DE4133601C2 - Integrator - Google Patents
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- G06G7/186—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for integration or differentiation; for forming integrals using capacitive elements using an operational amplifier comprising a capacitor or a resistor in the feedback loop
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Integrator, der an
einen Stromaufnehmer anpaßbar ist, wie beispielsweise ein
Sensor mit einem Stromausgang, insbesondere eine Bildle
seeinrichtung, die den Integrator verwendet.
Konventionell kann eine Bildleseeinheit, die als Bildleser
zum Lesen eines Bildes aus einem Orginaldokument in einem
Fernkopierer beispielsweise verwendet wird, durch einen ein
fachen Schaltkreis, wie er in Fig. 8 gezeigt
ist, dargestellt werden. Wie in Fig. 8 gezeigt wird, beleuch
tet lichtenthaltende Bildinformation des Originals eine Foto
zelle 51, die aus einer Konstantstromquelle 81 besteht, die
gemäß der Menge des Lichtes arbeitet, und einer Fotodiode 82,
wobei beide parallel zueinander geschaltet sind. Die Fo
tozelle 51 entlädt eine Menge der Ladung, die von der Menge
des einfallenden Lichtes abhängt. Die Spannung, die an der
Fotodioden-Kapazität 82 erzeugt wird, wird mittels eines Puf
fers 83 abgenommen. Die so abgenommenen Spannungen werden
mittels eines Multiplexers in zeitlich sequentielle Daten des
Bildsignals gebracht.
Diese Bildleseeinrichtung leidet an dem Problem, daß die Lei
tungen von den Fotozellen 51 zu den Puffern 83 kapazitiv ge
koppelt sind, so daß keine exakten Bilddaten vorhanden sind.
Um dieses Problem zu lösen, wurde ein Versuch, wie er in Fig.
5 gezeigt ist, unternommen. Wie in Fig. 5 gezeigt wird, ist
ein Ende jeder Fotozelle 51 mit der gemeinsamen Leitung 53
verbunden. Der Strom, der durch die gemeinsame Leitung
fließt, wird mit Hilfe eines Integrators 1 in eine Spannung
konvertiert. Mit dieser Näherung kann die kapazitive Kopplung
erfolgreich reduziert werden.
Dennoch impliziert diese Näherung mit einem Basis-Integrator
200, wie er in Fig. 9 gezeigt ist, folgendes Problem: In
einem negativen Rückkopplungsabschnitt des Integrators 200
ist ein Analogschalter 202, der mit einem CMOS-Element zur
Rücksetzung der integrierenden Kapazität 201 ausgestattet
ist, vorgesehen. Die Menge der Ladung, die durch einen Trei
berpuls vom Analogschalter 202 verursacht wird, beträgt unge
fähr 10 pC. Die Menge der Ladung, die von der Fotodiode, die
den Sensor 100 bildet und mit dem Integrator 200 gekoppelt
ist, beträgt 0,1 pC pro Pixel, wenn sie unter Normalbedingun
gen verwendet wird. Demgemäß bestehen die meisten der
Ausgangssignale des Integrators 200 fast alle aus dem Rau
schen vom Analogschalter 202. Zusätzlich tendiert der
Operationsverstärker 203 zu Oszillationen, wenn der Analog
schalter 202 zur Rückstellung der Integrationskapazität 202
sich in einem geschlossenen Zustand befindet. Um dies zu ver
hindern, muß die Antwortgeschwindigkeit des Operationsver
stärkers 203 beträchtlich erniedrigt werden.
Die Verlustladung vom Analogschalter 202 kann durch Redu
zierung der Fläche des MOS-Elements reduziert werden. Dennoch
wird der Ein-Widerstand des MOS-Elements erhöht, wenn die
Fläche reduziert wird. Mit dem erhöhten Ein-Widerstand wird
eine lange Zeit zum Rücksetzen der integrierenden Kapazität
201 benötigt. Dieses verhält sich als ein negativer Faktor in
der Hochgeschwindigkeits-Operation der Einrichtung. Durch
Vorsehen des Analogschalters 201 als ein aktives Element in
dem ersten Zustand des Schaltkreises wird möglicherweise das
Rauschen, das durch den Schalter selbst verursacht wird, ver
stärkt.
Um die oben erwähnten Probleme zu lösen, wurde ein Schalt
kreis, wie er in Fig. 10 gezeigt ist, entwickelt und prak
tisch angewendet. In diesem Schaltkreis folgt der Integrator
200 einem Strom-Spannungs-Konverter 300, der einen Opera
tionsverstärker 301 und einen negativen Rückkopplungswider
stand 302 aufweist. Der Schaltkreis wandelt einen Eingangs
strom (Sensorstrom) aufgrund einer winzigen Menge der Ladung,
die von dem Sensor 100 entladen wurde, in eine Spannung mit
Hilfe eines Strom-Spannungs-Konverters 300 um. In dem so auf
gebauten Schaltkreis hat der Strom-Spannungs-Konverter 300
theoretisch eine niedrige Ausgangsimpedanz. Wird der Wert des
Widerstandes 400, der zwischen dem Strom-Spannungs-Konverter
300 und dem Integrator 200 liegt, angemessen variiert, kann
der Strom, der mehrfach größer ist als der Strom vom Sensor
100, zum nachfolgenden Integrator 200 geführt werden. Als
eine Konsequenz dessen kann die Verlustladung von der Logik
des Analogschalters 202 verhältnismäßig reduziert werden.
Der oben beschriebene Strom-Spannungs-Konverter 300 verwendet
einen Widerstand 302 für die negative Rückkopplung. Wenn ein
kapazitives Element, wie beispielsweise der Sensor 100, mit
einem Sensorausgangskondensator 101 direkt mit dem Strom-
Spannungs-Konverter 300 gekoppelt ist, eilt die Phase der
Spannung nach, so daß der Strom-Spannungs-Konverter oszillie
ren wird. Um die Oszillationen zu unterdrücken, muß ein Wi
derstand 500 zwischen dem Sensor 100 und dem Strom-Spannungs-
Konverter 300 geschaltet werden. Dementsprechend wird die Le
segeschwindigkeit des Schaltkreises durch einen CR-Tiefpaß
filter mit dem Sensorausgangskondensator 101 und dem Wider
stand 500 limitiert.
Die Antwortgeschwindigkeit des Strom-Spannungs-Konverters 300
bei operationsweise mit hoher Geschwindigkeit wird durch die
Durchsatzrate des Operationsverstärkers 301 bestimmt. Die
Ausgangsspannung des Verstärkers 301 kommt dem Eingangsstrom
(Sensorstrom) nicht nach.
Es existiert ein Problem, das beiden Schaltkreisen der Fig. 9
und 10 gemeinsam anhaftet. Dieses Problem rührt von der Tatsa
che her, daß die Ein/Aus-Geschwindigkeit des Analogschalters
201 niedrig ist, d. h. 10 bis 100 nsec. Die niedrige Schaltge
schwindigkeit verbraucht übermäßige Zeit in der Hochgeschwin
digkeits-Arbeitsweise und führt möglicherweise zu Fehlern.
Aus der gattungsfremden US 43 07 453 ist ein Verfahren und eine
Einrichtung zum Korrigieren von Fehlern bei einer chromatographischen
Analyse bekannt, in dem zwei Funktionen elektrisch integriert
und aufgesummiert werden. Die Integration wird in einem Integrator
durchgeführt, der einen Kondensator und einen Widerstand
aufweist, die beide parallel zueinander in einer negativen
Rückkopplungsschleife eines Operationsverstärkers geschaltet sind.
Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf die oben erwähnten
Zustände getätigt. Daher liegt die Aufgabe zugrunde, einen Integrator
bereitzustellen, der einen winzigen Strom in einer Hochgeschwindigkeits-
Bildleseoperation aufnimmt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung beinhaltet der Integrator einen
ersten Schaltkreis, der einen integrierenden Kondensator und einen
Rückkopplungswiderstand aufweist, wobei beide parallel zueinander in
einer negativen Rückkopplungsschleife des ersten Schaltkreises geschaltet
sind; und einen zweiten Schaltkreis, der mit einer Ausgangsseite
des ersten Schaltkreises zur Kompensation eines Verluststromes
durch den Rückkopplungswiderstand verbunden ist.
Der erste Schaltkreis arbeitet als ein Integrator bei hohen
Frequenzen und als ein Strom-Spannungs-Konverter bei niedri
gen Frequenzen. Ferner kompensiert der zweite Schaltkreis den
Verluststrom durch den Rückkopplungswiderstand, um damit
einen Wert zu erzeugen, der kennzeichnend für das Resultat
der Integration des Eingangsstromes ist.
Im nun folgenden wird anhand von Zeichnungen die vorliegende
Erfindung im einzelnen beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 ein Schaltdiagramm, das einen Integra
tor gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Er
findung zeigt;
Fig. 2 ein Schaltkreisdiagramm, das die Kon
stantstromquelle, die in dem Schaltkreis von Fig. 1
verwendet wird, zeigt;
Fig. 3 ein spezifischeres Schaltdiagramm der
Konstantstromquelle aus Fig. 2;
Fig. 4 ein einfaches gleichwertiges Schaltdiagramm, das den
Integrator der Fig. 1 zeigt;
Fig. 5 ein Schaltdiagramm, das eine Bildlese
einrichtung zeigt, die einen Integrator verwendet;
Fig. 6 und 7 Schaltdiagramme, die andere Bei
spiele des ersten Schaltkreises der Fig. 1 zeigen;
Fig. 8 ein einfaches Schaltdiagramm, das eine
konventionelle Bildleseeinrichtung zeigt; und
Fig. 9 und 10 gleichwertige Schaltdiagramme, die konventio
nelle Integratoren zeigen.
In Fig. 1 ist ein Integrator 1 gemäß eines Ausführungsbei
spiels der vorliegenden Erfindung gezeigt, der einen ersten
Schaltkreis 2 und einen zweiten Schaltkreis 3 beinhaltet. Der
erste Schaltkreis 2 arbeitet als ein Integrator bei hohen
Frequenzen und als ein Strom-Spannungs-Konverter bei niedri
gen Frequenzen. Der erste Schaltkreis 2 beinhaltet einen
Operationsverstärker 21, dessen Rückkopplungsschaltkreis aus
einem parallelen Schaltkreis mit einem Integrationskondensa
tor 22 und einem Rückkopplungswiderstand 23 besteht. Der
Operationsverstärker 21 ist an seinem nicht invertierenden
Eingang geerdet und an seinem invertierenden Eingang mit
einem Sensor 100 verbunden. In diesem Ausführungsbeispiel
wird ein JFET für den Eingangsteil des Operationsverstärkers
21 verwendet, um die Erzeugung eines Stromrauschens zu ver
meiden.
Der zweite Schaltkreis 3 beinhaltet ein Paar Kondensatoren 31
und 32, deren erste Enden mit dem Ausgang des ersten Schalt
kreises 2 verbunden sind, ein Paar Konstantstromquellen 33
und 34, die zwischen den zweiten Enden der Kondensatoren 31
und 32 und dem Ausgang des ersten Schaltkreises 2 geschaltet
sind, und ein Paar Rückstellschalter 35 und 36, die ent
sprechend zu den Kondensatoren 31 und 32 geschaltet sind. Die
Ausgänge Tout werden entsprechend an den zweiten Enden der
Kondensatoren 31 und 32 gebildet. Der Kondensator 31, die
Konstantstromquelle 33 und der Rückstellschalter 35 bilden
einen ersten Kompensationsschaltkreis. Der Kondensator 32,
die Konstantstromquelle 34 und der Rückstellschalter 36 bil
den einen zweiten Kompensationsschaltkreis. Somit werden der
Integrator und die zwei Kompensationsschaltkreise abgezweigt
vom Ausgang des ersten Schaltkreises 2.
Ein gleichwertiger Schaltkreis der Konstantstromquellen 33
und 34 ist in Fig. 2 gezeigt. In Fig. 2 wird ein Strom I′,
der im wesentlichen proportional dem Ausgang der Spannung V
(Ausgangsspannung des ersten Schaltkreises 2) ausgegeben.
Insbesondere, wie in Fig. 3 gezeigt wird, ist die Konstant
stromquelle aus zwei NPN-Transistoren T1 und T2 und einem Wi
derstand R′ aufgebaut. Der Aufbau ist passend für die mono
lithische Integration des Schaltkreises. Die Konstantstrom
quelle beruht auf einer Kaskadenverbindung, so daß der Emit
ter des Transistors T2 und der Kollektor des Transistors T1
miteinander verbunden sind und daß die Basis des Transistors
T2 auf ein festes Potential gelegt ist, um eine Entartung der
Frequenzcharakteristik zu vermeiden. In der so konstruierten
Konstantstromquelle ist die Spannung zwischen dem Kollektor
und der Basis des Transistors T1 das Ergebnis der Subtraktion
einer Offset-Spannung (ungefähr 0,6 V) von der Spannung E,
wobei die angelegte Spannung an die Basis des Transistors T1
(V⁻ + E) ist. Der Strom I′ fließt durch den Kollektor-Emit
ter-Pfad des Transistors T1. Der Strom I′ ist der Quotient
zwischen der Spannung (E - 0,6 V) durch den elektrischen
Widerstand des Widerstands R′. Der Strom I′ ist im wesentli
chen proportional zur Spannung E.
Der Zusammenhang zwischen dem Ausgangsstrom und der Ausgangs
spannung des so aufgebauten Integrators wird nun mit Bezug
auf die Fig. 4 näher beschrieben. In dieser Figur bezeichnet
I einen Sensorstrom, der durch den Sensor 100 fließt; V eine
Ausgangsspannung des ersten Schaltkreises 2; C die Kapazität
des Integrationskondensators 22; R den Widerstand des Rück
kopplungswiderstands 23; C′ die Kapazität jeder einzelnen
Kondensatoren 31 und 32 im zweiten Schaltkreis; und Vout die
Ausgangsspannung des zweiten Schaltkreises 3. Diesem Schalt
kreis genügen folgende Gleichungen:
V = (1/C) ∫ (I - V/R)dt
Vout = (1/C) ∫ Idt - (1/CR) ∫ Vdt + (1/C′) ∫ I′dt
Um in den o.g. Gleichungen die Ausgangsspannung Vout gleich
dem Resultat der Integration des Eingangsstromes I zu machen,
muß die Summe des zweiten und dritten Terms Null sein. Die
Konstantstromquelle erzeugt den Strom I′, der im wesentlichen
proportional zur Eingangsspannung V ist. Entsprechend ist,
wenn der innere Widerstand der Konstantstromquelle R′ ist
V/CR = I′/C′ = V/C′R′
CR = C′R′,
Vout = (1/C) ∫ Idt.
CR = C′R′,
Vout = (1/C) ∫ Idt.
Diese Gleichung zeigt, daß die Ausgangsspannung Vout gleich
dem Resultat der Integration des Eingangsstromes I ist. Die
ses beinhaltet, daß der Schaltkreis als ein perfekter Inte
grator betrieben werden kann.
In dem so aufgebauten Integrator 1 wird der integrierende
Kondensator 22 durch den Rückkopplungswiderstand 23 entladen.
Somit besteht keinerlei Notwendigkeit für einen Analogschal
ter 202, der ein Rauschen verursacht, das unausweichlich für
den konventionellen Integrator, der in Fig. 9 gezeigt wird,
ist. Ferner, da der integrierende Kondensator 202 in der
Rückkopplungsschleife enthalten ist, wenn ein kapazitives
Element wie der Sensor 100 mit dem Eingangsende des Integra
tors verbunden ist, kann keine Phasenverzögerung eintreten.
Deshalb besteht auch keine Notwendigkeit für den Widerstand
500 Oszillationen zu verhindern, die unausweichlich für den
konventionellen Integrator sind, der in Fig. 10 gezeigt ist.
Ferner ist der diesem Ausführungsbeispiel gemäße Integrator
frei von dem Problem des konventionellen Systems, daß der CR,
als ein Produkt aus Widerstand 500 und Sensor-Ausgangska
pazität 101, die Bildauslesegeschwindigkeit langsam macht.
Zusätzlich wird keine hohe Durchgangsrate gefordert, weil die
Integration bei hohen Frequenzen ausgeführt wird.
In dem zweiten Schaltkreis 3 werden die ersten Enden der Kon
densatoren 31 und 32 durch das Ausgangssignal des ersten
Schaltkreises 2 gespeist. Die Konstantstromquellen 33 und 34,
die mit den zweiten Enden der Kondensatoren 31 und 32 verbun
den sind, kompensieren eine Verlustkomponente, die durch den
Rückkopplungswiderstand 23 hervorgerufen wird. Das Signal,
das repräsentativ für das Ergebnis der Integration des Ein
gangsstromes I ist, erscheint an den Ausgangsenden. Nachdem
die Integration vollendet ist, werden die Kondensatoren 31
und 32 durch die Rückstellschalter 35 und 36 zurückgesetzt,
so daß die darin zurückgelassene Ladung perfekt entladen
wird. Danach startet der Integrator die Integrationsoperation
von vorne. Da die Integrationsoperation und die Rück
stellungsoperation abwechselnd durch das Paar der kompensie
renden Schaltkreise ausgeführt wird, ist der zweite Schalt
kreis 3 stets auf den Integrationsmodus gesetzt, ohne jede
Verlustzeit. Theoretisch kann die Lesegeschwindigkeit bis zu
der Frequenz erhöht werden, die durch eine Zeitperiode von
dem Augenblick an, da die Rückstellschalter 35 und 36 die
zweiten Ende der Kondensatoren 31 und 32 an Erde gelegt ha
ben, bis zu dem Augenblick, da die Schalter wieder abschal
ten, bestimmt wird.
In diesem Ausführungsbeispiel wird ein Paar der Kompensa
tionsschaltkreise in dem zweiten Schaltkreis 3 abwechselnd
betrieben. Wenn eine Hochgeschwindigkeit-Operation nicht
gefordert ist, kann ein einfacher Kompensationsschaltkreis
verwendet werden, der aus einem Kondensator, einer Konstant
stromquelle und einem Rückstellschalter besteht.
Die Bildleseeinrichtung kann durch die Verbindung des Sensors
100 mit dem Eingangsende des Integrators 1 aufgebaut werden.
Der Sensor 100 kann mit einer Dünnfilm-Struktur aufgebaut
werden, so daß eine Halbleiterschicht aus amorphem Silizium
aus zwei übereinanderliegenden Elektroden besteht, d. h. eine
Metallelektrode und eine transparente Elektrode. Der Sensor
100 kann elektrisch durch einen gleichwertigen Schaltkreis
wiedergegeben werden, wie er in Fig. 5 gezeigt ist. In Fig. 5
besteht jede Fotozelle 51 aus einer Fotodiode PD und einer
Blockier-Diode BD, die gegeneinander geschaltet sind. Eine
Vielzahl der Fotozellen werden Seite an Seite aufgereiht, um
eine lineare Sensoranordnung zu bilden. Die Anoden dieser
Blockier-Dioden BD sind mit den Enden des Schieberegisters 52
verbunden. Die Anoden der Fotodiode PD sind mit der gemeinsa
men Elektrode 53 verbunden, die ebenfalls mit dem Integrator
1 (genauer, dem invertierenden Eingangsende des Operations
verstärkers 21) verbunden ist.
Die Arbeitsweise der so aufgebauten Bildleseeinrichtung wird
nun näher beschrieben. Das Schieberegister 52 gibt sukzessiv
ein Signal auf die Blockier-Dioden BD der Fotodioden 51 der
linearen Sensoranordnung und lädt die Fotodioden PD, die ent
gegengesetzt geschaltet sind, auf. Während eines Abtastzyklus
werden die Fotozellen PD mit Licht beleuchtet und erzeugen
eine Ladungsmenge gemäß der Menge des beleuchtenden Lichtes.
Danach gibt das Schieberegister 52 sukzessiv einen Leseimpuls
an die Sensoranordnung ab, womit wiederum die Fotodioden PD
mit der Ladungsmenge, die gleich der Entladungsmenge ist,
aufgeladen. Ein Sensorstrom I, der zu der Zeit der Wiederauf
lade-Operation hervorgerufen wird, fließt durch die gemein
same Elektrode 53 zu dem Integrator 1. Durch die Integration
dieses Stromes werden Spannungssignale, die von den entspre
chenden Fotodioden PD erzeugt werden, zeit-sequentiell aufge
nommen.
Wenn die Eingangskapazität des Integrators 1 (Eingangs-Gat
ter-Kapazität des JFET an dem Eingangsteil des Operationsver
stärkers 21) ungefähr gleich der Sensorausgangskapazität 101
gesetzt ist, kann die Erzeugung von zufälligem Rauschen mini
miert werden.
Fig. 6 ist ein Schaltkreisdiagramm, das eine andere Ausfüh
rungsform des ersten Schaltkreises wiedergibt. Der erste
Schaltkreis, der in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ver
wendet wird und einen Operationsverstärker 21 verwendet,
weist folgende Probleme auf: Es ist schwierig, die winzige
Ladung des Sensors auf eine notwendige Spannung zu verstär
ken. Die Kapazität des Integrationskondensators 22 ist unge
fähr 0,1 pF, d. h. kleiner als die interne Kapazität und Lei
tungskapazität des IC. Diese Umstände machen das Schaltungs
design schwierig. Der erste Schaltkreis der Fig. 6 löst diese
Probleme.
In Fig. 6 ist der erste Schaltkreis 2, der in der Vorstufe
des Ausführungsbeispiels in Fig. 1 plaziert ist, aufgebaut
durch einen perfekten Integrator 61, der einen Integrations
kondensator 62 in seinem negativen Rückkopplungsteil, einen
nicht invertierenden Verstärker 63 zur Verstärkung des Aus
gangssignals des perfekten Integrators 61 und einen Rückkopp
lungswiderstand 64 zwischen der Ausgangsseite des nicht in
vertierenden Verstärkers 63 und der Eingangsseite des perfek
ten Integrators 61 geschaltet ist, aufweist. Unter einem perfekten
Integrator wird hier ein solcher verstanden, der in
seinem Rückkopplungsteil nur einen Integrationskondensator
(entsprechend dem Integrator 61 in der Fig. 6) aufweist, während
ein nicht perfekter Integrator zusätzlich zu dem Integrationskondensator
in dem Rückkopplungsteil einen zu dem Integrationskondensator
parallel geschalteten Widerstand aufweist
(entsprechend dem ersten Schaltkreis 2 der Fig. 1),
durch den eine Stromkomponente fließt. Die Spannung geteilt
durch die Widerstände 65 und 66 wird auf das Eingangsende des
nicht invertierenden Verstärkers 63 gegeben. Der Rückkopplungswiderstand
64 verursacht die Entladung des Kon
densators 62 über den Ausgang des nicht invertierenden Ver
stärkers 63. Eine derartige Konstruktion des ersten Schalt
kreises gestattet die Anwendung von bipolaren Elementen, da
die Impedanz durch Gegenseitigkeit des nicht invertierenden
Verstärkers 63 reduziert ist. Entsprechend können alle Ele
mente (inklusive die Analogschalter) bipolare Elemente sein,
mit Ausnahme des JFET des perfekten Integrators 61, die die
monolithische Fabrikation des Integrators 1 erleichtern.
Wenn beispielsweise für den vorliegenden ersten Schaltkreis
die Verstärkung des nicht invertierenden Verstärkers 63 hun
dert Mal ist, ist die Kapazität des integrierenden Kondensa
tors 62 10 pF (= 0,1 pF×100) für die Integrationsoperation
gleich der des Schaltkreises, der in Fig. 1 gezeigt ist.
Ebenso bei niedrigen Frequenzen, oder in dem Strom-Zu-Span
nung konvertierenden Modus wird der Offset des Verstärkers
nicht verstärkt.
Dennoch muß in dem ersten Schaltkreis der Widerstand des
Rückkopplungswiderstands 64 auch 100 Mal so groß wie der
Rückkopplungswiderstand 23 sein. Wenn der Sensor mit dem
Eingangsende des ersten Schaltkreises verbunden ist, erzeugt
der Sensorausgangskondensator 101 eine Phasenverzögerung, die
möglicherweise den Integrator dazu bringt, zu oszillieren.
In Fig. 7 ist ein weiteres Beispiel des ersten Schaltkreises
gezeigt, welches die Probleme des ersten Schaltkreises der
Fig. 6 löst und ist gleichzeitig zweckmäßig für die Verbin
dung mit einem Sensor, der eine große Sensorausgangs-Kapazi
tät 101 hat.
Im vorliegenden ersten Schaltkreis ist eine Serienschaltung
von Widerständen 67 und 68 mit dem Ausgangsende des nicht in
vertierenden Verstärkers 63 verbunden. Ein Ende des Wider
stands 68 ist geerdet. Der Knoten zwischen den Widerständen
67 und 68 ist mit dem Rückkopplungswiderstand 64 verbunden.
Die verbleibende Konstruktion des ersten Schaltkreises ist
die gleiche wie jene des ersten Schaltkreises der Fig. 6.
Wenn im vorliegenden so konstruierten ersten Schaltkreis die
elektrischen Widerstände der Widerstände 67 und 68 so ausge
sucht sind, daß sie dem Verhältnis 9:1 genügen, kann die
Spannung, die an dem Rückkopplungswiderstand 64 liegt, 1/10
Mal so hoch wie die Ausgangsspannung sein und konsequenter
weise kann der elektrische Widerstand des Rückkopplungswider
stands 64 um 1/10 reduziert werden, verglichen mit dem in
Fig. 6. Dementsprechend wird, wenn das kapazitive Element
(Sensor) mit dem Eingangsende des Integrators verbunden ist,
die Oszillation wegen der Phasenverzögerung nicht in Erschei
nung treten, ebenso wie die gedämpften Schwingungen und das
Überschwingen.
In jeden der obenerwähnten Integratoren ist in dem paral
lelen Schaltkreis ein integrierender Kondensator 22 (62) und
ein Rückkopplungswiderstand 23 (64) in der Rückkopplungs
schleife enthalten. Der erste Schaltkreis 2 mit einer derar
tigen Rückkopplungsschleife operiert als ein Integrator bei
hohen Frequenzen und als ein Strom-Spannungs-Konverter bei
tiefen Frequenzen. Der zweite Schaltkreis 3 kompensiert den
Verluststrom durch den Rückkopplungswiderstand 23 (64). Ent
sprechend erzeugt der Integrator einen Wert, der repräsenta
tiv für das Ergebnis der Integration des Eingangsstromes
(Sensorstrom) ist. In der Umwandlung der winzigen Ladung in
die Spannung ist eine hohe S/N-Ausführung sichergestellt.
Die Bildleseeinrichtung, die den Integrator beinhaltet, der
den Sensor an seinem Eingangsende aufweist, erzeugt ein Aus
gangs-Bildsignal mit hoher Tonreproduktion.
In der oben beschriebenen Bildleseeinrichtung ist der verwen
dete Sensor versehen mit einer Dünnfilm-Struktur, die aus
amorphem Silizium erstellt wurde. Der Integrator der vorlie
genden Erfindung kann mit anderen Typen eines Sensors gekop
pelt werden, wie beispielsweise einem MOS-Bildsensors, der
MOS-Schalter zum Schalten der Ströme der Fotodioden aufweist,
einen CdS-Sensor basierend auf Fotoleitfähigkeit und einem a-
Si-Sensor. Wenn der Integrator mit jedem dieser Sensoren ge
koppelt wird, wird der Kopiereffekt und die Linearität der
Ausführungen verbessert.
Der Integrator der vorliegenden Erfindung kann ein hohes S/N-
Verhältnis bei der Umwandlung der winzigen Ladungssignale in
eine Spannung gewährleisten. Entsprechend kann der Integrator
als Miniatur-Strom-Detektor verwendet werden.
Da die Bildleseeinrichtung einen hohen S/N-Verhältnis-Inte
grator verwendet, kann die Einrichtung ein Bildsignal mit ho
her Ton-Reproduktion erzeugen und kann ebenfalls Bilddaten
mit hoher Geschwindigkeit aufnehmen.
Claims (6)
1. Integrator mit
- - einem ersten Schaltkreis (2), der einen integrierenden
Kondensator (22, 62) und einen Rückkopplungswiderstand
(23, 64) aufweist, wobei beide parallel zueinander
in einer negativen Rückkopplungsschleife des
ersten Schaltkreises (2) geschaltet sind,
dadurch gekennzeichnet, daß - - der Integrator einen zweiten Schaltkreis (3) aufweist, der mit einer Ausgangsseite des ersten Schaltkreises (2) zur Kompensation eines Verluststroms durch den Rückkopplungswiderstand (23, 64) verbunden ist.
2. Integrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Schaltkreis (2) ein Verstärker ist, dessen
Rückkopplungsteil einen Parallelschaltkreis mit einem integrierenden
Kondensator (22) und dem Rückkopplungswiderstand
(23) aufweist.
3. Integrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Schaltkreis (2) aufweist:
- - einen ersten Verstärker, dessen Rückkopplungsteil den integrierenden Kondensator (62) beinhaltet;
- - einen zweiten Verstärker (63) zur Verstärkung einer Aus gangsspannung des ersten Verstärkers; und
- - einen Rückkopplungswiderstand (64), der zwischen einer Ausgangsseite des zweiten Verstärkers und einer Eingangsseite des ersten Verstärkers geschaltet ist.
4. Integrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
zwei Kompensationsschaltkreise (3) parallel zum Ausgang
des ersten Schaltkreises (2) geschaltet sind und abwechselnd
arbeiten.
5. Integrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der zweite Schaltkreis (3) beinhaltet:
- - einen Kondensator (31, 32) dessen eines Ende mit dem Ausgang des ersten Schaltkreises verbunden ist und dessen anderes Ende als Ausgangs-Terminal Tout verwendet wird;
- - einer Konstantstromquelle (33, 34), die mit dem anderen Ende des Kondensators (31, 32) verbunden ist, um einen Strom zu erzeugen, der im wesentlichen proportional zur Ausgangsspannung des ersten Schaltkreises (2) ist; und
- - einem Reset-Schalter (35, 36), der mit dem anderen Ende des Kondensators (31, 32) verbunden ist.
6. Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß er in einer Bildleseeinrichtung mit einem
Sensor (100) mit einem Stromausgang verwendet wird.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2293675A JPH0679346B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 積分器及び画像読取装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4133601A1 DE4133601A1 (de) | 1992-05-07 |
DE4133601C2 true DE4133601C2 (de) | 1994-07-21 |
Family
ID=17797782
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4133601A Expired - Fee Related DE4133601C2 (de) | 1990-11-01 | 1991-10-10 | Integrator |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5168153A (de) |
JP (1) | JPH0679346B2 (de) |
DE (1) | DE4133601C2 (de) |
GB (1) | GB2250116B (de) |
Families Citing this family (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2884205B2 (ja) * | 1992-01-29 | 1999-04-19 | オリンパス光学工業株式会社 | 固体撮像装置 |
JPH0661764A (ja) * | 1992-08-04 | 1994-03-04 | Nippon Denshi Kogyo Kk | 電荷増幅器 |
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JP4724893B2 (ja) * | 1999-04-15 | 2011-07-13 | ソニー株式会社 | 固体撮像素子およびその画素信号処理方法 |
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US9391607B2 (en) | 2010-04-22 | 2016-07-12 | Qualcomm Technologies, Inc. | Use of random sampling technique to reduce finger-coupled noise |
JP6388369B2 (ja) * | 2014-04-08 | 2018-09-12 | キヤノン株式会社 | チップ、マルチチップモジュール、及びこれらを備える装置 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BE788936A (fr) * | 1971-09-27 | 1973-03-19 | Cit Alcatel | Integrateur compense en courant continu |
US4307453A (en) * | 1977-12-19 | 1981-12-22 | Phillips Petroleum Company | Sloping baseline compensation for a chromatographic analyzer |
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-
1990
- 1990-11-01 JP JP2293675A patent/JPH0679346B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-10-03 US US07/770,438 patent/US5168153A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-10 DE DE4133601A patent/DE4133601C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-10 GB GB9121460A patent/GB2250116B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4133601A1 (de) | 1992-05-07 |
JPH04168876A (ja) | 1992-06-17 |
US5168153A (en) | 1992-12-01 |
JPH0679346B2 (ja) | 1994-10-05 |
GB9121460D0 (en) | 1991-11-27 |
GB2250116A (en) | 1992-05-27 |
GB2250116B (en) | 1994-08-24 |
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D2 | Grant after examination | ||
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |