfalls Gleichung 8)
- f) Berechnen einer Fehlerfunktion (err), die die Differenz ist
zwischen dem Antriebseingang 10 und der berechneten neuen
Position x (oder dem Magnetfluss Φ, wenn es sich bei dem Magnetfluss
um den Controller-Parameter handelt).
-
Aus
den Angaben über
Magnetfluss und Position kann der Controller dann eine entsprechende
Ausgabe erzeugen und so den Feedbackkreis schließen und das System dazu veranlassen,
die Steuerungseingabe zu verfolgen.
-
Die
Konstruktion des Controllers kann mit einer beliebigen der vorhandenen
Standardmethoden für
die Konstruktion eines Controllers im geschlossenen Regelkreis durchgeführt werden.
PID (Proportional/Integral/Differential), Fuzzylogik, Feedforward,
Tischantrieb oder kompliziertere Systeme können verwendet werden, um den
gewünschten
Antrieb zu erzeugen, mit dem Magnetfluss Φ und den Position x Signalen
als Eingaben. Es wird empfohlen, dass beide Begriffe in einem Positions-Controller verwendet
werden, da es schwierig werden könnte,
den Regelkreis zu schließen,
wenn man nur das Position X Signal verwendet. Bei einem Kraft-Controller
oder Magnetfluss-Controller,
der ein konstantes oder variierendes Kraftsignal anwenden möchte, könnte das
Position X Signal unter Umständen
ignoriert werden.
-
Drei
Beispiele für
ein System vom Typ 1 sind:
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1. Ein Solenoid mit variabler
Reluktanz wie ein Relais oder ein Schaltschütz.
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Diese
Art von Solenoid muss oft ohne die harte Landung, die meisten auftritt,
schließen
können.
Es gibt zahlreiche Patente in Bezug auf die Konstruktion solcher
Vorrichtungen mit neuen Methoden der Linearisierung der Kraft gegenüber der
Verschiebungskurve, die alle das Ziel haben, den Aufprall beim Schließen zu reduzieren
oder zu eliminieren. Bei früheren
Methoden der elektronischen Steuerung war ein zusätzlicher
Sensor für
den Solenoid erforderlich. Mit der soeben beschriebenen Technik
kann ein normaler Solenoid mit zwei Drähten oder ein Relais mit einer
Schaltung nachgerüstet
werden, die ein Schließen
unter vollständiger
Steuerung ermöglicht.
Es sind lediglich die Antriebsschaltung und der Stromsensor erforderlich,
zwei Elemente, die vielleicht sogar schon vorhanden sind.
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2. Ein Fahrzeug-Ansaug-
oder Auslassventil
-
Verbrennungsmotoren
besitzen Ansaug- und Auslassventile, die jetzt mit einem Nockenmechanismus gesteuert
werden, der das Öffnen
und Schließen
der Ventile mit der Drehung der übrigen
Teile des Motors synchronisiert. Viele Jahre lang hat man in der
Industrie versucht, dieses mechanische System durch einen doppelendigen,
elektromechanischen Solenoid zu ersetzen. Die Leistungsverbesserungen
können
enorm sein. Doch derzeit sind keine Fahrzeuge mit solchen Ventilen
auf dem Markt erhältlich.
Um sich gegen den Druck, der in einem Motor auftreten kann, zu öffnen, müssen die
Federn, die sich in diesen Ventilen befinden, eine große Menge
an Kraft erzeugen. Folglich muss der doppeltwirkende Solenoid in
der Lage sein, mit der gleichen (oder eigentlich sogar etwas größeren) Kraft
zu ziehen. Ohne die Möglichkeit,
die Landegeschwindigkeit dieser Solenoids zu steuern, sind die Konstruktionsversuche
solcher Ventile gescheitert. Geräusche
und Vibrationen sind extrem hoch. Der hohe Energieverbrauch aufgrund
großer
Unzulänglichkeiten
erfordert zusätzliche
Generatoren. Mit dem obigen System des Typs 1 werden diese Probleme
gelöst.
Auch wenn dieses System in etwa wie ein Pendel wirkt (wenn ein Solenoid
sich löst,
schwingt das sich bewegende Element auf die andere Seite), kann
aus Gründen
der Einfachheit jede Seite wie ein einfacher Solenoid mit variabler
Reluktanz angesehen werden. Das Schließen erfolgt nach der oben beschriebenen
Methode. Die Landegeschwindigkeit des Solenoids kann so gewählt werden,
dass der Lärm
so gering wie möglich
ausfällt,
der Strom kann an einem der Enden während des Schließens optimiert
werden und im Motor ist außer
den beiden Wicklungen selbst keine zusätzliche Hardware erforderlich.
Da jeweils immer nur eine Wicklung erregt wird, könnte die
Schaltung aus 3 nützlich sein. Angesichts der
Schwierigkeit und den Leistungsanforderungen dieser Anwendung und
der Notwendigkeit einer sehr hohen Effizienz, wird die Schaltung
aus 5 (oder möglicherweise
6) wahrscheinlich zusammen mit dem oben beschriebenen "Coasting"-Modus verwendet.
Es ist auch möglich,
die 3 und 5 zu kombinieren, um die Anzahl
der Komponenten etwas zu reduzieren. Die Anordnung der Komponenten
ist an dieser Stelle hier nicht wichtig. Es könnte jede der Figuren (1, 2, 3, 4, 5, 6)
verwendet werden. Wichtig ist die Anwendung der obigen Methode für die Berechnung
des Magnetflusses und der Position aus relativ einfachen Schaltungen
und die Anwendung dieser Parameter auf das gesteuerte Schließen des
Solenoids.
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3. Ein Lautsprecher
-
Ein
Lautsprecher scheint sich zumindest anfangs sehr von dem obigen
Beispiel zu unterscheiden. Doch er fällt unter die gleiche Kategorie,
wobei das einfachste System darin besteht, dass die Spannung angetrieben
und der Strom durch die sich bewegende Wicklung gemessen wird. Bei
dieser Art von System ist es die Wicklung und nicht ein Stück Eisen
oder ein Magnet, die sich bewegt, und deren Position berechnet wird. Die
Gleichungen haben genauso Gültigkeit.
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Typ 2) Antriebsstrom und
Abtastspannung
-
Dieses
System ist einem System vom Typ 1 sehr ähnlich, da der Controller für die Berechnung
des Magnetflusses und der Position über die gleichen Informationen
verfügt.
Doch es gibt Unterschiede, auf die es nützlich ist, hinzuweisen.
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Diese
Art passt besser zu Systemen, bei denen zu Teil M1 ein sich bewegender
Magnet gehört.
Der sich bewegende Magnet erzeugt eine induzierte Spannung und somit
Strom in der Antriebswicklung, doch die Messung dieser Induktion
ist wahrscheinlich leichter durch eine Abtastspannung als durch
die Stromabtasttechnik durchzuführen,
die bei den Systemen von Typ 1 verwendet wird. Die Lösung erfolgt
wie in den Systemen des Typ 1, doch beim Integrieren des Magnetflusses
(Schritt c in dem System Typ 1) muss Gleichung 5 in Bezug auf den
Term dΦ/dt
durch Gleichung 4 ersetzt werden. Die Berechnung von x aus x' (Schritt e in dem System
Typ 1) erfordert wahrscheinlich eher die komplexere Berechnung aus
Gleichung 8 als die aus Gleichung 7. Siehe das Flussdiagramm in 9.
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Typ 3) Antriebsspannung
und Abtast-Magnetfluss
-
Typ 4) Antriebsstrom und
Abtast-Magnetfluss
-
Diese
beiden Arten sind eng miteinander verbunden. Eine Reihe von Controllern
hat in der Vergangenheit Feedback-Regelkreise um Magnetflüsse herum
geschlossen, während
die Wicklung mit einer Spannung oder Strom angetrieben wurde. Was
nicht erkannt worden ist, war die Tatsache, dass einfach mit diesen Informationen
eine vollständige
Positionskontrolle und nicht nur einfach die Magnetfluss-Kontrolle
erreicht werden könnte.
Natürlich
würden
die oben genannten Konstruktionen ausreichen, wenn lediglich die
Magnetfluss-Kontrolle (oder die Magnetkraft-Kontrolle) erforderlich
ist. Wenn die Kontrolle bzw. Steuerung oder Messung der Position
erforderlich ist, dann muss die Analyse dieser Beschreibung durchgeführt werden.
Der gewöhnliche
Einsatz dieser Konstruktionsart wäre es, wenn es sich bei dem
sich bewegenden Element M1 um einen Magneten oder um eine Kombination
aus einem Magneten und einem ferromagnetischen Material handelt.
Die Antriebswicklung L1 kann um ein ferromagnetisches Material oder
um einen anderen Magneten herum gewickelt sein. Diese Art von System
erfordert keine große
Veränderung
in der Reluktanz der Wicklung, da sich das sich bewegende Element
bewegt, doch das sich bewegende Element erzeugt eine erhebliche
Veränderung
in dem Magnetfluss. Siehe Gleichung 5.
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Die
Magnetfluss-Abtastung erfolgt hier auf eine von zwei Arten. Entweder
wird ein Hall-Sensor H1 verwendet, um den Magnetfluss direkt abzutasten,
oder es existiert eine Abtastwicklung Ls, die die Veränderung des
Magnetflusses mit der Zeit misst (Gleichung 3 in Kombination mit
Gleichung 2). Die Abtastwicklungs-Ausgabe muss entweder in die Hardware
oder in den Controller integriert werden. Siehe 7 für eine Hardware-Implementierung.
Die Integration könnte
auch in Software in einem digitalen Controller erfolgen.
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Die
Anwendung dieser Methode ist sehr verbreitet beim Schweben von Objekten
wie beispielsweise bei einem Magnetlager, einer Magnetschwebebahn
oder einfach bei einer Levitationskugel. Bei großen Systemen wie einem Zug
könnte
eine Halleffekt-Vorrichtung
der bevorzugte Sensor für
die Messung des Magnetflusses in dem Zwischenraum zwischen dem Zug
und dem Gleis sein. Bei kleineren Systemen wie dem Lager oder der
Kugel könnte
der Ansatz mit der Abtastwicklung zum Einsatz kommen. Dies hängt von
der Größe des Magnetflusses
in dem Zwischenraum und der physikalischen Möglichkeit des Einschiebens
einer Halleffekt-Vorrichtung an einer geeigneten Stelle ab. Halleffekt-Sensoren
sind bei weitem nicht so empfindlich gegenüber niedrigen Magnetflussfeldern
wie Abtastwicklungen, doch sie sind kostengünstig und einfach. Eine hängende Kugel
ist ein einachsiges Steuerungsproblem, doch wenn es zuvor auch mit
anderen Methoden gelöst
worden ist, so bietet dieser Konstruktionsansatz doch eine sehr
einfache und elegante Lösung.
Bei der Magnetschwebebahn handelt es sich um ein Mehrachsen-Steuerungsproblem
(drei sich drehende Achsen, zwei sich in Bewegung befindende Achsen,
die den Weg entlang dem Gleis ignorieren), das von den hier präsentierten
Vereinfachungen profitiert. Der einfache Antrieb einer Achse mit
Strom oder Spannung (ein Standard-Controller ist völlig ausreichend)
und die Messung des Magnetflusses mit einer Halleffekt-Vorrichtung
genügt,
um diese Achse zu stabilisieren.
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Typ
4 ist das einfachste System von allen vier Systemen, da wir sofort
zu Gleichung 6 und dann zu 7 oder 8 übergehen können, um die Position zu berechnen.
Für dieses
einfache System wird kein Flussdiagramm angegeben, da es aus dem
hierin Beschriebenen offensichtlich wird.
-
Typ
3 ist die schwierigste Methode der Betätigungssteuerung. Hier muss
der Benutzer
- a) den Magnetfluss messen,
- b) die Änderung
im Magnetfluss in Bezug auf die Zeit bestimmen (Wenn ein Halleffekt-Sensor
verwendet wird, muss seine Ausgangsleistung abgeleitet werden. Wenn
eine Abtastwicklung und ein Integrator verwendet werden, kann die
Ausgangsleistung der Abtastwicklung direkt als diese Ableitung verwendet
werden. Wenn eine Hochfrequenzschaltung vorhanden ist, muss zuerst
das Hochfrequenzsignal entfernt werden. Wenn es sich bei dem Controller
um einen digitalen Controller handelt, könnte es am einfachsten sein, einfach
den Magnetfluss zu messen und die Ableitung zu berechnen.)
- c) die Gleichung 3 für
VL lösen
und
- d) die Gleichung 1 für
I lösen.
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Wir
haben nun den Magnetfluss und den Strom und können wie zuvor vorgehen. Schließlich findet
die Diskussion über
den Controller in Typ 1 auch hier Anwendung. Siehe das Flussdiagramm
in 10.
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Die
Ableitung für
den Magnetfluss Φ bei
den meisten der obigen Fälle
erfordert eine Integration, um den Wert zu berechnen. Diese Berechnung
unterliegt einem Drift und zwar unabhängig davon, ob sie numerisch
in einem Controller oder in einem Hardware-Integrator erfolgt. Um
das System gegenüber
diesem langsamen Drift-Term zu stabilisieren, könnte es sein, dass ein weiterer
Term in dem Controller implementiert werden muss. Bei einigen Anwendungen
wird dies nicht erforderlich sein. Für eine weiche Landung eines
Solenoids könnte
der Integrator beispielsweise kurz vor der Betätigung initialisiert werden,
und der Drift während
der Zeit der Steuerung könnte
dann recht vernachlässigbar
sein. Doch um einen Zug, einen Solenoid, ein Magnetlager oder eine
schwerelose Kugel für
unbestimmte Zeit schwebend zu halten, ist die Kompensation des Drift erforderlich.
Zu diesem Zweck muss der Controller einen weiteren, langsamen Loop
hinzufügen,
der ein Element des Systems wie den Magnetflussintegrator zunehmend
verändert,
und zwar auf der Grundlage des durchschnittlichen Stroms (oder der
Leistung oder der Spannung), der auf die Wicklung angewendet wird.
Eine kurzfristige, genaue und stabile Steuerung wird mit dem zuvor
erwähnten
Controller erreicht, während
der langfristige Drift mit dieser langsamen Löschung des Drifts des Magnetflussintegrators
eliminiert wird.
-
Als
ein detailliertes Beispiel betrachten wir die Antriebsspannung und
den Abtaststrom bei einem Controller Typ 1, wie oben beschrieben.
Die induzierte Spannungskomponente VL wird mittels der Gleichung
1 berechnet. Diese berechnete, induzierte Spannung könnte statischen
Versatz aus einer Reihe von Quellen besitzen, beispielsweise weil
sich der tatsächliche
Wicklungswiderstand von dem Widerstandswert R, der in der Berechnung
der Gleichung 1 verwendet wurde, unterscheidet. Der Versatz in der
berechneten, induzierten Spannung, integriert über die Zeit, würde dazu
führen,
dass der berechnete Magnetfluss in Bezug auf den tatsächlichen
Magnetfluss allmählich
ansteigt oder abfällt.
Nehmen wir an, bei dem Servosystem handelt es sich um ein Levitationsmagnetlager
und nehmen wir an, dass kurz bevor der Controller-Loop eingeschaltet
wird, das Lager auf einer Auflage ruht, der Strom der Wicklung Null
ist und folglich auch der Magnetfluss Null ist. Der Magnetflussintegrator
könnte
deshalb korrekt auf Null initialisiert sein und das Servosystem
könnte
das Lager aufnehmen und es rasch zu seinem gewünschten Gleichgewichtsstandort
bringen. Bevor sich Drift in erheblichem Maße ansammeln könnte, könnte das
System ein Maß des
Signalpegels abtasten, das erforderlich ist, um an der gewünschten
Position x schwerelos zu sein. Beispielsweise angenommen, dass es
sich bei diesem Maß des
Signalpegels um den Antriebsspannungswert handelt, der von dem geschlossenen
Regelkreis ermittelt worden ist (obwohl es sich in diesem Beispiel
auch um den gemessenen Strom handeln könnte). Dieser Signalpegel würde der
Zielwert für
eine langsame Servokorrektur, der den schnellen, inneren Kreis kompensiert,
um seinen Drift zu stabilisieren. Wenn der Mechanismus beispielsweise
ein Gewicht unter einem statischen Elektromagneten anhebt und schwerelos
hält, ist
der Antriebswert, der erforderlich ist, um das Gewicht zu halten,
eine zunehmende Funktion des Zwischenraums x zwischen dem Elektromagneten
und dem Gewicht. Angenommen, ein Versatz zu dem Magnetflussintegrator
verursacht, dass der geschätzte
Magnetfluss Φ einen
zunehmenden, positiven Fehler aufweist; d.h. Φ in dem Controller überschreitet
den tatsächlichen
Wert von Φ.
Aus der Gleichung 7 (oder gegebenenfalls der Gleichung 8) sieht
man dann, dass die Überschätzung des
Magnetflusses Φ in
dem Nenner des Verhältnisses
I/Φ zu
einer Unterschätzung
von x' und von x
führen
wird. Wenn das unterschätzte
x zu dem Servo-Controller-Einstellpunkt getrieben wird, muss das
tatsächliche
x über
dem beabsichtigten Einstellpunkt liegen, d.h. dass der Magnetzwischenraum
zu groß sein wird.
Das Symptom dieses Fehlers besteht darin, dass die Antriebsspannung,
die auf den Elektromagneten angewendet wird, um das schwerelose
Gewicht aufrechtzuerhalten, höher
sein wird als der Wert, der bald nach dem Start gemessen wurde,
als der kumulative Drift vernachlässigbar war. Da eine Antriebsspannung oberhalb
des Spannungseinstellpunktes einen positiven Fehler an der Magnetflussintegrator-Ausgangsleistung
anzeigt (durch Annahme, oben), würde
ein erfolgreicher Driftkompensationsansatz darin bestehen, am Magnetflussintegratoreingang
ein Signal zu ergänzen,
so dass die Ausgangsleistung negativ wird, wenn sich die Antriebsspannung über dem
Einstellpunkt befindet. Das gleiche Ziel könnte erreicht werden, wenn
man den geschätzten
Wicklungswiderstand RL, der in der Gleichung 1 verwendet wird, anpasst.
Langfristig würde die
Kompensation den Servo gegenüber
dem Drift stabilisieren. Die gleiche Kompensation könnte bei
einer zu schnellen Anwendung einen instabilen Feedback-Loop erzeugen,
da ein tatsächlicher
driftfreier Wert von x' unter
dem Einstellpunkt zu einem erhöhten
Antriebswert führen
würde,
x' noch darunter – einer
positiven Feedbacksituation. Man sieht, dass der Driftkompensations-Loop
in einem langsameren Zeitrahmen arbeiten muss, um den Drift aufzuheben,
aber die Reaktion des Servo bei höheren Frequenzen darf dabei
nicht destabilisiert werden.
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Selbstverständlich könnte die
langsame Korrektur an einer Vielzahl von Stellen durchgeführt werden, wobei
der oben erwähnte
Magnetflussintegrator oder der Widerstand RL einfach nur geeignete
wären.
Es ist vorsichtig zu verfahren, da sich das Ergebnis von dem, was
beabsichtigt war, unterscheiden kann. Wenn die Masse eines schwerelosen
Objektes verändert
wird, ohne dass der Korrektur-Loop neu eingestellt wird, könnte das
Ziel der Levitation langsam zu einem neuen Standort treiben, der
den konstanten durchschnittlichen Leistungsbedarf dieses neuen äußeren Loops
erfüllt
hat. Auch wenn sich der Widerstand der Wicklung RL aufgrund von
Temperaturänderungen
verändert,
kann das System immer noch stabil sein, jedoch mit einem Versatz
zu dem gewünschten
Ziel, da die Berechnung in Gleichung 1 nicht korrekt durchgeführt werden
wird.
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In
Systemen, die über
lange Zeiträume
schwebend gehalten werden wie die Magnetschwebebahn oder die schwerelose
Kugel oder das Magnetlager, die zuvor erwähnt wurden, muss der Benutzer
für den
langsamen äußeren Loop
vorher ein Ziel festlegen. Es kann klug sein, ein Ziel mit positiven
Verzweigungen zu wählen.
Für die
hängende
Kugel beispielsweise, die sowohl in den feststehenden als auch in
den sich bewegenden Elementen Permanentmagneten verwendet, ist der
Bedarf nach einem Zwischenraum x, der konstant gehalten werden muss,
vielleicht nicht unbedingt gegeben. Wenn man ein Ziel wählt, so
dass der durchschnittliche Strom, der an die Wicklung geliefert
wird, Null wird, so minimiert dies die Energie, die erforderlich
ist, um die Vorrichtung schwebend zu halten. Das System wird die
absolute Position x suchen, an der dies geschieht. (In diesem Beispiel
ist der Punkt, an dem der durchschnittliche Strom Null ist, der
Punkt, an dem die Kugel derart positioniert ist, dass die Schwerkraft
des sich bewegenden Elementes genau gleich der statischen Magnetanziehungskraft
zwischen den feststehenden und den sich bewegenden Elementen ist).
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Die
Fähigkeit,
einen Solenoid über
einen langen Zeitraum fest geschlossen zu halten, ohne übermäßige Leistung
zu verschwenden, ist ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung.
Meistens muss ein System den Solenoid entweder weit übersteuern
oder raten, bei welchem Stromwert (Leistungswert oder Spannungswert)
garantiert ist, dass der Solenoid geschlossen bleibt. Bei diesem
garantierten Wert handelt es sich meistens um einen nominalen, vorberechneten
Wert plus einen Prozentsatz, um sicherzustellen, dass sich der Solenoid
nie öffnen
wird, wobei Herstellungstoleranzen und Änderungen über der Zeit und der Temperatur
zu berücksichtigen
sind. In dem hierin beschriebenen System wird der erforderliche
Wert bestimmt, indem der Solenoid zunächst in die geschlossene Position
gebracht wird. Wenn man das tatsächliche
Antriebssignal kennt, das erforderlich ist, um ein Schließen zu erreichen,
so wird dadurch die hohe Unsicherheit im Zusammenhang mit dem Nennwert
eliminiert. Ein kleinerer Prozentsatz könnte dann hinzugefügt werden,
um sicherzustellen, dass er geschlossen bleibt. Der normale Regelkreis
könnte
dann durch den einfacheren Regelkreis ersetzt werden, der den Strom
(oder die Spannung oder die Leistung) einfach konstant gehalten
hat. Außerdem
kann das Steuerungssystem die Strom-/Spannungssignatur leicht auf
einen unbeabsichtigten Verlust der Verriegelung hin überwachen
und rasch reagieren, um den gewünschten
verriegelten Zustand wiederherzustellen, sogar bevor eine Öffnungsbewegung
des Solenoid leicht erkennbar ist.
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Die
bevorzugte Ausführungsart
der vorliegenden Erfindung dient lediglich der Veranschaulichung. Zahlreiche
Abweichungen hinsichtlich der Konstruktion und des Einsatzes der
vorliegenden Erfindung sind im Hinblick auf die nachfolgenden Patentansprüche möglich, ohne
dass man sich dadurch aus dem Geltungsbereich und Schutzbereich
der offenbarten Erfindung entfernt.
