JPH06103952A - 電子ビーム高電圧切替え電源 - Google Patents
電子ビーム高電圧切替え電源Info
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- JPH06103952A JPH06103952A JP5084791A JP8479193A JPH06103952A JP H06103952 A JPH06103952 A JP H06103952A JP 5084791 A JP5084791 A JP 5084791A JP 8479193 A JP8479193 A JP 8479193A JP H06103952 A JPH06103952 A JP H06103952A
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
- H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
- H01J37/02—Details
- H01J37/24—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the tube and not otherwise provided for
- H01J37/241—High voltage power supply or regulation circuits
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- H—ELECTRICITY
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- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電子ビーム銃やイオン源用などの電源で、負
荷でアークなどが発生してもショート状態になっても破
損しない安定で高出力の固体電源を提供する。 【構成】 交流入力電圧を未調整の直流電圧へ変換する
整流器／フィルタ１００と、複数の切替え型直流−直流
変換器モジュール１１２とからなり、該変換器モジュー
ルは、入力減結合回路網１１６、入力コンデンサ１２
５、電圧調整器１１４、方形波インバータ１１８、昇圧
変圧器１５０および出力側の整流器／フィルタ回路１６
０とからなる。
荷でアークなどが発生してもショート状態になっても破
損しない安定で高出力の固体電源を提供する。 【構成】 交流入力電圧を未調整の直流電圧へ変換する
整流器／フィルタ１００と、複数の切替え型直流−直流
変換器モジュール１１２とからなり、該変換器モジュー
ルは、入力減結合回路網１１６、入力コンデンサ１２
５、電圧調整器１１４、方形波インバータ１１８、昇圧
変圧器１５０および出力側の整流器／フィルタ回路１６
０とからなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】合衆国政府は、ローレンス・リバ
ーモア国立研究所の事業のために合衆国エネルギー省と
カリフォルニア大学とのあいだで締結された契約番号Ｗ
−７４０５−ＥＮＧ−４８に関する本発明の権利を有す
る。
ーモア国立研究所の事業のために合衆国エネルギー省と
カリフォルニア大学とのあいだで締結された契約番号Ｗ
−７４０５−ＥＮＧ−４８に関する本発明の権利を有す
る。
【０００２】本発明は、高出力固体電源に一般的に関す
る。より詳細には、本発明は、真空炉における電子ビー
ム銃、レーザーアイソトープ分離システムの蒸発器に使
用される電子ビーム銃、またはプラズマスパッタリング
装置などのイオン源の出力に適切な、変化しかつアーク
を発生する負荷の下で、制御自在で一定の高電圧出力を
生成する高出力固体電源に関する。
る。より詳細には、本発明は、真空炉における電子ビー
ム銃、レーザーアイソトープ分離システムの蒸発器に使
用される電子ビーム銃、またはプラズマスパッタリング
装置などのイオン源の出力に適切な、変化しかつアーク
を発生する負荷の下で、制御自在で一定の高電圧出力を
生成する高出力固体電源に関する。
【０００３】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】電子
ビーム銃は、目標物質に衝撃を与えるために高強度の電
子ビームを生成する真空炉システムなどに使用される。
電子銃は、目標物質と共に真空排気された室内に配設さ
れるのが一般的である。電子銃すなわち電子ビーム銃
は、加熱陰極または加熱フィラメントなどの電子源と、
接地された加速陽極とを通常備えている。陰極は、電子
を加速する高い静電界を形成するために、陽極に対して
高い負電位に維持される。磁界は、一般的に目標物質へ
電子を指向させるために設けられることがある。
ビーム銃は、目標物質に衝撃を与えるために高強度の電
子ビームを生成する真空炉システムなどに使用される。
電子銃は、目標物質と共に真空排気された室内に配設さ
れるのが一般的である。電子銃すなわち電子ビーム銃
は、加熱陰極または加熱フィラメントなどの電子源と、
接地された加速陽極とを通常備えている。陰極は、電子
を加速する高い静電界を形成するために、陽極に対して
高い負電位に維持される。磁界は、一般的に目標物質へ
電子を指向させるために設けられることがある。
【０００４】電子ビームにより目標物質へ衝撃を与える
あいだ、各種のイオン化された物質が放出される。その
ような物質の存在により、電子ビーム銃の各部と他のエ
レメントとのあいだの耐電圧機能がかなり減少すること
が多い。これにより、電子ビーム銃の各部と他の構造部
分とのあいだでアークが発生することがある。このアー
ク発生により、電子銃の電流がかなり増加するので、電
子銃構造部分と周囲のエレメントが損傷することがあ
る。またアーク発生により、電子銃を駆動する電源回路
が損傷する。
あいだ、各種のイオン化された物質が放出される。その
ような物質の存在により、電子ビーム銃の各部と他のエ
レメントとのあいだの耐電圧機能がかなり減少すること
が多い。これにより、電子ビーム銃の各部と他の構造部
分とのあいだでアークが発生することがある。このアー
ク発生により、電子銃の電流がかなり増加するので、電
子銃構造部分と周囲のエレメントが損傷することがあ
る。またアーク発生により、電子銃を駆動する電源回路
が損傷する。
【０００５】レーザーアイソトープ分離システムの蒸発
器などの高出力で高性能の装置において、電子ビーム
銃、周囲の構成部分および目標物質間の物理的間隔は、
比較的狭い。この結果、電子ビーム銃は頻繁にアークを
発生して接地することがある。損傷を避け、かつ長寿命
を達成するためには、電源出力キャパシタンスに蓄えら
れたエネルギーが小さいこと、およびアーク発生中のい
わゆる電源通過エネルギーが小さいことが必須である。
加えて、物理的間隔が狭いため、安定した非アーク発生
動作中に電子ビームが隣接する構成部分と構造部分に衝
突する機会が大きくなる。これを避けるためには、電源
出力電圧を低いリプル成分で正確に制御することが重要
である。
器などの高出力で高性能の装置において、電子ビーム
銃、周囲の構成部分および目標物質間の物理的間隔は、
比較的狭い。この結果、電子ビーム銃は頻繁にアークを
発生して接地することがある。損傷を避け、かつ長寿命
を達成するためには、電源出力キャパシタンスに蓄えら
れたエネルギーが小さいこと、およびアーク発生中のい
わゆる電源通過エネルギーが小さいことが必須である。
加えて、物理的間隔が狭いため、安定した非アーク発生
動作中に電子ビームが隣接する構成部分と構造部分に衝
突する機会が大きくなる。これを避けるためには、電源
出力電圧を低いリプル成分で正確に制御することが重要
である。
【０００６】従来のサイリスタ制御式電源は、高出力で
高性能の電子ビーム銃装置には不適切である。サイリス
タ制御式電源は、６０Ｈｚの線路周波数で作動し、かつ
かなりの出力電圧リプルを発生するか、またはリプルを
受入れできるレベルまで下げるためにかなりの出力キャ
パシタンスを必要とする。電子銃アーク発生が頻繁に生
じるならば、その出力キャパシタンスにより、過度に蓄
積されたエネルギーが電子銃または周囲の構成部分中へ
送出され、結果として寿命が短くなる。またサイリスタ
制御式電源は、比較的遅い動的応答を有するので、アー
ク発生中に電源通過エネルギーが電子銃にさらに加えら
れ、またアークが消滅したあとにランプ（ramp）が減速
される。サイリスタ制御式電源は、比較的低い入力力率
を有し、高い入力調波を発生する。これにより、高出力
装置における６０Ｈｚ公共事業体電源システムのコスト
がかなり増加する。またサイリスタ制御式電源は、変圧
器とフィルタ構成部分が６０Ｈｚおよび６０Ｈｚの低い
調波で作動するために、物理的に大きい。多数の電源が
使用されるばあい、このことは、装置の初期コストにお
ける重要な要素となる。
高性能の電子ビーム銃装置には不適切である。サイリス
タ制御式電源は、６０Ｈｚの線路周波数で作動し、かつ
かなりの出力電圧リプルを発生するか、またはリプルを
受入れできるレベルまで下げるためにかなりの出力キャ
パシタンスを必要とする。電子銃アーク発生が頻繁に生
じるならば、その出力キャパシタンスにより、過度に蓄
積されたエネルギーが電子銃または周囲の構成部分中へ
送出され、結果として寿命が短くなる。またサイリスタ
制御式電源は、比較的遅い動的応答を有するので、アー
ク発生中に電源通過エネルギーが電子銃にさらに加えら
れ、またアークが消滅したあとにランプ（ramp）が減速
される。サイリスタ制御式電源は、比較的低い入力力率
を有し、高い入力調波を発生する。これにより、高出力
装置における６０Ｈｚ公共事業体電源システムのコスト
がかなり増加する。またサイリスタ制御式電源は、変圧
器とフィルタ構成部分が６０Ｈｚおよび６０Ｈｚの低い
調波で作動するために、物理的に大きい。多数の電源が
使用されるばあい、このことは、装置の初期コストにお
ける重要な要素となる。
【０００７】直列パス四極真空管（series pass tetrod
e vacuum tube ）を利用する従来の電源は、サイリスタ
制御式電源の多くの不具合をなくす。四極真空管の調整
特性（regulating characteristics）は、かなりの出力
キャパシタンスを必要とすることなく、非常に低い出力
リプル電圧を生成するのに使用できる。またその調整特
性により、入力力率を大幅に上昇し、かつ入力ライン調
波を減少するダイオード整流器の使用が可能となる。こ
の電流を制限する調整特性、四極管グリッドの高速制御
機能、および低い出力キャパシタンスは、電子銃のアー
クへ優れた応答をするので、電子銃への入力エネルギー
は低くなり、かつアーク消滅後の回復が速くなる。
e vacuum tube ）を利用する従来の電源は、サイリスタ
制御式電源の多くの不具合をなくす。四極真空管の調整
特性（regulating characteristics）は、かなりの出力
キャパシタンスを必要とすることなく、非常に低い出力
リプル電圧を生成するのに使用できる。またその調整特
性により、入力力率を大幅に上昇し、かつ入力ライン調
波を減少するダイオード整流器の使用が可能となる。こ
の電流を制限する調整特性、四極管グリッドの高速制御
機能、および低い出力キャパシタンスは、電子銃のアー
クへ優れた応答をするので、電子銃への入力エネルギー
は低くなり、かつアーク消滅後の回復が速くなる。
【０００８】しかしながら従来の四極真空管利用の電子
ビーム電源は、それ自体に重大な欠陥を有する。この形
式の電源の効率は、サイリスタ制御式電源の約９５％と
比べて８０％未満である。その理由は、四極真空管は、
それを適切に調整するために電圧をかなり低下させなけ
ればならないからである。また四極真空管は、フィラメ
ント破損および陰極上のコーティングの化学的分解によ
り消耗するので、陰極は電子を放出する機能を失う。そ
の結果、四極真空管は、少なくとも１０，０００時間毎
に取り替える必要があり、かなり保守費用のかかる品目
である。
ビーム電源は、それ自体に重大な欠陥を有する。この形
式の電源の効率は、サイリスタ制御式電源の約９５％と
比べて８０％未満である。その理由は、四極真空管は、
それを適切に調整するために電圧をかなり低下させなけ
ればならないからである。また四極真空管は、フィラメ
ント破損および陰極上のコーティングの化学的分解によ
り消耗するので、陰極は電子を放出する機能を失う。そ
の結果、四極真空管は、少なくとも１０，０００時間毎
に取り替える必要があり、かなり保守費用のかかる品目
である。
【０００９】１０ｋＨｚ以上で作動する切替えモード直
流−直流変換装置を使用する電源は、従来のサイリスタ
制御式および直列パス四極真空管利用電源の欠陥をなく
す可能性を有する。切替えモード直流−直流変換装置を
使用する電源は小形の変圧器とフィルタ構成部分のため
にコンパクトであり、高入力力率のためにダイオード整
流器で作動し、線型レギュレータ（linear regulator）
として作動しないので効率的であり、全て固体であるの
で保守の必要性が少なく、また高周波数で作動するので
良好な動的応答を有することができる。
流−直流変換装置を使用する電源は、従来のサイリスタ
制御式および直列パス四極真空管利用電源の欠陥をなく
す可能性を有する。切替えモード直流−直流変換装置を
使用する電源は小形の変圧器とフィルタ構成部分のため
にコンパクトであり、高入力力率のためにダイオード整
流器で作動し、線型レギュレータ（linear regulator）
として作動しないので効率的であり、全て固体であるの
で保守の必要性が少なく、また高周波数で作動するので
良好な動的応答を有することができる。
【００１０】アーク発生負荷を有する１０ｋＨｚ以上の
高出力装置に有用な切替え直流−直流変換装置の一形式
として、直列共振型がある。直列共振型直流−直流変換
装置を使用する電源は、直流電圧を生成する入力用整流
器およびフィルタと、サイリスタおよび高周波数電流を
生成する共振回路網からなるインバーターと、所要の出
力電圧レベルを生成する変圧器と、負荷へ印加する直流
を生成する整流器およびフィルタとを備える。これは、
電子ビーム銃に使用されてきた周知の形式の電源である
（１９７０年１２月１日に付与された米国特許第３，５
４４，９１３号明細書）。高性能電子ビーム装置用のこ
の形式の電源における主な欠陥は、出力フィルタキャパ
シタンスに蓄えられるエネルギー量、および共振回路網
が極性を逆にするまで負荷への電源を遮断できない点で
ある。インバーターの出力電流は正弦波であり、またイ
ンバーターは１０ｋＨｚ以上で作動するが、充分な出力
電圧リプルをうるためには整流後にかなりのキャパシタ
ンスが必要である。また直流−直流変換装置は、共振回
路網がサイリスタを整流するまで、アーク発生後に負荷
へ電流を供給し続ける。かかる直流−直流変換装置は、
アーク発生中に電子銃中に散逸するエネルギーに関し
て、従来の６０Ｈｚサイリスタ式電源より優れている
が、直列パス四極真空管利用電源より劣り、また電子ビ
ーム銃用の高性能電源に対しては適切ではない。
高出力装置に有用な切替え直流−直流変換装置の一形式
として、直列共振型がある。直列共振型直流−直流変換
装置を使用する電源は、直流電圧を生成する入力用整流
器およびフィルタと、サイリスタおよび高周波数電流を
生成する共振回路網からなるインバーターと、所要の出
力電圧レベルを生成する変圧器と、負荷へ印加する直流
を生成する整流器およびフィルタとを備える。これは、
電子ビーム銃に使用されてきた周知の形式の電源である
（１９７０年１２月１日に付与された米国特許第３，５
４４，９１３号明細書）。高性能電子ビーム装置用のこ
の形式の電源における主な欠陥は、出力フィルタキャパ
シタンスに蓄えられるエネルギー量、および共振回路網
が極性を逆にするまで負荷への電源を遮断できない点で
ある。インバーターの出力電流は正弦波であり、またイ
ンバーターは１０ｋＨｚ以上で作動するが、充分な出力
電圧リプルをうるためには整流後にかなりのキャパシタ
ンスが必要である。また直流−直流変換装置は、共振回
路網がサイリスタを整流するまで、アーク発生後に負荷
へ電流を供給し続ける。かかる直流−直流変換装置は、
アーク発生中に電子銃中に散逸するエネルギーに関し
て、従来の６０Ｈｚサイリスタ式電源より優れている
が、直列パス四極真空管利用電源より劣り、また電子ビ
ーム銃用の高性能電源に対しては適切ではない。
【００１１】数キロワットまでの低出力装置とアーク発
生負荷に有用な切替え直流−直流変換装置の他の形式と
して、電流源パルス幅変調型がある。この直流−直流変
換装置は、１９７３年６月５日に付与された米国特許第
３，７３７，７５５号明細書に記載されているように、
電圧調整器、誘導器、非調整インバーター、変圧器、出
力整流器、および出力フィルタコンデンサから構成され
る。この引用された特許明細書に記載されている誘導器
およびインバーターは、出力整流器とフィルタへ方形波
電流を供給するので、小さい出力フィルタキャパシタン
スを使用でき、したがって負荷のアーク中に負荷へのエ
ネルギーを低くできる。しかしながらインバーター電圧
クランプ手段は、高出力装置には不適切である。その理
由は、インバーターは、高出力装置において入力フィル
タコンデンサから比較的離れているので、クランプ回路
網においてかなりのインダクタンスと、インバータート
ランジスタを通る過大な電圧スパイクとが生じるからで
ある。
生負荷に有用な切替え直流−直流変換装置の他の形式と
して、電流源パルス幅変調型がある。この直流−直流変
換装置は、１９７３年６月５日に付与された米国特許第
３，７３７，７５５号明細書に記載されているように、
電圧調整器、誘導器、非調整インバーター、変圧器、出
力整流器、および出力フィルタコンデンサから構成され
る。この引用された特許明細書に記載されている誘導器
およびインバーターは、出力整流器とフィルタへ方形波
電流を供給するので、小さい出力フィルタキャパシタン
スを使用でき、したがって負荷のアーク中に負荷へのエ
ネルギーを低くできる。しかしながらインバーター電圧
クランプ手段は、高出力装置には不適切である。その理
由は、インバーターは、高出力装置において入力フィル
タコンデンサから比較的離れているので、クランプ回路
網においてかなりのインダクタンスと、インバータート
ランジスタを通る過大な電圧スパイクとが生じるからで
ある。
【００１２】前述したように、従来の電源に関して、お
よび高出力で高性能のイオン源用、とくに電子ビーム銃
用の切替え電源に関して問題がある。要約すると、従来
のサイリスタ電源は、高出力キャパシタンス、アーク発
生に対する遅い動的応答、および低い入力力率を有す
る。直列パス四極真空管調整型電源は、効率が比較的低
く、かつ真空管に関する保守費用がかなりかかる。これ
らの両方の従来型電源は、いずれも物理的に大きい。直
列共振型直流−直流変換装置を使用する切替え電源は、
従来の電源に伴う問題の多くを解決するが、出力キャパ
シタンスが過大であり、かつアーク発生に対する応答が
遅すぎる。従来の技術に記載された電流源パルス幅変調
型直流−直流変換装置を使用する切替え電源は、電子ビ
ーム銃電源に対する要求を潜在的に満たしているが、高
出力レベルでは作動しない。
よび高出力で高性能のイオン源用、とくに電子ビーム銃
用の切替え電源に関して問題がある。要約すると、従来
のサイリスタ電源は、高出力キャパシタンス、アーク発
生に対する遅い動的応答、および低い入力力率を有す
る。直列パス四極真空管調整型電源は、効率が比較的低
く、かつ真空管に関する保守費用がかなりかかる。これ
らの両方の従来型電源は、いずれも物理的に大きい。直
列共振型直流−直流変換装置を使用する切替え電源は、
従来の電源に伴う問題の多くを解決するが、出力キャパ
シタンスが過大であり、かつアーク発生に対する応答が
遅すぎる。従来の技術に記載された電流源パルス幅変調
型直流−直流変換装置を使用する切替え電源は、電子ビ
ーム銃電源に対する要求を潜在的に満たしているが、高
出力レベルでは作動しない。
【００１３】したがって本発明の目的は、１００ｋＷ以
上での作動に適切な改良された電流源パルス幅変調型直
流−直流変換装置を提供することである。
上での作動に適切な改良された電流源パルス幅変調型直
流−直流変換装置を提供することである。
【００１４】本発明の他の目的は、所要の出力を達成す
るために使用される１００ｋＷ以上の定格を有する同一
構造の１個以上の変換装置のモジュールでモジュール化
された電源を提供することである。
るために使用される１００ｋＷ以上の定格を有する同一
構造の１個以上の変換装置のモジュールでモジュール化
された電源を提供することである。
【００１５】本発明のさらに他の目的は、確実な電源調
整と、正確なビーム制御用の低い出力電圧リプルと、負
荷のアーク中に負荷への入力エネルギーを少なくする小
さい出力キャパシタンスとを有する電源を提供すること
である。
整と、正確なビーム制御用の低い出力電圧リプルと、負
荷のアーク中に負荷への入力エネルギーを少なくする小
さい出力キャパシタンスとを有する電源を提供すること
である。
【００１６】本発明の別の目的は、アーク中に電流が制
限され、またアークの開始後に数マイクロ秒以内に出力
をゼロまで減少させ、かつ中止期間（cutback interva
l）後に数ミリ秒で出力を元に戻す電源を提供すること
である。
限され、またアークの開始後に数マイクロ秒以内に出力
をゼロまで減少させ、かつ中止期間（cutback interva
l）後に数ミリ秒で出力を元に戻す電源を提供すること
である。
【００１７】本発明のさらに別の目的は、過大な電圧過
渡を生じることなく、または負荷アーク発生の前後に１
００フィート以上の電源と負荷間のケーブル長さでケー
ブル反射を生じることなく作動する電源を提供すること
である。
渡を生じることなく、または負荷アーク発生の前後に１
００フィート以上の電源と負荷間のケーブル長さでケー
ブル反射を生じることなく作動する電源を提供すること
である。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、公共事
業体供給の交流入力電圧を、原子蒸気レーザーアイソト
ープの分離プロセス（atomic vapor laser istope sepa
ration process）などにおけるような高出力で高性能の
装置用電子銃を駆動するのに適切な高電圧直流出力へ変
換する固体切替え電源（switching power supply）が提
供される。また本発明は、アーク発生負荷として挙動す
ることがあるレーダーシステムのような装置にも有用で
ある。
業体供給の交流入力電圧を、原子蒸気レーザーアイソト
ープの分離プロセス（atomic vapor laser istope sepa
ration process）などにおけるような高出力で高性能の
装置用電子銃を駆動するのに適切な高電圧直流出力へ変
換する固体切替え電源（switching power supply）が提
供される。また本発明は、アーク発生負荷として挙動す
ることがあるレーダーシステムのような装置にも有用で
ある。
【００１９】本発明の電源は、交流入力電圧を未調整の
直流電圧へ変換するフィルタおよび入力ダイオード整流
器から構成される。それぞれ１００ｋＷ以上の定格を有
する複数の切替え型直流−直流変換装置モジュールは、
その入力部が並列に、かつその出力部が直列に接続され
ており、この未調整の直流電圧を調整された直流高電圧
出力へ変換するのに使用される。
直流電圧へ変換するフィルタおよび入力ダイオード整流
器から構成される。それぞれ１００ｋＷ以上の定格を有
する複数の切替え型直流−直流変換装置モジュールは、
その入力部が並列に、かつその出力部が直列に接続され
ており、この未調整の直流電圧を調整された直流高電圧
出力へ変換するのに使用される。
【００２０】直流−直流変換装置モジュールは、周知の
電流源パルス幅変調型の改良型である。各変換装置は、
入力減結合回路網（input decoupling network）、入力
コンデンサ、電圧調整器、方形波インバーター、昇圧変
圧器、および出力側の整流器とフィルタからなる。入力
減結合回路網は、入力コンデンサと共に機能して、モジ
ュール間の相互作用をなくし、かつ入力側の整流器とフ
ィルタからのケーブル中のかなり高い周波数電流を防止
する。この機能により、１つの直流源からのモジュール
の並列動作ができる。絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ（ＩＧＢＴ）は、その高出力機能と高速切替え速度の
ために電圧調整器とインバーター内でスイッチとして使
用される。改良されたインバータークランプ回路網によ
り、漂遊誘導ループが最小になり、かつインバーター出
力極性変化中にインバーターＩＧＢＴ電圧を確実に制御
することができる。この両方の機能により、１０ｋＨｚ
以上のインバーター切替え周波数および１０ｋＷ以上の
出力レベルでモジュール動作ができる。
電流源パルス幅変調型の改良型である。各変換装置は、
入力減結合回路網（input decoupling network）、入力
コンデンサ、電圧調整器、方形波インバーター、昇圧変
圧器、および出力側の整流器とフィルタからなる。入力
減結合回路網は、入力コンデンサと共に機能して、モジ
ュール間の相互作用をなくし、かつ入力側の整流器とフ
ィルタからのケーブル中のかなり高い周波数電流を防止
する。この機能により、１つの直流源からのモジュール
の並列動作ができる。絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ（ＩＧＢＴ）は、その高出力機能と高速切替え速度の
ために電圧調整器とインバーター内でスイッチとして使
用される。改良されたインバータークランプ回路網によ
り、漂遊誘導ループが最小になり、かつインバーター出
力極性変化中にインバーターＩＧＢＴ電圧を確実に制御
することができる。この両方の機能により、１０ｋＨｚ
以上のインバーター切替え周波数および１０ｋＷ以上の
出力レベルでモジュール動作ができる。
【００２１】それぞれの直流−直流変換装置モジュール
は、大幅に変化しアーク発生する負荷で作動できる制御
機構（control scheme）を有する。フィードバックルー
プは、電圧調整器スイッチのオン／オフ比を制御するこ
とにより、モジュール出力電圧を調整する。出力電圧を
表すフィードバック信号は、昇圧変圧器上の１巻センス
巻線（one turn sense winding）から供給される出力シ
ミュレータ回路（simulator circuit ）と、モジュール
出力リード線上の直流電流センサを使用して生成され
る。この機能により、高電圧から絶縁された接地レベル
でのフィードバック信号を生成でき、その信号により、
モジュール出力電力回路と電子ビーム銃負荷の動特性が
再生される。また制御機構は、アーク発生中に電力が負
荷へ流れるのを阻止する。正規の作動レベルをこえる出
力電流は、カットバックタイマー回路（cutback timer
circuit ）を起動する比較回路により検出される。この
カットバックタイマーは、両方の調整器スイッチの作動
を同時に停止し、また予め決められた時間間隔で４個の
インバータースイッチ全てを作動する。この機能によ
り、負荷内のアーク発生を迅速に消滅できる。
は、大幅に変化しアーク発生する負荷で作動できる制御
機構（control scheme）を有する。フィードバックルー
プは、電圧調整器スイッチのオン／オフ比を制御するこ
とにより、モジュール出力電圧を調整する。出力電圧を
表すフィードバック信号は、昇圧変圧器上の１巻センス
巻線（one turn sense winding）から供給される出力シ
ミュレータ回路（simulator circuit ）と、モジュール
出力リード線上の直流電流センサを使用して生成され
る。この機能により、高電圧から絶縁された接地レベル
でのフィードバック信号を生成でき、その信号により、
モジュール出力電力回路と電子ビーム銃負荷の動特性が
再生される。また制御機構は、アーク発生中に電力が負
荷へ流れるのを阻止する。正規の作動レベルをこえる出
力電流は、カットバックタイマー回路（cutback timer
circuit ）を起動する比較回路により検出される。この
カットバックタイマーは、両方の調整器スイッチの作動
を同時に停止し、また予め決められた時間間隔で４個の
インバータースイッチ全てを作動する。この機能によ
り、負荷内のアーク発生を迅速に消滅できる。
【００２２】全体の電源出力は、モジュールの出力部を
直列に接続し、ついで負荷への伝送線路へ接続する前
に、出力減結合回路網と伝送線路整合インピーダンスに
接続することにより形成される。出力結合回路網は、モ
ジュールの出力フィルターコンデンサーが、伝送線路整
合インピーダンスを短絡させるのを防ぐ。この機能によ
り、負荷アーク発生中に電源出力部と負荷において、過
電圧過渡が最小に維持される。
直列に接続し、ついで負荷への伝送線路へ接続する前
に、出力減結合回路網と伝送線路整合インピーダンスに
接続することにより形成される。出力結合回路網は、モ
ジュールの出力フィルターコンデンサーが、伝送線路整
合インピーダンスを短絡させるのを防ぐ。この機能によ
り、負荷アーク発生中に電源出力部と負荷において、過
電圧過渡が最小に維持される。
【００２３】全体の電源は、各モジュールにおける電圧
調整器とインバーターの切替えタイミングを、隣接する
モジュールに関して、合計ｎ個のモジュールのばあいに
３６０°／ｎだけ 整相する（phasing ）ための制御回
路を備える。この機能により、低出力電圧リプルの達成
に必要な出力キャパシタンスが減少され、したがって負
荷アーク発生中に負荷へ送出されるエネルギーが減少す
る。電源出力電圧を制御する回路も設けられる。全体の
電圧フィードバックループは、個別のモジュールフィー
ドバックループに対する電圧設定点として機能するエラ
ー信号を生成する。ランプ発生器は、作動中およびカッ
トバック後の出力電圧の上昇率を制御する。
調整器とインバーターの切替えタイミングを、隣接する
モジュールに関して、合計ｎ個のモジュールのばあいに
３６０°／ｎだけ 整相する（phasing ）ための制御回
路を備える。この機能により、低出力電圧リプルの達成
に必要な出力キャパシタンスが減少され、したがって負
荷アーク発生中に負荷へ送出されるエネルギーが減少す
る。電源出力電圧を制御する回路も設けられる。全体の
電圧フィードバックループは、個別のモジュールフィー
ドバックループに対する電圧設定点として機能するエラ
ー信号を生成する。ランプ発生器は、作動中およびカッ
トバック後の出力電圧の上昇率を制御する。
【００２４】
【実施例】以下、添付図面を参照しつつ本発明を詳細に
説明する。
説明する。
【００２５】図１に示されるように、通常は４８０Ｖの
３相交流電圧は、整流器／フィルタ回路１００に印加さ
れる。整流器／フィルタ回路１００は、その３相交流入
力電圧を、正の接続点１０１と基準接続点１０２上のフ
ィルタされた直流出力電圧に変換する手段を提供する。
整流器／フィルタは、全波ブリッジ回路を構成する６個
のダイオードからなっている。全波ブリッジ回路の出力
は、誘導器１０４へ接続され、電流リプルの平滑が行わ
れる。ついで誘導器１０４は、制動抵抗器１０７とフィ
ルタコンデンサ１０８により形成される直列接続の回路
網に接続される。４００ｋＷの出力定格のばあい、誘導
器１０４は一般的に５００μＨであり、制動抵抗器１０
７は一般的に０．５Ωであり、またコンデンサ１０８は
一般的に８，０００μＦである。交流電圧の整流および
電圧リプルのフィルタリングは既知の方法で達成され
る。
３相交流電圧は、整流器／フィルタ回路１００に印加さ
れる。整流器／フィルタ回路１００は、その３相交流入
力電圧を、正の接続点１０１と基準接続点１０２上のフ
ィルタされた直流出力電圧に変換する手段を提供する。
整流器／フィルタは、全波ブリッジ回路を構成する６個
のダイオードからなっている。全波ブリッジ回路の出力
は、誘導器１０４へ接続され、電流リプルの平滑が行わ
れる。ついで誘導器１０４は、制動抵抗器１０７とフィ
ルタコンデンサ１０８により形成される直列接続の回路
網に接続される。４００ｋＷの出力定格のばあい、誘導
器１０４は一般的に５００μＨであり、制動抵抗器１０
７は一般的に０．５Ωであり、またコンデンサ１０８は
一般的に８，０００μＦである。交流電圧の整流および
電圧リプルのフィルタリングは既知の方法で達成され
る。
【００２６】本発明の電源の１つの態様においては、複
数のモジュール直流−直流変換器回路、すなわちモジュ
ール１１２−１、１１２−２、１１２−３‥‥‥１１２
−ｎは、整流器／フィルタ回路１００の出力リード線、
接続点１０１および１０２へそれぞれ接続される。各直
流−直流変換器モジュール１１２−１〜１１２−ｎは、
制御されるデューティサイクルの脈動電圧源を生成する
電圧調整回路（voltage regulator circuit ）手段１１
４、脈動電圧を直流電流に変換する誘導器１２８、前記
直流から交番極性の高周波方形波を発生するインバータ
ー回路手段１１８、インバーター出力を分離し昇圧する
変圧手段１５０、および高周波方形波電流を整流かつフ
ィルタリングして直流出力高電圧を生成する出力整流器
／フィルター回路手段１６０を備えている。
数のモジュール直流−直流変換器回路、すなわちモジュ
ール１１２−１、１１２−２、１１２−３‥‥‥１１２
−ｎは、整流器／フィルタ回路１００の出力リード線、
接続点１０１および１０２へそれぞれ接続される。各直
流−直流変換器モジュール１１２−１〜１１２−ｎは、
制御されるデューティサイクルの脈動電圧源を生成する
電圧調整回路（voltage regulator circuit ）手段１１
４、脈動電圧を直流電流に変換する誘導器１２８、前記
直流から交番極性の高周波方形波を発生するインバータ
ー回路手段１１８、インバーター出力を分離し昇圧する
変圧手段１５０、および高周波方形波電流を整流かつフ
ィルタリングして直流出力高電圧を生成する出力整流器
／フィルター回路手段１６０を備えている。
【００２７】それぞれの電圧調整回路１１４は、対応す
る減結合回路網１１６と入力コンデンサ１２５とに接続
されている。減結合回路網は、整流器１００からの正の
入力リード線１０１に接続され、並列に接続される０．
２５Ωの抵抗器１２０および４０μＨの誘導器１２２か
らなる。入力コンデンサ１２５は、一般的に２００μＦ
であり、また一端が減結合回路網および正のインバータ
ーバス１４１ａにより形成される接続点に接続される。
入力コンデンサ１２５の他端は、整流器／フィルター１
００からの負の入力リード線１０２に接続される。減結
合回路網すなわち誘導器１２２および抵抗器１２０は、
高周波でインピーダンスを生成し、そのインピーダンス
は、調整器１１４により引き起される電流サージを、整
流器／フィルター１００または並列接続された直流−直
流変換器モジュールを通さないで、コンデンサ１２５を
強制的に通過させる。
る減結合回路網１１６と入力コンデンサ１２５とに接続
されている。減結合回路網は、整流器１００からの正の
入力リード線１０１に接続され、並列に接続される０．
２５Ωの抵抗器１２０および４０μＨの誘導器１２２か
らなる。入力コンデンサ１２５は、一般的に２００μＦ
であり、また一端が減結合回路網および正のインバータ
ーバス１４１ａにより形成される接続点に接続される。
入力コンデンサ１２５の他端は、整流器／フィルター１
００からの負の入力リード線１０２に接続される。減結
合回路網すなわち誘導器１２２および抵抗器１２０は、
高周波でインピーダンスを生成し、そのインピーダンス
は、調整器１１４により引き起される電流サージを、整
流器／フィルター１００または並列接続された直流−直
流変換器モジュールを通さないで、コンデンサ１２５を
強制的に通過させる。
【００２８】それぞれの電圧調整回路１１４は、並列に
接続される２個の絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ
（insulated gate bipolar transistors、以下ＩＧＢＴ
という）からなり、それらのトランジスタは、入力コン
デンサ１２５の負リード線に接続されるエミッタを有す
ると共に、フリーホイーリング（free wheeling ）ダイ
オード１２６の陽極と、５００μＨの誘導器１２８の第
１のリード線とに、それぞれ接続されるコレクタを有す
る。本デバイスは、ＩＧＢＴに限定されない。適切な電
流と電圧の定格、および切替え速度のゲート制御切替え
手段であれば、いずれも使用することができる。以下、
簡単のために、そのようなデバイスをＩＧＢＴと呼ぶこ
とにする。ＩＧＢＴ１２４ａ、１２４ｂは、そのゲート
に印加される制御信号により交互に起動される。両方の
ＩＧＢＴの１２４ａ、１２４ｂは、１０ｋＨｚで起動す
るが、互いに１８０°フェーズシフトされる。これによ
り、その対に対して正味２０ｋＨｚの切替え周波数を生
じる。この手法により、両方のＩＧＢＴの１２４ａ、１
２４ｂが同時に起動されたならば生じるであろう電流分
担の問題が避けられる。ＩＧＢＴ１２４ａ、１２４ｂの
起動により、電流は、立ち上がることができ、また直流
−直流変換器モジュール１１２の出力電圧が制御される
ように誘導器１２８を通して減衰されうる。またＩＧＢ
Ｔ１２４ａ、１２４ｂの起動により、０〜６５０Ｖの直
流電圧方形波がダイオード１２６の両端間に生じる。フ
リーホイーリングダイオード１２６の両端間に生じる０
〜６５０Ｖの脈動直流電圧は、誘導器１２８により低い
リプルの直流電流へ平滑化される。減結合回路網１１６
のコンポーネント、入力コンデンサ１２５および誘導器
１２８について述べた前記値は、１００ｋＷモジュール
出力定格に対するものであると共に、各々の電圧調整器
ＩＧＢＴの１２４ａ、１２４ｂに対し１０ｋＨｚの切替
え周波数に対するものである。
接続される２個の絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ
（insulated gate bipolar transistors、以下ＩＧＢＴ
という）からなり、それらのトランジスタは、入力コン
デンサ１２５の負リード線に接続されるエミッタを有す
ると共に、フリーホイーリング（free wheeling ）ダイ
オード１２６の陽極と、５００μＨの誘導器１２８の第
１のリード線とに、それぞれ接続されるコレクタを有す
る。本デバイスは、ＩＧＢＴに限定されない。適切な電
流と電圧の定格、および切替え速度のゲート制御切替え
手段であれば、いずれも使用することができる。以下、
簡単のために、そのようなデバイスをＩＧＢＴと呼ぶこ
とにする。ＩＧＢＴ１２４ａ、１２４ｂは、そのゲート
に印加される制御信号により交互に起動される。両方の
ＩＧＢＴの１２４ａ、１２４ｂは、１０ｋＨｚで起動す
るが、互いに１８０°フェーズシフトされる。これによ
り、その対に対して正味２０ｋＨｚの切替え周波数を生
じる。この手法により、両方のＩＧＢＴの１２４ａ、１
２４ｂが同時に起動されたならば生じるであろう電流分
担の問題が避けられる。ＩＧＢＴ１２４ａ、１２４ｂの
起動により、電流は、立ち上がることができ、また直流
−直流変換器モジュール１１２の出力電圧が制御される
ように誘導器１２８を通して減衰されうる。またＩＧＢ
Ｔ１２４ａ、１２４ｂの起動により、０〜６５０Ｖの直
流電圧方形波がダイオード１２６の両端間に生じる。フ
リーホイーリングダイオード１２６の両端間に生じる０
〜６５０Ｖの脈動直流電圧は、誘導器１２８により低い
リプルの直流電流へ平滑化される。減結合回路網１１６
のコンポーネント、入力コンデンサ１２５および誘導器
１２８について述べた前記値は、１００ｋＷモジュール
出力定格に対するものであると共に、各々の電圧調整器
ＩＧＢＴの１２４ａ、１２４ｂに対し１０ｋＨｚの切替
え周波数に対するものである。
【００２９】電圧調整器１１４からの直流出力電圧は、
誘導器１２８を通過して、実質的に平滑な直流電流を生
成し、ついでその直流電流は、直流を交番極性の高周波
方形波電流、すなわち高周波数交流へ変換するインバー
ター手段１１８へ印加される。電流は、入力減結合回路
網１１６および入力コンデンサ１２５により形成される
接続点からインバーターの正のバス１４１ａへ供給さ
れ、ついでインバーターの負のバス１４１ｂから誘導器
１２８を通して電圧調整器１１４へ戻される。インバー
ター１１８は、直列に接続され、かつ２つの分岐に構成
された複数の絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）からなり、前記分岐は、並列に接続されてブリ
ッジ回路を形成する。ここでまた、高電流用の適切なゲ
ート制御切替え手段であれば、そのいずれもＩＧＢＴの
代わりに使用することができる。好ましくは、４個のＩ
ＧＢＴ１４０が使用され、それらは、それぞれ並列の分
岐で２個直列に接続されたＩＧＢＴであり、斜めの対で
起動される。それぞれの交流線路に２つのＩＧＢＴが存
在する。関連する単相変圧器を駆動するには２つの交流
線路が必要があることは、当業者には明らかであろう。
誘導器１２８を通過して、実質的に平滑な直流電流を生
成し、ついでその直流電流は、直流を交番極性の高周波
方形波電流、すなわち高周波数交流へ変換するインバー
ター手段１１８へ印加される。電流は、入力減結合回路
網１１６および入力コンデンサ１２５により形成される
接続点からインバーターの正のバス１４１ａへ供給さ
れ、ついでインバーターの負のバス１４１ｂから誘導器
１２８を通して電圧調整器１１４へ戻される。インバー
ター１１８は、直列に接続され、かつ２つの分岐に構成
された複数の絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）からなり、前記分岐は、並列に接続されてブリ
ッジ回路を形成する。ここでまた、高電流用の適切なゲ
ート制御切替え手段であれば、そのいずれもＩＧＢＴの
代わりに使用することができる。好ましくは、４個のＩ
ＧＢＴ１４０が使用され、それらは、それぞれ並列の分
岐で２個直列に接続されたＩＧＢＴであり、斜めの対で
起動される。それぞれの交流線路に２つのＩＧＢＴが存
在する。関連する単相変圧器を駆動するには２つの交流
線路が必要があることは、当業者には明らかであろう。
【００３０】ＩＧＢＴ１４０は、交番極性の方形波を生
成するように、当業者にとって周知の方法で、その作動
可能リード線に印加される制御信号により、交互の斜め
の対で起動される。高周波方形波電流は、付属変圧器１
５０の一次巻線を通して印加される。ＩＧＢＴは、その
高い切替え速度、高い電流容量および高い降伏電圧によ
って、必要な高周波出力を発生することができる。一次
側を通る高周波電流は、変圧器１５０の二次側へ誘導的
に結合される。変圧器１５０は、それぞれ対応する直流
−直流変換器モジュール１１２−１〜１１２−ｎの一部
であり、また電子銃を駆動するのに必要な高電圧を生成
するために、一次側へ印加される高周波数交流電圧を昇
圧する手段を提供する。また変圧器１５０は、各直流−
直流変換器モジュールの出力部に対する電気的絶縁を提
供し、これにより出力部を直列に接続することができ
る。変圧器１５０の二次側のリードは、高周波数交流を
平滑な高直流電圧に変換する出力整流器／フィルタ回路
手段１６０に接続される。出力整流器／フィルタ回路１
６０は、単相全波ブリッジ整流器からなり、その整流器
は、並列の０．０５μＦのコンデンサ１６１へ、かつ
０．１５μＦのコンデンサ１６２と直列の２４００Ωの
抵抗器１６３により形成される並列制動回路網へ接続さ
れる。前記値は、±０．５％のピーク出力電圧リプルを
有し、４００Ｗと５００Ｖの定格で、それぞれのインバ
ーターが１０ｋＨｚで作動する４個のモジュール電源に
対するものである。出力整流器／フィルタ回路１６０
は、周知の方法で作動する。
成するように、当業者にとって周知の方法で、その作動
可能リード線に印加される制御信号により、交互の斜め
の対で起動される。高周波方形波電流は、付属変圧器１
５０の一次巻線を通して印加される。ＩＧＢＴは、その
高い切替え速度、高い電流容量および高い降伏電圧によ
って、必要な高周波出力を発生することができる。一次
側を通る高周波電流は、変圧器１５０の二次側へ誘導的
に結合される。変圧器１５０は、それぞれ対応する直流
−直流変換器モジュール１１２−１〜１１２−ｎの一部
であり、また電子銃を駆動するのに必要な高電圧を生成
するために、一次側へ印加される高周波数交流電圧を昇
圧する手段を提供する。また変圧器１５０は、各直流−
直流変換器モジュールの出力部に対する電気的絶縁を提
供し、これにより出力部を直列に接続することができ
る。変圧器１５０の二次側のリードは、高周波数交流を
平滑な高直流電圧に変換する出力整流器／フィルタ回路
手段１６０に接続される。出力整流器／フィルタ回路１
６０は、単相全波ブリッジ整流器からなり、その整流器
は、並列の０．０５μＦのコンデンサ１６１へ、かつ
０．１５μＦのコンデンサ１６２と直列の２４００Ωの
抵抗器１６３により形成される並列制動回路網へ接続さ
れる。前記値は、±０．５％のピーク出力電圧リプルを
有し、４００Ｗと５００Ｖの定格で、それぞれのインバ
ーターが１０ｋＨｚで作動する４個のモジュール電源に
対するものである。出力整流器／フィルタ回路１６０
は、周知の方法で作動する。
【００３１】図１に示されるように、出力減結合回路網
１７０は、５００μＨの誘導器１７４と並列の１００Ω
の抵抗器１７２からなる。出力減結合回路網１７０の一
方の側は、直列接続直流−直流変換器モジュール出力部
の高電圧側へ接続される。減結合回路網の反対側は、負
荷への高電圧伝送線路により形成される接続点へ、直列
で接続される５０Ωの抵抗器１７５と０．０１μＦのコ
ンデンサ１７６からなる線路整合回路網へ、また電圧フ
ィードバック分周器１８０の高電圧側へ接続される。負
荷のアークが開始され、かつ伝送線路反射が生じるサブ
マイクロ秒の時間のあいだ、減結合回路網のインピーダ
ンスは、線路整合回路網のインピーダンスよりも非常に
大きい。その結果、アーク発生中、伝送線路は、その特
性インピーダンスにより整合され、また直流−直流変換
器モジュールの出力フィルタキャパシタンスにより短絡
されない。これにより、負荷と電源において小さい過電
圧過渡が生じる。前述した一般的なコンポーネント値
は、１００フィートの伝送線路長さを有し、かつ４００
ｋＷで５０ｋＶの出力に対するものである。
１７０は、５００μＨの誘導器１７４と並列の１００Ω
の抵抗器１７２からなる。出力減結合回路網１７０の一
方の側は、直列接続直流−直流変換器モジュール出力部
の高電圧側へ接続される。減結合回路網の反対側は、負
荷への高電圧伝送線路により形成される接続点へ、直列
で接続される５０Ωの抵抗器１７５と０．０１μＦのコ
ンデンサ１７６からなる線路整合回路網へ、また電圧フ
ィードバック分周器１８０の高電圧側へ接続される。負
荷のアークが開始され、かつ伝送線路反射が生じるサブ
マイクロ秒の時間のあいだ、減結合回路網のインピーダ
ンスは、線路整合回路網のインピーダンスよりも非常に
大きい。その結果、アーク発生中、伝送線路は、その特
性インピーダンスにより整合され、また直流−直流変換
器モジュールの出力フィルタキャパシタンスにより短絡
されない。これにより、負荷と電源において小さい過電
圧過渡が生じる。前述した一般的なコンポーネント値
は、１００フィートの伝送線路長さを有し、かつ４００
ｋＷで５０ｋＶの出力に対するものである。
【００３２】減結合回路網１７０は、各直流−直流変換
器モジュールへ均等に分岐され、かつ分配できること
は、当業者にとり明らかであろう。減結合回路網の機能
は変更されない。いくつかの用途では、これは好ましい
実施例である。
器モジュールへ均等に分岐され、かつ分配できること
は、当業者にとり明らかであろう。減結合回路網の機能
は変更されない。いくつかの用途では、これは好ましい
実施例である。
【００３３】直流−直流変換器の出力は、直列の代わり
に並列に接続できることも、当業者にとり明らかであろ
う。これは、各モジュールの出力間の相互作用を避ける
ために、各変換器モジュールの出力部内に出力減結合回
路網１７０を配置することを必要とする。
に並列に接続できることも、当業者にとり明らかであろ
う。これは、各モジュールの出力間の相互作用を避ける
ために、各変換器モジュールの出力部内に出力減結合回
路網１７０を配置することを必要とする。
【００３４】本発明のデバイスによれば、インバーター
ＩＧＢＴの１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ、１４０ｄは
各直流−直流変換器モジュール１１２内の電圧調整器回
路１１４、または切替え手段１２４ａ、１２４ｂまたは
ＩＧＢＴのオンタイム（on time ）と同期するオンタイ
ムを有する。インバーター出力電流極性の変化（transi
tion）は、インバーターブリッジ内の１つの斜めのＩＧ
ＢＴ対がターンオフし、かつ対向する斜めのＩＧＢＴ対
が通電するときに生じる。この時間は、電圧調整器回路
内のＩＧＢＴの１２４ａまたは１２４ｂの通電の最後に
生じる。この同期により、以下に述べるモジュールの整
相（phasing ）が実現できる。
ＩＧＢＴの１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ、１４０ｄは
各直流−直流変換器モジュール１１２内の電圧調整器回
路１１４、または切替え手段１２４ａ、１２４ｂまたは
ＩＧＢＴのオンタイム（on time ）と同期するオンタイ
ムを有する。インバーター出力電流極性の変化（transi
tion）は、インバーターブリッジ内の１つの斜めのＩＧ
ＢＴ対がターンオフし、かつ対向する斜めのＩＧＢＴ対
が通電するときに生じる。この時間は、電圧調整器回路
内のＩＧＢＴの１２４ａまたは１２４ｂの通電の最後に
生じる。この同期により、以下に述べるモジュールの整
相（phasing ）が実現できる。
【００３５】図１においてセクション１１２−１、１１
２−２、１１２−３、……１１２−ｎとして示される直
流−直流変換器モジュールは、互いに交換できる同一の
モジュール電源回路からなることが明らかであろう。各
直流−直流変換器モジュール１１２への入力部は並列に
連結され、またその出力部は、隣接する直流−直流変換
器モジュール１１２と直列に連結される。
２−２、１１２−３、……１１２−ｎとして示される直
流−直流変換器モジュールは、互いに交換できる同一の
モジュール電源回路からなることが明らかであろう。各
直流−直流変換器モジュール１１２への入力部は並列に
連結され、またその出力部は、隣接する直流−直流変換
器モジュール１１２と直列に連結される。
【００３６】各電圧調整回路１１４のＩＧＢＴの１２４
ａ、１２４ｂ、および各分離した直流−直流変換器モジ
ュール１１２−１内のインバーター回路１１８のＩＧＢ
Ｔの１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ、１４０ｄは、隣接
するモジュール１１２−２……１１２−ｎに関して整相
された関係でスイッチオンされる。複数のｎ個のモジュ
ールのばあい、整相関係は３６０°／ｎに等しい。
ａ、１２４ｂ、および各分離した直流−直流変換器モジ
ュール１１２−１内のインバーター回路１１８のＩＧＢ
Ｔの１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ、１４０ｄは、隣接
するモジュール１１２−２……１１２−ｎに関して整相
された関係でスイッチオンされる。複数のｎ個のモジュ
ールのばあい、整相関係は３６０°／ｎに等しい。
【００３７】図１に示される４個のモジュール直流−直
流変換器セクションのばあい、各セクション、すなわち
モジュール１１２−１……１１２−４の起動は、引き続
くモジュールの起動よりも９０°だけ先に生じる。４相
発振器１３５は、９０°だけ分離されたクロックパルス
をモジュールに対して発生する。分離されたモジュール
１１２−１、１１２−２、１１２−３および１１２−４
の整相された起動により、モジュール出力電圧リプルの
周波数より４倍大きい全体電源出力電圧の周波数を生じ
る。これにより、出力フィルタコンデンサ１６１と１６
２用のキャパシタンス値は、整相された起動なしのばあ
いに必要であろうと思われる値に比べて１／４も低くで
きる。
流変換器セクションのばあい、各セクション、すなわち
モジュール１１２−１……１１２−４の起動は、引き続
くモジュールの起動よりも９０°だけ先に生じる。４相
発振器１３５は、９０°だけ分離されたクロックパルス
をモジュールに対して発生する。分離されたモジュール
１１２−１、１１２−２、１１２−３および１１２−４
の整相された起動により、モジュール出力電圧リプルの
周波数より４倍大きい全体電源出力電圧の周波数を生じ
る。これにより、出力フィルタコンデンサ１６１と１６
２用のキャパシタンス値は、整相された起動なしのばあ
いに必要であろうと思われる値に比べて１／４も低くで
きる。
【００３８】図１において１３０で一般的に示されるフ
ィードバック制御回路は、周知の手法に従って全体電源
の出力電圧を制御する。アナログ電圧は、所要の出力電
圧すなわち電源電圧設定点と、電圧分周器１８０により
測定される実際の出力電圧とのあいだの差に基づいて制
御回路１３０により発生される。このアナログ電圧は、
各直流−直流変換器モジュール内の他のフィードバック
制御回路への電圧設定点となる。図２を参照しつつ以下
に詳細に説明するように、このモジュールフィードバッ
ク制御回路は、その設定点と、各モジュールからえられ
た出力電圧とのあいだの差に依存するエラー電圧を発生
する。このエラー電圧は、モジュール制御回路におい
て、エラー電圧の関数として可変デューティーサイクル
を有する動作可能信号に変換される。ついでこの動作可
能信号は、その制御回路により、ＩＧＢＴトランジスタ
１２４ａ、１２４ｂの動作可能リード線へ印加される。
ＩＧＢＴの１２４ａ、ｂのオンおよびオフ時間の変動に
より、直流−直流変換器１２１−１からの出力電圧が、
負荷の変動条件下で制御されたレベルに維持される。
ィードバック制御回路は、周知の手法に従って全体電源
の出力電圧を制御する。アナログ電圧は、所要の出力電
圧すなわち電源電圧設定点と、電圧分周器１８０により
測定される実際の出力電圧とのあいだの差に基づいて制
御回路１３０により発生される。このアナログ電圧は、
各直流−直流変換器モジュール内の他のフィードバック
制御回路への電圧設定点となる。図２を参照しつつ以下
に詳細に説明するように、このモジュールフィードバッ
ク制御回路は、その設定点と、各モジュールからえられ
た出力電圧とのあいだの差に依存するエラー電圧を発生
する。このエラー電圧は、モジュール制御回路におい
て、エラー電圧の関数として可変デューティーサイクル
を有する動作可能信号に変換される。ついでこの動作可
能信号は、その制御回路により、ＩＧＢＴトランジスタ
１２４ａ、１２４ｂの動作可能リード線へ印加される。
ＩＧＢＴの１２４ａ、ｂのオンおよびオフ時間の変動に
より、直流−直流変換器１２１−１からの出力電圧が、
負荷の変動条件下で制御されたレベルに維持される。
【００３９】ランプ発生回路（ramp generation circui
t ）１３１は、全体電源フィードバック制御回路１３０
の一部である。ランプ発生器は、フィードバック制御加
算手段へ印加される電圧設定点を減速し、電源出力電圧
のオーバシュートを防止する。ランプ発生器は、電源電
圧設定点の段階増加のあいだ中または負荷アークが発生
するために生じるカットバック間隔（cutback interva
l）の終了後に必要である。ランプ時間は４００ｋＷの
出力定格のばあい、１０ｍｓのオーダーである。
t ）１３１は、全体電源フィードバック制御回路１３０
の一部である。ランプ発生器は、フィードバック制御加
算手段へ印加される電圧設定点を減速し、電源出力電圧
のオーバシュートを防止する。ランプ発生器は、電源電
圧設定点の段階増加のあいだ中または負荷アークが発生
するために生じるカットバック間隔（cutback interva
l）の終了後に必要である。ランプ時間は４００ｋＷの
出力定格のばあい、１０ｍｓのオーダーである。
【００４０】単一モジュールセクション、たとえば１１
２−１の作動を、図２を参照しつつ説明する。図１に示
される３相入力整流器およびフィルタ１００による整流
とフィルタリング後に、６５０Ｖの直流電圧が、図２に
示されるように入力線路２０１と２０２とのあいだに現
れる。線路２０１と２０２は、図１の接続点１０１と１
０２に、それぞれ対応する。入力減結合回路２１６は、
抵抗器２２０と並列の誘導器２２２からなる。入力減結
合回路２１６は、接続点１０１と１０２とのあいだに接
続される６５０Ｖ源の出力からの低リプルを有する実質
的に平滑な電流を維持する手段を提供する。また入力減
結合回路２１６は、６５０Ｖ源を通して並列に接続され
るモジュール１１２間の相互作用を防止する手段も提供
する。入力減結合回路２１６は、調整器切替え周波数以
上における入力コンデンサのインピーダンスと比べて比
較的高いインピーダンスを示す。その結果、それは、調
整器により引き出される高周波数電流パルスを、図１の
入力整流器／フィルタ１００からではなく、コンデンサ
２２５から効果的に流れるように強制させる。これは、
電源により引き起こされる電磁障害を実質的に減少させ
る。というのは、入力整流器／フィルタと直流−直流変
換器モジュールとのあいだのケーブルにおける電流は低
リプルで平滑であるからである。
２−１の作動を、図２を参照しつつ説明する。図１に示
される３相入力整流器およびフィルタ１００による整流
とフィルタリング後に、６５０Ｖの直流電圧が、図２に
示されるように入力線路２０１と２０２とのあいだに現
れる。線路２０１と２０２は、図１の接続点１０１と１
０２に、それぞれ対応する。入力減結合回路２１６は、
抵抗器２２０と並列の誘導器２２２からなる。入力減結
合回路２１６は、接続点１０１と１０２とのあいだに接
続される６５０Ｖ源の出力からの低リプルを有する実質
的に平滑な電流を維持する手段を提供する。また入力減
結合回路２１６は、６５０Ｖ源を通して並列に接続され
るモジュール１１２間の相互作用を防止する手段も提供
する。入力減結合回路２１６は、調整器切替え周波数以
上における入力コンデンサのインピーダンスと比べて比
較的高いインピーダンスを示す。その結果、それは、調
整器により引き出される高周波数電流パルスを、図１の
入力整流器／フィルタ１００からではなく、コンデンサ
２２５から効果的に流れるように強制させる。これは、
電源により引き起こされる電磁障害を実質的に減少させ
る。というのは、入力整流器／フィルタと直流−直流変
換器モジュールとのあいだのケーブルにおける電流は低
リプルで平滑であるからである。
【００４１】また入力減結合回路２１６は、リンギング
も制動する。入力減結合回路２１６により、大きな相互
作用を生じることなく、図１のモジュール１１２−１…
…１１２−４の並列作動が可能となることが分かるであ
ろう。入力減結合回路２１６は、ケーブルと、異なるモ
ジュールのコンデンサとのあいだの共振を制動する手段
を提供する。抵抗器２２０は、モジュール間のケーブル
のインダクタンスおよび異なるモジュールにおける入力
コンデンサのキャパシタンスにより形成される直列共振
回路網に対する制動を提供する。
も制動する。入力減結合回路２１６により、大きな相互
作用を生じることなく、図１のモジュール１１２−１…
…１１２−４の並列作動が可能となることが分かるであ
ろう。入力減結合回路２１６は、ケーブルと、異なるモ
ジュールのコンデンサとのあいだの共振を制動する手段
を提供する。抵抗器２２０は、モジュール間のケーブル
のインダクタンスおよび異なるモジュールにおける入力
コンデンサのキャパシタンスにより形成される直列共振
回路網に対する制動を提供する。
【００４２】誘導器２２２は、２つの回路入力線路２０
１と２０２における電流の発振を抑制する制動手段を提
供する抵抗器２２０と並列に接続される。また誘導器２
２２は、電流の変化率を制限する手段も提供する。誘導
器２２２は、２０１からの回路線路に挿入される入力端
部と出力端部を有する。コンデンサ２２５は、切替え手
段２２４ａ、２２４ｂへ向けて誘導器２２２の出力側の
２つの回路入力線路２０１と２０２とのあいだに接続さ
れる電荷蓄積手段を提供する。この構成により、電流変
化率制限誘導器の入力端部上の線路電流は、電圧調整器
の切替え手段２２４ａ、２２４ｂが電流を流すときに、
最初の値から高い値まで小さい変化率で増加することが
保証される。電流変化率制限誘導器２２２の入力端部上
の線路電流は、調整器の切替え手段２２４ａ、２２４ｂ
が非通電のときに、小さい変化率で元の最初のレベルま
で減少する。コンデンサ２２５は、切替え手段２２４
ａ、２２４ｂが非通電のときに、電流変化率制限誘導器
２２２を通過するすべての電流を吸収する。またコンデ
ンサ２２５は、切替え手段２２４ａ、２２４ｂが通電し
ているときに、電圧調整器の切替え手段の電流要求量に
合致するように、電流変化率制限誘導器２２２を通過す
る電流を増加させる。
１と２０２における電流の発振を抑制する制動手段を提
供する抵抗器２２０と並列に接続される。また誘導器２
２２は、電流の変化率を制限する手段も提供する。誘導
器２２２は、２０１からの回路線路に挿入される入力端
部と出力端部を有する。コンデンサ２２５は、切替え手
段２２４ａ、２２４ｂへ向けて誘導器２２２の出力側の
２つの回路入力線路２０１と２０２とのあいだに接続さ
れる電荷蓄積手段を提供する。この構成により、電流変
化率制限誘導器の入力端部上の線路電流は、電圧調整器
の切替え手段２２４ａ、２２４ｂが電流を流すときに、
最初の値から高い値まで小さい変化率で増加することが
保証される。電流変化率制限誘導器２２２の入力端部上
の線路電流は、調整器の切替え手段２２４ａ、２２４ｂ
が非通電のときに、小さい変化率で元の最初のレベルま
で減少する。コンデンサ２２５は、切替え手段２２４
ａ、２２４ｂが非通電のときに、電流変化率制限誘導器
２２２を通過するすべての電流を吸収する。またコンデ
ンサ２２５は、切替え手段２２４ａ、２２４ｂが通電し
ているときに、電圧調整器の切替え手段の電流要求量に
合致するように、電流変化率制限誘導器２２２を通過す
る電流を増加させる。
【００４３】それぞれの直流−直流変換器モジュール
は、接続点２０１と２０２にそれぞれ依存する線路上の
未調整直流入力電圧からの制御されたデューティ周期の
脈動電圧を提供する電圧調整器回路手段２１４も具備す
る。電圧調整器回路手段２１４は、フリーホイーリング
ダイオード２２６および電圧調整器切替え手段２２４
ａ、２２４ｂを備えており、それぞれの切替え手段２２
４ａ、２２４ｂは、未調整の直流入力電圧の第１の出力
端子へ接続されるエミッタリード線および制御リード線
を有し、かつフリーホイーリングダイオード２２６の陽
極に接続されるコレクタリード線を有する。フリーホイ
ーリングダイオード２２６の陰極は、入力減結合回路２
１６を経て未調整の直流入力の第２の端子へ接続され
る。
は、接続点２０１と２０２にそれぞれ依存する線路上の
未調整直流入力電圧からの制御されたデューティ周期の
脈動電圧を提供する電圧調整器回路手段２１４も具備す
る。電圧調整器回路手段２１４は、フリーホイーリング
ダイオード２２６および電圧調整器切替え手段２２４
ａ、２２４ｂを備えており、それぞれの切替え手段２２
４ａ、２２４ｂは、未調整の直流入力電圧の第１の出力
端子へ接続されるエミッタリード線および制御リード線
を有し、かつフリーホイーリングダイオード２２６の陽
極に接続されるコレクタリード線を有する。フリーホイ
ーリングダイオード２２６の陰極は、入力減結合回路２
１６を経て未調整の直流入力の第２の端子へ接続され
る。
【００４４】誘導器２２８は、電圧調整器の切替え手段
２２４ａ、２２４ｂの共通接続点へ、かつフリーホイー
リングダイオード２２６の陽極へ接続される第１の端部
を有し、電流を平滑化する手段として作動する。誘導器
手段２２８は、切替え手段２２４により生成された脈動
電圧をフィルタリングする手段を提供し、またインバー
ター回路手段２１８へ印加される平滑直流電流を生成す
る。
２２４ａ、２２４ｂの共通接続点へ、かつフリーホイー
リングダイオード２２６の陽極へ接続される第１の端部
を有し、電流を平滑化する手段として作動する。誘導器
手段２２８は、切替え手段２２４により生成された脈動
電圧をフィルタリングする手段を提供し、またインバー
ター回路手段２１８へ印加される平滑直流電流を生成す
る。
【００４５】図２に示されるように、インバーター回路
２１８は、誘導器２２８からの直流電流を、変圧器２５
０の一次側２５２における高周波方形波電流へ変換する
手段を提供する。好ましい実施例におけるインバーター
回路２１８は、第１と第２の並列分岐からなる。第１の
回路分岐は、直列にそれぞれ接続されるＩＧＢＴの２４
０ａおよび２４０ｂからなる。第２の分岐は、直列に接
続されるＩＧＢＴの２４０ｃおよび２４０ｄからなる。
両方の回路分岐は、並列に接続されて、ブリッジ回路網
を形成する。ＩＧＢＴは、切替え手段として作動し、そ
れぞれコレクタリード線、制御リード線およびエミッタ
リード線を有する。ＩＧＢＴの２４０ａおよび２４０ｃ
はそれぞれ、直流電流源を供給する正のインバーターバ
ス２４１ａへ接続されるコレクタを有する。ＩＧＢＴの
２４０ｂおよび２４０ｄのエミッタリード線はそれぞ
れ、直流電流を誘導器２２８へ戻す負のインバーターバ
ス２４１ｂへ接続される。
２１８は、誘導器２２８からの直流電流を、変圧器２５
０の一次側２５２における高周波方形波電流へ変換する
手段を提供する。好ましい実施例におけるインバーター
回路２１８は、第１と第２の並列分岐からなる。第１の
回路分岐は、直列にそれぞれ接続されるＩＧＢＴの２４
０ａおよび２４０ｂからなる。第２の分岐は、直列に接
続されるＩＧＢＴの２４０ｃおよび２４０ｄからなる。
両方の回路分岐は、並列に接続されて、ブリッジ回路網
を形成する。ＩＧＢＴは、切替え手段として作動し、そ
れぞれコレクタリード線、制御リード線およびエミッタ
リード線を有する。ＩＧＢＴの２４０ａおよび２４０ｃ
はそれぞれ、直流電流源を供給する正のインバーターバ
ス２４１ａへ接続されるコレクタを有する。ＩＧＢＴの
２４０ｂおよび２４０ｄのエミッタリード線はそれぞ
れ、直流電流を誘導器２２８へ戻す負のインバーターバ
ス２４１ｂへ接続される。
【００４６】直列に接続されるコンデンサ２４３とダイ
オード２４２は、正のバス２４１ａと負のバス２４１ｂ
とのあいだのインバーター回路２１８と並列に接続され
る。前記コンデンサ２４３とダイオード２４２は、抵抗
器２４４と組合わせられて、後述するインバータークラ
ンプ（inverter clamping ）手段を形成する。変圧器２
５０の一次巻線２５２は、インバーターの出力リード線
を通して接続される。４個のＩＧＢＴは、インバーター
の各出力リード線が、インバーター回路２１８の正と負
のバス２４１ａ、２４１ｂへ交互に接続されるように、
制御リード線へ印加される電圧により、斜めの対（ＩＧ
ＢＴの２４０ａおよび２４０ｄ、およびＩＧＢＴの２４
０ｂおよび２４０ｃ）において交互に起動される。全て
の４個のＩＧＢＴが通電しているばあい、それぞれの極
性変化（polarity transition ）において、約２マイク
ロ秒の短いオーバーラップ時間が生じる。実質的に方形
波の交流電流が、変圧器２５０の一次巻線２５２を通し
て生成される。
オード２４２は、正のバス２４１ａと負のバス２４１ｂ
とのあいだのインバーター回路２１８と並列に接続され
る。前記コンデンサ２４３とダイオード２４２は、抵抗
器２４４と組合わせられて、後述するインバータークラ
ンプ（inverter clamping ）手段を形成する。変圧器２
５０の一次巻線２５２は、インバーターの出力リード線
を通して接続される。４個のＩＧＢＴは、インバーター
の各出力リード線が、インバーター回路２１８の正と負
のバス２４１ａ、２４１ｂへ交互に接続されるように、
制御リード線へ印加される電圧により、斜めの対（ＩＧ
ＢＴの２４０ａおよび２４０ｄ、およびＩＧＢＴの２４
０ｂおよび２４０ｃ）において交互に起動される。全て
の４個のＩＧＢＴが通電しているばあい、それぞれの極
性変化（polarity transition ）において、約２マイク
ロ秒の短いオーバーラップ時間が生じる。実質的に方形
波の交流電流が、変圧器２５０の一次巻線２５２を通し
て生成される。
【００４７】図３に示されるように、２μＦのコンデン
サ３４３、ダイオード３４２および８Ωの抵抗器３４４
により形成されるインバータークランプ回路網は、イン
バーターへ供給する正と負のバス間の電圧を制限し、そ
れにより、インバーター出力の極性が変化しているあい
だ、ＩＧＢＴスイッチを通る電圧を制限するように機能
する。図３は、昇圧変圧器負荷の等価表示のものを駆動
する調整器電源回路とインバーターの一部を示す。誘導
器３５５は、変圧器の漏れインダクタンスを表し、また
電圧源３５６は、一次側へ反射される二次電圧を表す。
電圧源３５６の大きさは、変圧器巻数比により分けられ
るモジュール直流出力電圧に実質的に等しい。電圧源３
５６の極性は、電流ｉp の方向が図３に示した通りであ
るとき、図３に示した通りである。電圧源３５６の極性
は、電流ｉp が反対方向へ変化すると、反対極性へ変化
する。
サ３４３、ダイオード３４２および８Ωの抵抗器３４４
により形成されるインバータークランプ回路網は、イン
バーターへ供給する正と負のバス間の電圧を制限し、そ
れにより、インバーター出力の極性が変化しているあい
だ、ＩＧＢＴスイッチを通る電圧を制限するように機能
する。図３は、昇圧変圧器負荷の等価表示のものを駆動
する調整器電源回路とインバーターの一部を示す。誘導
器３５５は、変圧器の漏れインダクタンスを表し、また
電圧源３５６は、一次側へ反射される二次電圧を表す。
電圧源３５６の大きさは、変圧器巻数比により分けられ
るモジュール直流出力電圧に実質的に等しい。電圧源３
５６の極性は、電流ｉp の方向が図３に示した通りであ
るとき、図３に示した通りである。電圧源３５６の極性
は、電流ｉp が反対方向へ変化すると、反対極性へ変化
する。
【００４８】インバータークランプ回路網の原理は、図
４に示すインバーター出力の極性の変化中の波形を参照
することにより最も良く説明される。１０ｋＨｚのイン
バーター出力周波数のばあい、正から負へのインバータ
ー出力極性の変化中、これらの波形は１００マイクロ秒
毎に生じる。同一の波形であるが反対極性の波形も、正
から負へのインバーター出力極性の変化中に、１００マ
イクロ秒毎に生じる。変化は、５０マイクロ秒間隔で起
こり、インバーターから実質的に方形の電流波形を生成
する。
４に示すインバーター出力の極性の変化中の波形を参照
することにより最も良く説明される。１０ｋＨｚのイン
バーター出力周波数のばあい、正から負へのインバータ
ー出力極性の変化中、これらの波形は１００マイクロ秒
毎に生じる。同一の波形であるが反対極性の波形も、正
から負へのインバーター出力極性の変化中に、１００マ
イクロ秒毎に生じる。変化は、５０マイクロ秒間隔で起
こり、インバーターから実質的に方形の電流波形を生成
する。
【００４９】図４に示されるように、時間ｔa の前、Ｉ
ＧＢＴスイッチ３４０ａおよび３４０ｄは、オンで通電
しており、またトランジスタスイッチ３４０ｂおよび３
４０ｃは、オフで非通電である。誘導器３２８における
電流ＩL は、スイッチ３４０ａおよび３４０ｄを通り、
かつ誘導器３５５および電圧源３５６により形成される
等価負荷を通って流れる。時間ｔa において、スイッチ
３４０ｂおよび３４０ｃもオンとなるので、等価負荷の
両端間の電圧はゼロになり、また電流ｉp の減衰が始ま
り時間ｔb でゼロになる。時間ｔb とｔc のあいだ、全
ての４個のスイッチ３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよ
び３４０ｄは、ＩL ／２の大きさの電流を通す。時間ｔ
c において、スイッチ３４０ａおよび３４０ｄは、オフ
となり、非通電となる。ここで誘導器３２８における電
流ＩL は、抵抗器３４４を通して６５０Ｖへ予め充電さ
れているコンデンサ３４３およびダイオード３４２を通
るように強制される。これは、等価負荷を通して６５０
Ｖを印加するので、負方向に電流ｉp を立ち上げる。コ
ンデンサの両端の電圧および等価負荷を通る電流ｉ
p は、ｉp の大きさが時間ｔd において値ＩL に達する
まで増加し続ける。この時間ｔd において、ダイオード
３４２は逆バイアスとなり、またコンデンサ３４３は、
半周期後の次の極性変化に備えて、抵抗器３４４を通し
て６５０Ｖまで放電し始める。
ＧＢＴスイッチ３４０ａおよび３４０ｄは、オンで通電
しており、またトランジスタスイッチ３４０ｂおよび３
４０ｃは、オフで非通電である。誘導器３２８における
電流ＩL は、スイッチ３４０ａおよび３４０ｄを通り、
かつ誘導器３５５および電圧源３５６により形成される
等価負荷を通って流れる。時間ｔa において、スイッチ
３４０ｂおよび３４０ｃもオンとなるので、等価負荷の
両端間の電圧はゼロになり、また電流ｉp の減衰が始ま
り時間ｔb でゼロになる。時間ｔb とｔc のあいだ、全
ての４個のスイッチ３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよ
び３４０ｄは、ＩL ／２の大きさの電流を通す。時間ｔ
c において、スイッチ３４０ａおよび３４０ｄは、オフ
となり、非通電となる。ここで誘導器３２８における電
流ＩL は、抵抗器３４４を通して６５０Ｖへ予め充電さ
れているコンデンサ３４３およびダイオード３４２を通
るように強制される。これは、等価負荷を通して６５０
Ｖを印加するので、負方向に電流ｉp を立ち上げる。コ
ンデンサの両端の電圧および等価負荷を通る電流ｉ
p は、ｉp の大きさが時間ｔd において値ＩL に達する
まで増加し続ける。この時間ｔd において、ダイオード
３４２は逆バイアスとなり、またコンデンサ３４３は、
半周期後の次の極性変化に備えて、抵抗器３４４を通し
て６５０Ｖまで放電し始める。
【００５０】誘導負荷３５５において電流がゼロから立
ち上がるときの電流の流れのために、交互に変る電流通
路が設けられることが分かるであろう。コンデンサ３４
３は、２つの入力回路線路の１つ、および電圧源コンデ
ンサ３２５の１つのリード線から、抵抗器３４４とダイ
オード３４２のあいだの回路接続点へ接続されるので、
電流がゼロから最大値まで立ち上がるにつれて、過電流
は、２つの入力回路線路の１つから、コンデンサ３４３
とダイオード３４２を通して、２つの入力回路線路の他
の線路まで流れる。２つの回路線路間の電圧は、電圧源
３２５の電圧にほぼクランプされる。コンデンサ３４
３、ダイオード３４２および抵抗器３４４からなるこの
インバータークランプ回路網は、急速に変化する電流
が、コンデンサ３４３、ダイオード３４２およびインバ
ーターＩＧＢＴスイッチ３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃ
および３４０ｄ内だけに生じるので、既知の従来技術に
比べて優れている。コンデンサ３４３およびダイオード
３４２は、インバーターＩＧＢＴに非常に近接して位置
決めされるので、そのコンデンサ、ダイオードおよびＩ
ＧＢＴにより形成されるループの標遊インダクタンスが
最小になる。その結果、このインダクタンスおよび急速
に変化する電流により生成される、ＩＧＢＴを通って現
れる電圧変化スパイクは、最小にされる。
ち上がるときの電流の流れのために、交互に変る電流通
路が設けられることが分かるであろう。コンデンサ３４
３は、２つの入力回路線路の１つ、および電圧源コンデ
ンサ３２５の１つのリード線から、抵抗器３４４とダイ
オード３４２のあいだの回路接続点へ接続されるので、
電流がゼロから最大値まで立ち上がるにつれて、過電流
は、２つの入力回路線路の１つから、コンデンサ３４３
とダイオード３４２を通して、２つの入力回路線路の他
の線路まで流れる。２つの回路線路間の電圧は、電圧源
３２５の電圧にほぼクランプされる。コンデンサ３４
３、ダイオード３４２および抵抗器３４４からなるこの
インバータークランプ回路網は、急速に変化する電流
が、コンデンサ３４３、ダイオード３４２およびインバ
ーターＩＧＢＴスイッチ３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃ
および３４０ｄ内だけに生じるので、既知の従来技術に
比べて優れている。コンデンサ３４３およびダイオード
３４２は、インバーターＩＧＢＴに非常に近接して位置
決めされるので、そのコンデンサ、ダイオードおよびＩ
ＧＢＴにより形成されるループの標遊インダクタンスが
最小になる。その結果、このインダクタンスおよび急速
に変化する電流により生成される、ＩＧＢＴを通って現
れる電圧変化スパイクは、最小にされる。
【００５１】図２を再び参照すると、インバーター回路
は、電子銃アークの開始が検知されるときに、変圧器２
５０の一次側２５２を短絡すなわち分離するために、全
てのＩＧＢＴスイッチ手段２４０ａ〜２４０ｄを同時に
ターンオンする手段も具備する。これにより、負荷のア
ーク発生中に当該負荷を通過する電圧電流の量が最小に
なる。
は、電子銃アークの開始が検知されるときに、変圧器２
５０の一次側２５２を短絡すなわち分離するために、全
てのＩＧＢＴスイッチ手段２４０ａ〜２４０ｄを同時に
ターンオンする手段も具備する。これにより、負荷のア
ーク発生中に当該負荷を通過する電圧電流の量が最小に
なる。
【００５２】それぞれが抵抗器、ダイオードおよびコン
デンサからなるスナッバー回路網（snubber network ）
が、電圧調整器２１４およびインバーター２１５におい
て各ＩＧＢＴに関連して必要になることがあることは、
当業者にとり明らかであろう。これらのスナッバー回路
網は、図を分かりやすくするために、図１、図２および
図３においては示されていない。ＩＧＢＴ用のスナッバ
ー回路網の構造は周知のものである。
デンサからなるスナッバー回路網（snubber network ）
が、電圧調整器２１４およびインバーター２１５におい
て各ＩＧＢＴに関連して必要になることがあることは、
当業者にとり明らかであろう。これらのスナッバー回路
網は、図を分かりやすくするために、図１、図２および
図３においては示されていない。ＩＧＢＴ用のスナッバ
ー回路網の構造は周知のものである。
【００５３】１巻き電圧検知巻線２５５は、一次巻線２
５２および二次巻線２５４として同一の変圧器上に巻か
れる。電圧検知巻線２５５は、変圧器２５０の二次巻線
２５４の両端間の交流電圧に比例した交流電圧を検知す
る手段を提供する。検知巻線２５５に誘導された交流電
圧は、ついで出力シミュレータ手段２９０により整流お
よびフィルタリングされる。また、モジュールの出力電
流は、直流電流検知器２８０により検知されて、出力シ
ミュレータ２９０においてフィルタコンデンサ２９３と
並列の電流源を制御するのに使用される。電流源は、イ
オン源、具体的には電子ビーム銃の電流源特性を表す。
フィルタコンデンサ２９３のキャパシタンス値および電
流源２９２の値と範囲は基準化されるので、出力シミュ
レータ２９０の出力は、直流−直流変換器モジュールの
電圧レベルおよび回路動特性を正確に表し、またフィー
ドバック制御回路で使用される電圧レベルと一致する。
出力シミュレータ２９０は、周知の電子回路手法で具体
化される。１巻き電圧検知巻線２５５および出力シミュ
レータを使用すれば、モジュール出力電圧が直接測定さ
れたならば必要であろう高電圧分離回路を必要とするこ
となく、モジュール出力電圧フィードバック信号を発生
させることができる。
５２および二次巻線２５４として同一の変圧器上に巻か
れる。電圧検知巻線２５５は、変圧器２５０の二次巻線
２５４の両端間の交流電圧に比例した交流電圧を検知す
る手段を提供する。検知巻線２５５に誘導された交流電
圧は、ついで出力シミュレータ手段２９０により整流お
よびフィルタリングされる。また、モジュールの出力電
流は、直流電流検知器２８０により検知されて、出力シ
ミュレータ２９０においてフィルタコンデンサ２９３と
並列の電流源を制御するのに使用される。電流源は、イ
オン源、具体的には電子ビーム銃の電流源特性を表す。
フィルタコンデンサ２９３のキャパシタンス値および電
流源２９２の値と範囲は基準化されるので、出力シミュ
レータ２９０の出力は、直流−直流変換器モジュールの
電圧レベルおよび回路動特性を正確に表し、またフィー
ドバック制御回路で使用される電圧レベルと一致する。
出力シミュレータ２９０は、周知の電子回路手法で具体
化される。１巻き電圧検知巻線２５５および出力シミュ
レータを使用すれば、モジュール出力電圧が直接測定さ
れたならば必要であろう高電圧分離回路を必要とするこ
となく、モジュール出力電圧フィードバック信号を発生
させることができる。
【００５４】出力シミュレータ２９０は、検知巻線２５
５により生成される交流電圧に応答するダイオード整流
器手段２９１からなり、２つの出力線路上に直流電圧を
生成する。この直流電圧は、電源モジュール１１２の直
流電圧に比例する。出力シミュレータ手段２９０は、整
流器手段２９１からの２つの出力線路間に接続されるフ
ィルタコンデンサ２９３も備える。制御される電流源手
段２９２も、電流検知手段２８０の出力電圧を印加する
２つの出力線路間に接続されて、電源モジュールの出力
電流に比例する電流を生成する。制御される電流源手段
２９２は、２つの出力線路から電流を引き込み、電源モ
ジュール出力電圧の正確なシミュレーションを生成す
る。
５により生成される交流電圧に応答するダイオード整流
器手段２９１からなり、２つの出力線路上に直流電圧を
生成する。この直流電圧は、電源モジュール１１２の直
流電圧に比例する。出力シミュレータ手段２９０は、整
流器手段２９１からの２つの出力線路間に接続されるフ
ィルタコンデンサ２９３も備える。制御される電流源手
段２９２も、電流検知手段２８０の出力電圧を印加する
２つの出力線路間に接続されて、電源モジュールの出力
電流に比例する電流を生成する。制御される電流源手段
２９２は、２つの出力線路から電流を引き込み、電源モ
ジュール出力電圧の正確なシミュレーションを生成す
る。
【００５５】出力シミュレータ２９０の出力は、ついで
電圧加算手段２６６へ印加される。加算手段において、
出力シミュレータ２９０からの電圧は、設定点電圧から
減算される。設定点電圧は、直流−直流変換器出力電圧
の振幅を制御する基準電圧である。設定点電圧により、
変換器出力電圧を、所望のレベルまで制御できる。電圧
加算手段２６６の出力は、差電圧、すなわち設定点電圧
と電圧出力シミュレータとのあいだの差である。
電圧加算手段２６６へ印加される。加算手段において、
出力シミュレータ２９０からの電圧は、設定点電圧から
減算される。設定点電圧は、直流−直流変換器出力電圧
の振幅を制御する基準電圧である。設定点電圧により、
変換器出力電圧を、所望のレベルまで制御できる。電圧
加算手段２６６の出力は、差電圧、すなわち設定点電圧
と電圧出力シミュレータとのあいだの差である。
【００５６】差電圧は、補償器２６５において既知の手
法に従って増幅およびフィルタリングされる。補償器２
６５からの増幅された電圧は、ついで比較器２７０にお
いて刻時装置発生のこぎり歯形電圧と比較される。のこ
ぎり歯形電圧は、のこぎり歯形発生器手段２７２により
発生され、システムのクロックパルスに同期される。比
較器の出力は、可能および不可能状態を有する論理レベ
ル作動可能信号（たとえば＋５Ｖ）である。比較器２７
０の出力および刻時論理信号は、調整器論理およびドラ
イバ回路２７４へ供給され、その回路は作動可能信号を
調整器ＩＧＢＴの２２４ａおよび２２４ｂへ配分する。
論理およびドライバ回路２７４は、ＩＧＢＴの２２４ａ
および２２４ｂを交互に作動可能にする手段も提供す
る。この論理およびドライバ回路２７４は、周知の電子
手法を使用して具体化される。作動可能信号は、比較器
２７０のエラー電圧出力の関数として、電圧が高い期間
と電圧が低い期間との可変比を有する。作動可能信号
は、ついで電圧調整器回路２１４のＩＧＢＴスイッチ手
段２２４ａおよび２２４ｂの作動可能リード線へ印加さ
れる。これは、出力シミュレータ２９０および検知巻線
２５５により検知されている変化する負荷に従って、電
源出力の直流電圧を動的に調整する。
法に従って増幅およびフィルタリングされる。補償器２
６５からの増幅された電圧は、ついで比較器２７０にお
いて刻時装置発生のこぎり歯形電圧と比較される。のこ
ぎり歯形電圧は、のこぎり歯形発生器手段２７２により
発生され、システムのクロックパルスに同期される。比
較器の出力は、可能および不可能状態を有する論理レベ
ル作動可能信号（たとえば＋５Ｖ）である。比較器２７
０の出力および刻時論理信号は、調整器論理およびドラ
イバ回路２７４へ供給され、その回路は作動可能信号を
調整器ＩＧＢＴの２２４ａおよび２２４ｂへ配分する。
論理およびドライバ回路２７４は、ＩＧＢＴの２２４ａ
および２２４ｂを交互に作動可能にする手段も提供す
る。この論理およびドライバ回路２７４は、周知の電子
手法を使用して具体化される。作動可能信号は、比較器
２７０のエラー電圧出力の関数として、電圧が高い期間
と電圧が低い期間との可変比を有する。作動可能信号
は、ついで電圧調整器回路２１４のＩＧＢＴスイッチ手
段２２４ａおよび２２４ｂの作動可能リード線へ印加さ
れる。これは、出力シミュレータ２９０および検知巻線
２５５により検知されている変化する負荷に従って、電
源出力の直流電圧を動的に調整する。
【００５７】本発明の電源の他の態様においては、直流
電流検知手段２８０が、電源の負出力負荷上に設けられ
る。そこで検知された出力電流は、初期の電子銃アーク
発生中、電流条件の予め定められたしきい値指標と比較
される。検知された電流および電流しきい値は、電源比
較器２８２において比較される。電圧比較器は、予め定
められたしきい値をこえる電流が検知され、かつ初期の
電子銃アークが存在するときに、出力信号を生成する。
ついで、前記電源比較器２８２は、信号をカットバック
タイマー２８４へ送り、そのタイマーは、５０ｍｓから
２００ｍｓの範囲のパルスを発生し、一方このパルスは
インバーター論理およびドライバ回路２８６を起動す
る。電子銃アークが検知されると、インバーター論理お
よびドライバ回路２８６は、全ての４個のＩＧＢＴの２
４０ａ〜２４０ｄを同時に起動し、これにより一次側２
５２が短絡するので、一次側から負荷側への電流通過が
終了する。カットバックタイマー２８４も、同時に信号
を調整器論理およびドライバ回路２７４へ送り、これに
より調整器スイッチ手段２２４ａおよび２２４ｂがター
ンオフする。
電流検知手段２８０が、電源の負出力負荷上に設けられ
る。そこで検知された出力電流は、初期の電子銃アーク
発生中、電流条件の予め定められたしきい値指標と比較
される。検知された電流および電流しきい値は、電源比
較器２８２において比較される。電圧比較器は、予め定
められたしきい値をこえる電流が検知され、かつ初期の
電子銃アークが存在するときに、出力信号を生成する。
ついで、前記電源比較器２８２は、信号をカットバック
タイマー２８４へ送り、そのタイマーは、５０ｍｓから
２００ｍｓの範囲のパルスを発生し、一方このパルスは
インバーター論理およびドライバ回路２８６を起動す
る。電子銃アークが検知されると、インバーター論理お
よびドライバ回路２８６は、全ての４個のＩＧＢＴの２
４０ａ〜２４０ｄを同時に起動し、これにより一次側２
５２が短絡するので、一次側から負荷側への電流通過が
終了する。カットバックタイマー２８４も、同時に信号
を調整器論理およびドライバ回路２７４へ送り、これに
より調整器スイッチ手段２２４ａおよび２２４ｂがター
ンオフする。
【００５８】本発明は、最も実際的であり、かつ好まし
い実施例であると現在みなされるものに関連して説明さ
れてきたが、本発明は、開示された実施例に限定される
ものではなく、むしろ反対に、添付した特許請求の範囲
の精神と範囲内に含まれる種々の変形および同等な構成
を包含することを意図するものであると理解すべきであ
ると理解すべきである。
い実施例であると現在みなされるものに関連して説明さ
れてきたが、本発明は、開示された実施例に限定される
ものではなく、むしろ反対に、添付した特許請求の範囲
の精神と範囲内に含まれる種々の変形および同等な構成
を包含することを意図するものであると理解すべきであ
ると理解すべきである。
【００５９】
【発明の効果】本発明の電源によれば、負荷でアークが
発生したばあい、電流が制限され、数マイクロ秒の短い
時間で出力をゼロまで減少させ、アークが止まったのち
は数ミリ秒で出力を元に戻すことができ、安定した電源
がえられる。
発生したばあい、電流が制限され、数マイクロ秒の短い
時間で出力をゼロまで減少させ、アークが止まったのち
は数ミリ秒で出力を元に戻すことができ、安定した電源
がえられる。
【図１】４個の直流−直流変換装置モジュールが示され
ている、本発明の電源の全体回路線図である。
ている、本発明の電源の全体回路線図である。
【図２】単一モジュールの回路線図である。
【図３】変圧器一次側の同等な表示をした単一モジュー
ルの部分回路線図である。
ルの部分回路線図である。
【図４】インバータークランプ回路の動作と波形を示す
タイミング線図である。
タイミング線図である。
１００ 整流器／フィルタ １１２ 直流−直流変換器モジュール １１４ 電圧調整回路手段 １１６ 入力減結合回路網 １１８ インバータ回路手段 １２０ 抵抗器 １２２ 誘導器 １２５ 入力コンデンサ １５０ 変圧手段 １６０ 出力整流器／フィルタ回路手段 １７０ 出力減結合回路 １７２ 抵抗器 １７４ 誘導器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ 8726−5Ｈ 7/08 9180−5Ｈ (72)発明者 アーノルド シー ランゲ アメリカ合衆国、94550 カリフォルニア 州、リバーモア、ゼイビアー ウェイ 1064
Claims (23)
- 【請求項１】 多相交流電圧源を整流するとともに正お
よび負の出力リード線上に未調節の直流電圧を生成する
手段を有する、変化しかつアークを発生する負荷の下で
制御された高出力電圧を生成する電源であって、該電源
は、整流のための前記手段の前記の正および負の直流出
力リード線間に並列に接続された複数個の直流−直流変
換器モジュールであって、前記変換器モジュールのそれ
ぞれは、制御されたデューティーサイクルの脈動電圧を
生成する調節器手段と、前記脈動電圧を平滑な直流電流
へ平滑化する誘導器手段と、前記直流電流を交番極性の
高周波方形波電流へ変換するインバータースイッチ手段
と、前記高周波方形波電流を受け入れる一次側巻線を有
し、かつ前記一次側巻線間の印加電圧を二次側巻線間の
高電圧レベルまで昇圧する変圧器手段と、前記二次側巻
線間に生じる高周波数の高電圧を正と負の出力リード線
上の高い直流電圧へ変換する出力整流器およびフィルタ
コンデンサ手段とを具備してなる複数個の直流−直流変
換器モジュールからなり、それにより前記電源は非常に
減少せられたキャパシタンス値で作動し、アーク中に電
子ビーム銃などへの放電に用いられる蓄積されたエネル
ギーを最小にすることを特徴とする電源。 - 【請求項２】 （ａ）インバータ手段の正と負の入力バ
スを給電する直流電流源から少なくとも１０ｋＨｚの周
波数を有する交番極性の方形電流波を生成するインバー
ター手段、および（ｂ）前記正と負の入力バス間の電圧
を制限すると共に、前記インバーター出力の極性の変化
中に前記インバーター手段の両極間の電圧を制限する手
段からなるインバータークランプ回路。 - 【請求項３】 ２つの入力回路線路の１つにおける切替
え回路の急速で反復する作動により生じる２つの入力回
路線路における電流リプルを減少させる第１の手段から
なる入力減結合回路網であって、さらに（ａ）前記２つ
の入力回路線路の１つに挿入される入力端部と出力端部
を有する電流変化率を制限する第２の手段、および切替
え回路へ向けて電流変化率を制限する前記第２の手段の
出力側の前記２つの回路線路間に接続される電荷を蓄積
する第３の手段であって、この構成により、電流変化率
を制限する第２の手段の入力端部上の線路電流は、前記
切替え回路が電流を流すときに、最初の値から高い値ま
で小さい変化率で増加し、また電流変化率を制限する前
記第２の手段の入力端部上の線路電流は、前記切替え回
路が非通電のときに、小さい変化率で元の前記最初のレ
ベルまで減少するようにした第２の手段および第３の手
段、および（ｂ）前記２つの回路線路における電流の発
振を抑制するために電流変化率を制限する前記手段と並
列に接続される制動手段を含み、前記電荷を蓄積する第
３の手段は、切替え回路が非通電のときに、電流変化率
を制限する前記第２の手段を通過する全ての電流を吸収
するように作動し、また前記切替え回路が通電している
ときに、前記切替え回路の電流要求量に合致するよう
に、電流変化率を制限する前記第２の手段を通過する電
流を増加するものである入力減結合回路網。 - 【請求項４】 電源の出力部上のアーク発生条件中に前
記電源の出力コンデンサからの電流の変化率を減少する
回路手段からなる回路網であって、該回路網はアークの
開始および回復中に前記出力コンデンサの変化率を制限
し、したがって出力伝送線路の整合抵抗の短絡を防止す
る電流変化率抑制手段をさらに含み、前記電流変化率抑
制手段は、前記出力コンデンサへ接続される入力端部を
有すると共に、前記電源の出力部へ接続される出力端部
を有する誘導器、および前記出力コンデンサと誘導器と
のあいだの共振により生じる発振を制限するために、前
記誘導器と並列に接続される抵抗器制動手段を備えてな
る回路網。 - 【請求項５】 供給出力リード線を形成するように直列
に接続される出力部を有する複数の直流−直流変換器モ
ジュールの１つの出力電圧を制御するために、接地レベ
ル電圧フィードバック信号を発生する回路手段であっ
て、各モジュールは、制御されたデューティサイクルの
脈動電圧を生成する切替え手段と、前記脈動電圧を平滑
直流電流に変換する誘導器手段と、前記直流電流から変
圧器の一次側を通して交流電流を生成するインバーター
手段とを備え、前記変圧器は、前記モジュールの出力電
圧を生成するために前記一次側巻線へ誘導的に結合され
る少なくとも１つの二次側巻線を有し、また出力電圧フ
ィードバック信号を発生する前記回路手段は、（ａ）前
記直流−直流変換器モジュールの直流出力電圧に大きさ
が比例する交流電圧を生成するために、前記一次側およ
び前記二次側巻線と誘導的に結合される別個の変圧器巻
線、（ｂ）電圧が前記直流−直流変換器モジュールの直
流出力電圧に比例する電圧の２つの出力線路上に直流電
圧を生成するコンデンサと接続する前記別個の変圧器巻
線により生成される前記交流電圧に応答する整流器手
段、（ｃ）前記直列に接続される直流−直流変換器モジ
ュール全ての出力部を通って流れる電流に比例する出力
電圧を生成するために、前記供給出力リード線間に接続
される電流検知手段、および（ｄ）前記直流−直流変換
器モジュール出力電流に比例する電流を生成するよう
に、前記電流検知手段の出力電圧を印加するために、前
記２つの出力線路間に接続される制御された電流源手段
であって、前記の２つの出力線路の電流出力を引き込
み、モジュール出力負荷の正確なシミュレーションを生
じるようにした、制御された電流源手段からなる回路手
段。 - 【請求項６】 直列に接続される出力端子および単一の
電圧源を通り並列に接続される入力端子をそれぞれ有す
る複数の直流−直流変換器モジュールの作動を同期する
手段および複数のクロックパルス線路からなる制御回路
であって、前記複数のクロックパルス線路は、複数のｎ
個の変換器モジュールにより電圧源から引き込まれる正
味リプル電流、および直列に接続されるｎ個の変換器モ
ジュールの出力部における正味リプル電圧が、時間にわ
たり平均化され、かつ単一の変換器モジュールのリプル
電流および電圧よりも低いように、前記ｎ個の変換器モ
ジュールの他のモジュールにおける他の切替え手段に関
し、特定の変換器モジュール内のスイッチモード電圧調
整器におけるスイッチ手段のターンオンの瞬間を制御す
るために、直流−直流変換器モジュール毎に設けられて
なる制御回路。 - 【請求項７】 ｎ個の変換器モジュールのばあい、ｎ個
のクロックパルス線路があり、前記クロックパルス線路
は、２つの連続したクロックパルス線路上の２つのクロ
ックパルス間の位相差が３６０°／ｎであるように順次
配列される請求項６記載の複数のｎ個の変換器モジュー
ルの作動を同期する手段。 - 【請求項８】 切替え手段を有する電圧調整器と、変圧
器の一次側を通して交流電流を発生する切替え手段へ直
列に少なくとも２つが接続される少なくとも２つの並列
分岐からなるインバーターとを備えたスイッチモード直
流−直流変換器を急速に遮断する方法であって、（ａ）
供給直流−直流変換器出力電流を検知し、前記検知され
た出力電流に比例した出力電圧を生成する段階、（ｂ）
前記の検知された出力電圧を、一定の基準電圧と比較し
て、２つの論理状態の１つを形成する段階、および
（ｃ）前記電圧調整器の出力電圧がゼロになるように前
記電圧調整器の前記切替え手段を作動不能にすると同時
に、短絡が、初期アーク電流が検知されたときはいつで
も前記変圧器の一次側を通り現れるように前記インバー
ターの前記切替え手段を作動するタイミング手段の第２
の状態を生成するために、かつ前記電圧調整器および前
記インバーターの前記切替え手段に対して、正規のパル
スパターンを生成するために、前記タイミング手段を第
１の状態に駆動する前記論理状態を使用する段階からな
る方法。 - 【請求項９】 アーク電流が検知されたときはいつでも
スイッチモード直流−直流変換器などを遮断する制御回
路であって、（ａ）それぞれの切替え手段が、作動可能
リード線、フリーホイーリングダイオードと誘導器へ接
続されるコレクタリード線、およびエミッタリード線を
有する電圧調整器切替え手段を備えた、第１と第２の出
力リード線上に制御された直流電流源を発生する手段、
（ｂ）第１と第２の並列分岐を備えた、前記直流電流源
から変圧器の一次側巻線を通して高周波方形波電流を発
生するインバーター手段であって、各分岐は、直列に接
続される少なくとも２つの切替え手段を有し、かつ前記
変圧器の一次側巻線を通して直流電流を発生する前記手
段の第１と第２の出力リード線を接続するブリッジ回路
を形成し、また各切替え手段は、作動可能リード線、コ
レクタリード線およびエミッタリード線を有してなるイ
ンバーター手段、（ｃ）交互に起動される切替え手段の
オン時間が、前記変圧器の一次側巻線を通して正または
負の電流を生成するように、前記ブリッジ回路の前記並
列分岐のそれぞれにおいて斜め切替えを交互に起動する
制御手段、（ｄ）前記電源の出力部において初期アーク
電流を検知する手段、および（ｅ）初期アーク電流を検
知し、および誘導器電流をフリーホイーリングダイオー
ド内に強制的に流させるように、前記電圧調整器切替え
手段を実質的に同時に作動不能し、さらに初期アーク電
流が検知されたときに、予め定められた時間のあいだ、
前記変圧器の一次側を通り短絡を生じるように、前記ブ
リッジ回路の前記並列分岐において前記インバーター切
替え手段の全てを同時に作動不能にするために、前記手
段に応答する制御手段からなる制御回路。 - 【請求項１０】 負荷で発生したアークからの電源出力
を減結合する回路網手段であって、（ａ）前記複数の前
記の接続された直流−直流変換器モジュールと電源出力
とのあいだの電流変化率を制限する誘導器手段、および
（ｂ）前記誘導器と前記フィルタコンデンサとのあいだ
に共振により生じる発振を減少するために、前記誘導器
手段に並列に接続される抵抗器制動手段からなる回路網
手段。 - 【請求項１１】 電流変化率を制限する前記誘導器手
段、および前記誘導器手段と並列に接続される前記抵抗
器制動手段は、複数の直流−直流変換器モジュールそれ
ぞれの各出力線路上に挿入されるように構成されてなる
請求項１０記載の電源。 - 【請求項１２】 前記複数の直流−直流変換器モジュー
ルは、その出力線路上に互いに並列に結合される請求項
１１記載の電源。 - 【請求項１３】 （ａ）それぞれ２つの入力線路と２つ
の出力線路を有する複数の直流−直流変換器モジュール
を備える電源であって、前記モジュールはその入力線路
側では並列に連結され、またその出力線路側では直列に
連結されるようにした電源、（ｂ）制御された直流電流
源を生成するために、各モジュールに設けられた調整手
段、（ｃ）前記制御された直流電流源から、交番極性の
方形波電流を発生するインバーター手段、（ｄ）印加電
圧を昇圧し、かつ前記インバーター手段からの前記方形
波電流をステップダウンする変圧器手段、（ｅ）前記変
圧器からの前記方形波電流を整流しかつフィルタリング
する出力整流器およびフィルタコンデンサ手段、（ｆ）
前記複数の前記直流−直流変換器モジュールの前記直列
に接続される出力線路と、電源出力線路とのあいだの電
流変化率を制限するために、電源出力線路に配設された
誘導器手段、および（ｇ）前記誘導器と前記フィルタコ
ンデンサとのあいだの共振により生じる発振を減少する
ために、前記誘導器手段と並列に接続された抵抗器制動
手段からなる負荷発生アークからの電源出力を減結合す
る回路手段。 - 【請求項１４】 電流変化率を制限する前記誘導器手
段、および前記誘導器手段と並列に接続される発振を減
少する前記抵抗器制動手段が、前記複数の直流−直流変
換器モジュールの各出力線路に挿入される請求項１３記
載の装置。 - 【請求項１５】 前記複数の直流−直流変換器モジュー
ルは、並列に接続される出力線路を有する請求項１４記
載の装置。 - 【請求項１６】 （ａ）未調整の直流入力電圧から制御
されたデューティーサイクルの脈動電圧を提供する電圧
調整器回路手段であって、フリーホイーリングダイオー
ドと、制御リード線、未調整の直流入力部の第１の出力
端子へ接続される第１のリード線および前記フリーホイ
ーリングダイオードの第１の端部へ接続される第２のリ
ード線を備えた電圧調整器切替え手段とを有し、前記フ
リーホイーリングダイオードの第２の端部が未調整の直
流入力部の第２の出力端子へ接続するようにした電圧調
整器回路手段、（ｂ）前記電圧調整器切替え手段の共通
接続点と前記フリーホイーリングダイオードの第２の端
部へ接続される電流を平滑にする誘導器手段、（ｃ）前
記平滑にされた直流電流から高周波交流電流を生成する
インバーター回路網であって、変圧器の一次側において
交番極性の方形波電流を発生するブリッジ構成部に配置
される複数の切替え手段を備え、各切替え手段は、作動
可能または作動不能信号を受け入れる制御リード線を有
するようにしたインバーター回路網、（ｄ）前記電源の
出力部において初期アーク電流を検知し、作動不能信号
を、前記切替え手段の通電を作動不能にする前記電圧調
整器切替え手段の前記制御リード線へ同時に印加し、か
つ作動可能信号を、前記切替え手段の通電を作動可能に
し、かつアークが検知されたときに前記変圧器の一次側
を短絡する前記インバーター回路網スイッチ手段の制御
リード線へ印加する手段、および（ｅ）前記電圧調整器
切替え手段の前記制御リード線上に作動可能または作動
不能信号を生成し、かつ所望の直流−直流変換器出力電
圧とシミュレートされた出力電圧とのあいだの差の関数
として、前記電圧調整器切替え手段のオン時間とオフ時
間の比を選択的に変化することにより直流−直流変換器
の出力電圧を調整する制御手段からなる、変化しかつア
ークを発生する負荷の下で制御された直流電圧を生成す
る直流−直流変換器。 - 【請求項１７】 前記制御手段は、（ａ）二次側巻線を
通る交番方形波電圧パルスの大きさに比例する交流電圧
を生成するために、前記変圧器の前記一次側巻線と、二
次側巻線とに誘導的に結合された電圧検知巻線手段、
（ｂ）前記検知巻線からの前記交流電圧を整流し、かつ
直流−直流変換器の出力電圧に比例する出力直流電圧を
生成する出力シミュレータ手段、（ｃ）所望の出力電圧
を提供するように固定される基準電圧と、前記出力シミ
ュレータの直流電圧とのあいだの差であるエラー電圧を
生成する手段、（ｄ）前記作動可能信号が、前記エラー
電圧の関数として、信号が誤りの期間に対する、信号が
真の期間の可変比を有するように、前記エラー電圧を、
可変デューティーサイクルを有する前記作動可能信号へ
変換する手段、および（ｅ）直流−直流変換器の出力部
上の前記直流電圧を調整するために、前記電圧調整器ス
イッチ手段の前記作動可能リード線へ接続され、かつ前
記作動可能信号へ応答する手段からなる電圧フィードバ
ックループ回路をさらに含んでなる請求項１６記載の直
流−直流変換器。 - 【請求項１８】 （ａ）多相交流電圧源を整流し、かつ
正および負の出力リード線上の未調整直流電圧を生成す
る手段、（ｂ）整流のための前記手段の前記の正および
負の直流出力リード線間に並列に接続された複数のｎ個
の直流−直流変換器モジュールであって、前記変換器モ
ジュールのそれぞれは、制御されたデューティーサイク
ルの脈動電圧を生成する調整器手段と、前記脈動電圧を
平滑な直流電流へ平滑化する誘導器手段と、前記直流電
流を交番極性の高周波方形波電流へ変換するインバータ
ースイッチ手段と、前記高周波方形波電流を受け入れる
一次側巻線を有し、かつ前記一次側巻線間の印加電圧を
二次側巻線間の高電圧レベルまで昇圧する変圧器手段
と、前記二次側巻線間に生じる高周波数の高電圧を正と
負の出力リード線上の高い直流電圧へ変換する出力整流
器およびフィルタコンデンサ手段とを具備し、かつ、全
ての回路モジュールにより生成される直流出力電圧が加
算されかつ前記電圧の合計は電源の正と負の出力線路間
に生成されるように、第１の直流−直流変換器モジュー
ルの第１の出力整流器およびフィルタの正の出力リード
線は、第２の直流−直流変換器モジュールの第２の出力
整流器およびフィルタの負のリード線へ接続するように
した複数のｎ個の直流−直流変換器モジュール、（ｃ）
前記ｎ個の直流−直流変換器モジュールにおける前記変
圧器の各一次側および二次側巻線に誘導的に結合される
電源検知巻線手段を備えると共に、直流−直流変換器モ
ジュール出力電圧に比例するシミュレートされた出力電
圧を生成する出力シミュレータ手段、および（ｄ）隣接
するモジュールと３６０゜／ｎに等しい整相関係で、連
続する直流−直流変換器モジュールそれぞれを起動し、
かつ前記ｎ個のモジュールのそれぞれにおいて前記シミ
ュレートされた電圧を検知し、さらに前記シミュレート
された電圧と所要の出力電圧との差の関数として前記直
流電圧を調整する手段を備えた制御手段からなる、変化
しかつアークを発生する負荷の下で制御された高電圧出
力を生成する電源。 - 【請求項１９】 前記複数の直流−直流変換器モジュー
ルは、並列に接続される各出力リード線をそれぞれ有す
る請求項１８記載の電源。 - 【請求項２０】 前記直流−直流変換器モジュールのそ
れぞれは、さらに、（ａ）コレクタリード線、制御リー
ド線およびエミッタを有する調整器切替え手段であっ
て、前記エミッタは前記整流器の前記負の直流出力へ接
続され、また前記コレクタはフリーホイーリングダイオ
ードの陽極と、誘導器の第１のリード線とへ接続される
ようにした調整器切替え手段、（ｂ）第１と第２の入力
リード線を有するインバーター手段であって、前記第１
の入力リード線は前記誘導器の第２の入力リード線へ接
続し、また前記第２の入力リード線は前記フリーホイー
リングダイオードの陰極と、前記整流器の正の直流出力
リード線とへ接続するようにしたインバーター手段、お
よび（ｃ）隣接する変換器モジュールと等しい整相関係
で、それぞれ連続する変換器モジュールの連続する調整
器スイッチ手段を順次作動可能にする制御手段を有して
なる請求項１８記載の電源。 - 【請求項２１】 （ａ）整流された入力電圧から制御さ
れたデューティーサイクルで脈動電圧源を生成するため
に、制御信号に応答する切替え調整器手段、（ｂ）前記
脈動電圧をフィルタリングし、かつ平滑な直流電流を生
成する誘導器手段、（ｃ）前記平滑な直流電流から高周
波交流電流を生成する切替え手段、（ｄ）前記高周波交
流電流を受け入れる一次側巻線と、前記一次側巻線にお
ける電圧を昇圧し、かつ前記昇圧した交流電圧を出力整
流器およびフィルタへ結合する二次側巻線とを備える昇
圧変圧器手段、および（ｅ）前記出力整流器およびフィ
ルタからの直流−直流変換器出力電圧と所望の電圧との
あいだの差を表すエラー電圧を生成し、かつ前記エラー
電圧の関数として可変デューティーサイクルを有する制
御信号を生成する出力シュミレータを備える制御手段で
あって、前記切替え調整器手段のオンおよびオフ時間
が、変化する負荷の下で、前記調整された直流電圧出力
を実質的に一定に維持するように、前記可変デューティ
ーサイクル制御信号を前記切替え調整器手段へ印加し、
かつ前記制御手段が、前記出力整流器およびフィルタの
出力部上で初期アーク電流を検知するために、かつ前記
切替え調整器手段をターンオフにすると同時に、高周波
数交流を生成する前記切替え手段をターンオフすること
により、前記変圧器の一次側を前記電源出力から分離す
るように第２の制御信号を生成するための電流検知手段
をさらに備える制御手段からなる、負荷がアークを発生
中に電源を減結合する手段と動的電圧調整とを有する高
電圧直流−直流変換器。 - 【請求項２２】 前記の切替え調整器手段、誘導器手
段、高周波数交流を生成する切替え手段、変圧器手段、
ならびに出力整流器およびフィルタ手段は、それぞれ別
個の回路モジュールを形成し、かつ前記高電圧電源は、
入力部を並列に、かつ出力部を直列に互いに連結した複
数の回路モジュールからなる請求項２１記載の装置。 - 【請求項２３】 少なくとも２つの入力回路線路を備え
た切替え回路、および前記２つの入力回路線路間の電圧
スパイクを制限する回路網手段からなり、前記回路網手
段が、前記２つの入力回路線路の１つ、および電圧源の
１つのリード線から、抵抗器とダイオード間の回路接続
点へ接続されるコンデンサからなり、前記電圧源が、前
記コンデンサの両端に接続される前記抵抗器と直列であ
る電源回路網。
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