DE3927972A1 - Chopperstabilisierte und pulsbreitenmodulierte elektronikansteuerung von elektromagneten fuer elektro-hydraulische proportionalventile - Google Patents

Description

Zur Ansteuerung und Regelung von hydraulischen Proportionalventi­ len werden in verstärkten Maße Elektromagnete eingesetzt.

Das dynamische Verhalten solcher Antriebe wird im wesentlichen von der elektrischen Zeitkonstante der Magnetspule bestimmt. Diese kann man nicht beliebig reduzieren, da das zur Verfügung stehende Wickelfenster aus konstruktiven Gründen räumlich begrenzt ist. So ergibt sich beim Einschalten der Spannung an der Magnetspule ein e-förmiger Stromverlauf (Fig. 1).

Wie man sieht, verzögert sich die Positionierung des Ventilschiebers um die Zeit Tv, bis durch den Strom I_s die entsprechende mechanische Kraft aufgebaut worden ist.

Es ist möglich, diese Verzögerungszeit Tv zu verkürzen, wenn man eine größere Spannung an die Magnetspule anlegt. Der Strom wird dann früher erreicht, wie man aus Fig. 2 erkennen kann. Allerdings muß man dafür sorgen, daß der Stromfluß nach Erreichen der Sollstromstärke abgeschaltet wird, da die Leistungsaufnahme und damit die Erwärmung des Magneten unzulässig hoch werden würde. Das führt zu dem in Fig. 3 gezeigten Stromverlauf.

Der e-förmig ansteigende Strom wird vor Erreichen des maximal Endwertes abgeschaltet. Es folgt ein e-förmiger Stromabfall bis zu einem eingestellten unteren Strom I₂, und die Stromanstiegs­ phase beginnt von neuem. Man bezeichnet den in Fig. 3 gezeigten Stromverlauf auch als Dither-Signal. Damit wird der Kolben durch eine kleine vibrierende Kraft in Bewegung gehalten. Plötzliche Weg- bzw. Kraftsprünge werden nicht durch Trägheits- und auch Reibkräfte verzögert.

Die Leistungsaufnahme der elektronischen Ansteuerschaltung wird von der Endstufe bestimmt. Die verwendeten Leistungstransistoren müssen den Spulenstrom I_s über der gesamten Zeit aufbringen. Die Verlustleistung und damit die Erwärmung des/der Transistoren hängen vom Arbeitspunkt und der Betriebsart (z.B. A- oder B- Betrieb) ab. Es ist bekannt, daß man einen wesentlich besseren Wirkungsgrad (d.h. das Verhältnis zwischen aufgenommener zur an die Magnetspule abgegebener Leistung) erzielt, wenn man den Transistor im Pulsbetrieb betreibt. Leistung wird nur in den Ein- bzw. Ausschaltphasen verbraucht. Bei bipolaren Transistoren gilt für das Schalten induktiver Lasten die Beziehung

P = P_E + P_D + P_A + P_R

wobei P_E und P_A die Ein- bzw. Ausschaltleistung und P_D die zwischen diesen Zeitpunkten erforderliche Pulsdauerleistung bedeuten. Die Leistung P_R wird durch den Ruhestrom während der Impulspausen verursacht.

Wie in Fig. 4 gezeigt, ist die Ausschaltleistung eines bipolaren Transistors bei induktiver Last am größten, da der starke Magnetfluß in einer längeren Zeitphase über den Transistor abgebaut werden muß. Hier werden deshalb sogenannte Freilaufdioden eingesetzt, mit denen der Ausschaltstrom abgeleitet und der Transistor entlastet wird. Dennoch verbleiben noch die anderen Leistungsanteile, wobei v.a. P_D wegen der bei bipolaren Leistungstransistoren relativ großen Kollektor-Emitter- Restspannung ins Gewicht fällt.

Mit Feld-Effekt-Transistoren vermeidet man diese Nachteile. Her­ vorzuheben sind dabei folgende Eigenschaften und Vorteile:

• - die geringe Ansteuerleistung (ist im wesentlichen nur von der Gate-Source-Kapazität C_GS abhängig)
• - die sehr kurzen Schaltzeiten (ebenfalls abhängig von den Kapazitäten und den Quell- und Lastimpedanzen im Schalt­ zeitpunkt)
• - die sehr geringe Impulsdauerleistung (resultiert aus dem sehr kleinen Durchlaßwiderstand zwischen Drain und Source R_D).
• - sehr hohe Drain-Source-Durchbruchspannung U_DS

FET′s eignen sich demnach für einen Puls- bzw. Schalterbetrieb.

Der mittlere Spulenstrom I_S wird jetzt mit einem pulsbreitenmoduliertem Signal erzeugt. Nach Fig. 5 ist I_S dem Tastverhältnis T₁/T proportional.

Die Realisierung dieses Schaltungskonzeptes führte auf die chopperstabilisierte Stromregelung.

2.2 Chopperstabilisierte Stromregelung

Mit der hier vorgestellten chopperstabilisierten Stromregelung ist eine sehr gute Pulsbreitenmodulation des Spulenstromes mög­ lich. In Fig. 6 wird das Blockschaltbild gezeigt. Der zweite Feldeffekttransistor 2 unterbricht den Stromfluß, sobald am Meßwiderstand Rm ein bestimmter Spannungswert erreicht ist. Die Entladung des Magneten erfolgt jetzt über die Freilaufdiode 5 (D1). Sobald die Meßspannung einen bestimmten Wert unterschritten hat, wird der Transistor 2 wieder eingeschaltet. Der Strom steigt erneut an und schaltet nach Erreichen des oberen Wertes ab. Diese abwechselnden Schaltzustände führen zu dem in Fig. 7 gezeigten Chopper-Signal. Dieses liegt solange an, bis der erste Feldeffekttransistor 1 durch die negative Flanke des ansteuernden Pulses abgeschaltet wird. Gleichzeitig wird mit dieser Flanke über eine Elektronik 9 der zweite Feldeffekttransistor 2 abgeschaltet, so daß sich die Magnetspule über die Freilaufdioden 5 und 6 (D1 und D2) entlädt. Man erhält das in Fig. 7 gezeigte chopperstabilisierte Pulsbreitensignal des Stromes.

Anhand der Fig. 8 wird die Wirkungsweise der gesamten Schaltung erklärt. Die angegebenen Positionen beziehen sich auf das Blockschaltbild Fig. 6.

Die Steuerspannung U_E wird zunächst einem Diodennetzwerk 13 mit einstellbaren Potentionmetern und einem Operationsverstärker OP 9 zugeführt. Damit kann die Kraft-Strom-Kennlinie des Elektromagneten 3 beeinflußt werden. Es ist damit möglich, die herstellungsbedingten Abweichungen der Proportionalventile vom linearen Verlauf der Weg-Kennlinie zu kompensieren.(Anspruch 7).

Mit den Operationsverstärkern OP1 und OP2 wird ein Dreiecksignal erzeugt, dessen Frequenz mit dem Potentiometer RV1 einstellbar ist. Am Ausgang des Komparators OP3 ergibt sich das gewünschte pulsbreitenmodulierte Steuersignal für die Feldeffekt- Leistungstransistoren FET 1 und 2. Als Treiberstufe wird ein CMOS-Baustein mit parallel geschalteten Gattern verwendet, um den Durchschaltestrom des ersten Feldeffekttransistors FET 1 ohne zusätzliche Verzögerungszeit aufzubringen (Anspruch 2).

Um zu vermeiden, daß infolge eines Kurzschlusses oder auch Defekten von Bauelementen (z.B. einer Diode) die relativ teuren Feldeffekttransistoren zerstört werden, wird nach Anspruch 3 die über dem Widerstand R7 abfallende stromproportionale Spannung zur Grenzwertabschaltung des Stromes ausgenutzt. Dazu dient das Potentiometer RV2 und der Operationsverstärker OP4. Bei sehr großem Magnetstrom nimmt letzterer "Low"-Potential an, so daß am Gatterausgang (IC1) das zur Abschaltung des ersten Feldeffekttransistors erforderliche "High"-Potential erzeugt wird.

Die chopperstabilisierte Stromregelung wird von einem zweiten Feldeffekttransistor FET2 übernommen. Dieser ist im Gegensatz zum FET1 ein p-Kanal Typ und muß mit negativer Gate-Spannung gesteuert werden. Die erforderliche Potentialtrennung des über dem Widerstand R7 abgegriffenen Steuersignals wird mit einem Optokoppler realisiert. Die Schaltung (im Blockschaltbild Fig. 6 mit 10 bezeichnet) besteht aus einer Verstärkerstufe (OP5), dem Optokoppler, zwei Kompatatoren (OP 6 und 7) und CMOS-Bausteinen als Treiberstufe für den zweiten Feldeffekttransistor FET2. Mit dem Potentiometer RV3 wird der obere (I₁), mit dem Potentiometer RV4 wird der untere Grenzwert (I₂) des Spulenstromes eingestellt.

Der Chopperbetrieb endet mit der negativen Flanke des pulsbreitenmodulierten Ansteuersignals. Der erste Feldeffekttransistor wird abgeschaltet. Damit der Spulenstrom möglichst schnell abfließen kann, muß auch der zweite Feldeffekttransistor FET2 abgeschaltet werden. Das geschieht mit einem Operationsverstärker OP8, dessen Ausgang im Zeitpunkt der negativen Flanke des pulsbreitenmodulierten Ansteuersignals "High"-Potential annimmt. Jetzt liegt die Zenerspannung der Diode D3 am Punkt b des Optokopplers (Fig. 8) und führt zur Abschaltung des FET2. (Anspruch 5).

Der Strom fließt dann über die Freilaufdioden D1 und D2 ab, wobei erstere an eine Hilfsspannung U₂ angeschlossen ist. Je größer die Potentialdifferenz zwischen der Betriebsspannung U₁ und der Hilfsspannung U₂ ist, desto geringer ist die Zeit T_A des Stromabflusses (Fig. 7). Es ist vorteilhaft, U₂ auf Masse- Potential zu legen. Man benötigt dabei keine zusätzliche Spannungsquelle. Die Stromabflußzeit T_A ist annähernd gleich der Stromeinschaltzeit, also sehr kurz, so daß sich das in Fig. 7 gezeigte pulsbreitenmodulierte, chopperstabilisierte Stromsignal ergibt. (Anspruch 6).

Claims (7)

1. Ansteuerschaltung von Elektromagneten (3) für elektro-hydrau­ lische Proportionalventile (4) gekennzeichnet durch die Verwendung von Leistungs-Feldeffekt-Transistoren mit sehr hoher Sperrspannung.

2. Verwendung von CMOS-Bausteinen als Treiberstufe für einen ersten Feldeffekttransistor (1) dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Gatter parallelgeschaltet werden, um den zum Durchschalten des ersten Feldeffekttransistors (1) benötigten Ladestrom ohne einflußnehmende Verzögerungszeit aufzubringen.

3. Verwendung einer Grenzwertabschalteinrichtung für den Tran­ sistorstrom I_S gekennzeichnet dadurch, daß mit Hilfe der stromproportionalen Spannung über dem Widerstand (7) des ersten Feldeffekttransistors 1 mit einem Komparator ein NAND-Gatter auf "High" gesetzt wird, so daß am FET 1 dann "Low"-Potential anliegt und der Transistor abschaltet.

4. Schaltung (10) zur chopperstabilisierten Stromregelung mit einem zweiten Feldeffekttransistor (2) dadurch gekennzeichnet, daß das stromproportionale Signal über dem Widerstand (7) einem Optokoppler zwecks Potentialtrennung zugeführt wird, mit zwei entgegengesetzt arbeitenden Komparatoren und den Potentiome­ tern (11) und (12) die Schwellspannungen zur Ein- bzw. Abschaltung des zweiten Feldeffekttransistors erzeugt werden, und daß schließlich mit weiteren CMOS-Treiberbausteinen ein einwand­ freier Chopperbetrieb möglich ist.

5. Schaltung zum schnellen Stromabfluß des Magneten (3) im Zeitpunkt der negativen Flanke des pulsbreitenmodulierten Steuersignals dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe eines Komparators und einer Zenerdiode ein Optokoppler mit einem Steuerstrom beaufschlagt wird, welches zur Abschaltung des zweiten Feldeffekttransistors (2) führt.

6. Verwendung einer Hilfsspannung U₂ zum schnellen Stromabfluß des Magneten bei Pulsbetrieb dadurch gekennzeichnet, daß U₂ auf Masse-Potential gelegt wird.

7. Schaltung (13) zur Beeinflussung der Magnetstromkennlinie des Magneten dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe eines Dioden­ netzwerkes mit einstellbaren Potentiometern und einem weiteren Operationsverstärker die Weg-Kennlinie des Ventils lineari­ siert werden kann.