DE3914214C1 - Vorrichtung zur Erzeugung eines Pseudozufalls-Rauschsignals - Google Patents
Vorrichtung zur Erzeugung eines Pseudozufalls-RauschsignalsInfo
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- H—ELECTRICITY
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Landscapes
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Sämtliche Kommunikationssysteme, sowohl zivile als auch
militärische, müssen in der Lage sein, in einer "über
füllten" elektromagnetischen Umgebung arbeiten zu kön
nen, welche aus der Übertragung von anderen Strahlungen,
sowohl im Eigenband des momentanen Senders als auch
von außerhalb des Bandes liegenden Übertragungen stammt.
Die Kommunikationsverbindung muß so ausgelegt sein, daß
derartige unerwünschte Einstrahlungen zurückgehalten
werden und die Wahrscheinlichkeit minimiert wird, daß
die eigene Übertragung Störungen in anderen Benutzern
des Spektrums verursacht. Militärische Kommunikationseinrichtungen
müssen jedoch darüber hinaus noch in einer feindlichen
Umgebung betrieben werden, wo sie einer genau überlegten
Störung unterworfen werden können, die darauf abzielt,
den Betrieb zu verschlechtern oder zu stören. Die ver
schiedensten Verfahren zur Störung auf elektronischem
Wege von Kommunikationssignalen sind unter dem Kürzel
ECM (electronic countermeasures = elektronische Gegen
maßnahmen) bekannt. Ein aktives ECM wird manchmal auch
als Jamming oder Störsender bezeichnet. Verfahren, die
entwickelt wurden ECM zu bekämpfen, sind wiederum unter
dem Kürzel ECCM (electronic counter-countermeasures =
elektronische Gegen-Gegenmaßnahmen) bekannt.
Das Stören umfaßt beispielsweise Trägerwellenstörung,
Breitbandstörung, mittleres und schnelles Wobbelstören
(sweep jamming), Impulsstören und Kurzimpulsstören.
Entsprechende ECCM-Verfahren wurden entwickelt, um jede
dieser genannten Störtechniken bekämpfen zu können.
Kommunikationssender, -empfänger und -prozessoren
sind häufig so ausgelegt, daß das empfangene Signal von
dem Störsignal unterschieden werden kann. Derartige Un
terscheidungen zwischen empfangenen Signalen und emp
fangenen Störsignalen können von bekannten ECCM-Techni
ken durch den Aufbau des Senders, der Antenne, des
Empfängers und/oder des Datenprozessors durchgeführt
werden. Techniken wie ein mittels direktsequentiellem
Pseudorauschen gespreiztes Spektrum (DSPN), Frequenz
sprünge, Impulskompression, Seitenkeulenausblendung und
dergl. werden häufig verwendet, um empfangene Signale
von einem oder mehreren Arten von ECM-Störungen unter
scheiden zu können.
In den sich kontinuierlich entwickelnden und gegenseitig
bekämpfenden Gebieten von ECM und ECCM kann angenommen
werden, daß, wenn der Gegner bereit ist, den sich erge
benden Preis zu bezahlen, ein ausreichendes ECM geschaf
fen werden kann, das gegen jede einzelne Kommunika
tionsverbindung eingesetzt werden kann, um deren Wirk
samkeit ganz erheblich zu verringern. Ein Ziel von ECCM
ist es daher, nicht zu versuchen, die Wirksamkeit eines
Kommunikationssystems in jeglicher Umgebung sicherzu
stellen, sondern die Kosten von ECM selbst derart hoch
zutreiben, daß dieses sich praktisch selbst verbietet.
Es ist beabsichtigt, daß ECCM-Techniken in der Lage
sind, verläßliche Kommunikationsverbindungen zu ermög
lichen trotz irgendeiner Beeinflussung durch feindliches
ECM. Eine genauere Diskussion hinsichtlich des Betriebs
von ECM und ECCM erfolgt durch Robert C. Dixon in
"Spread Spectrum Systems", J. Wiley and Sons.
In Gegensatz zu der breiten Klasse von ECCM-Systemen ist
die vorliegende Erfindung auf eine Vorrichtung zur Erzeugung
eines neuen Typs von Kommunikationssignal, das übertra
gen werden soll, gerichtet, welches die genaue Erfassung
eines ECM-Signals von dem übertragenen Kommu
nikationssignal durch den Empfänger erleichtert. Wie im
folgenden noch näher erläutert werden wird, sind her
kömmliche Kommunikationssignale mit mittels direktem
sequentiellem Pseudorauschen gespreiztem Spektrum
gekennzeichnet durch ein gezacktes Lei
stungsspektrum mit einer gesonderten Hauptkeule
und Seitenkeulen. Dieses gezackte Leistungsspektrum ist Faktoren zuzu
schreiben, welche unter anderem die absichtliche Zufäl
ligkeit des Pseudorauschen-Spreizstromes beinhaltet (oft
auch als Schlüsselstrom bezeichnet), der das übertragene
Kommunikationssignal erzeugt. Das gezackte Lei
stungsspektrum des Kommunikationssignals erleich
tert eine ECM-Störung, d. h. sie kompliziert jeden Ver
such, durch einen Empfänger die Spektralcharakteristik
eines Störsignals, welches das empfangene Kommunika
tionssignal begleitet, feststellen zu können. Diese
Schwierigkeit ist insbesondere dann akut, wenn das
ECM-Signal ein engbandiges Störsignal ist, welches in
nerhalb des Frequenzbandes des Kommunikationssignales
liegt. Die vorliegende Erfindung richtet sich auf eine
Vorrichtung zum Bearbeiten des Pseudo
zufalls-Datensignals, um ein Kommunikationssignal zu
erzeugen, welches durch ein im wesentlichen konstant verlaufendes Leistungsspektrum
über die Signalbandbreite hinweg gekennzeichnet
ist, so daß ECM-Signale von den Kommunikationssignalen
leichter identifiziert und isoliert werden können. Die
vorliegende Erfindung ist betreibbar zusammen mit be
reits bestehenden Signalprozeß-Geräten und anderen be
kannten ECCM-Techniken.
Aus der Druckschrift Siemens Forschungs- und Entwicklungsbe
richte, 1975, Nr. 2, Seiten 61 bis 67, ist ein Nachrichten
übertragunssystem bekannt, bei dem die Bandbreite eines zu
übertragenden Nachrichtensignals gespreizt und aus dem Nach
richtensignal ein Pseudozufallssignal mit im
wesentlichen konstantem Leistungsspektrum erzeugt
wird. Dazu wird in einem ersten Schritt das Nachrichtensi
gnal einer Frequenzmodulationsschaltung zugeführt, welche
bereits eine gewisse Spreizung der Bandbreite bewirkt. Die
eigentliche Bandspreizung erfolgt in einer der Frequenzmodu
lationsschaltung nachgeschalteten Stufe, die einen
Phasenumtaster und einen Pseudozufallsgenerator aufweist.
Der Druckschrift ist jedoch nicht zu entnehmen, welche
konstruktionstechnischen Maßnahmen nötig sind, wenn es sich
bei dem zu übertragenden Nachrichtensignal um ein Pseudozu
falls-Datensignal handelt.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrichtung zum Umwandeln
von Pseudozufalls-Datensignalen in Kommunikationssignale
derart zu schaffen, daß Störsignale von den Kommunikations
signalen leichter identifiziert und erfaßt werden können.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des
Anspruchs 1.
Die vorliegende Erfindung schlägt demnach eine
Vorrichtung vor, die eine
Frequenzmodulations-
Schaltungen zur Entwicklung eines ersten Analogsignals
aus einem digitalen Kodiersignal umfaßt. Das erste Analogsi
gnal, das von einem spannungsgesteuerten Oszillator
ausgegeben wird, wird so generiert, daß es eine im we
sentlichen konstante Amplitude und eine Frequenz hat,
die sich als Antwort auf die Amplitude des digitalen
Kodiersignales verändert. Mit dem Frequenzmodulations-
Schaltkreis ist ein Schaltkreis zur Fourier-Transforma
tion verbunden, mittels dem aus dem ersten Analogsignal
ein zweites Analogsignal entwickelt wird. Das sich er
gebende zweite Analogsignal, d. h. das übertragene Signal
ist die Fourier-Transformation des ersten Analogsignales
mit einem im wesentlichen konstanten Leistungsspektrum
über die Bandbreite des zweiten Analogsignals
hinweg mit einer Amplitude, welche sich in Antwort auf
die Amplitude des digitalen Kodiersignales verändert.
Das zweite Analogsignal hat rauschartige Amplitudencha
rakteristiken, welche einem Beobachter als thermisches
Rauschen erscheinen. Das im wesentlichen konstante Lei
stungsspektrum des zweiten Analogsignales macht es
weiterhin sehr schwer, dieses Signal durch einen Beob
achter ermitteln zu lassen. Das Kodiersignal ist vor
zugsweise ein digitales Kodiersignal mit einer Amplitu
de, welche sich zwischen zwei Amplitudengrenzen ändert
und welches im wesentlichen gleich zwischen den beiden
Amplitudengrenzen verteilt ist. Die Frequenzcharakteri
stik des ersten Analogsignales ist auf ähnliche Weise
gleichmäßig derart verteilt, daß sich die Frequenz zwi
schen zwei Frequenzgrenzen variiert und hierbei im we
sentlichen gleich zwischen diesen Grenzen verteilt ist.
Der Schaltkreis zur Fourier-Transformation wird betrie
ben, um die Frequenzkomponenten seiner Eingangssignale
um Zeiten zu verzögern, welche den Momentanfrequenzen
des Erstanalogsignals entsprechen. Somit erzeugt die im
wesentlichen gleiche Frequenzverteilung des ersten Ana
logsignales ein zweites Analogsignal mit Amplitudencha
rakteristiken, die statistisch stationär sind und Ähn
lichkeiten zu thermischem Rauschen haben.
Weitere Einzelheiten, Aspekte und Vorteile der vorlie
genden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Be
schreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung.
Es zeigt:
Fig. 1 eine graphische Darstellung des Verlaufs des Leistungsspek
trums eines herkömmlichen DSPN-gespreizten
Spektrumsignals über der Bandbreite des Si
gnals;
Fig. 2 eine Blockdiagrammdarstellung einer Ausfüh
rungsform der vorliegenden Erfindung zusammen
mit den entsprechenden Eingangs- und Ausgangs
signalen;
Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung zusammen mit den zugehö
rigen Schaltkreisen zur Erzeugung eines geeig
neten Eingangssignals; und
Fig. 4a bis 4f Signalverläufe zur Darstellung von Si
gnalen und Signalkomponenten an verschiedenen
Meßpunkten innerhalb des Schaltkreises gemäß
Fig. 3.
Herkömmliche frequenzspringende Direktsequenz-Pseudo
rauschsysteme (FH-DSPN = frequency-hopped, direct se
quence pseudonoise systems) können eine hohe Bandbreite,
Frequenzagilität und spektrale Abschirmung des DSPN-Si
gnals erzielen. Sie stellen jedoch eine Mehrzahl von
Anforderungen an die Signalsynthese. Die spektrale Ab
schirmung bei bekannten Systemen wird typischerweise
durch die Verwendung von komplexen Frequenzsynthesizern
realisiert, deren Einsatzmöglichkeiten und Flexibilität
begrenzt sind. Weiterhin erzeugen derartige herkömmliche
Systeme DSPN-Signale, die ein gezacktes Leistungsspek
trum haben, welches aus der Zufäl
ligkeit des Pseudorauschen-Datenstroms resultiert. Fig.
1 der Zeichnung zeigt das Leistungsspektrum bei
der Grundbandbreite eines endlichen Musters eines her
kömmlichen 32 Chip PN-Signals. Aus Fig. 1 ergibt sich der
gezackte Verlauf des Leistungsspektrums völlig klar.
Jeder engbandige ECM-Störer auch schwacher Leistung kann
Signale erzeugen, welche leicht mit einer der Spitzen
des Signalspektrum des übertragenen Signals verwechsel
bar sind. Es ist somit wünschenswert, ein Signal zu er
zeugen, das sich durch ein gleichmäßigeres Leistungs
spektrum über das Signalband auszeichnet, so daß schmal
bandige ECM-Störsignale viel leichter identifiziert
werden können und von den empfangenen Kommunikationssi
gnalen entfernt werden können.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm zur allgemeinen Darstellung
der vorliegenden Erfindung zusammen mit einer verallge
meinerten Darstellung von Eingangs- und Ausgangssigna
len. Ein Schaltkreis 21 beinhaltet eine Chirp-Fourier-
Transformationsschaltung 23, die gemäß der vorliegenden Erfindung
implementiert ist und nachfolgend als Transformer bezeichnet wird. Ein Eingang 25 zu dem Fourier-Trans
former 23 ist mit S(u) bezeichnet und stellt eine sich
zeitlich variierende Wellenform dar, welche durch eine
Pseudo-Zufalls-Variationsfrequenz charakterisiert ist,
deren Amplitude innerhalb einer Hüllkurve konstant
bleibt. Ein Ausgang 27 des Fourier-Transformers 23 ist
mit S(t) bezeichnet, und ist ebenfalls eine sich zeit
lich ändernde Funktion. S(t) wird durch eine Aufwärskon
vertierungs-Einheit 29 geführt und über eine Antenne 40
abgestrahlt.
Um eine korrekte Beschreibung des Betriebes des Schalt
kreises von Fig. 2 zu geben, ist es nötig, daß "Zeit" am
Eingang des Fourier-Transformers 23 unterschiedlich be
nannt wird zu der "Zeit" an diesem Ausgang. Zeit am
Eingang des Fourier-Transformers 23 sei mit "u" be
zeichnet, wohingegen Zeit an dessen Ausgang mit "t" be
zeichnet ist. Aufgrund der allgemein bekannten Fourier-
Transformationsbeziehung verhält sich die Variable u wie
eine Frequenz, solange die Zeitfunktion am Ausgang des
Fouriertransformers 23 betroffen ist. "u" sei somit als
"Pseudofrequenz" bezeichnet.
Das Signal S(u) kann als ein Signal mit konstanter Am
plitude bezeichnet werden, dessen Frequenz zwischen zwei
gesetzten Eckfrequenzen gleichmäßig verteilt ist. Wie
noch im Detail erläutert werden wird, kann das Signal
S(u) durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO =
voltage controlled oscillator) erzeugt werden und die
beiden Eckfrequenzwerte können mittels herkömmlicher
Schaltkreise realisiert werden. Frequenzänderungen rea
gieren auf einen Pseudozufalls-Schlüsselstrom, der als
Kodiersignal wirkt. Der Fourier-Transformer 23 wird be
trieben, um vorhersagbar die Frequenzänderungen im Ein
gangssignal S(u) in Variationen der Amplitude des Aus
gangssignals S(t) zu "übersetzen". Die gleichmäßige
Verteilung der Frequenz des Eingangssignals S(u) zwi
schen den beiden Grenzwerten erzeugt ein Ausgangssignal
S(t), welches über seinen Zeitverlauf im wesentlichen
konstante Mittelausgangssignalstärke hat mit Spitzenam
plitudencharakteristiken, die dem thermischen Rauschen
ähnlich sind. Genauer gesagt, der Bereich der Variablen
(u) kann als eine Mehrzahl von Signalspektralkomponenten
betrachtet werden, welche entlang der Horizontalachse
angeordnet sind, wobei jede hiervon gekennzeichnet ist
durch eine im wesentlichen konstante Größe von S(u) und
der Frequenz von S(u). Die charakteristische Arbeits
weise des Fourier-Transformers 23 ist, jede der Spek
tralkomponenten (u) um eine Zeit zu verzögern, die pro
portional zur Frequenz von S(u) an dem zugeordneten Wert
(u) ist.
Die Spektralkomponente der Pseudozufallsfrequenz u wird um ei
nen Betrag verzögert, der proportional zur Ausgangsfre
quenz des VCOs ist an dem Wert von u dadurch, daß S(u)
einer Fourier-Transformation unterworfen wird.
Es sei nun angenommen, daß diese Ausgangsfrequenzen
gleichmäßig zwischen zwei Frequenzgrenzen verteilt sind
und die Spektralkomponenten, die durch die Werte von u
dargestellt werden, zeitlich im Ausgangssignal des Fou
rier-Transformers gleichmäßig verteilt sind, so daß ein
im wesentlichen konstantes Ausgangssignal
erzeugt wird, dessen Amplitudenvariation ähnlich dem
thermischen Rauschen ist. Eine weitere sinnvolle und
nutzenswerte Charakteristik des Chirp-Fourier-Transfor
mers 23 ist, daß, wenn die Größe des Eingangssignals
konstant bleibt, das Leistungsspektrum des Aus
gangs im wesentlichen konstant über die Bandbreite des
Ausgangssignals ist. Diese Charakteristik wird verwen
det, um das gewünschte Leistungsspektrum des Aus
gangssignals zu erhalten, wobei die Frequenzmodulation
S(u) vorhanden bleibt, um in S(t) Pseudozufalls-Ampli
tudencharakteristiken zu erzeugen. Aufgrund der bekann
ten Eigenschaften einer Fourier-Transformation wird die
Bandbreite des Ausgangssignals S(t) durch die Dauer der
Pulse S(u) bestimmt.
Das Ausgangssignal S(t) ist eine Kombination von Inpha
se- und Quadratursignalkomponenten, wobei das zusam
mengesetzte Signal eine Amplitude hat, die sich derart
ändert, daß es für einen Beobachter wie thermisches
Rauschen aussieht. Der konstante Verlauf des Leistungsspektrums
des Ausgangssignals S(t) macht es
weiterhin schwierig, das Vorhandensein des übertragenen
Signals S(t) zu erkennen. Solange der Empfänger nicht
synchron mit der Pulsrate des S(u) ist und einen
Schlüsselstrom konform mit dem Schlüsselstrom erzeugen
kann, der verwendet wird, die Frequenz von S(u) zu er
zeugen, ist Empfang und Interpretation des übertragenen
Signales äußerst schwer. Feindliche Störeinwirkungen
werden somit erschwert.
In der Praxis kann das Signal S(u) als Pseudozufalls-
FM-Signal innerhalb einer konstanten Hüllkurve betrach
tet werden.
Ein Schaltkreis, der zur Erzeugung eines derartigen Si
gnals geeignet ist, ist in der US-PS 4,697,157 beschrie
ben.
Eine andere Möglichkeit zur Signalerzeugung ist in
der US-PS 4,644,299 beschrieben.
Der Chirp-
Fourier-Transformer 23 kann ebenfalls bekannten Aufbau
haben.
Der Chirp-Fourier-Transformer 23 kann in Form eines
herkömmlichen Gerätes realisiert werden, wie beispiels
weise die SAW-Implementation des Chirp-Z-Transformers,
der in der Lage ist, die Änderungsrate der Phase eines
Eingangssignals in eine entsprechende Zeitverzögerung
des Ausgangssignals umzusetzen.
Eine konstante mittlere Signalleistung am Ausgang des
Fourier-Transformers 23 kann festgestellt werden bei
einem Eingangssignal mit einer Pseudozufalls-Frequenz
charakteristik mit gleichmäßiger Verteilung innerhalb
der Maximal- und Minimalfrequenzgrenze. Aufbau und Ar
beitsweise eines derartigen Gerätes ist beispielsweise
von Rabiner et al. in "The Chirp z-Transform Algorithm",
IEEE Transactions on Audio and Electro Acoustics, Vol.
17, Nr. 2, Juni 1969, Seiten 86 bis 92, und von L. B.
Milstein, P. K., in "An Analysis of a Real-Time Transform
Domain Filtering Digital Communication System-Part I:
Narrow-Band Interference Rejection," IEEE Transactions
an Communications, Vol. COM-28, Nr. 6, Seiten 816 bis
824 vom Juni 1980 beschrieben. Ein Merkmal der vorlie
genden Erfindung ist die Verwendung eines derartigen
Chirp-Fourier-Transformers in Kombination mit dem Pseu
dorauschen-Strom, um die gewünschte Kombinationssi
gnal-Charakteristik zu haben, d. h., konstante spektrale
Leistungsdichte und rauschartige Amplitude des übertra
genen Signales. Derartige Charakteristiken machen das
übertragene Signal weniger angreifbar und weniger stör
bar, wie bereits beschrieben. Es hat sich in der Praxis
herausgestellt, daß die In-Phase- und Quadraturkompo
nenten des übertragenen Signals S(t) dazu neigen,
Gauss'sche Formgebung zu habend, um somit noch wider
standsfähiger gegenüber Störung in Form von "electronic
support measures = ESM" zu sein.
Ein wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung ist,
daß das Ausgangssignal S(t) eine größere Bandbreite hat,
als normalerweise aus der gleichen Größe der Pulsdauer
zu erwarten wäre. Die niedrigpegelige Amplitude und die
große Bandbreite machen es sehr schwer, das übertragene
Signal mittels einer Störausrüstung zu erkennen. Der
konstante Verlauf des Leistungsspektrums erleichtert
auch die Unterscheidung von jeglichem Störsignal, wie
bereits beschrieben wurde. Die momentane Bandbreite des
übertragenen Signales kann abhängig von anderen her
kömmlichen Techniken modifiziert werden, um die Störan
fälligkeit des übertragenen Signals mittels ECM-Störung
weiter zu verringern. Die Vorverzerrung zur Entzerrung
beim Vorhandensein bekannter ECM-Störung ist ebenfalls von
Vorteil. Die Frequenzagilität und Spektralformung des
Ausgangssignales kann durch eine gespeicherte Funktion
bewerkstelligt werden, welche die durchzuführende Spek
tralformung als Multiplizierer von S(u) vertritt. Dies
kann verwendet werden, um die Wirksamkeit eines bekann
ten Störers zu reduzieren. Somit schafft die Transformations
bereichs-Synthese eine einsatzfähige und flexible Mög
lichkeit, Wellenformen mit verteilten Spektren zu er
zeugen, die gegenüber ECM-Störung resistent sind.
Fig. 3 zeigt in Blockdiagrammdarstellung die vorliegende
Erfindung, wobei im größeren Detail die Struktur und das
Verfahren dargestellt sind, die zur Realisierung der
vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines herkömm
lichen binären PN-Stroms als Pseudozufälligkeits-Quelle
anwendbar ist. Gemäß Fig. 3 ist das Eingangssignal in den
Chirp-Fourier-Transformer 37 mit S(u) bezeichnet und hat
eine interessierende Komponente, die in Antwort auf die
Amplitude des Signals F(u) variabel ist. Das Signal F(u)
wird aus dem Betrieb eines Integrators 31 und eines
Schwellenwert- und Inverterschaltkreises 33 gewonnen.
Die Implementation des Integrators 31 und des Schwellen
wert- und Inverterschaltkreises 33 ist allgemein bekannt
und somit auch für den vorliegenden interessierenden
Fall für den Durchschnittsfachmann ohne Problem. Geeig
nete Komponenten zur Durchführung von Funktion des In
tegrators 31 und Schaltkreises 33, sowie eines span
nungsgesteuerten Oszillators (VCO) 35 sind in der be
reits erwähnten US-PS 4,697,157 dargelegt.
Das Ausgangssignal des VCO 35 ist eine Sinuswelle mit konstan
ter Amplitude und variabler Frequenz unter Steuerung des
Einganges des VCOs. Die Eingangsfrequenz des VCO sei mit
F(u) bezeichnet. Aufgrund einer allgemein hinlänglich
bekannten Fourier-Transformations-Beziehung ist das
Auftreten einer jeglichen Zeitverzögerung T am Ausgang
des Chirp-Transformers 37 entsprechend dem Auftreten
eines Multiplikationsfaktors exp(-2 juT) am Eingang des
Chirp-Transformers 37. Der Faktor exp(-2 juT) ent
spricht einfach einem Sinus in der Pseudofrequenz-Va
riablen u, wobei der Sinus eine Frequenz hat, die nume
risch gleich T ist. Somit vertritt die Frequenzvariable
F(u) numerisch die Zeitverzögerung am Ausgang des
Chirp-Transformers 37.
Demzufolge ist in Fig. 4b die vertikale Achse in Zeit
einheiten dimensioniert und zeigt die Frequenz F(u) am
Ausgang des VCO. Um das Verständnis von Fig. 4b zu er
leichtern, sei hier festgehalten, daß die Horizontalli
nie bei F(u) = .500 den Zufallssägezahn F(u) bei einer
Anzahl von Werten von u schneidet. Diese Werte vertreten
die Ansammlung von Signalspektralkomponenten, die am
Ausgang des Chirp-Transformers zum Zeitpunkt t = 0,50
auftreten.
Fig. 4 veranschaulicht auf graphischem Wege typische
Wellenformen, die an unterschiedlichen Meßpunkten inner
halb des Schaltkreises gemäß Fig. 3 vorliegen, so daß
die Diagramme gemäß Fig. 4 zusammen mit Fig. 3 betrach
tet werden sollten, um die dargestellte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung besser verstehen zu können.
Fig. 4a zeigt einen exemplarischen PN-Datenstrom, der in
den Schaltkreis gemäß Fig. 3 eingegeben wird. Fig. 4b
zeigt die frequenzvariable Funktion F(u), welche aus dem
PN-Eingangssignal erhalten wird.
Fig. 4c zeigt die momentane Phase des Ausgangssignals
von dem VCO 35, welches dem Chirp-Fourier-Transformer 37
eingegeben wird.
Fig. 4d und 4e zeigen die In-Phase- bzw. Quadraturkom
ponenten, die von dem Chirp-Fourier-Transformer 37 aus
gegeben werden. Fig. 4f zeigt die zusammengesetzte
Hüllkurve des Signales S(t) gebildet aus den In-Phasen-
und Quadratursignalen gemäß den Fig. 4d und 4e.
Fig. 4f zeigt die thermischem Rauschen ähnliche Ampli
tudencharakteristik des Ausgangssignals, das gemäß der
vorliegenden Erfindung erhaltbar ist.
Es stellt sich für den Durchschnittsfachmann als
selbstverständlich dar, daß dann, wenn die VCO-Ausgangsfre
quenz pseudo-zufällig mit gleichmäßiger statistischer
Verteilung ist, das Ausgangssignal des Chirp-Fourier-
Transformers 37 pseudo-zufällig mit gleichmäßiger Zeit
verteilung ist. Die Momentanfrequenz und Spannungspegel
T und -T entsprechen den Grenzen der gleichmäßigen sta
tistischen Verteilung von S(t).
Claims (5)
1. Vorrichtung zur Erzeugung eines Pseudozufalls-Rauschsignals
mit einem eine im wesentlichen konstante Amplitude aufweisenden Leistungsspektrum mit Frequenzmodulations
schaltkreisen (31, 33, 35) zur Erzeugung eines ersten Analog
signals (S(u)) aus einem digitalen Modulationssignal (PN),
dadurch gekennzeichnet,
daß
- a) das digitale Eingangssignal (PN) eine Amplitude hat, welche sich pseudozufallsartig zwischen zwei Amplitudenwerten ändert
- b) das erste Analogsignal eine im wesentlichen konstante Amplitude hat und seine Frequenz sich in Abhängigkeit von der Amplitude des digitalen Eingangssignals (PN) ändert,
- c) den Frequenzmodulationsschaltkreisen (31, 33, 35) ein Fourier-Transformationsschaltkreis (37) nachgeschaltet ist, der aus dem ersten Analogsignal (S(u)) durch Fourier-Trans formation ein zweites Analogsignal (S(t)) erzeugt, das ein im wesentlichen konstantes Leistungsspektrum hat und dessen Amplitude sich in Abhängigkeit von der Amplitude des digitalen Ein gangssignals (PN) ändert.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Frequenz des ersten Analogsignals (S(u)) sich
zwischen zwei Frequenzgrenzen ändert und im wesent
lichen gleichmäßig zwischen den beiden Frequenz
grenzen verteilt ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich
net, daß die Amplitude des zweiten Analogsignals
(S(t)) sich als Antwort auf Änderungen in der Fre
quenz des ersten Analogsignals (S(u)) verändert.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da
durch gekennzeichnet, daß das zweite Analogsignal
(S(t)) rauschartige Amplitudencharakteristiken hat.
5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da
durch gekennzeichnet, daß das erste Analogsignal
(S(u)) eine Mehrzahl von Signalkomponenten umfaßt,
wobei der Fourier-Transformationsschaltkreis (37)
die Signalkomponenten zeitmäßig um einen Betrag
entsprechend der Frequenz der Signalkomponenten
verzögert.
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
US07/191,451 US5436973A (en) | 1988-05-09 | 1988-05-09 | Pseudo-random signal synthesizer with smooth, flat power spectrum |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3914214C1 true DE3914214C1 (de) | 2000-12-28 |
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WO2001052442A1 (en) * | 2000-01-10 | 2001-07-19 | Airnet Communications Corporation | Method and apparatus for equalization in transmit and receive levels in a broadband transceiver system |
JP3502065B2 (ja) * | 2001-04-24 | 2004-03-02 | 株式会社三技協 | 乱数発生装置 |
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TWI226232B (en) * | 2003-11-27 | 2005-01-11 | Xie Neng Biotech Corp | Method for generating non-constant oscillatory configuration |
WO2007013973A2 (en) * | 2005-07-20 | 2007-02-01 | Shattil, Steve | Systems and method for high data rate ultra wideband communication |
US20090327382A1 (en) * | 2006-07-25 | 2009-12-31 | Nec Corporation | Pseudo-random number generation device, stream encryption device and program |
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US4644299A (en) * | 1986-02-14 | 1987-02-17 | Hughes Aircraft Company | Multimode noise generator using digital FM |
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DE-Z: Baier, W.: "Überlegungen zu störsicheren drahtlosen Nachrichtenübertragungssystemen" in Siemens Forschungs- und Entwicklungs-Berichte Bd. 4(1975), Nr. 2, S. 61-67 * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10212605A1 (de) * | 2002-03-21 | 2003-10-16 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur getakteten Ansteuerung eines Schaltelements |
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