DE4302195A1 - Schaltungsanordnung für einen nichtflüchtigen Halbleiterspeicher - Google Patents
Schaltungsanordnung für einen nichtflüchtigen HalbleiterspeicherInfo
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Description
Nichtflüchtige Halbleiterspeicher, beispielsweise elek
trisch programmierbare Festwertspeicher (EPROM,
E2PROM), werden in der Halbleiterschaltungstechnik
vielfältig überall dort eingesetzt, wo Informationen
bzw. Speicherinhalte auch bei einem zeitweiligen Ab
schalten oder einem Ausfall der Spannungsversorgung be
wahrt werden sollen. Beispielsweise spielen diese
Halbleiterspeicher beim Ablegen von Schlüssel
informationen oder Initialisierungsprogrammen, zum
Speichern von Codes für Identifikationssysteme, bei
Telefonkarten oder als Ersatz herkömmlicher Massenspei
cher eine große Rolle.
Eine einzelne Speicherzelle des Halbleiterspeichers be
steht dabei in der Regel aus einem MOS-Speichertran
sistor mit einer zusätzlichen isolierten Elektrode
("Floating Gate"), auf der elektrische Ladung über
einen längeren Zeitraum gespeichert werden kann. Die
Gesamtheit der Speicherzellen ist meist matrixförmig
angeordnet, wobei eine einzelne Speicherzelle über mit
einander verbundene Adressiertransistoren selektiert
wird.
Beim Programmieren bzw. Löschen einer E2PROM-Speicher
zelle wird mit Hilfe einer relativ hohen Programmier
spannung (beispielsweise 21 V) elektrische Ladung auf
das Floating Gate aufgebracht bzw. vom Floating Gate
abgezogen. Dies kann beispielsweise durch Injektion von
heißen Elektronen oder durch Fowler-Nordheim-Tunneln
erfolgen.
Das Bestimmen des Speicherzustands einer Speicherzelle
(das "Lesen") wird durch Anlegen einer Spannungsdiffe
renz zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elek
trode des Speichertransistors vorgenommen. Ist die auf
dem Floating Gate gespeicherte Ladung so groß, daß sich
ein leitender Kanal zwischen Source und Drain bildet,
fließt Strom durch den Transistor - die Speicherzelle
ist leitend bzw. "programmiert" (Speicherinhalt "1");
andernfalls sperrt der Speichertransistor, es kann kein
Strom fließen - die Speicherzelle ist sperrend bzw.
"gelöscht" (Speicherinhalt "0"). Der Speicherzustand
der Speicherzelle wird mittels einer Leseschaltung aus
gewertet, die über ein Koppelelement mit der Spei
cherzellenanordnung verbunden ist (das Koppelelement
hat die Aufgabe, beim Programmieren oder Löschen der
Speicherzelle die Verbindung zwischen Leseschaltung und
Speicherzelle zu unterbrechen). Beim Lesevorgang selbst
wird üblicherweise die Datenleitung, an der die Drain-
Elektrode der ausgewählten Speicherzelle angeschlossen
ist, über einen Widerstand an die Lesespannung (z. B.
die Versorgungsspannung von 5 V) angeschlossen. Ist die
Speicherzelle leitend (programmiert), sinkt das Drain-
Potential des Speichertransistors auf Bezugspotential
ab; bei sperrender (gelöschter) Speicherzelle bleibt
das Drain-Potential des Speichertransistors auf dem Po
tential der Lesespannung (Versorgungspotential). Die
Leseschaltung liefert an ihrem Ausgang ein dem Spei
cherinhalt entsprechendes Signal.
Der Nachteil eines derartigen Leseverfahrens besteht
darin, daß
- - die Spannung an der Drain-Elektrode des Speicher transistors erheblichen Variationen (in der Höhe der Lesespannung) unterworfen wird; je nach Speicherzustand kann die Spannungsdifferenz zwi schen Drain-Elektrode und Floating Gate des Spei chertransistors noch höher werden. Diese Span nungsdifferenz hat aufgrund von Tunnelströmen einen allmählichen Abbau der auf dem Floating Gate gespeicherten Ladung zur Folge. Zusätzlich führt jeder Tunnelstrom zur Verschlechterung der Isola tionseigenschaften der dünnen Tunneloxidschicht unterhalb des Floating Gates.
- - die Spannungsänderung an der Drain-Elektrode beim Lesevorgang dem jeweiligen Speicherzustand entge genwirkt: sperrt die Speicherzelle, liegt das Po tential des Floating Gates niedrig, die Spannung an der Drain-Elektrode bleibt beim Lesen jedoch auf hohem Potential; leitet die Speicherzelle, liegt das Potential des Floating Gates hoch, die Spannung an der Drain-Elektrode sinkt jedoch beim Lesen auf Bezugspotential (beispielsweise Massepo tential).
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schal
tungsanordnung für einen nichtflüchtigen
Halbleiterspeicher gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs
1 anzugeben, die verbesserte Eigenschaften, insbeson
dere eine erhöhte Lebensdauer der Speicherzellen auf
weist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale
im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Schaltungsanordnung
ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die vorgestellte Leseschaltung besteht aus einer rück
gekoppelten Verstärkerstufe, die mit einer bestimmten
vorgegebenen Referenzspannung beaufschlagt wird. Die
Verstärkerstufe besteht aus einem Differenzglied, einem
Verstärkerelement, einem Ausgangswiderstand und einem
Ausgangsverstärker; beispielsweise kann als Verstärker
stufe eine Transistorschaltung mit zwei Transistoren
vorgesehen werden, von denen ein Transistor als Dif
ferenzglied sowie Verstärkerelement und ein Transistor
als Ausgangsverstärker fungiert.
Beim Lesevorgang fließt in Abhängigkeit des Program
mierzustands der Speicherzelle ein gewisser Lesestrom
oder kein Lesestrom von der Verstärkerstufe zum Spei
chertransistor. Für die Verstärkerstufe kann der durch
den Lesestrom im Falle der programmierten Speicherzelle
verursachte Spannungsabfall am Ausgangswiderstand als
Störgröße und ihre Ausgangsspannung als Regelgröße auf
gefaßt werden; die Referenzspannung stellt den Sollwert
und die Differenz zwischen Sollwert und Regelgröße die
(zu minimierende) Regelabweichung dar. Die unter
schiedlichen Auswirkungen der Störgröße in Abhängigkeit
des Speicherzustands (nur wenn der Speichertransistor
leitend ist, ergibt sich ein Einfluß der Störgröße)
kann durch eine mit der Verstärkerstufe verbundene Aus
werteschaltung ausgewertet werden. Die Drain-Elektrode
wird somit beim Lesevorgang im Gegensatz zum herkömmli
chen Auslesen nur einer Variation in Höhe der Störgröße
unterworfen. Die Referenzspannung der Verstärkerstufe
bestimmt die Spannung zwischen der Drain-Elektrode und
dem Floating Gate des Speichertransistors und kann nun
so gewählt werden, daß diese Spannungsdifferenz mög
lichst klein ist. Sie wird günstigerweise so gewählt,
daß die Differenz der Spannungsdifferenz zwischen der
Spannung an der Drain-Elektrode und dem Floating Gate
für den leitenden Zustand des Speichertransistors ei
nerseits und den sperrenden Zustand andererseits mini
mal wird; d. h. die genannte Spannungsdifferenz ist im
optimalen Fall für beide Speicherzustände des Speicher
transistors gleich groß.
Wird die Leseschaltung wie beschrieben ausgebildet,
tritt demnach beim Lesevorgang (für beide nicht vorher
bekannte Programmierzustände der Speicherzelle zusam
mengenommen) die geringste maximal mögliche Spannungs
differenz zwischen der Drain-Elektrode und dem Floating
Gate des Speichertransistors auf. Durch das Vermeiden
großer Spannungsdifferenzen beim Lesevorgang der
Speicherzelle kann die Lebensdauer der Speicherzellen
und damit des Halbleiterspeichers wesentlich erhöht
werden.
Zur Reduzierung des statischen Stromverbrauchs der Ver
stärkerstufe können Schaltelemente vorgesehen werden,
die die Verstärkerstufe nur in den gewünschten Zeitpha
sen (Lesevorgang) aktivieren.
Die Schaltungsanordnung soll weiterhin anhand der Fig.
1 bis 4 beschrieben werden; dabei zeigen:
die Fig. 1 das Blockschaltbild eines Teilbereichs ei
nes nichtflüchtigen Halbleiterspeichers,
die Fig. 2 das Prinzipschaltbild der die Leseschaltung
bildenden Verstärkerstufe,
die Fig. 3 ein Beispiel für die Realisierung der Ver
stärkerstufe, und
die Fig. 4 ein Spannungsdiagramm zur Erläuterung der
auftretenden Spannungsverhältnisse beim Lesevorgang.
In der Fig. 1 ist die Speicherzellenanordnung 1 bzw.
Speichermatrix, das Koppelelement 2, die Leseschaltung
3 und die Auswerteschaltung 4 eines nichtflüchtigen
Halbleiterspeichers dargestellt.
Die Speicherzellenanordnung 1 enthält über Datenlei
tungen 11 miteinander verbundene Speichertransistoren
12 und Adreßtransistoren 13. Die Source-Elektrode S der
zu lesenden Speicherzelle (Speichertransistor 12) ist
über einen Schalttransistor 14 mit einem niedrigeren
(Bezugs-) Potential (beispielsweise Massepotential)
verbunden. Die Drain-Elektrode D des Speichertran
sistors 12 ist über mindestens einen Adreßtransistor 13
zur Adressierung mit der Datenleitung 11 verbunden (an
der Datenleitung 11 sind innerhalb der matrixförmigen
Speicherzellenanordnung alle Speicherzellen einer
Spalte angeschlossen). Die Gate-Elektrode G des Spei
chertransistors 12 ist an eine Programmierleitung 15
angeschlossen. Die Leseschaltung 3 ist als Verstärker
stufe mit der Referenzspannung Uref und der Ausgangs
spannung UA ausgebildet. Über das Koppelelement 2 (das
beispielsweise als T-Gate-Schaltung ausgebildet ist)
werden die Datenleitungen 11 der Speicherzellenanord
nung 1 mit der Leseschaltung 3 verbunden; an die Lese
schaltung 3 ist weiterhin die Auswerteschaltung 4 ange
schlossen, der von der Verstärkerstufe 3 die Meßspan
nung UM zugeführt wird.
Zum Lesen der Speicherzelle wird die Source-Elektrode S
des Speichertransistors 12 über den Schalttransistor 14
mit Masse verbunden, die Programmierleitung 15 wird
ebenfalls auf Massepotential gelegt. Nur bei program
mierter Speicherzelle (Speichertransistor 12 ist lei
tend: Zustand "L") fließt ein Lesestrom IL vom Ausgang
der Verstärkerstufe 3 über das Koppelelement 2 zur
Speicherzellenanordnung 1 und über die Datenleitung 11,
die Adreßtransistoren 13 und den Speichertransistor 12
nach Masse ab; bei gelöschter Speicherzelle
(Speichertransistor 12 sperrt: Zustand "S") fließt da
gegen kein Lesestrom IL.
Die im Prinzipschaltbild der Fig. 2 dargestellte Ver
stärkerstufe 3 besteht auf einem Differenzglied 31, ei
nem Verstärkerelement 32, einem Ausgangswiderstand 33
und einem Ausgangsverstärker 34. Die Ausgangsspannung
UA der Verstärkerstufe 3 wird auf den invertierenden
Eingang (-) des Differenzglieds 31 rückgekoppelt, der
nicht-invertierende Eingang (+) des Differenzglieds 31
wird mit einer Referenzspannung Uref beaufschlagt. Der
Ausgangsverstärker 34 kann entweder vom Eingang oder
Ausgang des Verstärkerelements 32 oder vom Ausgang der
Verstärkerstufe 3 angesteuert werden und ist an seinem
Ausgang mit der Auswerteschaltung 4 verbunden.
Da in Abhängigkeit des Programmierzustands der
Speicherzelle entweder ein bestimmter Lesestrom IL oder
kein Lesestrom IL zum Koppelelement 2 bzw. zur
Speicherzellenanordnung 1 fließt, kann die rückgekop
pelte Verstärkerstufe 3 regelungstechnisch beschrieben
werden: die Referenzspannung Uref ist die Führungsgröße
oder der Sollwert, der Spannungsabfall IL·R33 am Aus
gangswiderstand 33 stellt die Störgröße dar (die nur im
Fall der leitenden Speicherzelle auftritt), die Span
nung U33 ist die Stellgröße, die Ausgangsspannung UA
ist die Regelgröße, die vom Ausgang auf das Differenz
glied 31 zurückgeführt wird, und die Differenz aus
Sollwert und Regelgröße ist die Regelabweichung
(Spannung U31). Die Ausgangsspannung UA wird durch die
rückgekoppelte Verstärkerstufe 3 so lange geregelt, bis
sie dem Sollwert Uref entspricht (die Regelabweichung
U31 wird minimiert). Die Referenzspannung Uref (und da
mit auch die Ausgangsspannung UA) wird so gewählt, daß
sowohl für den leitenden als auch für den sperrenden
Zustand der Speicherzelle eine möglichst kleine Span
nungsdifferenz zwischen der Spannung an der Drain-Elek
trode und der Spannung auf dem Floating Gate des Spei
chertransistors entsteht.
In der Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel für die
rückgekoppelte Verstärkerstufe gemäß der Fig. 2 darge
stellt. Das Differenzglied 31 und das Verstärkerelement
32 wird durch die Zusammenschaltung des ersten MOS-
Transistor 35 mit einem Lastwiderstand 38 gebildet, der
Ausgangswiderstand 33 ist der Innenwiderstand der An
ordnung vom Ausgang UA aus gesehen. Der Ausgangsver
stärker 34 ist mittels eines zweiten MOS-Transistors 36
mit dem Lastwiderstand 37 realisiert.
Die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors 35 bildet
den invertierenden Eingang (-) des Differenzglieds 31,
die Drain-Elektrode D stellt den Ausgang der Verstär
kerstufe 3 dar; die Referenzspannung Uref ist in diesem
Ausführungsbeispiel keine von außen zugeführte sondern
eine intern vorhandene Spannung (die Spannung, die bei
sperrendem Speichertransistor und mit aufgetrennter
Rückkopplung an der Gate-Elektrode angelegt werden muß,
damit am Ausgang UA die gleiche Spannung erscheint).
Sie kann durch entsprechende Dimensionierung des ersten
MOS-Transistors 35 und des Lastwiderstands 38 einge
stellt werden. Durch die Dimensionierung des zweiten
MOS-Transistors 36 bzw. dessen Lastwiderstands 37 kann
die der Auswerteschaltung 4 zugeführte Meßspannung UM
variiert werden; insbesondere kann dafür gesorgt wer
den, daß sowohl für den sperrenden als auch für den
leitenden Zustand der Speicherzelle die Spannung UM
ausreicht, um eine in der Auswerteschaltung 4 angeord
nete Logikschaltung anzusteuern.
Im Spannungsdiagramm der Fig. 4 sind verschiedene in
der Schaltungsanordnung auftretende Spannungen darge
stellt. Mit UFG,L ist die Spannung auf dem Floating
Gate (gegenüber dem Bezugspotential) für den leitenden
Zustand und mit UFG,S die entsprechende Spannung für
den sperrenden Zustand der Speicherzelle bezeichnet.
UA,L ist die Ausgangsspannung der Verstärkerstufe 3 im
Fall der leitenden Speicherzelle, UA,S die Ausgangs
spannung der Verstärkerstufe 3 für die sperrende
Speicherzelle: diese beiden Spannungen unterscheiden
sich durch den aufgrund des Lesestroms IL am Ausgangs
widerstand 33 verursachten Spannungsabfall R33 · IL. Wei
terhin ist mit UFGD;L die Spannungsdifferenz zwischen
der Spannung UFG,L und der Spannung UA,L sowie mit
UFGD,S die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung
UFG,S und der Spannung UA,S bezeichnet.
Die Spannungsdifferenz UFGD,L ergibt sich zu:
UFGD,L = UFG,L - UA,L = UFG,L - Uref + R33 · IL (1),
die Spannungsdifferenz UFGD,S ergibt sich zu:
UFGD,S = UA,S - UFG,S = Uref - UFG,S (2).
Die Differenz zwischen den beiden Spannungen UFGD,L und
UFGD,S sollte so gering wie möglich werden; im günstig
sten Fall sind diese beiden Spannungen gleich groß
(UFGD,L = UFGD,S). Hieraus ergibt sich unter Zuhilfe
nahme der beiden Gleichungen (1) und (2) eine Relation
für die Referenzspannung Uref:
Uref = ½(UFG,L + UFG,S + R33 · IL) (3)
Beispielsweise sollte demnach bei einer Spannung UFG,L
von 3,5 V, einer Spannung UFG,S von -1,5 V und einem
Spannungsabfall R33 · IL von 0,5 V eine Referenzspannung
Uref von 1,25 V gewählt werden; in diesem Fall tritt
sowohl für den sperrenden Zustand als auch für den lei
tenden Zustand der Speicherzelle als maximale Span
nungsdifferenz UFGD,L = UFGD,S = 2,75 V auf.
Als Auswerteschaltungen 4 können beliebige Logik
schaltungen vorgesehen sein, die die vom Ausgangs
verstärker 34 der Verstärkerstufe 3 gelieferte Meßspan
nung UM auswerten; beispielsweise kann hierzu ein Dif
ferenzverstärker oder eine dynamische Logikschaltung
verwendet werden.
Claims (12)
1. Schaltungsanordnung für einen nichtflüchtigen Halb
leiterspeicher, mit einer Speicherzellenanordnung (1)
aus über Datenleitungen (11) miteinander verbundenen
Speichertransistoren (12) und Adreßtransistoren (13),
einer Leseschaltung (3) und einem die Leseschaltung (3)
mit der Speicherzellenanordnung (1) verbindenden Kop
pelelement (2), dadurch gekennzeichnet, daß die Lese
schaltung (3) als rückgekoppelte Verstärkerstufe mit
vorgegebener Referenzspannung (Uref) ausgebildet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Speichertransistoren (12) MOS-Tran
sistoren mit isolierendem Gate (FG) sind, und daß die
Referenzspannung (Uref) der Verstärkerstufe (3) frei
wählbar ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) der Verstär
kerstufe (3) so gewählt ist, daß sich beim Lesevorgang
eine minimale Differenz (UFGD) zwischen der Spannung
auf dem isolierenden Gate (FG) und an der Drain-Elek
trode (D) des Speichertransistors (12) ergibt.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uref) der
Verstärkerstufe (3) so gewählt ist, daß sich beim Lese
vorgang eine minimale Differenz der Spannungsdifferenz
(UFGD) zwischen der Spannung auf dem isolierendem Gate
(FG) und an der Drain-Elektrode (D) des Spei
chertransistors (12) für den gesperrten Zustand
(UFGD,S) und für den leitenden Zustand (UFGD,L) des
Speichertransistors (12) ergibt.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis
4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerstufe (3)
aus einem Differenzglied (31), einem Verstärkerelement
(32), einem Ausgangswiderstand (33) und einem
Ausgangsverstärker (34) besteht, daß am nicht-invertie
renden Eingang (+) des Differenzglieds (31) die Refe
renzspannung (Uref) anliegt, und daß der Ausgangswider
stand (33) mit dem Koppelglied (2) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Eingang des Ausgangsverstärkers (34)
mit dem Eingang des Verstärkerelements (32) verbunden
ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Eingang des Ausgangsverstärkers (34)
mit dem Ausgang des Verstärkerelements (32) verbunden
ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Eingang des Ausgangsverstärkers (34)
mit dem Ausgang der Verstärkerstufe (3) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis
8, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerstufe (3)
als Transistorschaltung mit zwei MOS-Transistoren (35,
36) ausgebildet ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch
gekennzeichnet, daß das Differenzglied (31) und das
Verstärkerelement (32) mittels eines ersten MOS-Tran
sistors (35) mit einem ersten Lastwiderstand (38) re
alisiert ist, dessen Gate-Elektrode (G) den invertie
renden Eingang (-) und dessen Drain-Elektrode (D) den
Ausgang der Verstärkerstufe (3) bildet, und daß der
Ausgangsverstärker (34) mittels eines mit dem ersten
MOS-Transistor (35) an der Gate-Elektrode (G) ver
bundenen zweiten MOS-Transistors (36) mit einem zweiten
Lastwiderstand (37) realisiert ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis
10, dadurch gekennzeichnet, daß der Leseschaltung (3)
eine Auswerteschaltung (4) nachgeschaltet ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch ge
kennzeichnet, daß der Eingang der Auswerteschaltung (4)
mit dem Ausgang des Ausgangsverstärkers (34) der Ver
stärkerstufe (3) verbunden ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19934302195 DE4302195C2 (de) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | Verfahren zum Betrieb eines nichtflüchtigen Halbleiterspeichers |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19934302195 DE4302195C2 (de) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | Verfahren zum Betrieb eines nichtflüchtigen Halbleiterspeichers |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4302195A1 true DE4302195A1 (de) | 1994-07-28 |
DE4302195C2 DE4302195C2 (de) | 1996-12-19 |
Family
ID=6479030
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19934302195 Expired - Fee Related DE4302195C2 (de) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | Verfahren zum Betrieb eines nichtflüchtigen Halbleiterspeichers |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4302195C2 (de) |
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-
1993
- 1993-01-27 DE DE19934302195 patent/DE4302195C2/de not_active Expired - Fee Related
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TIETZE, U., SCHENK, Ch.: "Halbleiter- Schaltungstechnik", Springer-Verlag, Berlin, 9. Aufl., 1990, S. 62-64, 96-97 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4302195C2 (de) | 1996-12-19 |
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