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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum induktiven Heizen eines Kraftstoffeinspritzventils mit einer Heizerspule des Einspritzventils, deren Anschlüsse einen ersten und einen zweiten Verbindungsknoten bilden, mit einem Kondensator, der parallel zur Heizerspule geschaltet ist, mit einer ersten Induktivität, die zwischen dem positiven Pol einer Versorgungsspannung und dem ersten Verbindungsknoten verschaltet ist, mit einer zweiten Induktivität, die zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und dem zweiten Verbindungsknoten verschaltet ist, mit einem ersten steuerbaren Schaltelement, dass zwischen dem ersten Verbindungsknoten und dem negativen Pol der Versorgungsspannung verschaltet ist, und mit einem zweiten steuerbaren Schaltelement, dass zwischen dem zweiten Verbindungsknoten und dem negativen Pol der Versorgungsspannung verschaltet ist.
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Eine solche Schaltungsanordnung ist in der nicht vorveröffentlichten
DE 10 2011 085 085 A1 beschrieben. Bei der dortigen resonanten Leistungsendstufe sind die Steuereingänge der Schaltelemente jeweils über eine in Flussrichtung gepolte Diode mit dem Verbindungsknoten verbunden, der über das jeweils andere Schaltelement mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbunden ist. Hierdurch wird erreicht, dass nach einem Umschwingvorgang des aus der Heizerspule und dem Kondensator bestehenden Parallelschwingkreises ein Schaltelement dann eingeschaltet wird, und das jeweils andere ausgeschaltet wird, wenn die Spannung am dem einzuschaltenden Schaltelement zugeordneten Verbindungsknoten etwa 0 Volt ist. Hierdurch wird erreicht, dass Verluste in den Schaltelementen sehr gering sind und die resonante Leistungsendstufe einen hohen Wirkungsgrad hat. Eine ähnliche Schaltungsanordnung zeigt die
DE 10 2010 063 112 A1 .
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Nachteilig ist dabei allerdings, dass die abgegebene Heizerleistung quadratisch mit zunehmender Versorgungsspannung steigt. Im Kraftfahrzeug erfolgt die Versorgung aus dem Bordnetz, wobei die nominale Bordnetzspannung von 12 Volt bei kalter Batterie und stehendem Verbrennungsmotor unter Belastung bis auf 9 Volt absinken kann, sowie Maximalspannungen von bis 16 Volt auftreten können. Ist die Auslegung von Heizerwicklung und Resonanzfrequenz beispielsweise bei 9 Volt Versorgungsspannung auf 200 Watt erfolgt, so wird die Heizerleistung bei 16 Volt entsprechend 620 Watt betragen. Um eine bestimmte vorgegebene Temperatur im Kraftstoff mittels einer Temperatur im Kraftstoff mittels einer Regelung einzuhalten, kann die Leistungsregelung durch Ein- bzw. Ausschalten der Endstufen erfolgen. Dies ist in Anbetracht der vergleichsweise großen thermischen Zeitkonstanten von Heizelement und beheiztem Kraftstoff akzeptabel, jedoch müssen die Leistungsbauteile der Endstufen auf die wesentlich höhere Abgabeleistung ausgelegt werden. Diese Überdimensionierung bewirkt nachteilig hohe Kosten der Leistungselektronik.
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Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, diesen Nachteil zu vermeiden.
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Die Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung zum induktiven Heizen eines Kraftstoffeinspritzventils gemäß Anspruch 1. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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In erfindungsgemäßer Weise weist die Schaltungsanordnung eine Steuereinheit auf, die mit den Steuereingängen der steuerbaren Schaltelemente verbunden ist und eingerichtet ist, diese mit einem jeweiligen Einschaltpegel zu beaufschlagen, wenn die Spannung an dem jeweiligen Verbindungsknoten mit dem ein jeweiliges Schaltelement verbunden ist, 0 Volt wird und die Einschaltdauer eines jeweiligen Schaltelements nach einer vorgegebenen Heizleistung zu bemessen.
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Durch Weglassen der die Schaltelemente kreuzkoppelnden Dioden wird ein resonantes Umschwingen verhindert und stattdessen aufgrund der Fremdsteuerung durch die Steuereinheit das Umschwingen des Resonanzkreises durch ein gezieltes Ein- und Ausschalten der Schaltelemente in Gang gesetzt. Durch die erfindungsgemäße Fremdsteuerung der Schaltelemente kann die Heizerleistung ausgehend von einem Minimalwert in einem weiten Bereich angehoben werden. Erfolgt die Auslegung der Heizerleistung beispielsweise bei 16 Volt Versorgungsspannung auf 200 Watt, so kann die Heizerleistung bis herunter zu 9 Volt bei 200 Watt konstant gehalten werden.
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In vorteilhafter Weise erfolgt die Fremdsteuerung mittels zweier gegenphasiger Ansteuersignale für die beiden Schaltelemente, wobei die Ausschaltdauer der Umschwingdauer des durch die Schaltungsanordnung gebildeten Schwingkreises entspricht. Die Resonanzfrequenz wird dabei durch die Kapazität des Kondensators, die Induktivität der Heizerspule, den wirksamen Heizerwiderstand und die erste und die zweite Induktivität bestimmt. Die Einschaltdauer hingegen wird abhängig vom aktuellen Wert der Versorgungsspannung in erfindungsgemäßer Weise verändert. Bei der Maximalspannung von beispielsweise 16 Volt entspricht sie der Ausschaltdauer, so dass das Signal der Fremdsteuerung 50% Tastverhältnis hat. Die Frequenz entspricht dabei der Resonanzfrequenz des oben genannten Schwingkreises. Eine Steuerperiodendauerfür ein Schaltelement ergibt sich dabei durch die Summe einer Einschalt- und einer Ausschaltdauer.
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Die Steuereinheit ist in einer vorteilhaften Ausbildung der Erfindung eingerichtet, den Einschaltpegel für das erste Schaltelement zum Zeitpunkt des Ablaufs der halben Steuerperiodendauer für das zweite Schaltelement zu erzeugen und umgekehrt. Durch diese Gegentaktansteuerung wird eine Reduzierung der Stromwelligkeit des Versorgungsstromes erreicht.
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Durch die erfindungsgemäße Fremdsteuerung der Schaltungsanordnung kann mit abnehmender Versorgungsspannung die Einschaltdauer bei gleichbleibender Ausschaltdauer erhöht werden.
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Dadurch werden die erste und die zweite Induktivität auf einen höheren Stromwert aufgeladen, sodass bei resonantem Umschwingvorgang während der folgenden Ausschaltphase mehr Energie in den Resonanzkreis und somit in die Heizerinduktivität übertragen wird. In erfindungsgemäßer Weise kann somit durch Verlängerung der Einschaltphase die Heizerleistung in einem weiten Bereich erhöht werden. Der für den hohen Wirkungsgrad benötigte resonante Umschwingvorgang bleibt dabei erhalten, da ein Schaltelement erst dann mit einem Einschaltpegel beaufschlagt wird, wenn die Spannung an den jeweiligen Verbindungsknoten, mit dem ein jeweiliges Schaltelement verbunden ist, 0 Volt wird.
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In einer vorteilhaften Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Induktivität ein drittes steuerbares Schaltelement angeordnet, mit dem die elektrische Verbindung der Verbindungsknoten zum positiven Pol der Versorgungsspannung unterbrochen werden kann. Hierdurch kann in vorteilhafter Weise verhindert werden, dass im Falle eines Kurzschlusses einer der Leitungen, mit denen die Heizerspule mit den Verbindungspunkten verbunden ist, gegen Masse zu einem hohen Stromfluss durch die erste und die zweite Induktivität führen kann. Falls ein solcher Kurzschluss detektiert wird, kann durch Ansteuerung des dritten Schaltelements ein weiterer Stromfluss unterbunden werden.
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In einer weiteren Weiterbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist zwischen dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Induktivität und dem negativen Pol der Versorgungsspannung eine erste Diode als Freilaufdiode für die Induktivitäten angeordnet. Diese dient dazu, bei einer Unterbrechung der Versorgung der ersten und zweiten Schaltelemente im normalen Betrieb eine Entmagnetisierung der Induktivitäten zu ermöglichen.
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In einer weiteren Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Induktivität ein Feldeffekttransistor mit Substratdiode derart angeordnet, dass die Substratdiode in Durchlassrichtung gepolt ist. Hierdurch wird ein Verpolschutz realisiert. Bei versehentlichem Vertauschen der Batterieklemmen entsteht nämlich ein Strompfad von Masse durch die Substratdioden des ersten und des zweiten Schaltmittels, falls diese als Leistungsfeldeffekttransistoren realisiert sind, sowie die erste und die zweite Induktivität nach dem dann negativen Batteriepotenzial. Auch hier würde der auftretende hohe Stromfluss die elektronischen Bauteile sicher zerstören. Da die Substratdiode des im Normalfall verpolten Feldeffekttransistors nun aber sperrt, wird dieser Stromfluss sicher unterbunden und Schaden vermieden.
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In einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und der ersten Induktivität ein viertes steuerbares Schaltelement und zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung unterzweiten Induktivität ein fünftes steuerbares Schaltelement angeordnet. Außerdem ist zwischen dem Verbindungspunkt des vierten Schaltelements und dem negativen Pol der Versorgungsspannung eine zweite Diode und zwischen dem Verbindungspunkt des fünften Schaltelements und dem negativen Pol der Versorgungsspannung eine dritte Diode jeweils in Sperrrichtung angeordnet. Die Steuereinheit ist mit den Steuereingängen des vierten und des fünften Schaltelements verbunden und eingerichtet, diese abhängig von der an die Heizerspule zu übertragenden Leistung zu vorgegebenen Zeitpunkten mit einem jeweiligen Ausschaltpegel zu beaufschlagen.
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Das vierte und das fünfte steuerbare Schaltelement bilden zusammen mit der zweiten und der dritten Diode und der ersten und zweiten Induktivität jeweils einen Abwärtsregler. Dadurch kann bei geeigneter Ansteuerung die effektive, für die ersten und zweiten Schaltmittel zur Verfügung stehende Versorgungsspannung von der maximalen Spannung bis zu 0 Volt abgesenkt werden. Entsprechend kann dadurch die Heizerleistung von einem durch die Versorgungsspannung vorgegebenen Maximalwert bis auf nahezu 0 Watt abgesenkt werden. Die Signale an den Steuereingängen des vierten und fünften Schaltelements haben dabei vorzugsweise dieselbe Frequenz und auch dasselbe Tastverhältnis, jedoch ist ihre Phasenlage um 180 Grad verschoben, um die Stromwelligkeit des Versorgungsstroms gering zu halten. Auch eine Synchronisation mit den Fremdsteuersignalen für das erste und das zweite Schaltelement ist sinnvoll.
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In einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung der vorangehend beschriebenen Schaltungsanordnung ist zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und dem Verbindungspunkt des vierten und des fünften Schaltelements ein Feldeffekttransistor mit Substratdiode derart angeordnet, dass die Substratdiode in Durchlassrichtung gepolt ist, um auch hier einen Verpolschutz vorzusehen.
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Die Erfindung soll nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mithilfe von Figuren näher beschrieben werden. Dabei zeigen
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1 eine erste Prinzipdarstellung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
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2 eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltungsanordnung gemäß 1,
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3 eine zweite Ausführung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
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4 Signalverläufe an einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem Tastverhältnis der Steuersignale von 50% und
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5 die Verläufe der gleichen Signale bei einem geringeren Tastverhältnis.
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In 1 ist in einer Schaltungsanordnung zum induktiven Heizen eines Kraftstoffeinspritzventils zwischen dem positiven und dem negativen Pol einer Versorgungsspannung Vbat, GND eine erste Serienschaltung aus einer ersten Induktivität L1 und einem ersten als n-Kanal-Feldeffekttransistor ausgebildeten ersten Schaltmittel T1 und eine zweite Serienschaltung aus einer zweiten Induktivität L2 und einen zweiten ebenfalls als n-Kanal-Feldeffekttransistor ausgebildeten zweiten Schaltmittel T2 verschaltet. Die Verbindungspunkte zwischen der ersten Induktivität L1 und dem ersten Schaltmittel T1 sowie der zweiten Induktivität L2 und dem zweiten Schaltmittel T2 sind als erster bzw. zweiter Verbindungsknoten 1, 2 gekennzeichnet.
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Zwischen den ersten und den zweiten Verbindungsknoten 1, 2 ist einerseits ein Kondensator C und andererseits eine Heizerspule LH, zu der zur Kennzeichnung der wirksamen Verluste ein ohmscher Widerstand R in Reihe geschaltet ist, verschaltet. Die Steueranschlüsse des ersten und des zweiten Schaltmittels T1, T2 sind mit einer schematisch dargestellten Steuereinheit ST verbunden, was durch die von der Steuereinheit ST zu den Schaltmitteln zu übermittelnden Steuersignale S1 und S2 kenntlich gemacht ist.
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Die Steuersignale an den Steuereingängen des ersten und des zweiten Schaltmittels T1, T2 sowie die sich dadurch ergebenden Spannungspegel an den Verbindungsknoten 1 und 2 sind in den 4 und 5 für unterschiedliche zeitliche Abläufe der Steuersignale S1, S2 dargestellt. Wenn das erste Steuersignal S1 durch einen geeigneten Einschaltpegel, der im dargestellten Beispiel der 4 und 5 bei dem gewählten n-Kanal-Feldeffekttransistor für das erste Schaltmittel T1 ein High-Pegel ist, wird das erste Schaltmittel T1 leitend geschaltet und gleichzeitig das zweite Schaltmittel T2 über einen komplementären Signalpegel, der im dargestellten Beispiel ein Low-Pegel ist, ausgeschaltet. Dadurch kann sich der Kondensator C über die zweite Induktivität L2 aufladen, sodass die Spannung U2 am zweiten Verbindungsknoten 2, wie aus 4 zu erkennen ist, ansteigt. Nachdem die Spannung U2 am zweiten Verbindungsknoten 2 ihren Maximalwert erreicht hat, entlädt sich der Kondensator C über die Heizerspule LH, so dass sich das Kraftstoffeinspritzventil, in das die Heizerspule LH eingebaut ist, und in Folge auch der darin enthaltene Kraftstoff erwärmt.
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Zu dem Zeitpunkt, zu dem sich der Kondensator C entladen hat und folglich die Spannung am zweiten Verbindungsknoten 2 0 Volt erreicht, was beispielsweise durch einen geeigneten Shuntwiderstand in Serie zum zweiten Schaltmittel T2 ermittelt werden kann, wird das erste Schaltmittel T1 durch einen entsprechenden Low-Pegel abgeschaltet und das zweite Schaltmittel T2 durch einen dazu komplementären Heizpegel eingeschaltet. Das Umschalten zu diesem Zeitpunkt ermöglicht einen Betrieb mit hohem Wirkungsgrad, da auf diese Weise nur wenig Energie in den Schaltmitteln T1, T2 dissipiert wird. Als Folge des Umschaltens lädt sich nun der Kondensator C über die erste Induktivität L1 auf, so dass die Spannung U1 am ersten Verbindungsknoten 1 ansteigt, bis sie nach Erreichen eines Maximalwerts wieder absinkt, da sich der Kondensator C wiederum über die Heizerspule LH entlädt. Nachdem die Spannung am ersten Verbindungsknoten 1 wiederum null Volt erreicht hat, werden die Schaltmittel T1, T2 durch entsprechende Ein- und Ausschaltpegel wieder ein- bzw. ausgeschaltet. Solange geheizt werden soll, geht dieser Vorgang periodisch weiter. Die Dauer eines in der 4 dargestellten Umschwingvorgangs ist durch die Resonanzfrequenz der Schaltungsanordnung insbesondere die Werte für den Kondensator C, die Heizerspule LH sowie den wirksamen Heizwiderstand RL und die erste und die zweite Induktivität L1, L2 bestimmt.
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Im dargestellten Beispiel von Steuersignalen S1, S2, die ein Tastverhältnis von 50% aufweisen und gegenphasig sind, entspricht der Ablauf dem resonanten Umschwingen wie er durch eine Kreuzkopplung über Dioden der Schaltmittel T1, T2 aus dem Stand der Technik bekannt ist.
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Allerdings ist es durch das erfindungsgemäße, aktive Ansteuern der Schaltmittel T1, T2 nun möglich, gemäß 5 die Einschaltphase der jeweiligen Schaltmittel T1, T2 zu verlängern, so dass während der Zeiten, in denen beide Schaltmittel T1, T2 aktiviert sind, zusätzliche Energie in der ersten bzw. der zweiten Induktivität L1, L2 gespeichert werden kann, die sich während des Umschwingvorgangs, der während einer Ausschaltphase eines Schaltmittels T1 bzw. T2 erfolgt, zu einer erhöhten Energieübertragung zur Heizerspule LH führt, was in der 5 an höhere Spannungen U1, U2 an den Verbindungsknoten 1 bzw. 2 zu erkennen ist.
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In der 5 sind die Steuersignale S1 und S2 gegenphasig gewählt, was zu einem gleichmäßigem Umschwingen im Parallelschwingkreis aus dem Kondensator C und der Heizerspule LH führt. Hierdurch wird eine Reduzierung der Welligkeit im Strom, der von der Versorgungsspannung Vbat geliefert wird erreicht.
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Wenn die Signalform gemäß 4 für die Steuersignale S1 und S2 bei der maximalen Versorgungsspannung Vbat gewählt wird, so kann durch eine Verlängerung der Einschaltphasen der Schaltmittel T1, T2 eine Erhöhung der in die Heizerspule LH zu übertragenden Leistung erzielt werden, so dass es durch die erfindungsgemäße Ansteuerung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung möglich ist, bei einer geringen Versorgungsspannung Vbat die zu übertragende Leistung konstant zu halten.
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2 zeigt eine Erweiterung der Schaltungsanordnung gemäß 1 um ein drittes Schaltmittel T3, das zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung Vbat und dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Induktivität L1, L2 angeordnet ist. Damit ist es möglich, mittels der Steuereinheit ST und ein geeignetes Signal On/Off die Schaltungsanordnung zu aktivieren bzw. zu deaktivieren. Dies ist erforderlich, da ansonsten bei einem Kurzschluss einer der Verbindungsleitungen zur Heizerspule LH von den Verbindungsknoten 1 bzw. 2 gegen Masse ein hoher Strom über die Induktivitäten L1 oder L2 fließen könnte und hierdurch Teile der Elektronik zerstört werden könnten. Durch eine Detektion eines solchen Kurzschlusses und ein nachfolgendes Deaktivieren der Schaltungsanordnung kann dies verhindert werden.
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In der 2 ist außerdem ein in Serie zum dritten Schaltmittel T3 geschaltetes sechstes, als p-Kanal-Feldeffekttransistor mit intrinsischer (nicht dargestellter) Diode ausgeführtes Schaltmittel T6 dargestellt, das „verpolt” verschaltet ist, so dass im ausgeschalteten Zustand bei einer Verpolung der Batterie und einem entsprechenden negativen Potential am Anschluss Vbat kein Strom über die erste und die zweite Induktivität L1, L2 und die ebenfalls Substratdioden aufweisenden ersten und zweiten Schaltmittel T1, T2 fließen kann. In vorteilhafter Weise sind die Steueranschlüsse des dritten und sechsten Schaltmittels T3, T6 miteinander verbunden, so dass sie gemeinsam ein- und ausgeschaltet werden können.
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Um im Normalbetrieb, wenn also eines der beiden Schaltmittel T1, T2 eingeschaltet ist, bei einer Deaktivierung mittels des dritten Schaltmittels T3 einen Abbau des in der ersten und zweiten Induktivität L1, L2 gespeicherten magnetischen Feldes ermöglichen zu können, ist zwischen den Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Induktivität L1, L2 und dem negativen Pol der Versorgungsspannung GND eine erste Diode D1 in Sperrrichtung angeordnet. Sie dient für diesen Fall als Freilaufdiode für die erste und die zweite Induktivität L1 und L2.
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In 3 ist eine erfindungsgemäße Erweiterung der Schaltungsanordnung gemäß 1 dargestellt. Dort ist die erste Induktivität L1 einerseits mit dem ersten Verbindungsknoten 1 und andererseits über eine zweite in Sperrrichtung gepolte Diode D2 mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung GND und über ein viertes steuerbares Schaltmittel T4, das in dargestellten Beispiel als p-Kanal-Feldeffekttransistor ausgebildet ist, mit dem positiven Potential Vbat der Versorgungsspannung verbunden. In gleicher Weise ist die zweite Induktivität L2 einerseits mit dem zweiten Verbindungsknoten 2 und andererseits über eine dritte in Sperrrichtung gepolte Diode D3 mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung und über einen fünften, ebenfalls als p-Kanal-Feldeffekttransistor ausgebildetes Schaltmittel T5 mit dem positiven Pol Vbat der Versorgungsspannung verbunden. Die Steuereingänge des vierten und des fünften Schaltmittels T4, T5 werden mit Steuersignalen S3, S4 von der Steuereinheit ST beaufschlagt. Dies ist in der 3 schematisch durch entsprechende Symbole dargestellt. Zwischen dem Verbindungspunkt des vierten und des fünften Schaltmittels T4, T5 und dem positiven Pol der Versorgungsspannung Vbat ist in gleicher Weise wie bei dem Ausführungsbeispiel der 2 als Verpolschutz ein p-Kanal-Feldeffekttransistor T6 „verpolt” „verschaltet”, so dass er im ausgeschalteten Zustand bei verpolter Versorgungsspannung sperren würde und ein Betrieb der Schaltungsanordnung nicht möglich wäre. Sein Steueranschluss ist mit der Steuereinheit ST verbunden, um mit einem Signal S5 beaufschlagt zu werden.
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Das vierte Schaltmittel T4, die zweite Diode D2 und die erste Induktivität L1 einerseits und das fünfte Schaltmittel T5, die dritte Diode D3 und die zweite Induktivität L2 andererseits bilden einen ersten bzw. einen zweiten Abwärtswandler, durch die durch geeignete Steuersignale S3 und S4 an deren Steuereingängen eine Verringerung der der Schaltungsanordnung zugeführten Leistung erreicht werden kann, um auf diese Weise zusätzlich die der Heizerspule LH zugeführte Energie beeinflussen zu können. Die Steuersignale S3 und S4 haben vorzugsweise dieselbe Frequenz und auch dasselbe Tastverhältnis, jedoch ist ihre Phasenlage um 180 Grad verschoben, um die Stromwelligkeit des Stroms aus der Versorgungsspannungsquelle gering zu halten. Auch eine Synchronisation mit den Steuersignal S1 und S2 für das erste und das zweite Schaltmittel T1, T2 ist sinnvoll.
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Haben beide Steuersignale S3 und S4 bei den in der 3 gewählten p-Kanal-Feldeffekttransistoren einen Low-Pegel, so dass die Transistoren eingeschaltet sind, so steht die Versorgungsspannung zur Verfügung und die Heizleistung kann den maximalen Wert erreichen. Haben beide Steuersignale S3 und S4 einen High-Pegel, so sind die als p-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgebildeten vierten und fünften Schaltmittel T4, T5 statisch ausgeschaltet und die Heizerleistung ist null. Darüber hinaus wird so ohne Zusatzaufwand ein Kurzschlussschutz gegen Masse realisiert. Durch geeignetes Ausschalten des vierten und des fünften Schaltmittels T4, T5 zu geeigneten Zeitpunkten, kann die Heizerleistung und auch die Stromwelligkeit im Versorgungsstrom in vorgegebener Weise beeinflusst werden.
