DE4312084A1

DE4312084A1 - Leistungsversorgung

Info

Publication number: DE4312084A1
Application number: DE4312084A
Authority: DE
Inventors: Daniel W Shimer; Arnold C Lange
Original assignee: DEPARTMENT OF ENERGY WASHINGTO; US Department of Energy
Current assignee: United States Enrichment Corp
Priority date: 1992-04-13
Filing date: 1993-04-13
Publication date: 1993-10-14
Also published as: JPH06103952A; US5566060A; US5610452A; US5418707A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsversorgung, und zwar insbesondere eine Hochspannungsleistungsver sorgung, die geschaltet werden kann und die ferner ins besondere im Zusammenhang mit einem Elektronenstrahl (E- Strahl) verwendet wird.

Allgemein bezieht sich die Erfindung auf für hohe Lei stungen geeignete Spannungsversorgungen, insbesondere der Festkörperbauart. Die Erfindung bezieht sich ferner auf eine derartige Hochleistungsversorgung, die eine steuer bare konstante hohe Ausgangsspannung bei sich ändernden und bogenbildenden Lasten erzeugt, wobei diese Leistungs versorgung insbesondere geeignet ist für die Leistungs versorgung einer Ionenquelle, beispielsweise einer Elek tronenstrahlkanone in einem Vakuumofen oder eine Elek tronenstrahlkanone wie sie in einem Verdampf er eines la serisotopen Trennsystems oder aber in einer Plasmasprüh vorrichtung oder dgl. verwendet wird.

Was der Stand der Technik anlangt, so ist bereits eine Elektronenstrahlkanone bekannt, die in einem Vakuumofen system oder dergleichen verwendet wird, um einen Hoch intensitätsstrahl aus Elektronen zu erzeugen, um ein Ziel oder Targetmaterial zu bombardieren. Die Elektronenkanone ist typischerweise zusammen mit dem Ziel oder Targetmate rial in einer evakuierten Kammer angeordnet. Die Elek tronenkanone oder die E-Strahlkanone verwendet üblicher weise eine Elektronenquelle, wie beispielsweise eine er hitzte Kathode oder einen Faden und ferner eine geerdete Beschleunigungsanode. Die Kathode wird auf einem hohen negativen Potential bezüglich der Anode gehalten, um ein hohes elektrostatisches Feld für die Beschleunigung der Elektronen vorzusehen. Typischerweise kann ein Magnetfeld vorhanden sein, um die Elektronen auf das Targetmaterial zu lenken.

Während des Bombardements des Targetmaterials durch den Elektronenstrahl werden verschiedene ionisierte Materia lien emittiert. Das Vorhandensein derartiger Materialien bewirkt oftmals eine beträchtliche Abnahme der Spannungs widerstandsfähigkeit zwischen den verschiedenen Teilen der Elektronenstrahlkanone und anderen Elementen. Dies kann die Bogenbildung zwischen den Elektronenkanonen teilen und anderen Strukturen zur Folge haben. Die Bogen bildung bewirkt eine beträchtliche Erhöhung des Elektro nenkanonenstroms und kann eine Schädigung der Elektronen kanonenstruktur und der umgebenden Elemente zur Folge ha ben. Die Bogenbildung kann auch eine Beschädigung der die Elektronenkanone treibenden Leistungsschaltung hervor rufen.

Bei Hochleistungsanwendungsfällen und solchen mit hoher Performance, wie beispielsweise bei dem Verdampfer in einem laserisotopen Trennsystem, ist der körperliche Ab stand zwischen der E-Strahlkanone, den umgebenden Kompo nenten und den Targetmaterialien relativ klein. Infolge dessen kann die E-Strahlkanone häufig zur Erde einen Bo gen bilden. Um eine Schädigung zu vermeiden und um lange Betriebslebensdauern zu erreichen, ist es wichtig, daß die in der Leistungsversorgungsausgangskapazität gespei cherte Energie klein ist und daß die während der Bogen bildung auftretende sogenannte "Leistungsversorgungs durchlaßenergie" klein ist. Zudem bewirkt der enge kör perliche Abstand eine größere Chance für den Elektro nenstrahl auf benachbarte Komponenten und Strukturen während des stetigen nicht-bogenbildenden Betriebs auf zutreffen. Um dies zu vermeiden, ist es wichtig, daß die Leistungsversorgungsausgangsspannung genau mit niedrigem Fälligkeitsgehalt steuerbar ist.

Konventionelle thyristorgesteuerte Leistungsversorgungen sind für Elektronenstrahlkanonenanwendungsfälle mit hoher Leistung und hoher Performance oder Leistungsfähigkeit nicht adäquat. Thyristorgesteuerte Leistungsversorgungen arbeiten im allgemeinen beispielsweise in den USA mit 60 Hz Netzfrequenz und erzeugen eine signifikante Aus gangsspannungswellung oder sie machen eine substantielle Ausgangskapazität erforderlich, um die Wellung auf an nehmbare Niveaus abzusenken. Wenn Kanonenbögen häufig auftreten, kann die Ausgangskapazität eine übermäßige akkumulierte Energieentladung in die Kanone oder die um gebenden Komponenten zur Folge haben und somit eine kurze Lebenszeit bewirken. Thyristorgesteuerte Leistungsversor gungen besitzen auch ein relativ geringes dynamisches An sprechen, was einen weiteren "Energiedurchlaß" durch die Kanone während der Bogenbildung zur Folge hat und einen langsamen Rampenverlauf nach oben, nachdem der Bogen ge löscht ist. Thyristorgesteuerte Leistungsversorgungen be sitzen einen relativ schlechten Eingangsleistungsfaktor und erzeugen hohe Eingangsharmonische. Dies bewirkt be trächtliche Kostenerhöhungen bei dem 60 Hz-Nutzleistungs system bei Anwendungsfällen mit großer Leistung. Thryri storgesteuerte Leistungsversorgungen sind auch körperlich groß, weil die Transformator- und Filterkomponenten bei 60 Hz (bzw. 50 Hz) arbeiten und die niedrigeren Harmoni schen 60 Hz bzw. 50 Hz auftreten. Dies ist ein wichtiger Faktor bei den Kapitalausrüstungskosten, wo große Zahlen von Leistungsversorgungen verwendet werden.

Konventionelle Leistungsversorgungen mit Seriendurchlaß tetrodenvakuumröhren eliminieren viele der Nachteile der thyristorgesteuerten Leistungsversorgung. Die Regulier charakteristika der Tetrodenvakuumröhre können dazu ver wendet werden, um sehr niedrige Ausgangswellungsspan nungen zu erzeugen, ohne daß eine signifikante Ausgangs kapazität erforderlich ist. Die Reguliercharakteristika gestatten auch die Verwendung eines Diodengleichrichters am vorderen Ende, was den Eingangsleistungsfaktor erhöht und die Eingangsleitungsharmonischen vermindert. Die Strombegrenzungsröhrencharakteristika, die Hochgeschwin digkeitssteuerfähigkeit des Tetrodengitters und die nie drige Ausgangskapazität führen ein ausgezeichnetes An sprechen auf die Kanonenbögen vor, was zur Folge hat, daß geringe Energie in die Kanone gelangt und eine schnelle Wiederholung auftritt, nach dem der Bogen ausgelöscht ist.

Konventionelle E-Strahlleistungsversorgungen mit Tetro denvakuumröhren haben jedoch eigene ernste Nachteile. Die Effizienz dieser Art einer Leistungsversorgung ist 80% oder weniger, verglichen mit annähernd 95% für thyri storgesteuerte Leistungsversorgungen. Dies liegt daran, daß für die ordnungsgemäße Regulierung die Tetrode kon tinuierlich substantielle Spannung abfallen muß. Darüber hinaus verbrauchen sich Tetrodenvakuumröhren infolge Fa denbruchs und infolge des chemischen Zusammenbruchs des Überzugs auf der Kathode, was zur Folge hat, daß die Ka thode ihre Fähigkeit, Elektronen zu emittieren, verliert. Infolgedessen bildet die Tetrodenvakuumröhre einen be trächtlichen Wartungskostenpunkt, der mindestens alle 10 000 Stunden ersetzt werden muß.

Leistungsversorgungen, die bei 10 kHz und darüber Gleich strom/Gleichstrom-Wandler der Schaltbauart verwenden, be sitzen das Potential, die Nachteile von Leistungsversor gungen der konventionellen thyristorgesteuerten und der Seriendurchgangstetrodenbauart zu eliminieren. Leistungs versorgungen, die Gleichstrom(dc)/Gleichstrom(dc)Wandler der Schaltungsbauart verwenden, sind wegen kleinerer Transformator- und Filterkomponenten kompakter und arbei ten mit einem Diodengleichrichtereingang für einen hohen Eingangsleistungsfaktor und sie sind effizient, weil sie nicht als Linearregulatoren arbeiten, weil sie eine ge ringe Wartung deshalb benötigen, weil sie sämtlich zur Körperbauart gehören, und schließlich besteht ein weite rer Vorteil darin, daß sie ein gutes dynamisches Anspre chen zeigen, weil sie bei hoher Frequenz arbeiten.

Eine Bauart eines schaltenden Gleichstrom/Gleichstrom- Konverters oder Wandlers, wie er für Leistungsanwen dungsfälle oberhalb 10 kHz mit Bogenlasten brauchbar ist, ist derjenige der Serien- oder Reihenresonanzbauart. Lei stungsversorgungen, welche Gleichstromumrichter (Gleich strom/Gleichstrom-Umwandler) der Serienresonanzbauart verwenden, besitzen einen Eingangsgleichrichter und Fil ter zur Erzeugung einer Gleichspanung, ein aus Thyristo ren und einem Resonanznetzwerk zur Erzeugung eines Hoch frequenzstroms bestehenden Inverter, einem Transformator zur Erzeugung des gewünschten Ausgangsspannungspegels und einem Gleichrichter und Filter zur Erzeugung des Gleich stroms zum Anlegen an die Last. Dies ist eine wohlbekann te Art einer Leistungsversorgung, die für E-Strahlkanonen eingesetzt wurde und es sei in diesem Zusammenhang auf US-PS 3 544 913 verwiesen. Die Hauptnachteile dieser Art, eine Leistungsversorgung für E-Strahlenanwendungen mit hoher Performance sind die folgenden: die in der Aus gangsfilterkapazität gespeicherte Energiemenge und die Unfähigkeit, die Leistung zur Last abzuschalten, ist daß das Resonanznetzwerk die Polarität umkehrt. Der Ausgangs strom des Inverters ist sinusförmig und eine beträchtli che Kapazität ist erforderlich, um nach der Gleichrich tung eine zufriedenstellende Ausgangsspannungswellung zu erreichen, obwohl der Inverter oberhalb 10 kHz arbeitet. Der Gleichstromumrichter liefert darüber hinaus weiterhin Strom an die Last, nachdem ein Bogen aufgetreten ist, bis das Resonanznetzwerk die Thyristoren kommutiert. Obwohl dieses System überlegen gegenüber der konventionellen Leistungsversorgung der 60 Hz Thyristorbauart bezüglich der während der Bogenbildung in die Kanone abgegebenen Energie ist, so ist doch dieses System schlechter als die Leistungsversorgung der Seriendurchgangstetrodenbauart, das System ist nicht adäquat für Leistungsversorgungen für Elektrodenstrahlkanonen hoher Leistungsfähigkeit oder Performance.

Eine andere Bauart eines schaltenden Gleichstromumrich ters brauchbar für Niedrigleistungsanwendungsfälle bis zu einigen wenigen Kilowatt und Bogenbelastungen ist die Stromquellenbauart mit Impulsbreitenmodulation. Dieser Gleichstromumrichter besteht aus einem Spannungsregu lator, einem Induktor, einem nicht-regulierenden Inver ter, einen Transformator, einen Ausgangsgleichrichter und einem Ausgangsfilterkondensator, wie in US-PS 3 737 755 beschrieben. Der in diesem Patent beschriebene Induktor und Inverter erzeugen eine quadratische Stromwellenform für den Ausgangsgleichrichter und Filter, was eine kleine Ausgangsfilterkapazität gestattet und daher geringe Ener gie für die Last während Lastbogenbildung. Die Inverter spannungsfestleg- und Klemmittel sind jedoch für Hoch leistungsanwendungsfälle nicht adäquat. Dies liegt daran, daß der Inverter relativ entfernt gegenüber dem Eingangs filterkondensator in Hochleistungsanwendungsfällen ange ordnet ist, was eine substantielle Induktanz oder Induk tivität in dem Klemm- oder Festlegnetzwerk hervorruft und exzessive Spannungsspitzen an den Invertertransistoren.

Wie oben beschrieben, treten Probleme bei konventionellen Leistungsversorgungen und bei geschalteten Leistungsver sorgungen für Hochleistungs- und Hochperformanceionen quellen auf und insbesondere auch für Elektronenstrahl kanonen.

Zusammenfassend kann man sagen, daß konventionelle Thyri storleistungsversorgungen eine hohe Ausgangskapazität be sitzen, ein langsames dynamisches Ansprechen gegenüber Bogenbildung und einen schlechten Eingangsleistungsfaktor. Leistungsversorgungen der Seriendurchgangstetrodenregu latorbauart besitzen einen relativ niedrige Effizienz und benötigen verglichen mit der Vakuumröhre beträchtliche Wartungskosten. Darüber hinaus sind diese beiden konven tionellen Bauarten von Leistungsversorgungen auch körper lich recht groß. Die geschalteten Leistungsversorgungen unter Verwendung von Gleichstromumrichtern der Serienre sonanzbauart lösen viele der genannten Probleme, wie sie bei konventionellen Leistungsversorgungen auftreten, aber es bleibt noch die übermäßig große Ausgangskapazität und das zu langsame Ansprechen auf die Bogenbildung. Geschal tete Leistungsversorgungen unter Verwendung von Gleich stromumrichtern der Stromquellen, pulsbreitenmodulierten Bauart (wie im Stand der Technik beschrieben) erfüllen potentiellerweise die Erfordernisse für die E-Strahlkano nenleistungsversorgung, arbeiten aber nicht bei hohen Leistungsniveaus.

Es ist demgemäß ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten Gleichstromumrichter der Stromquellen pulsbreitenmodulierten-Bauart vorzusehen, und zwar geeig net für den Betrieb bei 100 Kilowatt oder mehr.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei stungsversorgung vorzusehen, die modular aufgebaut ist, und zwar mit einem oder mehreren Gleichstromrichtermo dulen von identischer Konstruktion mit einer Nennleistung von 100 Kilowatt oder mehr, um so die erforderliche Aus gangsleistung zu erreichen.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei stungsversorgung vorzusehen, die eine genaue Spannungs regulierung vorsieht und eine niedrige Ausgangsspan nungswellung, und zwar für die präzise Strahlsteuerung, wobei ferner auch eine kleine Ausgangskapazität vorgese hen sein soll für wenig Energie in die Last während Last bogenbildung.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei stungsversorgung vorzusehen, die während einer Bogenbil dung strombegrenzt ist, was die Leistung auf Null inner halb weniger Mikrosekunden oder weniger zurückschneidet, nachdem der Bogen initiiert, wobei dann die Leistung ram penartig wieder zurückgeschaltet wird, und zwar in weni gen Millisekunden nach dem "Rückschneide"-Intervall.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei stungsversorgung vorzusehen, die ohne exzessive Span nungstransienten oder Einschränkvorgänge oder Kabelrefle xionen mit Kabellängen arbeitet, vorgesehen zwischen der Leistungsversorgung und der Last, und zwar von 100 Fuß (ca. 30 m) oder mehr und nach der Lastbogenbildung.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung sieht eine geschaltete Festkör perleistungsversorgung vor zu Umwandlung einer vom Netz gelieferten Eingangswechselspannung in eine eine hohe Spannung besitzende Gleichstromausgangsgröße, die geeig net ist zum Betreiben einer Elektronenkanone für einen Hochleistungs- und Hochleistungsfähigkeit-Anwendungsfall, wie beispielsweise für ein atomdampflaserisotopen Trenn verfahren oder dergleichen. Die Erfindung kann auch bei Anwendungsfällen zweckmäßig sein, wie beispielsweise Ra darsystemen, die sich als eine bogenbildende Last ver halten.

Die erfindungsgemäße Leistungsversorgung weist einen Ein gangsdiodengleichrichter und Filter auf, und zwar zum Um wandeln der Wechselspannungseingangsgröße in eine nicht regulierte Gleichspannung. Eine Vielzahl von Wechsel strom/Wechselstrom-Konverter oder Umwandlermodulen der Schaltbauart (geschaltete Gleichstromumrichter), von denen jedes eine Nennleistung von 100 Kilowatt oder mehr besitzt, werden mit ihren Eingängen parallel, mit ihren Ausgängen in Serie geschaltet und dazu verwendet, um die se nicht regulierte Gleichspannung in eine regulierte Gleichstromhochspannungausgangsgröße umzuwandeln.

Die Gleichstromumrichtermodule sind eine verbesserte Ver sion der bekannten pulsbreitenmodulierten Stromquellen bauart. Jeder Umrichter besteht aus einem Eingangs- Entkopplungsnetzwerk, einem Eingangskondensator, einem Spannungsregulator, einem Rechteckwelleninverter, einem Hinauftransformator und einem Ausgangsgleichrichter und Filter. Das Eingangsentkopplungsnetzwerk arbeitet zusam men mit dem Eingangskondensator, um die Wechselwirkung zwischen Modulen zu eliminieren und um zu verhindern, daß ein signifikanter Hochfrequenzstrom in den Kabeln vom Eingangsgleichrichter und Filter auftritt. Dieses Merkmal gestattet den Parallelbetrieb der Module von einer Gleichstromquelle aus. Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (insulated gate bipolar transistors = IGBT) werden als die Schalter in dem Spannungsregulator und Inverter verwendet, und zwar wegen ihrer hohen Leistungsfähigkeit und schnellen Schaltgeschwindigkeiten. Ein verbessertes Inverterklemmnetzwerk minimiert die induktiven Streu schleifen und gestattet eine genaue Steuerung der Inver ter IGBT-Spannungen während Inverterausgangspolaritäts übergängen. Diese beiden Merkmale gestatten einen Modul betrieb mit Inverterschaltfrequenzen von 10 kHz und darüber und Ausgangsleistungspegel von 100 Kilowatt und darüber. Jedes Gleichstromumrichtermodul (dc/dc-Konver termodul) besitzt ein Kontroll- oder Steuerschema, um den Betrieb mit sich stark ändernden und bogenbildenden La sten zu gestatten. Eine Rückkopplungsschleife reguliert die Modulausgangsspannung, und zwar durch Steuern des Ein/Aus-Verhältnisses der Spannungsregulatorschalter. Ein die Ausgangsspannung repräsentierendes Rückkopplungssig nal wird erzeugt, und zwar unter Verwendung einer Aus gangssimulatorschaltung, die von einer eine Windung auf weisenden Abfühlwicklung des Hinauftransformators ge speist wird und ferner von einem Gleichstromfühler an dem Modulausgangsleiter. Dieses Merkmal gestattet die Erzeu gung eines Rückkopplungssignals auf Erdniveau, und zwar isoliert getrennt von der Hochspannung, wobei dieses die Dynamik der Modulausgangsleistungsschaltung und die e- Strahlkanonenlast reproduziert. Das Steuerschema blockiert auch den Leistungsfluß zur Last während der Bogenbildung. Oberhalb normaler Betriebspegel liegende Ausgangsströme werden durch eine Komparator oder Ver gleichsschaltung detektiert, die eine "cutback" (Redu zier-)Zeitsteuerschaltung auslöst oder triggert. Diese Reduzier-Zeitsteuerschaltung schaltet gleichzeitig beide Regulatorschalter ab und schaltet alle vier Inverter schalter für ein vorbestimmtes Zeitintervall ein. Dieses Merkmal gestattet das schnelle Löschen der Bogenbildung in der Last.

Die Gesamtleistungsversorgungsausgangsgröße wird gebildet durch die Verbindung der Ausgänge der Module in Serie und sodann die Verbindung mit einem Ausgangsentkopplungsnetz werk und einer Übertragungsleitungsanpassungsimpedanz, bevor die Verbindung mit der Übertragungsleitung zur Last erfolgt. Das Ausgangsentkopplungsnetzwerk verhindert, daß die Ausgangsfilterkondensatoren die Leitungsanpassungs impedanz kurzschlußartig herausschalten. Dieses Merkmal hält die Überspannungsschwingungen auf ein Minimum an dem Leistungsversorgungsausgang und an der Last während des Lastbogenbildens.

Die Gesamtleistungsversorgung weist eine Steuerschaltung auf, um die Phasenbeziehung der Zeitsteuerung des Schal tens des Spannungsregulators und Inverters in jedem Modul vorzusehen, und zwar bezüglich benachbarter Module um 360°/n für n-Gesamtmodule. Dieses Merkmal reduziert die Ausgangskapazität, die erforderlich ist, um eine niedrige Ausgangsspannungswellung zu erreichen und reduziert daher die an die Last während der Bogenbildung gelieferte Ener gie. Es ist ferner eine Schaltung vorgesehen für die Steuerung der Leistungsversorgungsausgangsspannung. Eine Gesamtspannungsrückkopplungsschleife erzeugt ein Fehler signal, welches als der Spannungseinstellpunkt für die individuellen Modulrückkopplungsschleifen dient. Ein Ram pengenerator steuert die Anstiegsrate der Ausgangsspan nung während des Einschaltens und nach Rückschritten oder Zurücknahmen.

Weitere Vorteile, Ziele und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbei spielen an Hand der Zeichnung; in der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 ein Gesamtschaltungsdiagramm der erfindungsgemäßen Leistungsversorgung, und zwar mit vier dc/dc-Kon vertermodulen (Gleichstromumrichtermodulen);

Fig. 2 ein Schaltbild eines einzigen Moduls;

Fig. 3 eine Teilschaltung eines einzigen Moduls mit einer äquivalenten Darstellung der Transformatorprimär seite;

Fig. 4 ein Zeitsteuerdiagramm, welches den Betrieb und die Wellenformen der Inverterklemmschaltung dar stellt.

Es sei nunmehr die Erfindung im einzelnen beschrieben. Wie man in Fig. 1 erkennt, wird eine Wechselspannung, ty pischerweise eine dreiphasige 480 Volt-Spannung an eine Gleichrichter/Filterschaltung 100 angelegt. Die Gleich richter/Filterschaltung 100 sieht Mittel vor zur Umwand lung der dreiphasigen Eingangswechselspannung in eine gefilterte Ausgangsgleichspannung von einem positiven Knoten 101 bzw. den Bezugsknoten 102. Der Gleichrich ter/Filter besteht aus sechs Dioden 103, die in einer Vollwellenbrückenschaltung angeordnet sind. Der Ausgang der Vollwellenbrückenschaltung ist mit einem Induktor oder einer Induktivität 104 verbunden, um eine Glättung für die Stromwellungen vorzusehen. Der Induktor 104 steht mit einem Seriennetzwerk in Verbindung, welches gebildet wird durch einen Dämpfungswiderstand 107 und einen Fil terkondensator 108. Für eine Ausgangsnennleistung von 400 kW hat die Induktivität 104 typischerweise 500 Mikro hernies, der Dämpfungswiderstand 107 hat typischerweise 0,5 Ohm und der Kondensator 108 hat typischerweise 800 Mikrofarad. Die Gleichrichtung der Wechselspannung und das Filtern der Spannungswellungen wird in bekannter Weise erreicht.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist die Leistungsversorgung eine Vielzahl von modularen dc/dc Konverterschaltungen (Gleichstromumrichtern) oder Modulen 112-1, 112-2, 112-3 . . . 112-n auf, die parallelgeschaltet sind zu den Ausgangsleitern, den Knoten 101 bzw. 102 des Gleichrichter/Filters 100. Jedes Gleichstromumrichtermo dul 112-1 bis 112-n weist Spannungsregulatorschaltungs mittel 114 auf, um eine Quelle pulsierender Spannung zu erzeugen, und zwar mit einem gesteuerten Tastverhältnis oder Arbeitszyklus. Ein Induktor 128 dient zur Umwandlung der pulsierenden Spannung in einen Gleichstrom und Inver terschaltungsmittel 118 dienen zur Erzeugung einer Hoch frequenzrechteckwelle von abwechselnder Polarität aus dem Gleichstrom. Transformatormittel 150 dienen zur Isolation oder Trennung und Hinauftransformieren der Inverteraus gangsgröße und Ausgangs-Gleichrichter/Filter-Schaltungs mittel 160 dienen zur Gleichrichtung und zur Filterung des hochfrequenten Rechteckwellenstromes zur Erzeugung einer hohen Ausgangsgleichspannung.

Jede Spannungsregulatorschaltung 114 ist mit einem ent sprechenden Entkopplungsnetzwerk 116 und Eingangskon densator 125 gekoppelt. Das Entkopplungsnetzwerk weist folgendes auf: einen 0,25 Ohm Widerstand 120 und eine 40 Mikrohenry Induktivität 122 parallel geschaltet und mit einer Verbindung mit dem positiven Eingangsleiter 101 vom Gleichrichter 100. Die Eingangskapazität 125 beträgt typischerweise 200 Mikrofarad und eine Seite ist mit dem Knoten verbunden, der gebildet wird durch das Entkopp lungsnetzwerk und den positiven Inverterbus 141a. Die andere Seite des Eingangskondensators 125 stellt die Verbindung her zur negativen Eingangsleitung 102 vom Gleichrichter/Filter 100. Das Entkopplungsnetzwerk, die Induktivität 122 und der Widerstand 120 sehen eine Im pedanz bei hoher Frequenz vor, welche die durch den Re gulator 114 gezogenen Stromanstiege dazu zwingt, durch den Kondensator 125 zu fließen und nicht durch den Gleichrichter/Filter 100 oder die parallelgeschalteten Gleichstromumrichtermodule.

Jede Spannungsregulatorschaltung 114 weist zwei Bipolar transistoren mit isoliertem Gate (IGBT = insulated gate bipolar transistors) 124 auf, und zwar mit ihren Emit tern parallelgeschaltet mit dem negativen Leiter des Eingangskondensators 125 und die Kollektoren dieser Tran sistoren sind mit der Anode einer Freilaufdiode 26 ver bunden bzw. mit einem ersten Leiter einer 500 Mikrohenry Induktivität 128. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf IGBT′s beschränkt. Jedwede gategesteuerten Schaltmittel können verwendet werden, die geeignete Strom- und Span nungsnennwerte besitzen und deren Schaltgeschwindigkeit ausreicht. Aus Gründen der Einfachheit werden solche Vor richtungen allgemein als IGBT′s bezeichnet. Dies IGBT′s werden alternativ durch an ihre Gate angelegte Steuer signale aktiviert. Beide IGBT′s 124a und 124b werden bei 10 kHz aktiviert, aber um 180° bezüglich einander phasen verschoben. Dies hat netto 20 kHz Schaltfrequenz für das Paar zur Folge. Dieses Verfahren eliminiert die Strom teilschwierigkeiten, die dann auftreten könnten, wenn beide IGBT′s 124a und 124b gleichzeitig aktiviert würden. Die Aktivierung der IGBT′S 124 und 124b ermöglichen dem Strom einen Aufbau und einen Abfall durch die Indukti vität 128 in der Weise, daß die Ausgangsspannung des Gleichstromumrichtermoduls 112 gesteuert wird. Die Akti vierung der IGBT′S 124a, 124b bewirkt, daß eine Gleich spannungswellenform von 0 bis 650 Volt an der Diode 126 auftritt. Die Pulsation der Gleichspannung von 0 bis 650 Volt an der Freilaufdiode 126 wird durch die Induktivität 128 auf einen eine geringe Wellung zeigenden Gleichstrom geglättet. Die oben genannten Werte für die Komponenten des Entkopplungsnetzwerkes 116, des Eingangskondensators 125 und der Induktivität 128 gelten für eine 100 kW Mo dulausgangsnennleistung und für eine Schaltfrequenz von 10 kHz für jeden Spannungsregulator IGBT 124a und 124b.

Die Ausgangsgleichspannung vom Spannungsregulator 114 wird durch den Induktor oder Induktivität 128 geleitet, um einen im wesentlichen geglätteten Gleichstrom zu er zeugen, der dann an Invertermittel 118 angelegt wird, um den Gleichstrom in einen hochfrequenten Rechteckwellen strom alternierender Polarität umzuwandeln, d. h. einen hochfrequenten Wechselstrom. Von dem durch das Eingangs entkopplungsnetzwerk 116 und den Eingangskondensator 125 gebildeten Knoten wird der Strom an den positiven Bus 141a des Inverters geliefert und wird er vom negativen Bus 141b des Inverters durch den Induktor 128 zu dem Spannungsregulator 114 zurückgeliefert. Der Inverter 118 weist eine Vielzahl von bipolaren Transistoren mit iso liertem Gate (IGBT = insulated gate bipolar transistors), die in Serie geschaltet sind und in zwei Zweigen konfi guriert sind, welche ihrerseits parallelgeschaltet sind und eine Brückenschaltung bilden. Auch hier können die IGBT′S ersetzt werden durch irgendwelche gategesteuerten Schaltmittel, die geeignet sind für Hochstromanwendungs fälle. Vorzugsweise werden vier IGBT′s 140 verwendet, und zwar zwei in jedem parallelen Zweig in Serie geschaltete IGBT′s die in diagonalen Paaren aktiviert werden. Es gibt zwei IGBT′s für jede Wechselstromleitung. Der Fachmann erkennt, daß zwei Wechselstromleitungen erforderlich sind, um einen zugehörigen Einphasentransformator zu be treiben.

Die IGBT′s 140 werden in alternierenden diagonalen Paaren durch an ihre "enable" oder Einschaltleiter angelegte Signale aktiviert, und zwar auf eine Art und Weise wie dies dem Fachmann bekannt ist, um so eine Rechteckwelle alternierender Polarität zu erzeugen. Der Hochfrequenz rechteckwellenstrom wird über die Primärwicklung eines zugehörigen Transformators 150 angelegt. Die IGBT′s sind in der Lage, die erforderliche Hochfrequenzleistung zu erzeugen, und zwar infolge ihrer Schaltgeschwindigkeiten, ihrer hohen Stromfähigkeiten und der hohen Durchbruch spannung. Der durch die Primärseite fließende Hochfre quenzstrom ist induktiv mit der Sekundärseite des Trans formators 150 gekoppelt. Ein Transformator 150 ist Teil jedes entsprechenden Gleichstromumrichtermoduls 112-1 bis 124-n und sieht ein Mittel vor zum Heraufsetzen der an die Primärseite angelegten Hochfrequenzwechselspannung, um so die hohe Spannung zu erzeugen, die für die Lei stungsversorgung der Elektronenkanone erforderlich ist. Der Transformator 150 sieht auch die elektrische Isola tion oder Trennung für den Ausgang jedes Gleichstrom umrichtermoduls vor, was die Verbindung der Ausgänge in Serie gestattet. Die Leiter der Sekundärseite des Trans formators 150 werden dann an Ausgangsgleichrichter/Fil terschaltungsmittel 160 angelegt, um den hochfrequenten Wechselstrom in eine glatte hohe Gleichspannung umzuwan deln. Die Ausgangsgleichrichter/Filterschaltung 160 be steht aus einem Einphasenvollwellenbrückengleichrichter, der parallel geschaltet ist mit einem 0,05 Mikrofarad Kondensator 161 und einem Paralleldämpfungsnetzwerk ge bildet durch ein 2400 Ohm Widerstand 163 in Serie mit einem 0,15 Mikrofarad Kondensator 162. Die oben angege benen Werte sind für eine Viermodulleistungsversorgung mit den Größen von 400 kW und 50 kV sowie mit einer ±5% Spitze-zu-Spitze Ausgangsspannungswellung, wobei ferner jeder Inverter bei 10 kHz arbeitet. Die Ausgangsgleich richter/Filterschaltungsmittel 160 arbeiten in bekannter Weise.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 sei ausgeführt, daß ein Aus gangsentkopplungsnetzwerk 170 einen 100 Ohm Widerstand 172 parallel mit einer 500 Mikrohenry Induktivität 174 aufweist. Eine Seite des Ausgangs des Entkopplungsnetz werks 170 ist mit der Hochspannungsseite der in Serie geschalteten Gleichstromumrichterausgänge verbunden. Die andere Seite des Entkopplungsnetzwerkes ist mit dem Kno ten verbunden, der gebildet wird durch die Hochspannungs übertragungsleitung zur Last, das Leitungsanpassungs netzwerk bestehend aus einem 50 Ohm Widerstand 175 und einem 0,01 Mikrofarad Kondensator 176 in Serie geschal tet, und der Hochspannungsseite des Spannungsrückkopp lungsteiles 180. Für Zeiten im Submikrosekundenbereich, in denen ein Lastbogen initiiert wird und Übertragungs leitungsreflexionen auftreten, ist die Impedanz des Ent kopplungsnetzwerkes viel größer als die Impedanz des Lei tungsanpassungsnetzwerkes. Infolgedessen ist während der Bogenbildung die Übertragungsleitung durch ihren Wellen widerstand angepaßt und wird durch die Ausgangsfilter kapazität der Gleichstromumrichtermodule nicht kurzge schlossen oder herausgeschaltet. Dies hat kleine Über spannungsübergänge oder Einschwingvorgänge an der Last und Leistungsversorgung zur Folge. Die typischen oben angegebenen Werte für die Komponenten gelten für eine Ausgangsgröße von 50 kV bei 400 kW und bei einer Über tragungsleitungslänge von ca. 30 m (100 Fuß).

Der Fachmann erkennt, daß das Ausgangsentkopplungsnetz werk 170 gleichmäßig aufgeteilt und verteilt werden kann, und zwar in jedes Gleichstromumrichtermodul. Dadurch wird die Funktion des Entkopplungsnetzwerkes nicht geändert. In einigen Anwendungsfällen ist dies das bevorzugte Aus führungsbeispiel.

Der Fachmann erkennt, daß die Ausgänge der Gleichstromum richter statt in Serie parallel geschaltet sein können. Dies macht erforderlich, daß das Ausgangsentkopplungs netzwerk 170 im Ausgang jedes Konvertermoduls angeordnet wird, um Wechselwirkungen zwischen den Ausgängen jedes Moduls zu vermeiden.

Gemäß der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die Ein-Zei ten der IGBT′s 140a, b, c, und d des Inverters synchroni siert mit den Ein-Zeiten der IGBT′s oder Schaltmittel 124a, b jeder Spannungsregulatorschaltung 114 in jedem Gleichstromumrichtermodul 112. Der Übergang der Inverter ausgangsstrompolarität tritt auf, wenn ein diagonales IGBT-Paar der Inverterbrücke abschaltet und das entge gengesetzte diagonale IGBT-Paar leitet. Diese Zeit tritt auf am Ende des Leitens von entweder IGBT 124a oder 124b in der Spannungsregulatorschaltung. Diese Synchronisation gestattet die Phasensteuerung der Module, was weiter un ten beschrieben wird.

Man erkennt, daß die Gleichstromumrichtermodule, die als Abschnitte 112-1, 112-2, 112-3, . . . 112-n in Fig. 1 darge stellt sind, identische Modularleistungsversorgungsschal tungen aufweisen, die austauschbar sind. Die Eingänge je des Gleichstromumrichtermoduls 112 sind parallelgeschal tet und die Ausgänge liegen in Serie mit einem benachbar ten Gleichstromumrichtermodul 112.

Die IGBT′s 124a, b jeder Spannungsregulatorschaltung 114 und die IGBT′s 140a, b, c, d der Inverterschaltung 118 in jedem gesonderten Gleichstromumrichtermodul 112-1 werden in einer Phasenbeziehung bezüglich eines benachbarten Mo duls 112-2, . . .112-n eingeschaltet. Für eine Vielzahl von n-Modulen ist die Phasenbeziehung gleich 360°/n.

Im Falle von vier modularen Gleichstromumrichterabschnit ten, wie in Fig. 1 gezeigt, schreitet die Aktivation je des Abschnitts oder Moduls 112-1 112-4 der Aktivierung eines darauffolgenden Moduls um 900 voraus. Ein Vier-Pha senoszillator 135 erzeugt die Taktimpulse getrennt um 90° für die Module. Die "gephaste"-Aktivierung der gesonder ten Module 112-1, 112-2, 112-3 und 112-4 hat eine Fre quenz in der gesamten Leistungsversorgungsausgangsspan nungswellung zur Folge, die viermal höher liegt als die Frequenz der Modulausgangsspannungswellung. Dies gestat tet einen viermal niedrigeren Wert für die Kapazität der Ausgangsfilterkondensatoren 161 und 162, als dies ohne "gephaste" Aktivierung notwendig wäre.

Eine in Fig. 1 gezeigte Rückkopplungssteuerschaltung 130 steuert die Ausgangsspannung der Gesamtleistungsversor gung entsprechend bekannter Verfahren. Eine Analogspan nung wird durch die Steuerschaltung 130 erzeugt, und zwar basierend auf der Differenz zwischen der gewünschten Aus gangsspannung (Ausgangssollspannung) oder Leistungsver sorgungsspannungseinstellpunkt, und der tatsächlichen Ausgangsspannung (Ausgangsistspannung) gemessen durch einen Spannungsteiler 180. Diese Analogspannung wird der Spannungseinstellpunkt für eine weitere Rückkopplungs steuerschaltung in jedem Gleichstromumrichtermodul. Wie im einzelnen noch unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert werden wird, erzeugt diese Modulrückkopplungssteuerschal tung eine Fehlerspannung, die abhängt von der Differenz zwischen ihrem Einstellpunkt und der abgeleiteten Aus gangsspannung jedes Moduls. Diese Fehlerspannung wird in der Modulsteuerschaltung in ein "enable" oder Auslösesig nal umgewandelt, das ein variables Tastverhältnis (Ar beitszyklus) besitzt, und zwar als eine Funktion der Feh lerspannung. Dieses enable-Signal wird sodann an die Steuerschaltung angelegt, um die Leiter der IGBT-Transi storen 124a, b, einzuschalten (enable). Die Veränderung der Ein-und Aus-Zeiten der IGBT′s 124a, b halten die Aus gangsspannung vom Gleichstromumrichter 112-1 auf einem gesteuerten Niveau oder Pegel, und zwar bei sich ändern den Lastbedingungen.

Eine Rampenerzeugungsschaltung 131 ist Teil der gesamten Leistungsversorgungsrückkopplungssteuerschaltung 130. Der Rampengenerator verlangsamt den Spannungseinstellpunkt angelegt an die Rückkopplungssteuersummiermittel, um ein Darüberhinausschießen der Leistungsversorgungsausgangs spannung zu vermeiden. Der Rampengenerator wird während Stufenerhöhungen des Leistungsversorgungsspannungsein stellpunktes benötigt oder nach dem Ende des Rückschalt der Herunterschaltintervalls, welches auftritt wegen der Lastbogenbildung. Die Rampenzeit liegt in der Größenord nung von 10 ms für eine den Ausgangsleistung von 400 kW.

Die Arbeitsweise eines Einzelmodulabschnitts von bei spielsweise 112-1 wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 be schrieben. Nach dem Gleichrichten und Filtern durch den Dreiphaseneingangsgleichrichter und Filter 100 gemäß Fig. 1 erscheint eine Gleichspannung von 650 Volt an den Ein gangsleitungen 201 bzw. 202, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Die Leitungen 201 und 202 entsprechen den Knoten 101 bzw. 102 gemäß Fig. 1. Ein Eingangsentkopplungskreis 16 weist einen Induktor (Induktivität) 222 auf, und zwar pa rallelgeschaltet mit einem Widerstand 220. Der Eingangs entkopplungskreis 216 sieht Mittel vor, um einen im we sentlichen glatten Strom mit geringer Wellung aufrechtzu erhalten, und zwar vom Ausgang der 650 Volt-Quelle, die an die Knoten 201 und 202 angeschaltet ist. Der Eingangs entkopplungskreis 216 sieht auch Mittel vor, um Wechsel wirkungen zu verhindern zwischen den Modulen 112, die pa rallel an die 650 Volt-Quelle geschaltet sind. Der Ein gangsentkopplungskreis 216 bildet eine relativ hohe Impe danz, verglichen mit der Impedanz des Eingangskondensa tors 225 bei der Regulatorschaltfrequenz und darüber. In folgedessen zwingt er in effektiver Weise die durch den Regulator gezogenen Hochfrequenzstrompulse durch den Kon densator 225 zu fließen, und nicht vom Eingangsgleich richter/Filter 100 der Fig. 1. Dies vermindert beträcht lich elektromagnetische Störungen, hervorgerufen durch die Leistungsversorgung, da die Ströme in den Kabeln zwi schen dem Eingangsgleichrichter/Filter und den Gleich stromumrichtermodulen glatt und ohne Wellung sind.

Die Eingangsentkopplungsschaltung 216 dämpft auch ge dämpfte Schwingungen oder das sogenannte "ringing". Man erkennt, daß die Eingangsentkopplungsschaltung 216 den Parallelbetrieb der Module 112-1 . . . 112-4 der Fig. 1 ohne große Wechselwirkungen gestattet. Die Eingangsentkopp lungsschaltung 216 sieht ein Mittel vor zum Dämpfen der Resonanz zwischen den Kabeln und Kondensatoren unter schiedlicher Module. Der Widerstand 220 sieht eine Dämp fung vor für das Serienresonanznetzwerk, gebildet durch die Induktivität der Kabel zwischen Modulen und die Kapa zität der Eingangskondensatoren in unterschiedlichen Modulen.

Die Induktivität (Induktor) 222 liegt parallel mit dem Widerstand 220, der ein Dämpfungsmittel vorsieht, zum Un terdrücken von Stromschwingungen in den zwei Schaltungs eingangsleitungen 201 und 202. Die Induktivität 222 sieht auch ein Mittel vor zur Begrenzung der Stromänderungsra te. Die Induktivität 222 besitzt ein Eingangsende und ein Ausgangsende, und zwar eingesetzt in die Schaltungslei tung von 201. Ein Kondensator 225 sieht ein Ladungsspei chermittel vor, und zwar geschaltet an die zwei Schal tungsleitungen 201 und 202 auf der Ausgangsseite der In duktivität 222 zu den Schaltmitteln 224a, 224b hin. Diese Konfiguration stellt sicher, daß der Leitungsstrom am Eingangsende des Stromratenänderungsbegrenzungsinduktors oder -induktivität mit einer kleinen Geschwindigkeit oder Rate ansteigt, und zwar von einem ersten Wert aus zu einem hohen Wert, wenn die Schaltmittel 224a, 224b des Spannungsregulators Strom leiten. Der Leitungsstrom am Eingangsende der Stromratenänderungsbegrenzungsindukti vität 222 nimmt auf einen ersten Pegel zurück ab mit einer kleinen Rate, wenn die Schaltmittel 224a, 224b des Regulators nicht leitend sind. Der Kondensator 225 absor biert sämtlichen Stromfluß durch den Stromratenänderungs begrenzungsinduktor 222, wenn die Schaltmittel 224a, 224b nicht leitend sind. Der Kondensator 225 addiert auch Strom hinzu, und zwar durch den Stromratenänderungsbe grenzungsinduktor 222, um die Stromerfordernisse der Spannungsregulatorschaltmittel zu erfüllen, wenn die Schaltmittel 224a, 224b leitend sind.

Jedes Gleichstromumrichtermodul weist auch Spannungsregu latorschaltungsmittel 214 auf, um eine pulsierende Span nung mit gesteuertem Tastverhältnis vorzusehen, und zwar aus einer nicht regulierten Eingangsgleichspannung auf den Leitungen, und zwar abhängig von den Knoten 201 bzw. 202. Die Spannungsregulatorschaltungsmittel 214 weisen eine Freilaufdiode 226 auf, ferner Spannungsregulator schaltungen 224a, 224b jeweils mit einem Steuerleiter und einen Emitterleiter verbunden mit einer ersten Ausgangs klemme der nicht regulierten Eingangsgleichspannung und ferner mit einem Kollektorleiter verbunden mit der Anode der Freilaufdiode 226. Die Kathode der Freilaufdiode 226 ist über das Eingangsentkopplungsnetzwerk 216 mit einer zweiten Klemme des nicht regulierten Gleichstromeingangs verbunden.

Die Induktivität oder der Induktor 228 wirkt als ein Mit tel zum Glätten des Stromes und ist mit einem ersten Ende mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungsregulatorschaltmittel 224a, 224b und mit der Anode der Freilaufdiode 226 verbunden. Die Induktivitätsmittel 228 sehen ein Mittel vor zum Filtern der pulsierenden Spannung, die erzeugt wird durch die Schaltmittel 224 und es wird ein glatter Gleichstrom geschaffen für das Anlegen an die Inverter schaltungsmittel 218.

Wie in Fig. 2 sieht die Inverterschaltung 218 ein Mittel vor zur Umwandlung des Gleichstroms vom Induktor 228 in einen hochfrequenten Rechteckwellenstrom in der Primär seite 252 des Transformators 250. Die Inverterschaltung 218 in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist erste und zweite Parallelschaltungszweige auf. Der erste Schal tungszweig weist IGBT′s 240a bzw. 240b, und zwar in Serie geschaltet auf. Ein zweiter Zweig weist IGBT′s 240c und 240d in Serie geschaltet auf. Beide Schaltungszweige sind parallelgeschaltet zur Bildung eines Brückennetzwerkes. Die IGBT′s wirken als Schaltmittel, wobei jedes einen Kollektorleiter, einen Steuerleiter und einen Emitterlei ter aufweist. Die IGBT′s 240a und 240c sind mit ihren Kollektoren mit dem positiven Inverterbus 241a verbunden, der eine Gleichstromquelle liefert. Die Emitterleiter der IGBT′s 240b und 240d sind jeweils verbunden mit dem nega tiven Inverterbus 241b, der den Gleichstrom zum Induktor 228 zurückführt.

Ebenfalls parallelgeschaltet mit der Inverterschaltung 218 zwischen positiven aus 241a und negativen Bus 241b sind eine in Serie geschalteter Kondensator 243 und eine Diode 242, die kombiniert mit dem Widerstand 244 die In verterklemmittel bilden, die weiter unten erläutert wer den. Die Primärwicklung 252 des Transformators 250 liegt an den Ausgangsleitern des Inverters. Die vier IGBT′s wer den alternativ in diagonalen Paaren (IGBT′s 240a, 240d und IGBT′s 240b, 240 c) aktiviert , und zwar durch Span nungen angelegt an ihre Steuerleiter derart, daß jeder Ausgangsleiter des Inverters alternativ verbunden wird mit positiven und negativen Bussen 141a, 141b der Inver terschaltung 218. Eine kurze Überlappungszeit von annä hernd 2 Mikrosekunden tritt bei dem Polaritätsübergang auf, wo alle vier IGBT′s leitend sind. Durch die Primär wicklung 252 des Transformators 250 wird ein im wesentli chen rechteckwellenförmiger Wechselstrom erzeugt.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 sei auf das Inverterklemm netzwerk hingewiesen, welches gebildet wird durch einen 2 Mikrofarad Kondensator 343, Diode 342 und 8 Ohm Wider stand 344, wobei dieses Netzwerk die Begrenzungen der Spannung zwischen den positiven und negativen Bussen, die den Inverter speisen, bewirken und dadurch die Spannung an den IGBT-Schaltern begrenzen, und zwar während der Po laritätsänderung in der Inverterausgangsgröße. Fig. 3 zeigt einen Teil des Inverters und der Regulatorlei stungsschaltung zum Betreiben einer äquivalenten Darstel lung der Hinauftransformatorlast. Die Induktivität 355 repräsentiert die Transformatorleckinduktivität oder -induktanz und die Spannungsquelle 356 repräsentiert die sekundäre zu der Primärseite reflektierte Spannung. Die Größe der Spannungsquelle 356 ist im wesentlich gleich der Größe der Modulausgangsgleichspannung dividiert durch das Transformatorwindungsverhältnis. Die Polarität der Spannungsquelle 356 ist in Fig. 3 gezeigt, wenn die Rich tung des Stromes i_p in Fig. 3 gezeigt ist. Sie ändert sich zur entgegengesetzten Polarität, wenn sich der Strom i_p in entgegengesetzter Richtung ändert.

Die Prinzipien des Inverterklemmnetzwerkes werden am be sten beschrieben unter Bezugnahme auf die Wellenformen während der Übergänge der Polarität der Inverterausgangs größe, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Für eine Inverter ausgangsfrequenz von 10 kHz treten diese Wellenformen alle 100 Mikrosekunden während des Übergangs von der positiven zur negativen Inverterausgangspolarität auf. Die gleichen Wellenformen aber von entgegengesetzter Po larität treten auch alle 100 Mikrosekunden während des Übergangs vom negativen zum positiven Inverterausgang auf. Die Übergänge sind mit 50 Mikrosekunden Abstand angeordnet, um die im wesentlichen Stromrechteckwellen formen des Inverters zu schaffen. Es sei nunmehr auf Fig. 4 hingewiesen. Vor der Zeit t_a sind die IGBT-Schalter 340a und 340d eingeschaltet und leiten und die Transi storschalter 340b und 3240c sind ausgeschaltet und nicht leitend. Der Strom I_L in der Induktivität 328 fließt durch die Schalter 340a und 340d, wodurch die äquivalente Last gebildet durch die Induktivität (Induktor) 355 und Spannungsquelle 356. Zur Zeit t_a werden auch die Schalter 340b und 340c eingeschaltet, was eine Null-Spannung an der äquivalenten Last zur Folge hat und im Beginn des Abfalls des Stromes i_p auf Null, was zur Zeit t_p erfolgt. Zwischen den Zeiten t_p und t_c sind alle vier Schalter 340a, 340b, 340c und 340d stromleitend in der Größe I_L/2. Zur Zeit t_c werden die Schalter 340a und 330d abgeschal tet und werden nicht leitend. Der Strom I_L in der Induk tivität 328 wird nunmehr dazu gezwungen, durch den Kon densator 343 zu fließen, der durch den Widerstand 344 und Diode 342 auf 650 Volt vorgeladen ist. Dies legt 650 Volt an die äquivalente Last an, was zur Folge hat, daß ein stromaufbau das Stromes i_p in negativer Richtung erfolgt. Die Spannung am Kondensator 343 und der Strom i_p durch die äquivalente Last vergrößern sich weiter, bis die Größe i_p den Wert I_L zur Zeit t_d erreicht. Zu dieser Zeit t_d wird die Diode 342 umgekehrt vorgespannt und der Kon densator 343 fängt an, sich zurückzuentladen zu 650 Volt über Widerstand 344 in Vorbereitung für den nächsten Po laritätsübergang einen halben Zyklus später.

Man erkennt, daß ein alternativer Strompfad für den Stromfluß vorgesehen wird, wenn sich der Strom in der induktiven Last 355 von Null aus aufbaut. Ein Kondensator 343 ist verbunden ausgehend von einer der zwei Eingangs schaltungensleitungen mit einem Leiter eines Spannungs quellenkondensators 325 mit einem Schaltungsknoten zwi schen einem Widerstand 344 und Diode 342, so daß dann, wenn sich ein Strom von Null aus auf einen Maximalwert aufbaut Überschußstromfluß von einer der zwei Eingangs schaltungsleitungen über den Kondensator 343 und Diode 342 zu der anderen der zwei Eingangsschaltungsleitungen erfolgt. Die Spannung an den zwei Spannungsleitungen ist auf annähernd die Spannung der Spannungsquelle 325 fest geklemmt. Dieses Inverterklemmnetzwerk besteht aus Kon densator 343, Diode 342, Widerstand 344 ist gegenüber dem stand der Technik überlegen, weil die sich schnell ändernden Ströme innerhalb Kondensator 343, Diode 342 und den Inverte-IGBT-Schaltern 340a, 340b, 340c und 340d auf treten. Kondensator 343 und Diode 342 sind sehr nahe zu dem Inverter IGBT′s angeordnet, was die Streuinduktivität oder Induktanz der Schleife minimiert, die gebildet ist durch Kondensatordiode und IGBT′s. Infolgedessen werden die Spannungsübergangsspitzen minimiert, die an den IGBT′s auftreten, und die erzeugt werden durch diese In duktivität und die sich schnell ändernden Ströme.

Wiederum unter Bezugnahme auf Fig. 2 sei bemerkt, daß die Inverterschaltung ebenfalls Mittel aufweist zum gleichzeitigen Anschalten sämtlicher IGBT-Schaltermittel 240a-240d zum Kurzschließen und dadurch zum Isolieren der Primärseite 252 des Transformators 250, wenn ein anfangender Kanonen bogen abgefühlt wird. Dies minimiert die Leistungsversor gungsstromgröße, welche während Lastbogenbildung durch die Last läuft.

Der Fachmann erkennt, daß Dämpfungsnetzwerke (snubber networks) verwendet werden können, wobei jedes dieser Netzwerke aus einem Widerstand, einer Diode und einem Kondensator besteht, und wobei diese Netzwerke in Ver bindung mit jedem IGBT im Spannungsregulator 214 und Inverter 218 benötigt werden können. Diese Dämpfernetz werke sind in den Fig. 1, 2 und 3 nicht gezeigt, und zwar aus Gründen der Klarheit. Die Konstruktion der Dämpfer netzwerke für die IGBT′s ist wohl bekannt.

Eine eine Windung aufweisende Spannungsabfühlwicklung 255 ist auf den gleichen Transformatorkern wie die Primärsei te 252 und die Sekundärseite 254 gewickelt. Die Span nungsabfühlwindung 255 sieht Mittel vor zum Abfühlen einer Wechselspannung proportional zur Wechselspannung an der Sekundärseite 254 des Transformators 250. Die in der Abfühlwicklung 255 induzierte Wechselspannung wird sodann gleichgerichtet und gefiltert, und zwar durch Ausgangssi mulatormittel 290. Zudem wird der Ausgangsstrom des Mo duls durch den Gleichstromfühler 280 abgefühlt und ver wendet zur Steuerung einer Stromquelle parallel mit dem Filterkondensator 253 im Ausgangssimulator 290. Die Stromquelle repräsentiert die Stromquellencharakteristik einer Ionenquelle und speziell einer Elektronenstrahl kanone. Der Kapazitätswert des Filterkondensators 253 und der Wert und Bereich der Stromquelle 292 werden maßstabs mäßig derart bemessen, daß die Ausgangsgröße des Aus gangssimulators 290 in genauer Weise den Spannungspegel repräsentiert und die Schaltungsdynamiken der Ausgangs größe des Gleichstromumrichtermoduls, und sie ist ferner konsistent mit den für die Rückkopplungssteuerschaltung verwendeten Spannungspegeln. Die Verwirklichung des Aus gangssimulators 290 erfolgt mit bekannten elektronischen Schaltungsverfahren. Die Verwendung der eine Windung auf weisenden Abfühlwicklung 255 und des Ausgangssimulators gestatten die Erzeugung des Modulausgangsspannungsrück kopplungssignals, ohne daß eine Hochspannungsisolations- oder Trennschaltung erforderlich ist, die dann erforder lich wäre, wenn die Modulausgangsspannung direkt gemessen würde.

Der Ausgangssimulator 290 weist Diodengleichrichtermittel 291 auf, welche auf die Wechselspannung ansprechen, die durch die Abfühlwicklung 255 erzeugt wird, um so eine Gleichspannung an zwei Ausgangsleitungen zu erzeugen. Diese Gleichspannung ist proportional zu der Ausgangs gleichspannung des Leistungsversorgungsmoduls 112. Die Ausgangssimulatormittel 290 weisen auch einen Filterkon densator 293 auf, der an den zwei Ausgangsleitungen von den Gleichrichtermitteln 291 liegt. Gesteuerte Stromquel lenmittel 292 sind ebenfalls an die zwei Ausgangslei tungen angeschaltet, um die Ausgangsspannung der Strom abfühlmittel 280 anzulegen, um so einen Strom zu erzeu gen, der proportional zum Ausgangsstrom des Leistungs versorgungsmoduls ist. Die gesteuerten Stromquellenmittel 292 ziehen Strom aus den zwei Ausgangsleitungen und er zeugen eine genaue Simulation der Leistungsversorgungs modulausgangsspannung.

Die Ausgangsgröße des Ausgangsimulators 290 wird sodann an Spannungssummiermittel 266 angelegt. In den Summier mitteln wird Spannung von dem Ausgangssimulator 290 von einer Einstellpunktspannung abgezogen. Die Einstellpunkt spannung ist eine Bezugsspannung für die Steuerung der Amplitude der Umrichter- oder Konverterausgangsspannung. Die Einstellpunktspannung ermöglicht die Steuerung der Amplitude der Konverter - oder Umrichterausgangsspannung auf ein gewünschtes Niveau. Die Ausgangsgröße der Span nungssummiermittel 266 ist eine Differenzspannung, d. h. die Differenz zwischen der Einstellpunktspannung und der Ausgangsspannung des Simulators.

Die Differenzspannung wird verstärkt und gefiltert, und zwar entsprechend bekannter Verfahren in dem Kompensator 268. Die verstärkte Spannung vom Kompensator 268 wird dann mit einer takterzeugten Sägezahnspannung mit einem Komparator 270 verglichen. Die Sägezahnspannung wird durch Sägezahngeneratormittel 272 erzeugt und ist mit dem Taktimpuls des Systems synchronisiert. Die Ausgangsgröße des Komparators ist ein einen logischen Pegel aufweisen des enable oder Schaltsignal (beispielsweise +5V), wel ches einen "enable" (Schalt-) und einen "disable" (Ab schalt-) Zustand besitzt. Die Ausgangsgröße des Kompara tors 270 und das logische Taktsignal speisen die Regula torlogik- und Treiberschaltung 274, welche das enable- Signal an die Regulator IGBT′s 224a und 224b verteilt. Die Logik- und Treiberschaltung 274 sieht auch Mittel vor zum alternativen "enablen" der IGBT′s 224a, 244b. Diese Logik-und Treiberschaltung 274 wird unter Verwendung be kannter elektronischer Verfahren implementiert. Das enable-Signal hat ein variables Verhältnis der Zeit, wäh rend welcher die Spannung hoch liegt, zu der Zeit, wäh rend welcher die Spannung niedrig liegt, und zwar als eine Funktion der Federspannungsausgangsgröße des Kompen sators 268. Sodann wird das enable-Signal an die enable- Leiter der IGBT-Schaltmittel 224a, 224b der Spannungsre gulatorschaltung 214 angelegt. Dies sieht eine dynamische Regulierung der Gleichspannung am Ausgang der Leistungs versorgung vor, und zwar entsprechend sich ändernden La sten, die abgefühlt werden, durch den Ausgangssimulator 290 und die Abfühlwicklung 255.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Leistungsversorgung wer den Gleichstromabfühlmittel 280 vorgesehen, und zwar an der negativen Ausgangsleitung der Leistungsversorgung. Hier wird der abgefühlte Ausgangsstrom mit einer vorbe stimmten Schwelle verglichen, die eine Anzeige der Strom bedingungen bildet, und zwar während eines anfangenden Kanonenbogens. Der abgefühlte Strom und die Stromschwelle werden in einem Spannungskomparator 282 verglichen. Der Spannungskomparator erzeugt ein Ausgangssignal dann, wenn der Strom oberhalb einer vorbestimmten Schwelle abgefühlt wird und ein anfangender Kanonenbogen vorhanden ist. Dies wiederum schickt ein Signal zu einer "cutback" (Rückführ) Zeitsteuerung 284, die einen Impuls erzeugt, der im Be reich von 50 ms bis 200 ms liegt und der seinerseits die Inverterlogik und Treiberschaltung 286 aktiviert. Wenn ein Kanonenbogen abgefühlt wird, so aktiviert die Inver terlogik und Treiberschaltung 286 gleichzeitig alle vier IGBT′s 240a-240d zusätzlich, was die Primärseite 252 kurzschließt und dadurch den Strom beendet, der von der Primärseite zu der Lastseite durchgelassen wird. Die Rückführzeitsteuerschaltung 284 schickt gleichzeitig auch ein Signal an die Regulatorlogik und die Treiberschaltung 274, welche die Regulatorschaltermittel 224a und 224b ab schaltet.

Zusammenfassend sieht die Erfindung folgendes vor:

Eine eine hohe Leistung vorsehende Festkörperleistungs versorgung zur Erzeugung einer steuerbaren eine kon stante hohe Spannung besitzenden Ausgangsgröße, bei sich verändernden und bogenbildenden Lasten, und zwar geeignet zur Leistungsversorgung einer Elektronenstrahlkanone oder einer anderen Ionenquelle. Die erfindungsgemäße Lei stungsversorgung ist außerordentlich brauchbar für Ausgangsgrößen im Bereich von 100 bis 400 kW oder mehr. Die Leistungsversorgung weist eine Vielzahl von diskreten Schaltmodulen auf, und zwar insbesondere der Gleichstromumrichterbauart. Jedes Modul weist einen Spannungsregulator auf, eine Induktivität, einen Inverter, zur Erzeugung eines hochfrequenten Rechteckquellenstroms von al ternierender Polarität, eine verbesserte Inverterspannungsklemm schaltung, einen Hinauftransformator und ein Ausgleichrichter zur Erzeugung einer Gleichspannung am Ausgang jedes Moduls. Die Eingangsgrößen zu den Konvertermodulen werden eingespeist von einem gemeinsamen Gleichstrom, Gleichrichter/Filter und sind miteinander parallel geschaltet durch Entkopplungsnetzwerke, um hochfrequente Eingangswechselwirkungen zu unterdrücken. Die Aus gangsgrößen der Konvertermodule sind miteinander in Serie ge schaltet und verbunden mit dem Eingang der Übertragungsleitung zu der Last, und zwar durch ein Entkopplungs- und Leitungsanpas sung-Netzwerk. Die Gleichstromumrichtermodule oder dc/dc- Konvertermodule sind derart phasenaktiviert, daß für n-Module jedes Modul gleichmäßig 360°/n außer Phase bezüglich eines darauffolgenden Moduls aktiviert wird. Die gephaste Aktivation der Konvertermodule kombiniert mit den Rechteckstromwellenformen der Hinauftransformatoren gestattet, daß die Leistungsversorgung den stark verminderten Ausgangskapazitätswerten arbeitet, was die gespeicherte Energie minimiert, die verfügbar ist für die Entladung in eine Elektronenstrahlkanone oder dgl., während der Bogenbildung. Die dynamische Leistungsversorgung sieht also ein dynamisches Ansprechen auf unterschiedliche Lasten vor, und zwar durch Steuerung des Arbeitszyklus des Spannungsregulators unter Verwendung von simulierten Spannungsrückkopplungssignalen und Spannungsrückkopplungsschleifen. Zum Abfühlen beginnender Bo genströme reflektiert am Ausgang der Leistungsversorgung und zur gleichzeitigen Entkopplung der Leistungsversorgungsschaltung von der Bogenbildenden Last sind Schaltungen vorgesehen.

Claims

1. Ein Netzwerk zur Begrenzung von Spannungsspitzen an zwei Eingangsschaltungsleitungen, wobei folgendes vorgesehen ist:
ein Kondensator, der verbunden ist von einer der zwei Eingangsschaltungsleitungen und einer Leitung einer Spannungsquelle zu einem Schaltungsknoten zwischen einem Widerstand und einer Diode, wobei sich Strom von Null ausgehend auf einen Maximalwert aufbaut, wobei Überschußstromfluß von einer der beiden Eingangsschaltungsleitungen durch den Konden sator und die Diode zu der anderen der zwei Ein gangsschaltungsleitungen erfolgt und wobei die Span nung an den zwei Schaltungsleitungen auf annähernd die Spannung der Spannungsquelle festgelegt oder festgeklemmt ist, und wobei die Spannungsquelle in Serie liegt mit dem Widerstand, der an dem Konden sator liegt.

2. Inverterklemmschaltung, der folgendem aufweist:
Invertermittel zur Erzeugung von Rechteckstromwel lenformen von alternierender Polarität mit einer Frequenz von mindestens 10 kHz von einer Gleich stromquelle, die positive und negative Eingangsbusse der Invertermittel speist; und
Mittel zur Spannungsbegrenzung zwischen den positi ven und negativen Eingangsbusse und zur Begrenzung der Spannung an den Invertermitteln während der Po laritätsänderung der Inverterausgangsgröße.

3. Ein Eingangsentkopplungsnetzwerk, welches folgendes aufweist:
erste Mittel zur Reduzierung von Stromwellungen in zwei Eingangsschaltungsleitungen hervorgerufen durch schnelle und wiederholte Betätigung eines Schalt kreises in einer der zwei Eingangsschaltungslei tungen, wobei folgendes vorgesehen ist:
zweite Mittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate mit einem Eingangsende und einem Ausgangsende einge setzt in eine der zwei Eingangsschaltungsleitungen und dritte Mittel zum Speichern der Ladung verbunden mit den zwei Schaltungsleitungen auf der Ausgangs seite der zweiten Mittel zur Begrenzung der Stromän derungsrate und zu den Schaltmitteln derart, daß der Leitungsstrom an dem Eingangsende der zweiten Mittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate mit einer kleinen Rate von einem ersten Wert aus auf einen hö heren Wert ansteigt, wenn der Schaltungskreis Strom führt, und wobei der Leitungsstrom am Eingangsende der zweiten Mittel für eine begrenzte Stromratenän derung zurück auf das erste Niveau abnimmt, und zwar mit einer kleinen Rate, wenn der Schaltungskreis nicht leitend ist;
wobei die dritten Mittel zur Speicherung der Ladung die Absorption sämtlichen Stromflusses durch die zweiten Mittel bewirken, und zwar zur Begrenzung der Stromänderungsrate, wenn der Schaltkreis nicht lei tend ist, und wobei die dritten Mittel zur Ladungs speicherung zu dem Strom durch die zweiten Mittel hinzuaddieren zur Begrenzung der Stromänderungsrate, um den Stromerfordernissen des Schaltkreises zu ent sprechen, wenn der Schaltkreis leitet; und
parallel, mit den Mitteln zur Begrenzung der Stromän derungsrate geschalteten Dämpfungsmittel zum Unter drücken von Stromoszillationen oder Schwingungen in den beiden Schaltungsleitungen.

4. Ein Netzwerk, welches folgendes aufweist:
Schaltungsmittel zum Reduzieren der Stromänderungs rate von einem Ausgangskondensator einer Leistungs versorgung, deren Bogenbildungszuständen an dem Aus gang der Leistungsversorgung, wobei folgendes vorge sehen ist:
Stromänderungsratenunterdrückungsmittel zur Begren zung der Änderungsrate des Kondensatorausgangsstroms während der Einleitung und Erholung und zur auf die se Weise erfolgenden Verhinderung des kurzschluß artigen Herausschaltens des Ausgangsübertragungs leitungsanpassungswiderstands;
wobei die Stromänderungsratenunterdrückungsmittel ferner folgendes aufweisen:
eine Induktivität (Induktor) mit einem Eingangsende, welches mit dem Ausgangskondensator verbunden ist und mit einem Ausgangsende, welches mit dem Ausgang der Leistungsversorgung verbunden ist;
und Widerstandsdämpfungsmittel, die parallel ge schaltet sind mit der Induktivität zur Begrenzung der Oszillation hervorgerufen durch Resonanzen zwi schen dem Ausgangskondensator und der Induktivität.

5. Schaltungsmittel zur Erzeugung eines Erdpegelspan nungsrückkopplungssignals zur Steuerung der Aus gangsspannung einer Vielzahl von Gleichstromum richtermodulen, deren Ausgänge in Serie geschaltet sind zur Bildung eines Versorgungsausgangsleiters, wobei jedes Modul Schaltmittel aufweist zur Erzeu gung einer Pulsationsspannung mit gesteuertem Tast verhältnis oder Arbeitszyklus, Induktivitätsmittel zur Umwandlung der gepulsten Spannung in einen ge glätteten Gleichstrom, Invertermittel zur Erzeugung aus dem Gleichstrom eines Wechselstromes durch die Primärseite eines Transformators, wobei der Trans formator mindestens eine Sekundärwicklung aufweist, die mit der Primärwicklung induktiv gekoppelt ist, um eine Ausgangsspannung des Moduls zu erzeugen und wobei die Schaltungsmittel zur Erzeugung des Aus gangsspannungsrückkopplungssignals folgendes auf weist:
eine gesonderte Transformatorwicklung induktiv gekoppelt mit der Primär- und Sekundärseite zur Er zeugung einer Wechselspannung, deren Größe propor tional ist zu der Ausgangsgleichspannung des Gleich stromumrichtermoduls;
Gleichrichtermittel ansprechend auf die Wechselspan nung erzeugt durch die gesonderte Transformator wicklung mit einer Verbindung mit einem Kondensator zur Erzeugung einer Gleichspannung an zwei Ausgangs leitungen, wobei die Spannung proportional ist zu der Ausgangsgleichspannung des Gleichstromumrichter moduls;
Stromabfühlmittel verbunden mit dem Versorgungsaus gangsleiter zur Erzeugung einer Ausgangsspannung proportional zu dem Strom, der durch den Ausgang sämtlicher der in Serie geschalteten Gleichstrom richtermodule fließt;
gesteuerte Stromquellenmittel verbunden mit den zwei Ausgangsleitungen zum Anlegen der Ausgangsspannung der Stromabfühlmittel zur Erzeugung eines Stroms proportional zu dem Ausgangsstrom des Gleichstrom umrichtermoduls, wobei die gesteuerten Stromquellen mittel Strom aus die zwei Ausgangsleitungen ziehen, um eine genaue Simulation der Modulausgangslast zu schaffen.

6. Steuerschaltung, die folgendes aufweist:
Mittel zum Synchronisieren des Betriebs einer Viel zahl von n Gleichstromumrichtermodulen, deren jedes Ausgangsanschlüsse hat, die in Serie geschaltet sind und Eingangsanschlüsse, die parallel geschaltet sind an eine einzige Spannungsquelle und wobei folgendes vorgesehen ist:
eine Vielzahl von Taktimpulsleitungen, und zwar eine für jedes Gleichstromumrichtermodul zur Steuerung des Augenblicks des Einschaltens eines Schaltmittels in einem Spannungsregulator der Schalterbetriebsart in einem bestimmten Umrichtermodul relativ zu ande ren Schaltmitteln in anderen der n-Umrichtermodule derart, daß der Nettowellungsstrom der von der Span nungsquelle gezogen wird, durch die Vielzahl der n- Umrichtermodule und die Netto-Wellungsspannung am Ausgang der in Serie geschalteten n-Umrichtermodule ausgemittelt wird, über Zeit hinweg und kleiner ist als der Wellungsstrom und die Spannung eines einzi gen Umrichtermoduls.

7. Mittel zur Synchronisation der Betriebs einer Viel zahl von n-Gleichstromumrichtermodulen gemäß An spruch 6, wobei für die n-Gleichstromumrichtermodule n-Tanktimpulsleitungen vorgesehen sind, wobei die Taktimpulsleitungen in einer Sequenz derart ange ordnet sind, daß die Phasendifferenz zwischen zwei Taktimpulsen auf zwei aufeinanderfolgenden Taktim pulsleitungen 360°/n ist.

8. Verfahren zum schnellen Abschalten eines Gleichstrom umrichters der Schalterbetriebsart, wobei ein Span nungsregulator vorgesehen ist, der Schaltmittel auf weist, und mit einem Inverter, der mindestens zwei parallele Zweige aufweist, mit mindestens zwei in Serie geschalteten Schaltmitteln zur Erzeugung eines Wechselstroms durch die Primärseite eines Transforma tors und wobei folgende Schritte vorgesehen sind;
Abfühlen des Versorgungs-Gleichstromumrichteraus gangsstroms und Erzeugen einer Ausgangsspannung proportional zu dem abgefühlten Ausgangsstrom;
Vergleichen der abgefühlten Ausgangsspannung mit einer konstanten Bezugsspannung zum Vorsehen von einem von zwei logischen Zuständen;
Verwendung der logischen Zustände zum Betreiben von Zeitsteuermitteln, und zwar in einen ersten Zustand zur Erzeugung eines normalen Musters von Impulsen für die Schaltmittel des Spannungsregulators und des Inverters und zum Erzeugen eines zweiten Zustands der Zeitsteuermittel zum gleichzeitigen Abschalten (disabling) der Schaltmittel des Spannungsregu lators, so da die Ausgangsspannung des Spannungsre gulators Null ist und Einschalten (enabling) der Schaltmittel des Inverters derart, daß ein Kurz schluß an der Primärseite des Transformators immer dann erscheint, wenn ein anfangender Bogenstrom abgefühlt wird.

9. Stromschaltung zum Abschalten eines Gleichstrom umrichters oder dergleichen der Schalterbauart immer dann, wenn ein Bogenstrom abgefühlt wird, wobei fol gendes vorgesehen ist:
Mittel zum Erzeugen einer gesteuerten Gleichstrom quelle an ersten und zweiten Ausgangsleitern mit Spannungsregulatorschaltmitteln, wobei diese Schalt mittel einen Einschaltleiter aufweist, ferner einen Kollektorleiter mit einer Verbindung mit einer Frei laufdiode und einer Induktivität und ferner mit einem Emitterleiter;
Invertermittel zur Erzeugung eines hochfrequenten Rechteckquellenstroms durch die Primärwicklung eines Transformators aus der erwähnten Gleichstromquelle mit ersten und zweiten parallelen Zweigen, wobei je der Zweig mindestens zwei Schaltmittel aufweist, die in Serie geschaltet sind und eine Brückenschaltung bilden zur Verbindung mit den ersten und zweiten Ausgangsleitern der Mittel zur Erzeugung des Gleich stroms durch die Transformatorprimärwicklung und wo bei ferner jedes Schaltmittel einen Einschaltleiter, einen Kollektorleiter und einen Emitterleiter be sitzt;
Steuermittel zum alternativen Einschalten diagonaler Schaltmittel in jedem der parallelen Zweige der Brückenschaltung derart, daß die "Ein"-Zeit der alt ernativ aktivierten Schaltmittel einen positiven oder negativen Strom durch die Primärseite der Transformatormittel erzeugt;
Mittel zum Abfühlen anfangender Bogenströme an der Ausgangsseite der Versorgung;
Steuermittel ansprechend auf die Mittel zum Abfühlen der anfänglichen Bogenströme und zur wesentlichen gleichzeitigen Abschaltung der Spannungsregulator schaltmittel, um den Induktivitätsstrom dazu zu zwingen, in die freilaufende Diode zu fließen und zum gleichzeitigen Einschalten sämtlicher Konver terschaltmittel in den parallelen Zweigen der Brückenschaltung zur Erzeugung eines Kurzschlusses auf der Primärseite der Transformatormittel für eine vorbestimmte Zeitperiode dann, wenn der anfängliche Bogenstrom abgefühlt wird.

10. Netzwerkmittel zum Entkoppeln einer Leistungsversor gungsausgansgröße von durch Last erzeugten Bögen, wobei die Entkopplungsmittel folgendes aufweisen:
Induktivitätsmittel zur Begrenzung der Stromände rungsrate zwischen der Vielzahl von miteinander ver bundenen Gleichstromumrichtermodulen und einer Ver sorgungsausgangsgröße:
Widerstandsdämpfungsmittel parallel geschaltet mit den Induktivitätsmitteln, wobei die Widerstandsdämp fungsmittel dazu dienen, die Oszillation zu reduzie ren, die durch die Resonanz zwischen Induktivität und dem Filterkondensator hervorgerufen wird.

11. Leistungsversorgung nach Anspruch 10, wobei die In duktivitätsmittel zur Begrenzung der Stromänderungs rate und die Widerstandsdämpfungsmittel parallel geschaltet sind, und zwar mit den Induktivitätsmit teln und dazu geeignet sind, an jede der Ausgangs leitungen jedes der Vielzahl von Gleichstromumrich termodulen eingesetzt zu werden.

12. Leistungsversorgung nach Anspruch 11, wobei die Vielzahl von Gleichstromumrichter mit Modulen mit einander parallel an ihren Ausgangsleitungen ver bunden sind.

13. Schaltungsmittel zum Entkoppeln der Leistungsversor gungsausgangsgröße von durch Last erzeugten Bögen, wobei folgendes vorgesehen ist:
eine Leistungsversorgung mit einer Vielzahl von Gleichstromumrichtermodulen, deren jedes zwei Ein gangsleitungen und zwei Ausgangsleitungen aufweist, wobei die Module an ihren Eingangsleitungen parallel geschaltet sind und an ihren Ausgangsleitungen in Serie liegen;
Reguliermittel vorgesehen in jedem Modul zum Erzeu gen einer gesteuerten Quellengleichstroms;
Invertermittel zur Erzeugung eines Rechteckwellen stroms alternierender Polarität aus der gesteuerten Gleichstromquelle;
Transformatormittel zum Hinauftransformieren einer angelegten Spannung und zum Herabtransformieren des Rechteckwellenstroms aus den Invertermitteln;
Ausgangsgleichrichter- und Filterkondensator-Mittel zum Gleichrichten und Filtern eines Rechteckwellen stroms von dem Transformator;
Induktivität oder Induktormittel angeordnet in einer Leistungsversorgungsausgangsleitung zur Begrenzung der Stromänderungsrate zwischen der Vielzahl von in Serie geschalteten Eingangsleitungen der Gleich stromumrichtermodule und einer Versorgungsaus gangsleitung;
Widerstandsdämpfungsmittel geschaltet in parallel mit dem Induktivitätsmitteln, wobei die Wider standsdämpfungsmittel dazu dienen, die Oszillation zu vermindern, die hervorgerufen durch die Resonanz zwischen der Induktivität und dem Fühlerkondensator.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Induktivi tätsmittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate und die Widerstandsdämpfungsmittel zur Verminderung der Oszillation mit den Induktivitätsmitteln parallel geschaltet sind und eingesetzt sind in jeder Aus gangsleitung der Vielzahl von Gleichstromumrich termodulen.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Vielzahl von Gleichstromumrichtermodulen mit ihren Ausgangs leitungen parallel geschaltet sind.

16. Gleichstromumrichter zur Erzeugung einer gesteuerten Gleichspannung bei sich ändernden bogenbildenden La sten, wobei folgendes vorgesehen ist:
Spannungsregulatormittel zum Vorsehen einer pulsie renden Spannung eines kontrollierten gesteuerten Ar beitszyklus (Tastverhältnis) aus einer nicht regu lierten Eingangsgleichspannung, wobei die Spannungs regulatormittel eine Freilaufdiode aufweisen und Spannungsregulatorschaltmittel mit einem Steuerlei ter, einem ersten Leiter verbunden mit einer ersten Ausgangsklemme des nicht regulierten Gleichstromein gangs und mit einem zweiten Leiter verbunden mit einem ersten Ende der Freilaufdiode, wobei ein zwei tes Ende der Freilaufdiode Verbindung herstellt mit einer zweiten Ausgangsklemme des nicht regulierten Gleichstromeingangs;
Induktor oder Induktivitätsmittel zum Glätten des Stroms, und zwar verbunden mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungsregulatorschaltmittel und mit dem zweiten Ende der Freilaufdiode;
ein Inverternetzwerk zur Erzeugung eines hochfre quenten Wechselstroms aus dem geglätteten Gleich strom, und zwar mit einer Vielzahl der Schaltmittel angeordnet in einer Brückenkonfiguration zur Erzeu gung des Rechteckwellenstroms alternierender Polari tät in der Primärseite eines Transformtors, wobei jedes Schaltmittel einen Steuerleiter aufweist, und zwar zum Empfang von Einschalt- und Abschaltsigna len;
Mittel zum Abfühlen von anfänglichen Bogenströmen am Ausgang der Leistungsversorgung und zum gleichzeiti gen Anlegen eines Abschaltsignals an die Steuerlei ter der Spannungsregulatorschaltmittel zum Abschal ten des Leitens der Schaltmittel und zum Anlegen eines Einschaltsignals an die Steuerleiter der In verternetzwerkschaltmittel zum Einschalten des Lei tens der Schaltmittel und zum durch Kurzschluß He rausschalten der Transformatorprimärseite dann, wenn ein Bogen abgefühlt wird;
Steuermittel zum Erzeugen eines Einschalt- oder Aus schaltsignals an dem Steuerleiter der Spannungsre gultorschaltmittel und zum Regulieren der Ausgangs schaltung des Gleichstromumrichters durch selektives Ändern des Verhältnisses der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit der Spannungsregulatorschaltmittel als eine Funktion der Differenz zwischen einer gewünsch ten Gleichstromumrichterausgangsspannung und einer simulierten Ausgangsspannung.

17. Gleichstromumrichter nach Anspruch 16, wobei die Steuermittel ferner eine Spannungsrückkopplungs schleifenschaltung aufweisen, die folgenden umfaßt:
Spannungsabfühlwicklungsmittel induktiv gekoppelt mit der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators zur Erzeugung einer Wechselspannung proportional zur Größe der Rechteckwellenspannungs impulse an der Sekundärwicklung;
Ausgangssimulatormittel zum Gleichrichten der Wech selspannung von der Abfühlwicklung und zur Erzeugung einer Ausgangsgleichspannung proportional zu der Gleichstromumrichterausgangsspannung;
Mittel zum Erzeugen einer Fehlerspannung, die die Differenz ist zwischen einer Bezugsspannung festge legt zum Vorsehen einer gewünschten Ausgangsspannung und der Gleichspannung des Ausgangssimulators;
Mittel zum Umwandeln der Fehlerspannung in das Ein schaltsignal mit einem variablen Tastverhältnis der art, daß das Einschaltsignal ein variables Zeitver hältnis besitzt, während das Signal wahr ist zu der Zeit, während das Signal falsch ist, und zwar als eine Funktion der Fehlerspannung;
Mittel ansprechend auf das Einschaltsignal und ver bunden mit den Einschaltleitern der Spannungsregula torschaltmittel zum Regulieren der Spannung am Aus gang des Gleichstromumrichters.

18. Leistungsversorgung zur Erzeugung einer gesteuerten Hochspannungsausgangsgröße bei sich ändernden und bogenbildenden Lasten, wobei folgendes vorgesehen ist:
Mittel zum Gleichrichten einer Quelle von mehrphasi ger Wechselspannung, und zur Erzeugung einer nicht regulierten Gleichspannung an positiven und negati ven Ausgangsleitern;
eine Vielzahl von n Gleichstromumrichter oder Wech selrichtermodulen parallel geschaltet an den positi ven und negativen Gleichstromausgangsleitern der Gleichrichtermittel, wobei jedes der Umrichtermodule Regulatormittel aufweist zur Erzeugung einer pulsie renden Spannung mit gesteuertem Tastverhältnis, In duktivitäts- oder Induktormittel zum Glätten der pulsierenden Spannung in einen geglätteten Gleich strom, Inverterschaltmittel zum Umwandeln des Gleichstroms in einen hochfrequenten Rechteckwellen strom alternierender Polarität, Transformatormittel mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung zum Empfang des hochfre quenten Rechteckwellenstroms dient und zum Hinauf transformieren der angelegten Spannung an der Pri märwicklung auf einen hohen Spannungspegel an der zweiten Sekundärwicklung, Ausgangsgleichrichter und Filterkondensatormittel zum Umwandeln der hochfre quenten Hochspannung entwickelt an die erste Sekun därseite in eine hohe Gleichspannung an einem posi tiven bzw. negativen Ausgangsleiter, wobei der posi tive Ausgangsleiter eines ersten Ausgangsgleichrich ters und der Filter eines ersten Gleichstromumrich termoduls die Verbindung herstellt zu dem negativen Ausgangsleiter eines zweiten Ausgangsgleichrichters und Filters eines zweiten Schaltungsmoduls derart, daß die Ausgangsgleichspannung erzeugt durch sämt liche Module addiert wird und die Summe der Spannun gen an einer positiven und negativen Ausgangsleitung der Leistungsversorgung ansteht;
Ausgangssimulatormittel einschließlich Spannungsab fühlwicklungsmitteln induktiv gekoppelt mit jeder Primär- und Sekundärwicklung der Transformatoren in den n Gleichstromumrichtermodulen und zur Erzeugung einer simulierten Ausgangsspannung proportional zu der Gleichstromumrichtermodulausgangsspannung; Steuermittel zum Aktivieren jedes aufeinanderfol genden Gleichstromumrichtermoduls in einer gephasten Beziehung, 360°/n aus der Phase mit einem benach barten Modul und zum Abfühlen in jedem der n-Module der simulierten Spannung und ferner mit Mitteln zum Simulieren der Gleichspannung als eine Funktion der Differenz zwischen der simulierten Spannung und der gewünschten Ausgangsspannung (Ausgangssollspannung).

19. Leistungsversorgung nach Anspruch 18, wobei die Viel zahl der Gleichstromumrichtermodule ihre jeweiligen Ausgangsleiter parallel geschaltet aufweisen.

20. Leistungsversorgung nach Anspruch 18, wobei jedes der Gleichstromumrichtermodule ferner folgendes auf weist:
Regulatorschaltmittel mit einem Kollektorleiter, einem Steuerleiter und einem Emitter, wobei der Emitter mit der negativen Gleichstromausgangsseite des Gleichrichters verbunden ist und wobei des Kol lektor mit der Anode einer Freilaufdiode in Verbin dung steht und mit einem ersten Leiter einer Induk tivität;
Invertermittel mit ersten und zweiten Eingangslei tern, wobei der erste Eingangsleiter die Verbindung herstellt mit einem zweiten Eingangsleiter der In duktivität und wobei der zweite Eingangsleiter die Verbindung herstellt mit der Freilaufdiodenkathode und mit dem positiven Gleichstromausgangsleiter des Gleichrichters;
Steuermittel zum sequentiellen Einschalten aufeinan derfolgender Regulatorschaltmittel jedes aufeinan derfolgenden Konvertermodus in gleicher Weise außer Phase mit einem benachbarten Umrichtermodul.

21. Hochspannungsgleichstromumrichter mit einer dynami schen Spannungsregelung und Mitteln zum Entkoppeln während einer Bogenbildung erzeugt insbesondere in einer Last, wobei folgendes vorgesehen ist:
Schalterreguliermittel ansprechend auf Steuersignale zum Vorsehen einer Quelle pulsierender Spannung mit einem gesteuerten Tastzyklus aus einer gleichgerich teten Eingangsspannung;
Induktivitätsmittel zum Filtern der pulsierenden Spannung und zum Erzeugen eines geglätteten Gleich stroms;
Schaltmittel zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstroms aus dem geglätteten Gleichstrom;
Hinauftransformatormittel einschließlich einer Primärwicklung zum Empfang des hochfrequenten Wechselstroms und mit einer Sekundärwicklung zum Hinauftransformieren der Spannung an der Primär wicklung und zum Ankoppeln der hinauftransformierten Wechselspannung an einen Ausgangsgleichrichter und Filter;
Steuermittel einschließlich Ausgangssimulatormittel zum Erzeugen einer Fehlerspannung repräsentativ für die Differenz zwischen der Gleichstromrichterausgangsspannung von dem Ausgangsgleichrichter und Filter und einer Sollspannung und zur Erzeugung eines Steuersignals mit einem variablen Tastverhält nis als einer Funktion der Fehlerspannung, wobei die Steuermittel das Steuersignal mit variablen Tastver hältnis an die Schaltreguliermittel derart anlegen, daß die Ein- und Aus-Zeiten der Schaltreguliermittel die regulierte Ausgangsgleichspannung im wesentli chen konstant halten bei sich ändernden Lasten, wo bei die Steuermittel ferner Stromabfühlmittel auf weist, zum Abfühlen eines anfänglichen Bogenstromes an einem Ausgang des Ausgangsgleichrichter und Fil ters und zur Erzeugung eines zweiten Steuersignals, um gleichzeitig die Schaltregulatormittel abzuschal ten und um die Schaltmittel einzuschalten, und zwar zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstromes und um dadurch die Transformatorprimärseite von der Versorgungsausgangsseite zu trennen.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Schaltregu liermittel, die Induktivitätsmittel, die Schaltmit tel zur Erzeugung eines hochfrequenten Gleichstroms, die Transformatormittel und die Ausgangsgleichrich ter und Filtermittel jeweils ein diskretes Schal tungsmodul bilden, und wobei die Hochspannungslei stungsversorgung eine Vielzahl derartiger Schaltmo dule aufweist, die miteinander an ihren Eingängen parallel und an ihren Ausgängen in Serie geschaltet sind.

23. Leistungsversorgungsnetzwerk, das folgendes aufweist:
einen Schaltkreis mit mindestens zwei Eingangsschal tungsleitungen;
Netzwerkmittel zur Begrenzung von Spannungsspitzen an den zwei Eingangsschaltungsleitungen, wobei das Netzwerk folgendes aufweist:
einen Kondensator geschaltet von einer der zwei Ein gangsschaltungsleitungen und einem Leiter einer Spannungsquelle zu einem Schaltungsknoten zwischen einem Widerstand und einer Diode, und wobei die Spannungsquelle in Serie liegt mit dem Widerstand verbunden an dem Kondensator.

24. Leistungsversorgung zur Erzeugung einer gesteuerten Hochspannungsausgangsgröße bei unterschiedlichen und bogenbildenden Lasten mit Mitteln zur Gleichrichtung einer mehrphasigen Wechselspannungsquelle und zur Erzeugung einer nicht regulierten Gleichspannung an positiven und negativen Ausgangsleitern, dadurch ge kennzeichnet, daß eine Vielzahl von Gleichstromum richtermodulen parallel an den positiven und nega tiven Gleichstromausgangsleitern der Gleichrichter mitte geschaltet sind, daß jedes der Umrichtermodule Regulatormittel aufweist zur Erzeugung einer pulsierenden Spannung mit gesteuertem Arbeitszyklus oder Tastverhältnis, ferner mit Induktormitteln zum Glätten der pulsierenden Spannung in einem geglät teten Gleichstrom, mit Inverterschaltermitteln zum Umwandeln des Gleichstroms in einen hochfrequenten Rechteckwellenstrom alternierender Polarität, und ferner mit Transformatormitteln, die eine Primär wicklung besitzen und zum Empfang des hochfrequenten Rechteckwellenstroms und zum Hinauftransformieren der angelegten Spannung an der Primärwicklung auf ein hohes Spannungsniveau einer Sekundärwicklung, wobei schließlich Ausgangsgleichrichter und Filter kondensatormittel vorgesehen sind zur Umwandlung der hochfrequenten Hochspannung an der Sekundärseite in eine hohe Gleichspannung an einen positiven oder negativen Ausgangsleiter, wodurch die Leistungsver sorgung mit stark verminderten Ausgangskapazitäts werten arbeitet, was die gespeicherte Energie minimiert, die verfügbar ist zur Entladung in eine Elektronenkanone oder dergleichen während Bogen bildung.