JPH11122928A - 整流平滑回路 - Google Patents
整流平滑回路Info
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- JPH11122928A JPH11122928A JP9287096A JP28709697A JPH11122928A JP H11122928 A JPH11122928 A JP H11122928A JP 9287096 A JP9287096 A JP 9287096A JP 28709697 A JP28709697 A JP 28709697A JP H11122928 A JPH11122928 A JP H11122928A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【課題】部品点数の増加を抑制しつつ、力率を高める。
【課題解決手段】整流用のダイオード２に商用電源１を
導く一対の商用電源ライン５，６の一方のライン５に、
商用電源１の単位周期においてダイオード２に電流が流
れる期間を増加させるインダクタＬを挿入すると共に、
インダクタＬにより生じる電流の位相遅れを減少させる
補正抵抗ＲをインダクタＬに並列に接続している。
導く一対の商用電源ライン５，６の一方のライン５に、
商用電源１の単位周期においてダイオード２に電流が流
れる期間を増加させるインダクタＬを挿入すると共に、
インダクタＬにより生じる電流の位相遅れを減少させる
補正抵抗ＲをインダクタＬに並列に接続している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源を整流平
滑する整流平滑回路に係り、より詳細には、商用電源ラ
インに挿入されたインダクタと、インダクタに並列に接
続された抵抗とにより、力率を改善した整流平滑回路に
関するものである。
滑する整流平滑回路に係り、より詳細には、商用電源ラ
インに挿入されたインダクタと、インダクタに並列に接
続された抵抗とにより、力率を改善した整流平滑回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源やインバータ回路は、
コンデンサ・インプット型の整流平滑回路の出力を動作
電源としている。一方、コンデンサ・インプット型の整
流平滑回路においては、商用電源の交流波形のレベル
が、最大値近傍となる期間においてのみ、ダイオードに
電流が流れるに過ぎない。従って、力率は、６０〜７０
％と悪い値となっている。このような力率の悪化を改善
するため、商用電源の一方のラインにインダクタを挿入
する構成が提案されている。すなわち、インダクタを挿
入した場合では、商用電源の単位周期において、ダイオ
ードに電流が流れる期間が、インダクタが無い場合の期
間より長くなる。その結果、ダイオードに流れる電流の
実効値が、ダイオードに流れる電流の平均値に近づく。
従って、力率が高まることとなる（第１の従来技術とす
る）。
コンデンサ・インプット型の整流平滑回路の出力を動作
電源としている。一方、コンデンサ・インプット型の整
流平滑回路においては、商用電源の交流波形のレベル
が、最大値近傍となる期間においてのみ、ダイオードに
電流が流れるに過ぎない。従って、力率は、６０〜７０
％と悪い値となっている。このような力率の悪化を改善
するため、商用電源の一方のラインにインダクタを挿入
する構成が提案されている。すなわち、インダクタを挿
入した場合では、商用電源の単位周期において、ダイオ
ードに電流が流れる期間が、インダクタが無い場合の期
間より長くなる。その結果、ダイオードに流れる電流の
実効値が、ダイオードに流れる電流の平均値に近づく。
従って、力率が高まることとなる（第１の従来技術とす
る）。
【０００３】また、力率を改善するための従来技術が、
特開平９−１４０１３９号として提案されている。すな
わち、この技術では、商用電源を倍電圧整流する倍電圧
整流回路と、倍電圧整流回路の出力を動作電源としてス
イッチング動作を行い、そのスイッチング出力を直列型
共振回路に供給するスイッチングコンバータとを備えて
いる。そして、力率改善手段を用いることにより、直列
型共振回路から整流電流経路に帰還されたスイッチング
出力に基づいて、力率の改善を行っている（第２の従来
技術とする）。
特開平９−１４０１３９号として提案されている。すな
わち、この技術では、商用電源を倍電圧整流する倍電圧
整流回路と、倍電圧整流回路の出力を動作電源としてス
イッチング動作を行い、そのスイッチング出力を直列型
共振回路に供給するスイッチングコンバータとを備えて
いる。そして、力率改善手段を用いることにより、直列
型共振回路から整流電流経路に帰還されたスイッチング
出力に基づいて、力率の改善を行っている（第２の従来
技術とする）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記技術
を用いた場合では、以下に示す問題を生じていた。すな
わち、第１の従来技術を用いた場合では、インダクタの
インダクタンスを増加させると、インダクタンスの増加
に伴って力率が上昇する。しかし、インダクタンスの増
加に対応して力率が上昇するのは、図４に示すように、
インダクタンスがＭ以下の場合であり、インダクタンス
がＭを越えたときには、電流の位相遅れの影響により、
インダクタンスを増加させても、力率は殆ど変化しな
い。つまり、力率の最良値が、比較的低い値Ｎ（７０〜
８０％程度）に留まり、それ以上の改善を行うことがで
きない。
を用いた場合では、以下に示す問題を生じていた。すな
わち、第１の従来技術を用いた場合では、インダクタの
インダクタンスを増加させると、インダクタンスの増加
に伴って力率が上昇する。しかし、インダクタンスの増
加に対応して力率が上昇するのは、図４に示すように、
インダクタンスがＭ以下の場合であり、インダクタンス
がＭを越えたときには、電流の位相遅れの影響により、
インダクタンスを増加させても、力率は殆ど変化しな
い。つまり、力率の最良値が、比較的低い値Ｎ（７０〜
８０％程度）に留まり、それ以上の改善を行うことがで
きない。
【０００５】また、第２の従来技術を用いた場合では、
良好な力率の値を得ることができるが、回路構成が複雑
であるため、部品点数が多い。従って、力率の改善のた
めには、電源部の形状の大型化や、製造コストの上昇を
招くことになる。
良好な力率の値を得ることができるが、回路構成が複雑
であるため、部品点数が多い。従って、力率の改善のた
めには、電源部の形状の大型化や、製造コストの上昇を
招くことになる。
【０００６】本発明は上記課題を解決するため創案され
たものであって、本発明の目的は、力率を改善するイン
ダクタに並列に抵抗を接続することによって、部品点数
の増加を抑制しつつ、力率を高めることのできる整流平
滑回路を提供することにある。
たものであって、本発明の目的は、力率を改善するイン
ダクタに並列に抵抗を接続することによって、部品点数
の増加を抑制しつつ、力率を高めることのできる整流平
滑回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明に係る整流平滑回路は、商用電源を整流するダイ
オードと、前記ダイオードの整流出力を平滑する平滑用
コンデンサと、前記ダイオードに商用電源を導く一対の
商用電源ラインの一方に挿入され、商用電源の単位周期
において前記ダイオードに電流が流れる期間を増加させ
るインダクタと、前記インダクタに並列に接続され、前
記インダクタにより生じる電流の位相遅れを減少させる
補正抵抗とを備えた構成としている。すなわち、商用電
源ラインの一方にインダクタを挿入すると、単位周期に
おいてダイオードに電流が流れる期間が増加するので、
力率が高くなる。その一方で、インダクタによる電流の
位相遅れが生じ、この電流の位相遅れによって、力率の
改善の程度が抑制される。しかし、インダクタに並列に
接続された補正抵抗は、電流の位相遅れを減少させる。
その結果、商用電源の単位周期において、ダイオードに
電流の流れる期間が増加し、かつ、電流の位相遅れが減
少する。従って力率が高まることとなる。
本発明に係る整流平滑回路は、商用電源を整流するダイ
オードと、前記ダイオードの整流出力を平滑する平滑用
コンデンサと、前記ダイオードに商用電源を導く一対の
商用電源ラインの一方に挿入され、商用電源の単位周期
において前記ダイオードに電流が流れる期間を増加させ
るインダクタと、前記インダクタに並列に接続され、前
記インダクタにより生じる電流の位相遅れを減少させる
補正抵抗とを備えた構成としている。すなわち、商用電
源ラインの一方にインダクタを挿入すると、単位周期に
おいてダイオードに電流が流れる期間が増加するので、
力率が高くなる。その一方で、インダクタによる電流の
位相遅れが生じ、この電流の位相遅れによって、力率の
改善の程度が抑制される。しかし、インダクタに並列に
接続された補正抵抗は、電流の位相遅れを減少させる。
その結果、商用電源の単位周期において、ダイオードに
電流の流れる期間が増加し、かつ、電流の位相遅れが減
少する。従って力率が高まることとなる。
【０００８】 〔発明の詳細な説明〕
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例の形態を、
図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明に係る整流
平滑回路の一実施形態の電気的接続を示す回路図であ
る。
図面を参照しつつ説明する。図１は、本発明に係る整流
平滑回路の一実施形態の電気的接続を示す回路図であ
る。
【０００９】図において、商用電源１は、例えば、１０
０Ｖの商用電源であり、ダイオードブリッジ２は、この
商用電源１を両波整流するための素子となっている。そ
のため、ダイオードブリッジ２の交流入力端子には、商
用電源１の一対の商用電源ライン５，６が導かれてい
る。また、インダクタＬは、商用電源１の単位周期にお
いて、ダイオードブリッジ２に電流が流れる期間を増加
させるための素子となっている。このため、インダクタ
Ｌは、商用電源ラインの一方のライン５に挿入されてい
る。また、インダクタＬに並列に接続された補正抵抗Ｒ
は、インダクタＬにより発生する電流の位相遅れを減少
させるための素子となっている。
０Ｖの商用電源であり、ダイオードブリッジ２は、この
商用電源１を両波整流するための素子となっている。そ
のため、ダイオードブリッジ２の交流入力端子には、商
用電源１の一対の商用電源ライン５，６が導かれてい
る。また、インダクタＬは、商用電源１の単位周期にお
いて、ダイオードブリッジ２に電流が流れる期間を増加
させるための素子となっている。このため、インダクタ
Ｌは、商用電源ラインの一方のライン５に挿入されてい
る。また、インダクタＬに並列に接続された補正抵抗Ｒ
は、インダクタＬにより発生する電流の位相遅れを減少
させるための素子となっている。
【００１０】ダイオードブリッジ２のプラス出力とマイ
ナス出力とは、スイッチング電源３に接続されている。
また、ダイオードブリッジ２のプラス出力とマイナス出
力との間には、ダイオードブリッジ２の整流出力を平滑
する平滑用コンデンサＣが接続されている。つまり、ダ
イオードブリッジ２と平滑用コンデンサＣとは、コンデ
ンサ・インプット型の整流平滑回路を構成している。
ナス出力とは、スイッチング電源３に接続されている。
また、ダイオードブリッジ２のプラス出力とマイナス出
力との間には、ダイオードブリッジ２の整流出力を平滑
する平滑用コンデンサＣが接続されている。つまり、ダ
イオードブリッジ２と平滑用コンデンサＣとは、コンデ
ンサ・インプット型の整流平滑回路を構成している。
【００１１】スイッチング電源３は、商用電源１を整流
平滑することにより得られた直流を動作電源として、電
圧が安定化された直流出力を生成するブロックとなって
いる。より具体的には、スイッチング電源３は、テレビ
の動作電源となる複数種の電圧値の直流出力を生成する
電源回路となっており、生成した直流出力を、図示され
ないテレビ回路部に送出する。
平滑することにより得られた直流を動作電源として、電
圧が安定化された直流出力を生成するブロックとなって
いる。より具体的には、スイッチング電源３は、テレビ
の動作電源となる複数種の電圧値の直流出力を生成する
電源回路となっており、生成した直流出力を、図示され
ないテレビ回路部に送出する。
【００１２】図２は、補正抵抗Ｒの値と力率との関係を
示す説明図、図３は、実施形態における主要点の電圧の
波形と電流の波形とを示す説明図である。必要に応じて
同図を参照しつつ、実施形態の作用を説明する。
示す説明図、図３は、実施形態における主要点の電圧の
波形と電流の波形とを示す説明図である。必要に応じて
同図を参照しつつ、実施形態の作用を説明する。
【００１３】インダクタＬは、商用電源１の単位周期に
おいて、ダイオードブリッジ２に電流が流れる期間を増
加させることにより、力率を高めるように作用する。こ
のことを説明するため、いま、補正抵抗Ｒの接続が省略
されているとする。このような構成とする場合、商用電
源１の単位周期である半サイクルの周期において、ダイ
オードブリッジ２の交流入力端子に印加される電圧波形
は、商用電源１の波形５１に比べ、最大値が減少すると
共に、電圧の減少のタイミングが遅れた波形６１とな
る。このとき、インダクタＬの端子間には、６２に示す
波形の電圧が発生する。また、ダイオードブリッジ２に
流れる電流波形は、６３に示す波形となる。つまり、商
用電源１が直接にダイオードブリッジ２に導かれた場合
の電流波形５３と比べると、電流の流れる期間が増加す
ると共に電流の最大値が減少し、かつ、位相遅れの生じ
た波形６３となる。
おいて、ダイオードブリッジ２に電流が流れる期間を増
加させることにより、力率を高めるように作用する。こ
のことを説明するため、いま、補正抵抗Ｒの接続が省略
されているとする。このような構成とする場合、商用電
源１の単位周期である半サイクルの周期において、ダイ
オードブリッジ２の交流入力端子に印加される電圧波形
は、商用電源１の波形５１に比べ、最大値が減少すると
共に、電圧の減少のタイミングが遅れた波形６１とな
る。このとき、インダクタＬの端子間には、６２に示す
波形の電圧が発生する。また、ダイオードブリッジ２に
流れる電流波形は、６３に示す波形となる。つまり、商
用電源１が直接にダイオードブリッジ２に導かれた場合
の電流波形５３と比べると、電流の流れる期間が増加す
ると共に電流の最大値が減少し、かつ、位相遅れの生じ
た波形６３となる。
【００１４】従って、インダクタＬのインダクタンスと
力率との関係は、図４に示す関係となる。すなわち、イ
ンダクタンスがＭとなるまでは、電流の流れる期間の増
加による効果が顕著なため、インダクタンスの増加に対
応して力率が高まる。しかし、インダクタンスが値Ｍを
越えると、電流の位相遅れの影響が強くなり、インダク
タンスを増加させても、力率は殆ど変化しない。
力率との関係は、図４に示す関係となる。すなわち、イ
ンダクタンスがＭとなるまでは、電流の流れる期間の増
加による効果が顕著なため、インダクタンスの増加に対
応して力率が高まる。しかし、インダクタンスが値Ｍを
越えると、電流の位相遅れの影響が強くなり、インダク
タンスを増加させても、力率は殆ど変化しない。
【００１５】上記のように作用するインダクタＬに、並
列に補正抵抗Ｒを接続する。補正抵抗Ｒを並列に接続す
ると、商用電源１の一部は補正抵抗Ｒに流れ、インダク
タＬに流れる電流が減少する。従って、インダクタＬが
同一インダクタンスの場合では、インダクタＬとしての
効果が減少することになる。このため、補正抵抗Ｒを並
列に接続したときにも、インダクタＬの効果を充分なも
のとするためには、インダクタＬのインダクタンスを、
値Ｍより大きい値とする必要がある。このため、本実施
形態では、インダクタＬのインダクタンスは、値Ｍより
充分に大きい値Ｓに設定される。
列に補正抵抗Ｒを接続する。補正抵抗Ｒを並列に接続す
ると、商用電源１の一部は補正抵抗Ｒに流れ、インダク
タＬに流れる電流が減少する。従って、インダクタＬが
同一インダクタンスの場合では、インダクタＬとしての
効果が減少することになる。このため、補正抵抗Ｒを並
列に接続したときにも、インダクタＬの効果を充分なも
のとするためには、インダクタＬのインダクタンスを、
値Ｍより大きい値とする必要がある。このため、本実施
形態では、インダクタＬのインダクタンスは、値Ｍより
充分に大きい値Ｓに設定される。
【００１６】一方、補正抵抗Ｒの値については、値が極
めて小さい場合では、インダクタＬの効果が減少し、値
が極めて大きい場合では、インダクタＬのみのときと同
様となる。従って、補正抵抗Ｒの値には、図２に示すよ
うに、力率の最良値を与える値ｒがあることになる。こ
のため、本実施形態では、補正抵抗Ｒの抵抗値はｒ近傍
の値に設定される。
めて小さい場合では、インダクタＬの効果が減少し、値
が極めて大きい場合では、インダクタＬのみのときと同
様となる。従って、補正抵抗Ｒの値には、図２に示すよ
うに、力率の最良値を与える値ｒがあることになる。こ
のため、本実施形態では、補正抵抗Ｒの抵抗値はｒ近傍
の値に設定される。
【００１７】一方、インダクタＬのインダクタンスは値
Ｓに設定されている。従って、補正抵抗Ｒの接続の影響
により、流れる電流が減少しているにも関わらず、イン
ダクタＬの端子間に発生する電圧の最大値は、波形７２
に示すように、補正抵抗Ｒが接続されないときの端子間
電圧の最大値（波形６２参照）と略同一となる。その一
方で、ダイオードブリッジ２に流れる電流は、補正抵抗
Ｒの効果によって、インダクタＬのみの電流波形６３に
比した場合、位相遅れが減少した電流波形７３となる。
また、電流の最大値も併せて減少した波形となる。この
とき、ダイオードブリッジ２の交流入力端子に印加され
る電圧波形は、７１に示すように、商用電源１の電圧波
形５１から僅かの遅れでもって、電圧が減少する波形と
なる。
Ｓに設定されている。従って、補正抵抗Ｒの接続の影響
により、流れる電流が減少しているにも関わらず、イン
ダクタＬの端子間に発生する電圧の最大値は、波形７２
に示すように、補正抵抗Ｒが接続されないときの端子間
電圧の最大値（波形６２参照）と略同一となる。その一
方で、ダイオードブリッジ２に流れる電流は、補正抵抗
Ｒの効果によって、インダクタＬのみの電流波形６３に
比した場合、位相遅れが減少した電流波形７３となる。
また、電流の最大値も併せて減少した波形となる。この
とき、ダイオードブリッジ２の交流入力端子に印加され
る電圧波形は、７１に示すように、商用電源１の電圧波
形５１から僅かの遅れでもって、電圧が減少する波形と
なる。
【００１８】以上のことから、補正抵抗Ｒを接続したと
きの電流波形の特徴を、インダクタＬのみのときの電流
波形と比較しつつ要約すると次のようになる。すなわ
ち、ダイオードブリッジ２に流れる電流の最大値が減少
している。また、単位期間において電流の流れる期間の
減少が少ない。また、電流が最大値近傍となるタイミン
グが、商用電源１の電圧が最大となるタイミングに近く
なっている。従って、補正抵抗Ｒを接続したときの力率
は、インダクタＬのみの場合より高くなる。
きの電流波形の特徴を、インダクタＬのみのときの電流
波形と比較しつつ要約すると次のようになる。すなわ
ち、ダイオードブリッジ２に流れる電流の最大値が減少
している。また、単位期間において電流の流れる期間の
減少が少ない。また、電流が最大値近傍となるタイミン
グが、商用電源１の電圧が最大となるタイミングに近く
なっている。従って、補正抵抗Ｒを接続したときの力率
は、インダクタＬのみの場合より高くなる。
【００１９】
【実施例】以下に、商用電源１を直接にダイオードブリ
ッジ２に導いた第１の構成、一方の商用電源ライン５に
インダクタＬのみを挿入した第２の構成、インダクタＬ
に並列に補正抵抗Ｒを接続した第３の構成の、３種の実
験結果を示す。なお、インダクタＬのインダクタンスは
３８ｍＨ（値Ｍに該当する値は１６ｍＨ）、補正抵抗Ｒ
の抵抗値は２２０Ω、商用電源１の電圧は１２０Ｖとな
っている。また、消費電力は、商用電源１から見たとき
の値を示している。また、スイッチング電源３の負荷電
力は、第１〜第３の構成において、同一となっている。
ッジ２に導いた第１の構成、一方の商用電源ライン５に
インダクタＬのみを挿入した第２の構成、インダクタＬ
に並列に補正抵抗Ｒを接続した第３の構成の、３種の実
験結果を示す。なお、インダクタＬのインダクタンスは
３８ｍＨ（値Ｍに該当する値は１６ｍＨ）、補正抵抗Ｒ
の抵抗値は２２０Ω、商用電源１の電圧は１２０Ｖとな
っている。また、消費電力は、商用電源１から見たとき
の値を示している。また、スイッチング電源３の負荷電
力は、第１〜第３の構成において、同一となっている。
【００２０】第１の構成 消費電力 １３．８Ｗ 力率 ６５％ 第２の構成 消費電力 １６Ｗ 力率 ７６．４％ 第３の構成 消費電力 １６．５Ｗ 力率 ８６．７％
【００２１】実験結果は、補正抵抗Ｒの接続により、力
率が１０％ほど改善されることを示している。また、こ
のとき得られた力率値の８６．７％の値は、商用電源波
形の悪化傾向を防止するのに充分に効果的な値となって
いる。
率が１０％ほど改善されることを示している。また、こ
のとき得られた力率値の８６．７％の値は、商用電源波
形の悪化傾向を防止するのに充分に効果的な値となって
いる。
【００２２】なお、本実施形態は、ダイオードブリッジ
２のプラス出力を平滑用コンデンサＣに直接に接続した
構成としているが、電源投入時の平滑用コンデンサＣへ
の突入電流を減少させるため、ダイオードブリッジ２の
プラス出力と平滑用コンデンサＣとの間に、抵抗を挿入
した構成の場合にも、同様に適用することが可能であ
る。
２のプラス出力を平滑用コンデンサＣに直接に接続した
構成としているが、電源投入時の平滑用コンデンサＣへ
の突入電流を減少させるため、ダイオードブリッジ２の
プラス出力と平滑用コンデンサＣとの間に、抵抗を挿入
した構成の場合にも、同様に適用することが可能であ
る。
【００２３】また、商用電源１とダイオードブリッジ２
との間には、インダクタＬと補正抵抗Ｒとからなる並列
回路を挿入したのみの構成としているが、外部にスイッ
チングノイズが漏洩することを防止するため、インダク
タとコンデンサ等とにより構成されたノイズフィルタ
を、商用電源１とダイオードブリッジ２の交流入力端子
との間に、追加挿入した構成とすることも同様に可能で
ある。
との間には、インダクタＬと補正抵抗Ｒとからなる並列
回路を挿入したのみの構成としているが、外部にスイッ
チングノイズが漏洩することを防止するため、インダク
タとコンデンサ等とにより構成されたノイズフィルタ
を、商用電源１とダイオードブリッジ２の交流入力端子
との間に、追加挿入した構成とすることも同様に可能で
ある。
【００２４】すなわち、商用電源１の側から見たときの
構成が、コンデンサ・インプット型の整流平滑回路と等
価となる場合には、本実施形態との差異に関わりなく、
同様に適用することが可能となっている。
構成が、コンデンサ・インプット型の整流平滑回路と等
価となる場合には、本実施形態との差異に関わりなく、
同様に適用することが可能となっている。
【００２５】また、消費電力が１０数Ｗのスイッチング
電源３が整流出力の負荷となる構成の場合について説明
したが、例えば、１ＫＷ等の大電力を消費するスイッチ
ング電源やインバータ回路等が整流出力の負荷となる構
成の場合にも、同様に適用することが可能である。
電源３が整流出力の負荷となる構成の場合について説明
したが、例えば、１ＫＷ等の大電力を消費するスイッチ
ング電源やインバータ回路等が整流出力の負荷となる構
成の場合にも、同様に適用することが可能である。
【００２６】
【発明の効果】本発明に係る整流平滑回路は、整流用の
ダイオードに商用電源を導く一対の商用電源ラインの一
方に、商用電源の単位周期においてダイオードに電流が
流れる期間を増加させるインダクタを挿入すると共に、
電流の位相遅れを減少させる補正抵抗をインダクタに並
列に接続している。このため、商用電源の単位周期にお
いてダイオードに電流の流れる期間が増加し、かつ、電
流の位相遅れが減少することから、部品点数の増加を抑
制しつつ、力率を高めることが可能となる。
ダイオードに商用電源を導く一対の商用電源ラインの一
方に、商用電源の単位周期においてダイオードに電流が
流れる期間を増加させるインダクタを挿入すると共に、
電流の位相遅れを減少させる補正抵抗をインダクタに並
列に接続している。このため、商用電源の単位周期にお
いてダイオードに電流の流れる期間が増加し、かつ、電
流の位相遅れが減少することから、部品点数の増加を抑
制しつつ、力率を高めることが可能となる。
【図１】本発明に係る整流平滑回路の一実施形態の電気
的接続を示す回路図である。
的接続を示す回路図である。
【図２】補正抵抗の値と力率との関係を示す説明図であ
る。
る。
【図３】実施形態の主要点における電圧波形と電流波形
とを示す説明図である。
とを示す説明図である。
【図４】インダクタのインダクタンスと力率との関係を
示す説明図である。
示す説明図である。
１ 商用電源 ２ ダイオードブリッジ ５，６ 商用電源ライン Ｃ 平滑用コンデンサ Ｌ インダクタ Ｒ 補正抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 商用電源を整流するダイオードと、 前記ダイオードの整流出力を平滑する平滑用コンデンサ
と、 前記ダイオードに商用電源を導く一対の商用電源ライン
の一方に挿入され、商用電源の単位周期において前記ダ
イオードに電流が流れる期間を増加させるインダクタ
と、 前記インダクタに並列に接続され、前記インダクタによ
り生じる電流の位相遅れを減少させる補正抵抗とを備え
たことを特徴とする整流平滑回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9287096A JPH11122928A (ja) | 1997-10-20 | 1997-10-20 | 整流平滑回路 |
| BE9800749A BE1012238A4 (fr) | 1997-10-20 | 1998-10-19 | Circuit redresseur-lisseur. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9287096A JPH11122928A (ja) | 1997-10-20 | 1997-10-20 | 整流平滑回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122928A true JPH11122928A (ja) | 1999-04-30 |
Family
ID=17713013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9287096A Pending JPH11122928A (ja) | 1997-10-20 | 1997-10-20 | 整流平滑回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11122928A (ja) |
| BE (1) | BE1012238A4 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101951218A (zh) * | 2010-09-16 | 2011-01-19 | 南京航空航天大学 | 电励磁双凸极电机的单相桥整流发电电路 |
| WO2014055795A1 (en) * | 2012-10-05 | 2014-04-10 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and method for improving power factor |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT374310B (de) * | 1981-04-16 | 1984-04-10 | Zumtobel Ag | Schaltungsanordnung fuer die versorgung von gleichstromverbrauchern aus einem wechselstromnetz |
| JPS6026465A (ja) * | 1983-07-22 | 1985-02-09 | Nec Corp | 倍電圧整流回路 |
| US4888821A (en) * | 1988-12-09 | 1989-12-19 | Honeywell Inc. | Synchronization circuit for a resonant flyback high voltage supply |
| US5418707A (en) * | 1992-04-13 | 1995-05-23 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs |
| JPH07255173A (ja) * | 1994-03-14 | 1995-10-03 | Sony Corp | 力率改善整流回路 |
| JP2865194B2 (ja) * | 1994-07-29 | 1999-03-08 | 株式会社アイ・ヒッツ研究所 | 単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相全波整流回路 |
| JPH08237949A (ja) * | 1995-02-27 | 1996-09-13 | Nichicon Corp | 直流電源回路 |
-
1997
- 1997-10-20 JP JP9287096A patent/JPH11122928A/ja active Pending
-
1998
- 1998-10-19 BE BE9800749A patent/BE1012238A4/fr active
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101951218A (zh) * | 2010-09-16 | 2011-01-19 | 南京航空航天大学 | 电励磁双凸极电机的单相桥整流发电电路 |
| WO2014055795A1 (en) * | 2012-10-05 | 2014-04-10 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and method for improving power factor |
| US8970184B2 (en) | 2012-10-05 | 2015-03-03 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and method for improving power factor of a power system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| BE1012238A4 (fr) | 2000-08-01 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060425 |