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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für die Versorgung von Gleichstromverbrauchern aus einem Wechselstromnetz mit einer Gleichrichterschaltung.
Für die Versorgung von Gleichstromverbrauchern aus einem Wechselstromnetz sind Gleichrichterschaltungen üblich, wobei für kleinste Leistungen Einweggleichrichter mit nachgeschaltetem Siebkondensator zur Glättung der vom Gleichrichter erzeugten pulsierenden Gleichspannung und für mittlere und grössere Leistungen Vollweggleichrichterschaltungen (Gegentaktgleichrichter und Brückenanordnungen) eingesetzt werden. Der bei Gegentaktgleichrichtern notwendige Transformator mit mittenangezapfter Sekundärwicklung trägt dazu bei, dass für mittlere Leistungen nahezu ausschliesslich Brückengleichrichter eingesetzt werden.
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hängt ab vom Verhältnis der Grösse des Siebkondensators und des Lastwiderstandes und damit von der Welligkeit der Ausgangsspannung.
Insbesondere bei guter Siebung der Ausgangsspannung und damit kleiner Welligkeit wird der Stromflusswinkel sehr klein ; damit verbunden sind sehr hohe Spitzenströme durch die Gleichrichterdioden und ein sehr hoher Anteil von Harmonischen der Netzfrequenz in dem aus dem Versorgungsnetz entnommenen Strom. Diese Anteile sind wegen der daraus resultierenden Störungen der Einrichtungen der Energieversorgungsunternehmen durch gesetzliche Regelungen beschränkt. Um den Stromflusswinkel zu vergrössern und damit den Harmonischenanteil zu verringern, ist es bekannt, zusätzliche Siebinduktivitäten in Serie zum Gleichrichter vorzusehen.
Von Nachteil hiebei ist, dass durch den vergrösserten Stromflusswinkel zwar die Kurvenform des aus dem Netz entnommenen Stroms besser der Sinusform angenähert wird, jedoch tritt auf Grund des induktiven Eingangsverhaltens der Gleichrichteranordnung mit Siebdrossel eine wesentliche Phasenverschiebung zwischen Netzspannung und Eingangsstrom auf. Dies führt zu einer Vergrösserung der Scheinleistung, die von den Energieversorgungsunternehmen zum Betrieb des Verbrauchers zur Verfügung gestellt werden muss. Der damit verbundene erhöhte Blindleistungsanteil bewirkt zusätzliche Verluste in den Einrichtungen der Energieversorgungsunternehmen und wird daher von diesen durch Vorschriften beschränkt. Es ist daher unter anderem notwendig, zusätzliche Kompensationskondensatoren zur Erreichung einer geringeren Phasenverschiebung (Cosinus Phi) vorzusehen.
Ausserdem tritt der Nachteil auf, dass sich wegen des induktiven Spannungsabfalles an der Drossel die erreichbare Ausgangsspannung verringert.
Aufgabe der Erfindung ist daher, die Stromform des aus dem Versorgungsnetz aufgenommenen Stroms im Hinblick auf eine Verringerung des Oberwellengehaltes zu verbessern bzw. bei Verwendung einer Siebinduktivität den Phasenwinkel zwischen Netzspannung und Strom zu verringern.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss bei einer Gleichrichterschaltung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass dem Wechselstromeingang der Gleichrichterschaltung wenigstens eine Serienschaltung aus einer ersten Diode und einem Kondensator parallelgeschaltet ist und dass der Verbindungspunkt von erster Diode und Kondensator über eine zweite Diode an den Ausgang des Gleichrichters geführt ist.
Durch diese erfindungsgemässe Kondensator-Dioden-Serienschaltung wird der Stromflusswinkel des dem Wechselstromnetz entnommenen Stroms vergrössert, wodurch einerseits die Oberwellenbelastung wesentlich verbessert und anderseits dem Wechselstromnetz ein insgesamt höherer Strom entnommen werden kann, so dass bei konstanter Last am Ausgang eine höhere Spannung zur Verfügung steht.
Ist die Gleichrichterschaltung eine Einweggleichrichterschaltung, so kann die Oberwellenbelastung in Weiterbildung der Erfindung noch weiter herabgesetzt werden, wenn die Anode (Kathode) der ersten Diode und die Anode (Kathode) der Gleichrichterdiode der Einwegrichterschaltung an eine jeweils andere Netzanschlussklemme geführt ist. Zusätzlich wird hiedurch erreicht, dass der dem Wechselstromnetz entnommene Strom beide Polaritäten aufweist, und daher auch die Gleichstrombelastung des Wechselstromnetzes herabgesetzt wird.
In Weiterbildung der Erfindung kann bei Verwendung eines Vollweggleichrichters, wie z. B. eines Brückengleichrichters, einer Mittelpunktsgleichrichterschaltung od. dgl. eine Herabsetzung des Oberwellengehaltes durch Vergrösserung des Stromflusswinkels dadurch erreicht werden, dass dem Wechselstromeingang (-eingängen) der Gleichrichterschaltung wenigstens zwei Dioden-Konden-
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sator-Serienschaltungen parallelgeschaltet sind, wobei die Anoden (Kathoden) der ersten Dioden der beiden Serienschaltungen jeweils an eine andere Netzanschlussklemme und die Kathoden (Anoden) der zweiten Dioden an den der Last zugeordneten Ausgang der Gleichrichterschaltung geführt sind.
Durch diese Massnahmen ergibt sich aber auch, dass der Gleichstromanteil des aus dem Wechselstromnetz entnommenen Stroms im wesentlichen beseitigt ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung kann darin bestehen, dass zwischen der (den) Dioden-Kondensator-Serienschaltung (en) und einem Wechselstromeingang des Gleichrichters eine Induktivität angeordnet ist. Hiedurch ist es möglich durch Wahl der Resonanzfrequenz des aus dieser Induktivität und dem Kondensator der Dioden-Kondensator-Serienschaltung bestehenden Serienschwingkreis Oberwellen bestimmter Ordnung bevorzugt zu unterdrücken.
Infolge der durch die erfindungsgemässen Massnahmen erzielten Vergrösserung des Stromfluss- winkels wird bei konstanter Last auch eine erhöhte Lastspannung erreicht. Um das Ausmass dieser Erhöhung einstellbar zu gestalten, kann in Weiterbildung der Erfindung so vorgegangen werden, dass die Kathode (Anode) der zweiten Diode (n) unter Zwischenschaltung eines von wenigstens einer ersten Grösse, wie z. B. Laststrom, Lastspannung, Welligkeit des Laststroms und/oder der Lastspannung od. dgl. gesteuerten Schalters an den der Last zugeordneten Ausgang des Gleichrichters geführt ist.
Um das Ausmass dieser Erhöhung insbesondere bei Leerlauf auf einen für den Ladekondensator unkritischen Wert zu begrenzen, hat es sich als zweckmässig erwiesen, wenn der steuerbare Schalter durch den Arbeitskontakt eines laststromdurchflossenen Relais gebildet ist.
Um ein langsames Ansteigen der Lastspannung auf einen vorgegebenen Wert zu erreichen, was insbesondere in Zusammenhang mit dem Anlaufen von Motoren von Vorteil ist, kann in Weiterbildung der Erfindung so vorgegangen werden, dass der steuerbare Schalter durch einen Heissleiter gebildet ist.
Infolge der auf Grund des vergrösserten Stromflusswinkels an der Last angebotenen erhöhten Spannung wirken sich naturgemäss Netzspannungsschwankungen verstärkt aus. Um den Wert der Erhöhung der Lastspannung zufolge dieser Netzspannungsschwankungen auf einen minimalen Wert zu begrenzen, kann gemäss der Erfindung die Ausbildung so getroffen sein, dass der steuerbare Schalter durch einen Transistor gebildet ist, ferner eine Fühlschaltung vorgesehen ist, diese Fühlschaltung in einen Eingang eines Differenzbildners geführt ist, wobei an einem zweiten Eingang des Differenzbildners eine Referenzgrösse angelegt ist, und dass der Ausgang des Differenzbildners gegebenenfalls über eine Ansteuerschaltung mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden ist.
Die Fühlschaltung kann in Form eines laststromdurchflossenen Widerstandes ausgebildet sein, was den Vorteil hat, dass sich Änderungen der Lastimpedanz, z. B. zufolge Alterung, nicht auf den Laststrom auswirken. Anderseits kann die Fühlschaltung als eine Schaltung zur Erzeugung einer der Lastspannung proportionalen Spannung ausgebildet sein, was den Vorteil eines Schutzes insbesondere des Ladekondensators gegen Überspannungen nicht nur bei Veränderungen der Netzspannung, sondern auch bei Veränderungen der Last hat.
Bei diesen Ausführungsformen, bei welchen der steuerbare Schalter durch einen Transistor gebildet ist, kann eine wesentliche Verbesserung des Wirkungsgrades der Schaltung erreicht werden, wenn in Weiterbildung der Erfindung die Ansteuerschaltung einen Pulsweitenmodulator enthält.
Wird die Fühlschaltung in Weiterbildung der Erfindung durch einen an den Ausgang des Brückengleichrichters angeschlossenen Spannungsteiler gebildet, so kann zusätzlich noch durch entsprechende Wahl der Elemente des Spannungsteilers eine Phasenverschiebung zwischen Ausgangsstrom des Brückengleichrichters und Transistorstrom und somit eine weitere Vergrösserung des Stromflusswinkels erreicht werden.
Gegenüber jenen Ausführungsformen, bei welchen der gesteuerte Schalter durch einen Transistor gebildet ist, kann eine wesentlich wirtschaftlichere Realisierung dieser Ausführungsformen erreicht werden, wenn der Schalter durch einen Thyristor gebildet ist, an dessen Steuerelektrode eine Steuerlogik angeschlossen ist, an deren Eingang eine von einer Fühlschaltung gesteuerte Vergleichsschaltung liegt. Bedingt ist dies durch die wesentlich höhere Stossstromfestigkeit von Thyristoren.
Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemässen Schaltung bei Ausbildung des gesteuerten Schalters durch einen Thyristor kann darin bestehen, dass die Vergleichsschaltung
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durch zwei Differenzbildner gebildet ist, wobei ein Eingang des einen Differenzbildners an einen Abgriff eines am Ausgang des Brückengleichrichters liegenden Spannungsteilers und ein Eingang des andern Differenzbildners an einen Abgriff eines Spannungsteilers angeschlossen ist, welcher zwischen einem Ausgang des Brückengleichrichters und dem andern Ende der an den Verbindungspunkt von Kondensator und Diode, der dem Wechselstromeingang des Gleichrichters parallelliegenden Serienschaltung, angeschlossenen Dioden angeordnet ist, und wobei an einem zweiten Eingang jedes Differenzbildners eine Referenzgrösse angelegt ist,
der Ausgang jedes Differenzbildners jeweils mit einem Eingang eines UND-Gatters verbunden ist, und dass der Ausgang des UND-Gatters über eine Ansteuerstufe, z. B. einem Transistor, an die Steuerelektrode des Thyristors geführt ist. Diese Massnahmen erlauben in besonders einfacher Weise das gewünschte Ausmass der Erhöhung der Ausgangsspannung zufolge erfindungsgemässer Vergrösserung des Stromflusswinkels festzulegen.
Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beispielsweise erläutert.
Es zeigt Fig. 1 die Schaltung einer bekannten Brückengleichrichter-Siebkondensatorkombination, Fig. 2a und 2b der Schaltung gemäss Fig. 1 zugehörige Spannungs- und Stromverläufe, Fig. 3 die Schaltung gemäss Fig. 1 mit einer Siebdrossel, Fig. 4a und 4b der Schaltung gemäss Fig. 3 zugehörige Spannungs- und Stromverläufe, Fig. 5 eine erfindungsgemässe Schaltungsanordnung mit einem Vollweggleichrichter, Fig. 6a und 6b der Schaltung gemäss Fig. 5 zugehörige Spannungs- und Stromverläufe, Fig. 7 eine abgewandelte Ausbildungsform der Schaltung gemäss Fig. 5, Fig. 8 eine erfindungsgemässe Schaltungsanordnung mit einem Eintaktgleichrichter, Fig. 9a und 9b der Schaltung gemäss Fig. 8 zugehörige Spannungs- und Strom verläufe, Fig. 10 und 11 erfindungsgemässe Weiterbildungen der Schaltung gemäss Fig.
5, und die Fig. 12 bis 15 erfindungsgemässe Schaltungsanordnungen mit möglichen Ausführungsformen des gemäss Fig. 11 gesteuerten Schalters.
Fig. 1 zeigt eine bekannte Brückengleichrichterschaltung, deren Ausgangsdiagonale mit einem Lastwiderstand --2-- und einem Siebkondensator-3-- beschaltet ist. In Fig. 2a ist strichliert die sinusförmige Netzeingangsspannung UE und mit vollen Linien die Lastspannung Ul und in Fig. 2b der dem Netz entnommene Strom IE dargestellt. Wie letzeres Stromdiagramm erkennen lässt, treten hohe Spitzensfröme kurzer Dauer (kleiner Stromflusswinkel) auf. Hieraus resultiert eine hohe Belastung der Gleichrichterdioden und ein kleiner Stromflusswinkel, der einen hohen Anteil an Störharmonischen in dem vom Netz entnommenen Strom bedingt.
Die Gleichrichterschaltung gemäss Fig. 3 unterscheidet sich von jener gemäss Fig. 1 dadurch, dass in bekannter Weise dem Brückengleichrichter eingangsseitig eine Induktivität 4 in Serie geschaltet ist. Zufolge der Serieninduktivität 4 treten nunmehr wesentlich niedrigere Spitzenströme längerer Dauer auf, so dass die Gleichrichterdioden weniger belastet werden und ein niedrigerer Anteil an Störharmonischen in dem vom Netz entnommenen Strom IE enthalten ist.
Die in Fig. 5 gezeigte erfindungsgemässe Schaltung weist ebenso wie die bekannten Schaltungen einen auch hier mit-l-bezeichneten Brückengleichrichter-l-auf, dessen Ausgangsdiagonale mit einem Lastwiderstand --2- und einem Siebkondensator-3-- beschaltet ist. Der Wechselstromeingangsdiagonale des Brückengleichrichters ist eine Serienschaltung aus einer Diode --5-- und einem Kondensator -6-- sowie eine weitere Serienschaltung aus einer Diode-8-und einem Kondensator - parallelgeschaltet. Die Anordnung dieser Serienschaltungen ist gegengleich, d. h. an je einem Wechselspannungseingang des Brückengleichrichters ist ein Diodenanschluss der einen Serienschaltung und ein Kondensatoranschluss der andern Serienschaltung geführt, d. h. es liegen z.
B. die Anoden der Dioden der beiden Serienschaltungen an jeweils einer andern Netzanschlussklemme.
Der Verbindungspunkt von Diode und Kondensator jeder Serienschaltung ist über eine weitere Diode-9 bzw. 10-an die Ausgangsklemme-C-des Brückengleichrichters-l-geführt.
Die Polung der Dioden-5, 10 bzw. 8, 9-erfolgt nun so, dass erstere während der positiven Halbwelle und letztere während der negativen Halbwelle stromdurchflossen sind. Mit --11-- ist ein Serienwiderstand bezeichnet, welcher etwa den Innenwiderständen der verwendeten Bauteile entspricht.
An Hand der Fig. 6a und 6b wird nachstehend die Funktion des aus den Dioden --5, 9-- und dem Kondensator -6-- bestehenden Schaltungszweiges erläutert.
Zu Beginn der positiven Netzhalbwelle ist der Kondensator --6-- entladen. Sobald die Spannung zwischen den Eingangsklemmen --A und B-- positiv wird, wird der Kondensator --6-- über
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nung entspricht aufgeladen. Sobald die Eingangsspannung zwischen --A und B-- grösser als die momentane Lastspannung UL wird, werden die Dioden --D1 und D3-- des Brückengleichrichters leitend und rufen einen zusätzlichen Anteil ID1 des Eingangsstroms hervor.
Der tatsächlich während der positiven Halbwelle dem Netz entnommene Strom ist die Summe aus den beiden Teilströmen
ID5 und . Sobald der Stromfluss durch die Dioden-Dl und D3-- wegen der wieder abfallenden Netzeingangsspannung unterbrochen ist, wird die Diode --9-- leitend, dadurch wird der Kondensator --6-- bis auf den jeweiligen Momentanwert der Lastspannung entladen. Während der negativen Halbwelle der Netzspannung wird --6-- bis zum Beginn der Stromflussphase durch --D2 und D4-gänzlich entladen und überträgt so die gespeicherte Energie in den Ausgangskreis.
Die Funktion des zweiten Parallelzweiges, bestehend aus den Dioden --8, 10-- und dem Kondensator --7--, ist der Funktion des ersten Parallelzweiges analog. Die Ströme und Spannungen sind jeweils um eine Halbwelle phasenverschoben und führen so zu einer symmetrischen Belastung des Netzes durch die zusätzlichen aus dem Netz entnommenen Ströme.
Fig. 7 zeigt eine der erfindungsgemässen Schaltung gemäss Fig. 5 entsprechende Schaltung. Der Unterschied gegenüber der Schaltung gemäss Fig. 5 besteht in der umgekehrten Polung der Dioden --5, 9 und 8, 10-- sowie in der Beschaltung des andern Ausganges --D-- des Brückengleichrich- ter -1--. Im übrigen ist die Funktion analog zur Schaltung gemäss Fig. 5.
Die Erfindung ist aber auf die Verwendung eines Brückengleichrichters nicht beschränkt, sie kann in gleicher Weise zur Verbesserung (Erhöhung) des Stromflusswinkels und demgemäss zur Herabsetzung der Störharmonischen im vom Netz gezogenen Strom auch bei Eintaktgleichrichterschaltungen Anwendung finden.
Fig. 8 zeigt eine solche erfindungsgemässe abgewandelte Eintaktgleichrichterschaltung. Parallel zum Wechselspannungseingang --AB-- liegt eine Serienschaltung aus einer Diode --16-- und einem Kondensator --17-- ; der Verbindungspunkt von Diode --16-- und Kondensator --17-- ist über eine Diode --18-- an den Ausgang des Eintaktgleichrichters --15-- angeschlossen, an welchem gleichfalls die Last --19-- und der Siebkondensator --20-- angeschlossen ist. Mit --21-- ist ein Serienwiderstand bezeichnet, welcher wieder etwa den Innenwiderständen der verwendeten Bauteile entspricht.
Fig. 9a zeigt den Spannungsverlauf an der Last --19-- und Fig. 9b den gesamten vom Netz gezogenen Strom I, der sich einerseits aus dem Strom durch die leitende Diode --15-- während der positiven Halbwelle und dem durch die gemäss der Erfindung vorgesehene Diode --16-- während der negativen Halbwelle fliessenden Strom ID16 zusammensetzt. Durch den durch die erfindungsgemässe Schaltung zusätzlich aufgenommenen negativen Strom 1016 wird der Gleichanteil des Eingangsstroms verringert und führt so zu einer weniger unsymmetrischen Belastung des Versorgungsnetzes.
Eine weitere erfindungsgemässe Ausgestaltung der Schaltung gemäss Fig. 5 zeigt Fig. 10, bei welcher dem Brückengleichrichter-l-eingangsseitig eine Siebdrossel --22-- in Serie vorgeschaltet ist. Diese Siebdrossel --22-- ist zwischen dem Brückengleichrichter-l-und den parallelgeschalteten Dioden-Kondensator-Serienschaltungen --5, 6 bzw. 7, 8-- angeordnet. In analoger Weise können die Schaltungen gemäss Fig. 7 oder 8 mit einer solchen Induktivität ausgestattet werden.
Durch den an der Drossel --22-- auftretenden induktiven Spannungsabfall würde die Ausgangsspannung zwar absinken, jedoch wird dieser Spannungsabfall durch die zusätzlich über die beiden einander parallelgeschalteten Kondensator-Dioden-Serienanordnungen gelieferte Energie aufgehoben. Darüber hinaus kompensiert das kapazitive Eingangsverhalten der parallelgeschalteten Serienanordnungen das induktive Verhalten der Siebdrossel.
Als Beispiel für die Verringerung des Oberwellengehaltes des Netzstroms zeigt die nachstehende Tabelle den Vergleich einer bekannten Gleichrichterschaltung mit einer erfindungsgemässen Gleichrichterschaltung gemäss Fig. 10. Beide Schaltungen sind für eine abgegebene Leistung von 70 W dimensioniert. Die Drossel --22-- hat in beiden Fällen eine Induktivität von 0, 66 Henry, der Kondensator --6 und 7-- hat jeweils einen Wert von 0, 5 pF und der Widerstand --11-- einen Wert von 5 Ohm.
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<tb>
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Bekannte <SEP> Schaltung <SEP> gemäss <SEP> Fig. <SEP> 1 <SEP> : <SEP>
<tb> Eingangsstrom <SEP> : <SEP> 50 <SEP> Hz <SEP> 422 <SEP> mA <SEP> 100%
<tb> 150 <SEP> Hz <SEP> 131 <SEP> mA <SEP> 31%
<tb> 250 <SEP> Hz <SEP> 32 <SEP> mA <SEP> 8%
<tb> Laststrom <SEP> = <SEP> 345 <SEP> mA, <SEP> Lastspannung <SEP> = <SEP> 202, <SEP> 9 <SEP> V
<tb> Erfindungsgemässe <SEP> Schaltung <SEP> gemäss <SEP> Fig. <SEP> 10 <SEP> : <SEP>
<tb> 50 <SEP> Hz <SEP> 350 <SEP> mA <SEP> 100%
<tb> 150 <SEP> Hz <SEP> 94 <SEP> mA <SEP> 27%
<tb> 250 <SEP> Hz <SEP> 13 <SEP> mA <SEP> 4%
<tb> Laststrom <SEP> = <SEP> 289 <SEP> mA, <SEP> Lastspannung <SEP> = <SEP> 242, <SEP> 2 <SEP> V.
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Es lässt sich unmittelbar die Verringerung des Oberwellengehaltes des Netzstroms ersehen.
Ausserdem tritt eine Vergrösserung des Wirkungsgrades der erfindungsgemässen Gleichrichterschaltung wegen des geringeren durch die Drossel fliessenden Stroms ein.
Fig. 11 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemässen Gleichrichterschaltung.
Hiebei handelt es sich um die Schaltung gemäss Fig. 5, bei welcher jedoch noch zusätzlich ein steuerbarer Schalter --23-- und eine Fühlschaltung --24-- für die Erzeugung einer Steuergrösse für den Schalter --23-- vorgesehen ist. Fakultativ kann bei dieser Schaltung auch noch dem Wechselspannungseingang des Brückengleichrichters --1--, entsprechend Fig. 9, eine Drossel --22-- in Serie geschaltet sein. Die Fühlschaltung --24-- leitet aus ihrer lastabhängigen Eingangsgrösse, wie z. B. Lastspannung, Laststrom, Welligkeit der Lastspannung bzw. -strom unter anderem ein Steuersignal für das Öffnen des Schalters --23-- ab.
Hiedurch ist die Verbindung der beiden Serienschaltungen-5, 6 und 7, 8-- zum Ausgang der Gleichrichterschaltung-l-unterbrochen, was folgenden Zweck hat :
Bei Entlastung des Ausganges, z. B. durch Abklemmen der Last od. dgl., würde die Spannung am Ausgangskondensator --3-- auf das Doppelte des Scheitelwertes der Netzspannung ansteigen.
Um dies zu verhindern, erkennt die Fühlschaltung, z. B. diese Überspannung und öffnet über das Steuersignal St den Schalter-23--. Die Serienschaltungen-5, 6 und 7, 8-- werden so unwirksam gemacht und die Leerlaufspannung steigt nur auf den einfachen Scheitelwert der Netzspannung.
Im belasteten Betrieb, d. h. mit angeschlossener Last, ist der Schalter-23-geschlossen und ermöglicht so das Wirksamwerden der beiden Serienschaltungen --5, 6 und 7, 8-.
Ausführungsformen erfindungsgemässer Schaltungen mit solchen lastspannungsgesteuerten Schaltern zeigen die Fig. 12 und 13, u. zw. Fig. 12 einen Transistorschalter und Fig. 13 einen Thyristorschalter.
Die Fühlschaltung --24-- kann jedoch auch so ausgeführt sein, dass die bei einer Entlastung des Ausganges auftretende Abnahme des Laststroms erfasst wird und daraus das Steuersignal St zum Öffnen des Schalters -23-- erzeugt wird. Ausführungsformen erfindungsgemässer Schaltungen mit laststromgesteuerten Schaltern zeigen die Fig. 14 und 15.
Für die Ansteuerung des Schaltertransistors --25- in Fig. 12 ist ein Differenzbildner
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steigt die lastspannungsproportionale Spannungsgrösse zufolge Leerlaufes die Referenzspannung, so tritt am Ausgang des Differenzbildners --26-- ein Signal auf, welches über die Ansteuerschaltung - -27-- den Transistor --25-- sperrt, die Verbindung der Serienkreise --5, 6 und 7, 8-- zum Ausgang des Gleichrichters ist unterbrochen und die Ausgangsleerlaufspannung bleibt auf den einfachen
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Scheitelwert der Netzspannung beschränkt. Die Ansteuerschaltung --27-- kann anstatt, da sie nur das einmalige Sperren des Transistors (z.
B. bei Überspannung an der Last) bewirkt, zusätzlich noch eine Pulsweitenmodulationsschaltung beinhalten und so eine begrenzte Lastspannungsregelung ermöglichen, u. zw. so, dass, bestimmt durch das Verhältnis der Öffnungs- und Schliesszeiten des Transistors --25--, der Last entsprechend der momentanen Lastspannung mehr oder weniger Energie auf den beiden Parallelzweigen --5, 6,9 bzw. 7,8, 10-- zugeführt wird. Der Schalttransistor - kann ein Bipolar- oder Feldeffekttransistor sein.
Gemäss Fig. 13 ist der Schalter --23-- durch einen Thyristor --30-- gebildet. Für die Ansteuerung des Thyristors --30-- sind zunächst zwei Differenzbildner --31 und 32-- vorgesehen.
An dem einen Eingang des Differenzbildners --31-- liegt über einen Spannungsteiler --33, 34-eine lastspannungsproportionale Spannung an und an dem einen Eingang des andern Differenzbildners --32-- über einen Spannungsteiler --35, 36-- eine der Summe der Absolutbeträge des Scheitelwertes der Netzspannung und des Momentanwertes der Eingangsspannung proportionale Spannung an. Zweite Eingänge der beiden Differenzbildner liegen an einer Referenzspannung U Ref'Die Ausgänge der Differenzbildner --31, 32-- sind an den Eingang eines UND-Gatters --37-- angeschlossen ; der Ausgang des UND-Gatters --37-- ist über eine potentialtrennende Ansteuerschaltung, wie z. B. einen Kondensator, an die Basis eines Transistors --38-- geführt, der an die Steuerelektrode des Thyristors -30-- angekoppelt ist.
Die Funktion der Schaltung gemäss Fig. 13 ist folgende : Solange die Spannung ULast am Kondensator --3-- unter einem durch das Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers --33, 34-vorbestimmten Wert bleibt, bleibt der Eingang-Ei" des UND-Gatters-37-- auf HIGH. Der zweite Spannungsteiler --35, 36-- ist so dimensioniert, dass der Punkt 39 dann, wenn der Thyri- stor --30- nichtleitend ist, positiv gegenüber URef und dann, wenn der Thyristor -30-- leitend ist, negativ gegenüber U Ref ist.
Dadurch wird zu Beginn jeder Halbwelle der Netzwechselspannung ein HIGH-Signal am Eingang-E.-des UND-Gatters-37-- erzeugt. Der Ausgang des UND-Gatters --37-- schaltet von LOW auf HIGH um und der Thyristor --30-- wird über den Ansteuertransistor - gezündet. Unmittelbar darauf fällt die Spannung am Punkt 39 unter die Referenzspannung, der Eingang-E-des UND-Gatters wird LOW und damit der Ausgang des UND-Gatters --37-- ebenfalls LOW.
Durch das Ende der Stomflussphase durch den Thyristor --30-- wird dieser selbsttätig gelöscht.
Zu Beginn der nächsten Halbwelle wird er in gleichartiger Weise wieder gezündet.
Steigt nun die Spannung ULast am Kondensator z. B. durch Entlastung des Ausganges über den durch das Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers --33, 34-- vorbestimmten Wert,
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den Thyristor nicht mehr beeinflussen ; der Thyristor --30-- bleibt für die Dauer der ausgangsseitigen Überspannung gesperrt.
In den Schaltungen gemäss Fig. 14 und 15 findet ein laststromgesteuerter Schalter Verwendung,
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Gemäss Fig. 14 wird der an einem vom Laststrom durchflossenen Stromfühlerwiderstand auftretende Spannungsabfall einem Eingang eines Differenzbildners --42-- zugeführt, an dessen anderem Eingang eine einem Referenzstromwert entsprechende Referenzspannung anliegt. Sinkt der Spannungsabfall an --40-- zufolge Fehlens der Last (Leerlauf) unter den vorgegebenen Referenzwert U Ref' dann steuert das Ausgangssignal des Differenzbildners -42-- über einen Ansteuerkreis-43-die Basis des Transistors -41-- in einem solchen Sinne an, dass der Transistor-41-sperrt, wodurch die Verbindung der Serienschaltungen --5, 6 und 7, 8-zum Ausgang des Brückengleichrichters - unterbrochen wird, die Ausgangsspannung bleibt somit auf den einfachen Scheitelwert der Netzspannung begrenzt.
Gemäss Fig. 15 ist mit der Last --2-- ein Relais --44-- in Serie geschaltet. Ist die Stromspule des Relais --44-- vom Laststrom durchflossen, so ist der Arbeitskontakt a des Relais --44-- geschlossen. Bei Leerlauf bzw. bei Absinken des Relaisstroms unter einem gegebenenfalls voreinstellbaren Wert öffnet der Arbeitskontakt und die Verbindung der Serienschaltungen --5, 6 und 7, 8-- zum Ausgang des Brückengleichrichters, ist unterbrochen.
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Eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemässen Schaltung, bei welcher der Schalter durch einen Heissleiter --45-- gebildet ist, stellt Fig. 16 dar. Wird die Gleichrichterschaltung gemäss Fig. 16 unter Last eingeschaltet, so erwärmt sich der Heissleiter zunächst auf Grund des fliessenden Anlaufstrom ; der Heissleiter wird hiedurch niederohmiger, der ihn durchfliessende Strom kann bis auf seinen Nennwert ansteigen. Durch den in jeder Netzhalbwelle fliessenden Strom bleibt der Heissleiter so hinreichend warm, dass er weiterhin leitet.
Tritt nun der Leerlauffall durch Abklemmen oder Ausfall der Last ein, so sinkt auch der den Heissleiter durchfliessende Strom, der Heissleiter kühlt ab, wird dadurch hochohmiger, es fliesst daher ein noch kleinerer Strom bis letztendlich der Strom durch den Heissleiter so klein wird, dass sich der Kondensator --3-- lediglich auf den einfachen Scheitelwert der Netzspannung aufladen kann.
Bei den Ausführungsformen der erfindungsgemässen Schaltungen gemäss Fig. 12 bis 16 hat es sich als besonders zweckmässig erwiesen, die Drossel --22-- vorzusehen. Diese Ausführungsformen sind jedoch nicht auf die Verwendung derselben beschränkt, deren Verwirklichung ist auch ohne Verwendung dieser Drossel möglich, ohne dass der Rahmen der Erfindung verlassen wird.
Gleichfalls im Rahmen der Erfindung liegt es, die Eintaktgleichrichterschaltung gemäss Fig. 8 mit dem oben beschriebenen gesteuerten Schalter-23-und/oder der Sieb drossel --22-- auszubilden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung für die Versorgung von Gleichstromverbrauchern aus einem Wechselstromnetz mit einer Gleichrichterschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass dem Wechselstromeingang der Gleichrichterschaltung (l ; 15) wenigstens eine Serienschaltung aus einer ersten Diode (5 ; 8 ;
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Ausgang des Gleichrichters (l ; 15) geführt ist (Fig. 5, 8).