DE2724741C3 - Schutzbeschaltung für jeweils ein Stromrichterventil - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzbeschaltung für jeweils ein steuerbares Stromrichterventil eines Stromrichters in Brückenschaltung mit zu den Stromrichterventilen parallelliegenden Freilaufdioden, bei der das Stromrichterventil durch die Reihenschaltung einer ersten Diode und eines ersten Kondensators überbrückt ist und parallel zur Diode ein Entladewiderstand angeordnet ist

Unter steuerbaren Stromrichterventilen sind im folgenden sowohl Transistoren im Schaltbetrieb als auch Thyristoren zu verstehen. Bei als steuerbare Stromrichterventile eingesetzten im Schaltbetrieb arbeitenden Transistoren entstehen in diesen Verluste, die man in während der Durchflußphase auftretende, sogenannte statische und während der Einschalt- und Ausschaltphase auftretende sogenannte dynamische Verluste unterteilt Die dynamischen Verluste sind durch hohe Spitzenverlustleistungen gekennzeichnet und bilden damit bei höheren Arbeitsfrequenzen einen merklichen Teil der Gesamtverlustleistung. Beim Ein- und Ausschalten von im Schaltbetrieb arbeitenden Transistoren ist zusätzlich zu beachten, daß der Transistor innerhalb seines sicheren Arbeitsbereiches bleibt Die Einschaltverluste lassen sich mit verhältnismäßig einfachen Ansteuertechniken vermindern, z. B. durch kurzzeitige Übersteuerung des Transistors.

Zur Verhinderung der Abschaltverluste ist unter der Bezeichnung RCD-Beschaltung aus der Druckschrift VALVO-Berichte (1974), Band XVIII, Heft 1/2, Seite 150, Bild 11 eine Schutzbeschaltung bekannt, bei der ein Schalttransistor durch eine Reihenschaltung einer ersten Diode und eines ersten Kondensators überbrückt ist und parallel zur Diode ein Entladewiderstand angeordnet ist Darüber hinaus ist aus der DE-AS 11 85 283, Fig. 1 und 2 eine Schutzbeschaltung der eingangs genannten Art bekannt, bei der zusätzlich zur RCD-Beschaltung der Schalttransistor durch eine Freilaufdiode überbrückt ist Bei einer solchen RCD-Beschaltung kommutiert beim Abschalten des Transistors dessen Kollektorstrom über die erste Diode auf den ersten Kondensator. Der erste Kondensator wirkt somit einem schnellen Spannungsanstieg am Transistor beim Abschalten entgegen, so daß trotz des zu Beginn des Abschaltvorganges noch beachtlichen Stromflusses durch den Transistor die auftretende Verlustleistung in Grenzen bleibt Wegen der im Stromkreis enthaltenen Induktivitäten wird der erste Kondensator etwas über

ίο den Wert der sich nach dem Abschalten am Transistor einstellenden Spannung aufgeladen. Dies ist anhand der Fig.2 veranschaulicht, wobei die Oberspannung mit Δ U bezeichnet ist In der nächsten Leitungsphase des Transistors entlädt sich der erste Kondensator über den Entladewiderstand und den Transistor. Dabei wird die im ersten Kondensator gespeicherte elektrische Energie umgesetzt Für die Entladung des ersten Kondensators steht somit lediglich die Dauer der Leitungsphase des zugehörigen Transistors zur Verfügung. Die durch die Größe des Entladewiderstandes sowie die Kapazität des ersten Kondensators bestimmte Zeitkonstante ist somit nach oben hin begrenzt Mit einer solchen RCD-Beschaltung können die Abschaltverluste erfahrungsgemäß beträchtlich verringert werden.

Die am ersten Kondensator auftretende Überspannung AU hängt von den im Stromkreis befindlichen Induktivitäten sowie der Kapazität des ersten Kondensators ab. Da die Gesamtspannung des ersten Kondensators während der Sperrphase des Transistors an diesem ansteht, ist es erforderlich, Transistoren einzusetzen, deren Sperrspannungsbelastbarkeit hinreichend hoch ist Die Verkleinerung der Überspannung würde somit den Einsatz billigerer Transistoren gestatten.

Der Einsatz von ersten Kondensatoren mit einer höheren Kapazität gestattet die Verkleinerung der Überspannung. Diese Maßnahme hat jedoch eine Vergrößerung der bei der Entladung des ersten Kondensators über den Entladewiderstand und den Transistor auftretenden Zeitkonstanten zur Folge, so daß bei hohen Taktfrequenzen der erste Kondensator nur noch unbefriedigend entladen wird. Zum anderen stellt ein derartig großer erster Kondensator zu Beginn der Leitungsphase des zum ersten in Serie geschalteten zweiten Transistors einen Kurzschluß des sperrenden Transistors dar, so daß der zweite Transistor zu Beginn einer Leitungsphase mit unzulässig hohen Strömen beaufschlagt wird, die zu dessen Zerstörung führen können.

so Aus der DE-AS 15 38 154 ist eine Schutzbeschaltung für eine Stromrichteranordnung mit Thyristoren bekannt, denen jeweils eine Reihenschaltung einer in Durchlaßrichtung des Thyristors gepolten Diode mit einem Kondensator parallel geschaltet ist wobei dem Kondensator ein Entladewiderstand parallel geschaltet ist Zusätzlich ist der Reihenschaltung ein Widerstand in Reihe geschaltet Parallel zu der Reihenschaltung und dem Widerstand liegt ein zusätzlicher Kondensator mit einem Entladewiderstand, wobei diese Gesamtschaltung über einen Doppelweggleichrichter mit den Hauptanschlüssen des Thyristors verbunden ist Diese Schutzbeschaltung dient dazu, den aufgrund des Trägerspeichereffektes auftretenden Rückstrom des Thyristors auftretenden sehr steilen Spannungssprung der negativen Sperrspannung weniger steil zu gestalten; denn ein steiler Spannungssprung kann bei Stromrichtern in Brückenschaltung an anderen Stromrichterventilen der Anlage in positiver Spannungsrichtung auftreten

und dadurch diese Thyristoren zünden. Durch dieses sogenannte »Kippen« können die Thyristoren zerstört werden. Bei der bekannten Schutzschaltung nimmt der zusätzliche Kondensator den Rückstrom beim Übergang des Thyristors in den Sperrzustand auf und verhindert damit eine unzulässige Steilheit des Anstieges der negativen Sperrspannung am Thyristor und somit auch entsprechende positive Spannungssprünge an weiteren Thyristoren der Anlage. Diese bekannte Schutzbeschaltung verhindert somit lediglich eine unzulässige Steilheit des Anstieges der negativen Sperrspannung und ist bezüglich der Zahl der benötigten Bauelemenie recht aufwendig.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schutzbeschaltung der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß die beim Übergang in die Sperrphase des Stromrichterventils auftretende Überspannung am Kondensator verkleinert wird, ohne daß die Kapazität dieses Kondensators erhöht werden muß.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Stromrichterventil durch die Serienschaltung eines zweiten Kondensators und einer zweiten in Durchlaßrichtung des Stromrichterventils angeordneten Diode überbrückt ist, daß der eine Belag des zweiten Kondensators mit der Elektrode des zugehörigen Stromrichterventils verbunden ist, an der ein Pol der Speisespannungsquelle direkt angeschlossen ist und daß der andere Belag des zweiten Kondensators, der mit der zweiten Diode verbunden ist, über einen Widerstand mit dem anderen Pol der Speisespannungsquelle verbunden ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt somit die Idee zugrunde, parallel zum steuerbaren Stromrichterventil einen zweiten Kondensator anzuordnen, der mit seiner Stromübernahme erst dann beginnt, wenn die Ausbildung der Überspannung AU einsetzt Damit kann der erste Kondensator der bisher üblichen RCD-Beschaltung hinreichend klein gewählt werden, so daß er auch bei kurzen Leitungsphasen des zugehörigen steuerbaren Stromrichterventils sich voll entlädt und beim Leitendwerden des zweiten, zum ersten in Serie liegenden, als steuerbares Stromrichterventil dienenden, keine unzulässig hohen Verschiebungsströme verursacht. Die Kapazität des zweiten Kondensators kann erheblich größer als die des ersten Kondensators der bisherigen RCD-Beschaltung sein, da er sich zum einen lediglich auf die I-Söhe der Speisespannung zu entladen hat zum anderen für diese Entladung der im Vergleich zur Leitungsphase des zugehörigen steuerbaren Stromrichterventils die erheblich größere Taktzeit zur Verfugung steht

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels in den F i g. 1 und 2 näher erläutert

F i g. 1 zeigt als Stromrichter das Schaltbild eines Transistorgleichstromumkehrstellers oder Wechselrichters mit der den einzelnen Transistoren Ti bis T4 zugeordneten Schutzbeschaltung. Die Bezugszeichen sind dabei so aufgebaut, daß die erste Ziffer jeweils mit der Ziffer des zugehörigen Transistors übereinstimmt

Der gestrichelt umrandete und mit 1 bezeichnete Teil der Schaltungsanordnung zeigt einen bisher üblichen transistorisierten Gleichstromumkehrsteller oder Wechselrichter mit als steuerbare Stromrichterventile dienenden Transistoren Tl bis T 4 in einer einphasigen Brückenschaltung. An den Klemmen P und N liegt der positive, bzw. der negative Pol der speisenden Gleichspannungsquelle. Jedem Transistor liegt eine Freilaufdiode (Di bis D 4) antiparalleL So ist beispielsweise der Transistor Tl durch die Freilaufdiode D1, der Transistor T2 durch die Freilaufdiode D 2 überbrückt Zwei einander diagonal gegenüberliegende Transistoren, also beispielsweise Ti und T2 bzw. T3 und T4 sind jeweils gleichzeitig stromführend und schalten die an den Klemmen P und N anstehende Speisespannung alternierend an die ohmisch-induktive Last 2, die beispielsweise ein Gleichstrommotor sein kann. Ob die gezeigte Brückenschaltung als Gleichstromumkehrsteller oder Wechselrichter dient, hängt lediglich von der Taktung der Transistoren Tl bis T4 ab. Das Durchsteuern bzw. Sperren der Transistoren Ti bis T4 ist durch die Spannungen Ui bis t/4 festgelegt, die an der Hasis-Emitter-Strecke der Transistoren über einen Steuersatz angelegt wird.

Jedem der Transistoren Ti bis T4 ist eine herkömmliche RCD-Beschaltung zugeordnet Da die Schutzbeschaltungen der einzelnen Transistoren 7*1 bis Γ4 übereinstimmen, genügt es, lediglich die dem Transistor 7*1 zugeordnete näher zu beschreiben.

Dieser Transistor 7*1 ist durch die Serienschaltung einer ersten Diode DlO sowie eines ersten Kondensators ClO überbrückt Parallel zur Diode DlO liegt der Entladewiderstand RiO. Zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der RCD-Beschaltung wird auf die F i g. 2 Bezug genommen. Beim Übergang des Transistors Ti in die Sperrphase im Zeitpunkt rl sinkt der Strom h\ langsam ab. Hierbei kommutiert der Strom auf die Reihenschaltung der ersten Diode DlO und des ersten Kondensators ClO. Der erste Kondensator ClO lädt sich nur langsam auf. Dies führt zu dem nur gemäßigten Spannungsanstieg der am Transistor 7*1 anstehenden Spannung Ut u Die im Strompfad befindlichen Induktivitäten erzwingen eine Überspannung A U gegenüber der nach Beendigung des Ausschaltvorganges am Transistor 7*1 anstehenden Speisespannung Uo. Diese Überspannung AU gibt Veranlassung, Transistoren höherer Sperrspannungsbelastbarkeit einzusetzen. Die Höhe der Überspannung AU geht mit zunehmender Kapazität des ersten Kondensators ClO zurück. In der nächsten Leitungsphase des Transistors Ti entlädt sich der erste Kondensator ClO über den Entladewiderstand R 10 sowie den nunmehr leitenden Transistor 7Ί. Mit wachsender Kapazität des ersten Kondensators ClO steigt die Zeitkonstante des aus dem ersten Kondensator ClO sowie dem Entladewiderstand R 10 gebildeten ÄC-Gliedes, so daß damit eine untere Grenze für die Dauer der Leitungsphasen des Transistors 7*1 gebildet wird. Eine zu hohe Kapazität des ersten Kondensators der RCD-Beschaltungen kann jedoch auch zur Zerstörung der Transistoren beim Übergang in die Leitungsphase führen. Wird beispielsweise der Transistor Ti leitend, dann bildet die RCD-Beschaltung des Transistors T3 eine Art Kurzschluß zum negativen Pol P der Speisespannung, da der erste Kondensator C30 in der Leitungsphase der Freilaufdiode D 3 entladen wurde, so daß der dadurch verursachte hohe Strom zur Überlastung des Transistors Tl führen kann. Auch aus diesem Grund sind der Kapazitätsvergrößerung der ersten Kondensatoren der RCD-Beschaltungen natürliche Grenzen gesetzt Diese Schwierigkeit wird durch die erfindungsgemäße Weiterbildung der Schutzbeschaltungen beseitigt

Da die Weiterbildung der Schutzbeschaltungen für alle Transistoren Tl bis T4 übereinstimmt, soll diese Maßnahme auch nur am Transistor Tl erläutert werden. Hierbei ist dem Transistor Tl die Serienschal-

tung eines zweiten Kondensators CIl sowie einer zweiten Diode DiI parallelgeschaltet Der mit dem einen Belag des zweiten Kondensators CIl verbundene Anschluß 11 liegt am positiven Pol P der Speisespannung. Der andere Belag oder Anschluß 12 des zweiten Kondensators CIl ist über einen Widerstand R 11 an den negativen Pol N der Speisespannung gelegt. Damit lädt sich der zweite Kondensator CIl auf die zwischen den Polen P und N bestehende Speisespannung auf. Beim Übergang des Transistors Π in die Sperrphase kommutiert der Transistorstrom zunächst über die erste Diode D10 auf den ersten Kondensator ClO. Erst wenn der erste Kondensator ClO auf die Speisespannung Uo aufgeladen ist und damit die Ausbildung der Überspannung AU beginnt, beginnt auch der durch den zweiten Kondensator CIl sowie die zweite Diode .DIl gebildete Parallelzweig Strom zu übernehmen. Da für die Größe der Kapazität des zweiten Kondensators 11 die bereits erwähnten Einschränkungen nicht gelten, und folglich dieser zweite Kondensator sehr groß gemacht werden kann, wird die Überspannung Δ t/stark reduziert Damit stellt sich der in F i g. 2 strichpunktiert eingezeichnete Spannungsverlauf am Transistor Ti ein. Die Notwendigkeit für den Einsatz von Transistoren mit einer höheren Sperrspannungsbelastbarkeit entfällt bei dieser Art der Schutzbeschaltung. Damit können Kostenvorteile durch den Einsatz billiger Transistoren erreicht werden.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei einer Schutzbeschaltung erhebliche funktioneile Vorteile erreichbar sind, wenn ein zweiter, zum Transistor parallelliegender Kondensator vorgesehen ist, der durch geeignete schaltungstechnische Maßnahmen mit der Stromühernahme beim Abschalten des Transistors erst dann beginnt, wenn die Ausbildung der Überspannung Δ i/beginnt.

Für den Abbau der nur geringfügigen Überspannung am zweiten Kondensator CIl steht die gesamte Taktperiode zur Verfugung.

In der vorliegenden Schaltungsanordnung besteht keine Notwendigkeit für eine Überdimensionierung des ersten Kondensators C10 der herkömmlichen RCD-Beschaltung, so daß eine größere Freiheit bezüglich der Dauer der Leitungsphasen der einzelnen Transistoren besteht und die Gefahr der Überlastung der Transistoren zu Beginn der Leitungsphase entfällt

In der Beschreibung wurde die Problematik und die Lösung am Beispiel von Transistoren als steuerbare Stromrichterventile abgehandelt Die Problematik und die erfindungsgemäße Lösung gilt in gleicher Weise für Thyristoren als steuerbare Stromrichterventile.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Schutzbeschaltung für jeweils ein steuerbares Stromrichterventil eines Stromrichters in Brückenschaltung mit zu den Stromrichterventilen parallelliegenden Freilaufdioden, bei der das Stromrichterventil durch die Reihenschaltung einer ersten Diode und eines ersten Kondensators überbrückt ist und parallel zur Diode ein Entladewiderstand angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromrichterventil (Ti; T2; 73; TA) durch die Serienschaltung eines zweiten Kondensators (CM; C22; C31; C 41) und einer zweiten, in Durchlaßrichtung des Stromrichterventils (Ti; T2; Γ3; Γ4) angeordneten Diode (DU; D21; D31; D41) überbrückt ist, daß der eine Belag (11; 2 i; 31; 41) des zweiten Kondensators (CIl; C21; C31; C41) mit der Elektrode des zugehörigen Stromrichterventils (Ti; Tl; TZ; Tt) verbunden ist, an der ein Pol (P;N; N; P) der Speisespannungsquelle (P, N) direkt angeschlossen ist und daß der andere Belag (12; 22; 32; 42) des zweiten Kondensators (CIl; C21; C31; CAi), der mit der zweiten Diode (DU; D2i; D3i; DAi) verbunden ist, über einen Widerstand (RU; RIi; Ä31; R 41) mit dem anderen Pol (N; P;P;N) der Speisepannungsquelle (P, Njverbunden ist