DE3842910A1

DE3842910A1 - Mikrowellenenergieerzeugungssystem

Info

Publication number: DE3842910A1
Application number: DE3842910A
Authority: DE
Inventors: Peter Harold Smith
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1987-12-28
Filing date: 1988-12-21
Publication date: 1989-07-06
Also published as: KR890011486A; JPH01231289A; GB2213613B; GB8829868D0; CA1313543C; IT8823116A0; GB2213613A; FR2625400A1; IT1227733B

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf ein Kochmagnetron stromversorgungssystem und betrifft insbesondere ein System dieser Art, bei dem ein Vollwellenbrückenwechselrichter be nutzt wird.

Die meisten Mikrowellenöfen, die gegenwärtig auf dem Markt sind, haben ein 50- oder 60-Hz-LC-Stromversorgungssystem, wie es in der US-PS 33 96 342 aus dem Jahre 1968 beschrieben ist. Diesen Typ von Stromversorgung, der in Mikrowellenkochgeräten von Kleingeräten niedriger Leistung bis zu Kombinationen aus Elektroherd und Mikrowellenofen benutzt wird, gibt es seit über zwanzig Jahren.

Zu den Vorteilen dieses bekannten Stromversorgungssystems ge hören die Einfachheit der Verwendung von nur vier Komponenten und eine gute Kontrolle über den Leistungsfaktor. Zu den Nach teilen gehören der Volumenbedarf (hinsichtlich Gewicht und Größe) zum Steuern der Leistung allein durch das Tastverhält nis, die nichtkontinuierliche Heizleistung bei von 100% ver schiedenen Leistungswerten, ein hoher Einschaltstrom und Blechungsgeräusch. Der Volumennachteil des bekannten Systems resultiert aus dem Erfordernis einer Nennleistung des 50- oder 60-Hz-Transformators von etwa 1,2 kVA. Das Gewicht von Eisen und Kupfer beträgt bei einem solchen Transformator üblicher weise etwa 700 Gramm und nimmt ein Volumen von 1710 cm³ ein. Darüber hinaus ist ein körperlich großer Kondensator als eine notwendige Komponente erforderlich, wenn ein solcher Transfor mator benutzt wird, um für eine Konstantstromregelung der Magnetronleistung bei Netzspannungsänderungen zu sorgen.

Ein Gegentaktsystem ist in Verbindung mit der Stromversorgung eines Kochmagnetrons bereits benutzt oder vorgeschlagen worden.

Das Gegentaktsystem vermeidet zwar einige der Nachteile der eingangs erwähnten bekannten Stromversorgungsanordnung, ein solches Gegentaktsystem hat jedoch Nachteile wie hohe Kosten, komplexe Logik, Leistungstransistoren in Hochspannungs- Darlington-Schaltung, induktive (d.h. verlustleistungsbehaftete) Überspannungsschutzschaltungen, ein Eigenungleichgewicht in den Voltsekundenkenndaten für jede Betriebshalbperiode, die durch unkontrollierte Abschaltkenndaten von Schalttransistoren hervorgerufen werden, einen schlechten Eingangsleistungsfaktor (z.B. 0,6), Erzeugung von elektromagnetischer Störung, schlechte Umformung und höhere Kosten des magnetischen Teils. Der höhere Kosten verursachende magnetische Teil entspricht einer Konstruk tion mit einem Transformator mit veränderlicher Streuung als Einrichtung zur Leistungssteuerung.

Eine weitere bekannte Konstruktion ist in der US-PS 42 81 372 aus dem Jahre 1981 beschrieben. Diese Konstruktion ist zwar allgemein brauchbar, sie weist jedoch mehrere Nachteile auf. Insbesondere war die Konstruktion komplexer und teuerer als das aus der US-PS 33 96 342 bekannte System. Ein Spitzenstrom von über 4 A ist erforderlich, um das Abgeben von 700 Watt Mikrowellenleistung zu gestatten. Dieser Spitzenstrom führt am Anfang zu unerwünschter Mod-Instabilität und eventuell zu baldigem Ausfall. Darüber hinaus kann diese Konstruktion eine unerwünscht hohe elektromagnetische Störung hervorrufen. Diese Konstruktion benötigte nachteiligerweise auch Schalttransistoren, die große Spitzenströme aushalten und sehr hohe Spannungen sperren müssen. Ein weiterer Nachteil dieser Konstruktion ist, daß eine komplexe Logik zum Steuern des Schaltbetriebes erfor derlich ist.

Demgemäß ist es ein Hauptziel der Erfindung, ein Mikrowellen energieerzeugungssystem zu schaffen, das eine Stromversorgung hat, die wenig kostet und ein geringes Volumen sowie ein geringes Gewicht hat.

Weiter soll durch die Erfindung ein Mikrowellenenergiesignal system geschaffen werden, das eine Leistungsschaltung hat, die einen hohen Wirkungsgrad aufweist, minimale elektromagnetische Störung aussendet und im übrigen die oben dargelegten Probleme der Leistungsschaltungen vermeidet oder minimiert.

Die Erfindung schafft eine Anordnung zur Stromversorgung eines Kochmagnetrons unter Verwendung eines Vollwellenbrückenwechsel richters. In dem Wechselrichter werden vier Schalter für einen abwechselnden Stromfluß in einer Leistungstransformatorprimär wicklung benutzt. Eine Sekundärwicklung des Leistungstransfor mators verbindet die Stromversorgung mit dem Magnetron. In einer Ausführungsform der Erfindung sind die Schalter Halblei terschalter, insbesondere MOSFET-Vorrichtungen, und eine Diode ist parallel zu jedem der Halbleiterschalter angeordnet. Ein Brückengleichrichter wird benutzt, um den Wechselrichterkreis mit Strom zu versorgen. Die Leistung, die an die Wechselrich terschaltung durch den Brückengleichrichter abgegeben wird, ist Gleichstromleistung mit einer Mindestspannung während des Betriebes und einer Welligkeit, die durch den Wechselstrom an dem Eingang des Gleichrichters verursacht wird, wobei die Welligkeit wenigstens so groß wie die Mindestspannung ist. Der Wechselrichterkreis enthält eine Steuerschaltung zum Steuern des Betriebes der Schalter. In einer Ausführungsform der Er findung erzeugt die Steuerschaltung Steuerimpulse zum Umschal ten der Halbleiterschalter mit Frequenzen in der Größenordnung von 20-30 kHz, so daß die Frequenz des Stroms in der Primär wicklung ebenfalls in der Größenordnung von 20-30 kHz liegt. Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird eine Steuerschal tung benutzt, die einen Impulsdauermodulator enthält. Die Primärwicklung ist vorzugsweise die einzige Primärwicklung des Transformators.

Gemäß einem spezifischeren Aspekt der Erfindung sind die Steuerklemmen von zwei Schaltern in bezug auf die der anderen beiden Schalter potentialmäßig nicht festgelegt, und ein isolierter Treiberkreis wird benutzt, um Signale an die potentialmäßig nicht festgelegten Steuerklemmen anzulegen. In einer Ausführungsform der Erfindung enthält die isolierte Treiberschaltung einen Trenntransformator, der eine Primär wicklung hat, die mit der Steuerschaltung verbunden ist, und zwei Sekundärwicklungen, von denen jede mit einer der poten tialmäßig nicht festgelegten Steuerklemmen verbunden ist. In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung enthält die isolierte Treiberschaltung zwei Kondensatoren, von denen jeder einem der Schalter entspricht, der eine potentialmäßig nicht festgelegte Steuerklemme hat. Die Ladung jedes Konden sators kann benutzt werden, um den entsprechenden Schalter zu schließen.

Gemäß einem weiteren spezifischen Aspekt der Erfindung empfängt die Steuerschaltung ein Steuereingangssignal, das den Strom in dem Magnetron repräsentiert, und durch Betätigen der Steuer schaltung können Paare der Schalter in einen offenen Zustand geschaltet werden, was von dem Wert des Steuereingangssignals abhängig ist. Ein Leistungseinsteller in der Steuerschaltung ist betätigbar, um die Leistung des Magnetrons durch Ändern der Länge der Intervalle, während denen die Schalter geschlos sen sind, zu ändern. Insbesondere kann der Leistungseinsteller ein Stellwiderstand zur Leistungseinstellung sein, und das Steuereingangssignal ist ebenfalls von der Einstellung des zur Leistungseinstellung dienenden Stellwiderstands abhängig.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Funktionsblockschaltbild des Systems nach der Erfindung,

Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltbild des Systems nach der Erfindung,

Fig. 3 ein Zeitdiagramm von Wellenformen, die in verschiedenen Teilen des Systems nach der Erfindung erzeugt werden,

Fig. 4 Einzelheiten einer Steuerschaltung, die in dem System nach der Erfindung benutzt wird,

Fig. 5A eine isolierte Treiberschaltung, die anstelle eines Trenntransformators nach Fig. 4 benutzt werden könnte,

Fig. 5B eine stromziehende Schaltung, die in der Treiberschaltung nach Fig. 5A benutzt werden könnte,

Fig. 6 eine Anordnung zum Einstellen der Heizspannung,

Fig. 7 einen Aufbau, der bei der Erfindung benutzt werden könnte, und

Fig. 8-10 eine Front-, eine Seiten- bzw. eine Querschnitt ansicht eines Kühlkörpers.

Überblick

Gemäß dem Blockschaltbild in Fig. 1 enthält das Mikrowellen energieerzeugungssystem 14 nach der Erfindung ein Filter 16 für elektromagnetische Störung, das mit einem Standardwechsel stromnetz verbunden ist. Das Filter 16 verhindert, daß das System 14 störende Signale in das Wechselstromnetz sendet. Das Filter 16 ist mit einem Gleichrichter/Filter 18 verbunden. Wie dargestellt, ist das Ausgangssignal des Gleichrichters/ Filters 18 auf einer Leitung 20 ein Bulk-Gleichstromsignal, was bedeutet, daß es eine beträchtliche Welligkeit hat, die aus den 60 Hz resultiert, die in das System 14 gelangen. Im folgenden wird noch näher erläutert, daß das System den welligen Gleichstrom auf der Leitung 20 benutzt, weil das die Verwen dung eines kleineren Filterkondensators (in dem Gleichrichter/ Filter 18), als sonst erforderlich wäre, gestattet. Der kleinere Kondensator nimmt wesentlich weniger Strom aus dem Wechselstromnetz auf als sonst erforderlich wäre.

Es sei aber angemerkt, daß das Blockschaltbild des Systems 14 etwas vereinfacht dargestellt ist, denn Sicherheitsschalter, Verbrauchersteuertafeln, eine Eingangssicherung und ähnliche Teile, die in Verbindung mit einem Mikrowellenenergieer zeugungssystem bekannt sind, sind weggelassen worden.

Der wellige Gleichstrom auf der Leitung 20 wird einem Voll wegbrücken-Wechselrichter/Treiber 22 zugeführt. Der Wechsel richter/Treiber 22, der unter der Steuerung einer Steuerschal tung 24 steht, gibt eine hohe Wechselspannung mit einer Frequenz von etwa 20 kHz an einen Leistungstransformator 26 ab. Die Steuerschaltung 24 kann Benutzereingaben hinsichtlich der Leistungseinstellung, der Betriebszeit und anderer Bedingungen empfangen, die gewöhnlich durch die Benutzer beim Betreiben eines Mikrowellenofens eingestellt werden. Wie dargestellt ist die Steuerschaltung 24 mit dem Leistungstransformator 26 verbunden. Im folgenden ist noch ausführlicher erläutert, daß die Steuerschaltung 24 ein Rückkopplungssignal aus dem Leistungstransformator 26 empfängt.

Der Leistungstransformator 26 gibt Energie an einen Spannungs verdoppler 30 ab, der seinerseits das Magnetron 32 speist. Das Magnetron 32 empfängt außerdem Strom für seinen Heizfaden aus dem Leistungstransformator 26.

Wechselrichter und zugeordnete Schaltungsanordnung

Gemäß der Darstellung in Fig. 2 empfängt das Filter 16 des Mikrowellenenergieerzeugungssystems 14 120 Volt über Leistungs relaiskontakte 34 und eine Sicherung 36. Das Filter 16 ist ein Doppel-Pi-Filter, das Kondensatoren 38 und Spulen 40 enthält. Das Signal aus dem Filter 16 wird an den Brücken gleichrichter 18 R angelegt, welcher ein gleichgerichtetes Signal auf Leitungen 42 und 44 abgibt. Das Signal wird durch einen Filterkondensator 18 C gefiltert, so daß das Signal auf den Leitungen 42 und 44 ein welliges Gleichstromsignal ist. Bei Verwendung eines Filterkondensators von 30 Mikrofarad, 250 Volt Gleichspannung, wird sich das Signal an den Lei tungen 42 und 44 in der Amplitude zwischen 30 und 165 Volt ändern. Daher ist die Welligkeit oder Variation der Amplitude, die aus dem Eingangswechselstromsignal resultiert, wenigstens so groß wie die normale Mindestspannung während des Betriebes mit 30 Volt. Durch Betreiben des Systems 14 mit welligem Gleichstrom wird die Notwendigkeit vermieden, einen Konden sator mit hohem Kapazitätswert als Filterkondensator 18 C zu verwenden. Die Verwendung eines Kondensators mit ausreichend hohem Wert als Filter würde die Glätte des Gleichstromsignals auf den Leitungen 42 und 44 zwar verbessern, dieser Konden sator würde am Anfang aber einen sehr hohen Strom aufnehmen, so daß die Schmelzsicherung 36 und/oder ein Selbstschalter in dem Netz des Benutzers ausgelöst werden könnte.

Der Wechselrichter/Treiber 22 enthält einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Transistor 46 F, 46 S, 46 T bzw. 46 R. Die Transistoren dienen als Halbleiterschalter zum Umschalten des welligen Gleichstroms auf den Wechsel richtereingangsleitungen 42 und 44 und den Wechselrichteraus gangsleitungen 48 und 50. Die Schalter 46 F, 46 S, 46 T und 46 R werden durch die Steuerschaltung 24 ein- und ausgeschaltet.

In der dargestellten Ausführungsform sind die Schalter 270 Volt, 18A - Leistungs-Feldeffekttransistoren (FETs), die von International Rectifier als Leistungs-FETs unter der Bezeichnung IRF 640 im Handel erhältlich sind.

Die Steuerschaltung 24 ist mit den Steueranschlüssen der Halb leiterschalter 46 S und 46 R direkt verbunden. (Bei den gezeigten MOSFETs ist der Steueranschluß selbstverständlich der Gate anschluß). Darüber hinaus steuert die Steuerschaltung 24 die MOSFET-Schalter 46 F und 46 T über einen Trenntransformator, der eine Primärwicklung 52 und Sekundärwicklungen 54 F und 54 S hat. Der Trenntransformator dient als isolierte Treiberschal tung, damit die Steueranschlüsse (genauer gesagt die Gate- Anschlüsse) der Schalter 46 F und 46 T relativ zu den Schaltern 46 S und 46 R potentialmäßig nicht festgelegt sind. Der Trenn transformator mit der Primärwicklung 52 und den Sekundär wicklungen 54 F und 54 S ist ein einfacher 1:1:1-Impulstransfor mator. Die Drain-Anschlüsse der Halbleiterschalter 46 F und 46 T sind in direktem Kontakt mit der Wechselrichtereingangs leitung 42 und können deshalb als Eingangsanschlüsse dieser Schalter betrachtet werden, wogegen die Source-Anschlüsse der Schalter 46 F und 46 T als Ausgangsanschlüsse betrachtet werden können, weil sie mit den Wechselrichterausgangsleitungen 50 bzw. 48 direkt in Kontakt sind. Andererseits dienen die Source-Anschlüsse der Transistoren 46 S und 46 R als Eingangs anschlüsse, weil sie das Eingangssignal von der Wechselrichter eingangsleitung 44 über einen Widerstand 56 empfangen, wogegen die Drain-Anschlüsse der Schalter 46 S und 46 R als Ausgangsan schlüsse dienen, weil sie mit den Wechselrichterausgangslei tungen 50 bzw. 48 verbunden sind.

Jeder Schalter 46 F, 46 S, 46 T und 46 R hat eine Diode 58, die zu ihm parallel geschaltet ist. Die Dioden 58 verhindern, daß die Transistorschalter während der vorübergehenden toten Zone zwischen dem Abschalten eines Schalterpaares und dem Einschal ten eines weiteren Schalterpaares durchbrennen.

Die Wechselrichterausgangsleitungen 48 und 50 sind mit einer Primärwicklung 60 des Leistungstransformators 26 verbunden. Das Windungszahlverhältnis zwischen der Primärwicklung 60 und einer Hochspannungssekundärwicklung 64 wird so gewählt, daß sich eine Rechteckschwingung von 2000 Volt an der Sekundär wicklung ergibt, wenn diese so belastet ist, daß sie einen mittleren Strom von 540 mA aufnimmt. Diese Spannung ist eine Halbschwingung, die durch eine Diode 66 verdoppelt wird und einen Haltekondensator 68 auflädt. Die sich ergebende negativ gehende Rechteckschwingung von 4000 Volt wird an die Katode eines Kochmagnetrons 70 angelegt. Der Leistungstransformator 26 kann üblicherweise eine Primärwicklung 60 mit 24 Windungen und eine Hochspannungssekundärwicklung 64 mit 440 Windungen haben. Darüber hinaus liefert eine Niederspannungssekundär wicklung 72, die eine Windung aufweist, die erforderlichen 3 Volt bei 14 A (Effektivwert) für den Heizfaden des Magnetrons 70, und eine Sekundärwicklung 74, die 2 Windungen aufweist, liefert Niederspannungsleistung zum Betreiben der Steuerschal tung 24.

Grundlegender Betrieb des Wechselrichters und der Steuerschaltung

Unter weiterer Bezugnahme auf Fig. 2 und unter zusätzlicher Bezugnahme auf das Wellenformdiagramm in Fig. 3 wird die grundlegende Arbeitsweise des Wechselrichters 22 erläutert. Die Steuerschaltung 24, die unten ausführlich erläutert ist, kann benutzt werden, um dem Magnetron 70 unterschiedliche Leistungswerte zu liefern. Die Teile (a)-(f) in Fig. 3 beziehen sich auf einen Betrieb mit niedriger Leistung von 20%, wogegen sich die Teile (g)-(l) auf einen Betrieb mit höherer Leistung von 100% des Magnetrons beziehen.

Zuerst wird der Betrieb niedriger Leistung betrachtet. Die Steuerschaltung 24 erzeugt einen Steuerimpuls, der in dem Teil (a) von Fig. 3 gezeigt ist. Dieser Steuerimpuls erscheint an dem Ausgang A der Steuerschaltung 24 in Fig. 2. Der Steuer impuls schaltet ein oder schließt den Transistorschalter 46 S und schließt über die Primärwicklung 52 und die Sekundär wicklung 54 S den Schalter 46 T. Die Steuerschaltung 24 steuert die dem Magnetron 70 zugeführte Leistung durch Steuern der Dauer des Impulses. In dem Teil (a) von Fig. 3 hat der Im puls eine Dauer oder Breite von 5 Mikrosekunden. Die Frequenz der Impulse ist konstant, und die Steuerimpulse A werden während einer Reihe von ersten Zeitintervallen erzeugt, die alle 40 Mikrosekunden beginnen. Eingestreut in die ersten Zeitintervalle ist eine Reihe von Steuerimpulsen B (nur einer ist in dem Teil (b) gezeigt, um die Darstellung zu verein fachen), die an dem Ausgang B der Steuerschaltung 24 erzeugt wird. Der Steuerimpuls B schließt die Schalter 46 F und 46 R. Gemäß der Darstellung in dem Teil (c) von Fig. 3 wird durch das abwechselnde Schließen von Schalterpaaren (46 S, 46 T und 46 F, 46 R) der wellige Gleichstrom (bis zu 165 Volt Spitzenspannung) in abwechselnden Richtungen der Primärwicklung 60 des Leistungstransformators 26 zugeführt. Der Strom in der Primär wicklung 60 ist in dem Teil (d) von Fig. 3 dargestellt, wo gegen die Spannung an der Sekundärwicklung 64 in dem Teil (e) gezeigt ist. Der sich ergebende Magnetronstrom von ungefähr 800 mA ist in dem Teil (f) von Fig. 3 gezeigt.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung, wie sie in den Teilen (g)-(l) von Fig. 3 gezeigt ist, ist mit der der Teile (a)-(f) von Fig. 3 im wesentlichen identisch, mit der Ausnahme, daß die Steuerimpulse A und B eine größere Dauer haben, was wiederum die Dauer von sämtlichen zugehörigen Wellenformimpulsen vergrößert. Das entspricht einer größeren Zeit, während welcher der Strom von 800 mA dem Magnetron zugeführt wird, wie es in dem Teil (l) von Fig. 3 gezeigt ist. Demgemäß wird ein mittlerer Strom von 270 mA während des Betriebes mit hoher Leistung zugeführt, wogegen der mittlere Strom von nur 50 mA bei dem Betrieb mit niedriger Leistung zugeführt wird.

Es sei beachtet, daß selbst bei dem Betrieb mit hoher Leistung gemäß den Teilen (g)-(l) von Fig. 3 eine kurze tote Zone zwischen dem Ende eines der Steuerimpulse an dem Ausgang A oder dem Ausgang B und dem Beginn des Steuerimpulses an dem anderen Ausgang vorhanden sein sollte. Das Vorhandensein dieser "toten Zone" ist am besten in dem Teil (i) von Fig. 3 zu erkennen, wobei diese tote Zone die Verzögerung zwischen dem Ende des Steuerimpulses B und dem Beginn des Steuerimpulses A darstellt. Üblicherweise kann diese Verzögerung 2,5 Mikro sekunden bei einer gesamten toten Zone von 5 Mikrosekunden betragen, wenn auch die entsprechende Verzögerung zwischen dem Ende des Steuerimpulses A und dem Beginn des Steuerimpulses B beachtet wird.

Steuerschaltungseinzelheiten

Die Netzregelung und die Ausgangsleistungssteuerung erfolgen durch die Steuerschaltung 24, die den Magnetronstrom mißt und diese Strominformation in einem geschlossenen Regelkreis be nutzt, um die Impulsdauer der Steuersignale, die an den Wechselrichter 22 angelegt werden, zu steuern. Die Steuer schaltung 24, die ausführlicher in Fig. 4 gezeigt ist, ar beitet als Impulsdauermodulatorschaltung. Zur Vereinfachung der Darstellung enthält Fig. 2 einige Bauteile nicht, die in der ausführlicheren Darstellung in Fig. 4 gezeigt sind.

Die Steuerschaltung 24 enthält einen geeigneten Treibergene ratorchip 24 C, wie z.B. den Chip SG3526J, einen als inte grierte Schaltung ausgebildeten Impulsdauermodulator, der von Silicon General hergestellt wird. Die Impulsfolgefrequenz, die in der bevorzugten Ausführungsform 20 kHz beträgt, wird festgelegt, indem ein Zeitsteuerkondensator 76 und ein Zeit steuerwiderstand 78 benutzt werden, die Werte von beispiels weise 0,005 Mikrofarad und 7,5 Kiloohm haben können. Ein Widerstand 80, der die tote Zone festlegt, könnte beispiels weise einen Wert von 9 Ohm haben. Ein Langsamstartkondensator 82, der einen üblichen Wert von 100 Mikrofarad haben könnte, wird benutzt, um eine lineare Zeitverzögerung von dem Start bis zum Erreichen der Betriebsimpulsdauer hervorzurufen.

Wenn die Steuerschaltung 24 in einem Bereitschaftszustand ist (d.h. keine Steuerimpulse erzeugt), beträgt der Ruhestrom un gefähr 12 mA bei einer Spannung von 15 Volt. Der Ruhestrom wird über einen Begrenzungswiderstand 84 zugeführt, der mit der Schiene 42 für den welligen Gleichstrom verbunden ist, und wird durch einen Glättungskondensator 86 geglättet, um die Welligkeit zu beseitigen, die von dem Wechselstromnetz her rührt. Eine verbesserte Regelung könnte erzielt werden, indem eine 15-Volt-Z-Diode (nicht dargestellt) zu dem Kondensator 86 parallel geschaltet wird. Wenn Steuerimpulse erzeugt werden, wird der höhere Betriebsstrom für die Steuerschaltung durch die Niederspannungswicklung 74 des Leistungstransformators 26 geliefert (in Fig. 4 ist nur die Wicklung 74 gezeigt). Dieser Betriebsstrom wird durch die Diode 88 gleichgerichtet und durch den Kondensator 86 gefiltert. Ein Strombegrenzungswider stand 90, der einen Wert von 33 Ohm haben könnte, wird benutzt, um an die gemeinsamen Kollektoren des Steuerschaltungschips 24 C eine Spannung anzulegen.

Die Netzregelung und die Ausgangsleistungssteuerung erfolgen durch Messen des Magnetronstroms und Benutzen dieses Signals zum Steuern der Impulsdauer der Steuersignale, die durch die Steuerschaltung 24 erzeugt werden. Eine Proportionalregelung der Impulsdauer erfolgt mit Hilfe eines Fehlerverstärkers 106 innerhalb des Steuerschaltungschips 24 C.

Ein Ringtransformator 94 dient als Stromwandler zum Messen des Magnetronstroms. Die Sekundärwicklung dieses Transformators hat 20 Windungen, und die Primärwicklung des Transformators 94 hat eine Windung, um einen geeignet transformierten Strom zu liefern. Der transformierte Strom erzeugt eine Spannung an dem Widerstand 96 in Reihe mit einem variablen Leistungssteuer widerstand 98, die durch eine Diode 100 gleichgerichtet wird, um ein Signal an den gemeinsamen Schaltungspunkt zwischen dem Widerstand 96 und der Diode 100 anzulegen. Dieses Signal ist bei einer gegebenen Einstellung des variablen Leistungssteuer widerstands 98 proportional zu dem Magnetronstrom. Der ein stellbare Leistungssteuerwiderstand 98 wird durch den Benutzer eingestellt, wodurch dieser die gewünschte Magnetronausgangs leistung wählt. Dieses proportionale Spannungssignal wird über eine Diode 102 an den Plussignaleingang eines Transkonduktanz verstärkers 106 innerhalb des Steuerchips 24 C angelegt. Die Signalmasseleitung 44 ist relativ zu der Netzmasse 92 wegen der Vorwärtsleitungseigenschaften der Dioden innerhalb des Brückengleichrichters 18 R (in Fig. 2 ist nur 18 R gezeigt) potentialmäßig nicht festgelegt. Demgemäß ist eine Trennung zwischen dem an Netzmasse liegenden Schaltungspunkt des Magnetrons 70 und der Signalmasse- oder Wechselrichtereingangs leitung 44 erforderlich. Der Transformator 94 sorgt auch für die notwendige Trennung.

Die interne Architektur des Impulsdauermodulationssteuerschal tungschips 24 C ergibt ein Ausgangssignal, das eine Impulsdauer hat, welche zu dem Eingangsfehler proportional ist, der durch den Fehlerverstärker 106 bestimmt ist. Während des normalen Betriebes wird die Impulsdauer durch die Spannung an den Widerständen 96 und 98 bestimmt, wobei diese Spannung ihrer seits durch den Magnetronstrom bestimmt wird. Ein Beispiel kann nützlich sein, um den Rückkopplungsbetrieb oder Betrieb mit Rückführung am besten zu erläutern, wobei zuerst die Eingangssignalregelung betrachtet wird. Wenn die Schaltungs konstanten so festgelegt werden, daß sich die volle Magnetron ausgangsleistung von 700 Watt ab einer niedrigen Netzspannung von 110 Volt ergibt, wobei der Impulsdauermodulatorchip 24 C Impulsdauern produziert, die einem Tastverhältnis von 75% entsprechen, wird eine Erhöhung der Netzspannung bewirken, daß der Magnetronstrom zunimmt, so daß der Eingangsfehler an dem Fehlerverstärker 106 vergrößert wird. Diese Zunahme des Eingangsfehlers reduziert wiederum die Impulsdauer und bringt den Magnetronstrom auf den Sollwert zurück. Zur Leistungssteuerung ändert die Benutzereinstellung des ein stellbaren Leistungssteuerwiderstands 98 die Spannung an den Widerständen 96 und 98 und, infolgedessen, das Plus eingangssignal an dem Verstärker 106. Das ändert die Impuls dauer des Steuersignals an dem Wechselrichter 22, was wiede rum die Leistung ändert, die von dem Magnetron aufgenommen wird.

Der Verstärker 106 wird außerdem benutzt, um Schutz gegen übermäßige Spitzenströme über die Schalter 46 F, 46 R, 46 S und 46 T zu bieten. Zu diesem Zweck wird der Strommeßwiderstand 56 benutzt, um die Größe des Umschaltstroms abzufühlen. Die Spannung, die an dem Widerstand 56 gebildet wird, wird an den Pluseingang des Fehlerverstärkers 106 über die Diode 104 angelegt. Die Dioden 104 und 102 sind so geschaltet, daß sie eine ODER-Verknüpfung darstellen, um die Verwendung des Ver stärkers 106 sowohl zur Magnetronstromsteuerung als auch zum Begrenzen des Umschaltstroms in der Wechselrichterschaltung 22 zu gestatten.

Die Verstärkungs- und Phasensteuerung des Transkonduktanz oder Fehlerverstärkers 106 erfolgt durch eine externe Frequenz kompensationsschaltung, die einen Kondensator 108 und einen Widerstand 110 enthält. Zum Beispiel erfolgt bei Verwendung eines Kondensators 108 von 100 pF und eines Widerstands 110 von 5 Kiloohm die Kompensation für die Verstärkung-1-Stabilität, indem ein Pol auf 400 Hz gebracht wird.

Das Starten und Stoppen des Impulsdauermodulatorsteuerschal tungschips 24 C erfolgen durch Steuern des Relaiskontakts 112, der einen Abschalteingang (Shutdown oder "SD") von der Signal masseleitung 44 trennt.

Sondentrennung

Gemäß der Darstellung in Fig. 4 kann eine Temperatursonde 114 in Verbindung mit dem Steuerchip 24 C benutzt werden. Die Temperatursonde 114 enthält ein temperaturabhängiges ohmsches Element 116, von welchem eine Seite mit der Netzmasse 92 verbunden ist. Demgemäß ist eine elektrische Trennung zwischen der Temperatursonde 114 und der potentialmäßig nicht festge legten Signalmasse 44 des Steuerschaltungschips 24 C erforder lich. Ein Ringtransformator 118 wird für die notwendige Tren nung benutzt. Ein BNC- oder anderer Verbinder (nicht darge stellt) kann benutzt werden, um die Verbindung zwischen der Sonde 114 und dem Transformator 118 herzustellen und aufzu trennen. Die Temperatursonde 114 kann durch den an dem Ausgang B des Chips 24 C abgegebenen Impuls angesteuert werden. Dieser Impuls wird an die Primärwicklung des Transformators 118 über einen Widerstand 120 angelegt. Darüber hinaus wird dieser Aus gangsimpuls an eine Temperatursollwertwiderstandsschaltung angelegt, die Widerstände 122 und 124 und einen einstellbaren Widerstand 126 enthält. Der gemeinsame Schaltungspunkt zwischen dem Widerstand 120 und der Primärwicklung des Transformators 118 wird als der positive Eingang an einem Komparatorverstärker 128 innerhalb des Chips 24 C benutzt. Dieser eingebaute Kompa ratorverstärker 128 blockiert die Ausgangssteuerimpulse bei A und B bei seiner Aktivierung, wodurch der Wechselrichter 22 abgeschaltet wird. Wenn die Temperatur ansteigt, nimmt der Widerstand des Elements 116 ab, was bewirkt, das mehr Strom durch die Primärwicklung des Trenntransformators 118 fließt. Diese Änderung des Stroms wird als eine sich ändernde Span nung an dem Meßwiderstand 120 festgestellt. Wenn sie gleich dem Sollwert ist, der durch die Spannung festgelegt wird, die durch die Widerstände 122, 124 und 126 geliefert wird, sperrt diese temperaturabhängige Spannung den Komparatorver stärker 128 und bewirkt, daß der Wechselrichter in eine Ab schaltbetriebsart geht. Wenn die durch das Element 116 ge messene Temperatur die voreingestellte Temperatur erreicht, welche durch die Einstellung des einstellbaren Widerstands 126 festgelegt wird, wird demgemäß die Mikrowellenleistung ab geschaltet.

Fliegende Kondensatortrennschaltung

Unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 5A wird eine Alternative zu der Trenntreiberschaltung aus der Primärwicklung 52 und den Sekundärwicklungen 54 F und 54 S (Fig. 2) beschrieben. Statt der Verwendung eines Trenntransformators als Trenntreiberschaltung wie in der Ausführungsform nach Fig. 2 zeigt Fig. 5A, wie eine Steuerschaltung 24 geschaltet werden kann, damit der obere Transistor 46 F durch eine fliegende Kondensatortrenn treiberschaltung 152 betrieben wird. In der Praxis würde die Trenntreiberschaltung zwei der fliegenden Kondensatortreiber schaltungen 152 enthalten, wobei es sich versteht, daß eine gleiche Schaltung 152 zwischen den Ausgang B der Steuerschal tung 24 und den Gate-Anschluß des Transistors 46 T (Fig. 2) geschaltet wäre.

Die fliegende Kondensatortreiberschaltung 152 basiert auf der Tatsache, daß Leistungs-FETs wie der MOSFET 46 F im Ein-Zustand spannungsgesteuert sind und einen vernachlässigbaren Gate- Strom ziehen. Demgemäß benutzt die Treiberschaltung 152 den Kondensator 154 zum Speichern der Ansteuer- oder Treiberspan nung. Der Kondendsator 154 bewegt sich auf dem Source-Poten tial des Source-Anschlusses des FET-Schalters 46 F und des Drain-Anschlusses des Schalters 46 S.

Wenn der Transistor 46 S eingeschaltet wird (der Ausgang B er zeugt einen Steuerimpuls), lädt sich der Kondensator 154 über den Widerstand 156 und die Diode 158 auf 15 Volt auf. Im An schluß an das Abschalten oder Öffnen des Schalters 46 S und eine kurze tote Zone (der Steuerchip 24 arbeitet auf dieselbe Weise wie oben erläutert) erzeugt der Steuerchip einen Impuls an dem Ausgang A. Dieser Steuerimpuls schaltet den Schalter 46 R ein und leitet außerdem über den Widerstand 160 einen Stromfluß in der Hochspannungsstromsenke 162 ein. Der Strom fluß in die Senke 162 aktiviert ein zuvor inaktives Gatter 164. Das Ausgangssignal des Gatters 164 schaltet dann schnell den Schalter 46 F über komplementäre Schalter 166 und 168 und zugeordnete Widerstände 170 und 172 ein. Der Widerstand 174 und die Diode 176 sind mit einem Eingang des Gatters 164 ver bunden, um geeignete Eingangssignale zu liefern.

Bei Beendigung des Impulses an dem Ausgang A der Impulsdauer modulatorsteuerschaltung 24 wird das untere Eingangssignal des Gatters 164 geändert. Das Ausgangssignal des Gatters 164 bewirkt wiederum, daß die Gate-Source-Treiberspannung des Transistors 46 F fast auf null abnimmt (der Transistorschalter 168 ist leitend), wodurch der Schalter 46 F abgeschaltet wird.

Ein Beispiel einer geeigneten Schaltung für die Stromsenke 162 kann eine einfache Stromsenke sein, wie sie in Fig. 5B gezeigt ist, bei der ein Transistor 250 benutzt wird, um einen Stromspiegel einzuschalten, welcher durch Transistoren 252 und 254 gebildet wird, in welchem Fall keine 15-Volt-Verbin dung erforderlich ist. Es ist klar, daß eine andere Stromsen kenschaltungsanordnung ebenfalls benutzt werden könnte.

Heizleistungskompensation

In herkömmlichen LC-Stromversorgungssystemen für Ofenmagnetrons ist die Magnetronheizwicklung auf denselben Kern wie die Hochspannungswicklung gewickelt. Demgemäß wird die Heizwick lung erregt, wenn die Primärwicklung des LC-Stromversorgungs transformators erregt wird, und entregt, wenn die Primärwick lung entregt wird. Daher kann sich der Heizfaden während der AUS-Intervalle des Tastverhältnisses abkühlen, die bei den herkömmlichen 60 Hz-Stromversorgungsschaltungen in der Größen ordnung von 15-30 Sekunden Dauer liegen können. Ungefähr drei Sekunden sind erforderlich, um die Katode auf die volle Betriebstemperatur zu bringen, wenn bei kalter Katode ge startet wird. Während dieser Zeitspanne kann das Magnetron in einer inkorrekten Mode schwingen oder in ungerade Moden springen und aus denselben herausspringen, insbesondere wenn mit kalter Katode gestartet wird. Wenn das Magnetron in eine ungerade Mode springt und aus derselben herausspringt, hört das Schwingen häufig auf, was üblicherweise zur Folge hat, daß sich Übergangsvorgänge mit sehr hoher Spannung ausbilden (üb licherweise 12 bis 14 Kilovolt).

Das hier beschriebene System vermeidet die potientiell lan gen AUS-Intervalle, die für Tastverhältnissteueranordnungen typisch sind. Die Magnetronkatode bleibt daher auf fast kon stanter Temperatur, was die Lebensdauer der Magnetronröhre verbessert und das Problem, daß periodisch Hochspannungsstöße erzeugt werden, eliminiert.

Bei einer üblicherweise benutzten bekannten Möglichkeit wird ein gesonderter Heizfadentransformator parallel zu dem Lei stungstransformator benutzt, was eine konstante Heizspannung ergibt (mit Ausnahme von Veränderungen der Heizspannung, die durch Netzänderungen verursacht werden). Diese Möglichkeit könnte bei der Wechselrichterschaltung nach der Erfindung be nutzt werden. In der dargestellten Ausführungsform liefert jedoch eine Niederspannungssekundärwicklung des Leistungstrans formators die Heizspannung. In diesem System kann die Heiz wicklung 72 (Fig. 2) Leistungsänderungen in dem Heizfaden des Magnetrons 70 verursachen, wenn die Impulsdauer verändert wird, um die Magnetronleistung einzustellen, wie es oben mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben worden ist.

Fig. 6 zeigt zur Veranschaulichung eine Ausführungsform einer Anordnung zum Regeln der Heizspannung, um Änderungen zu ver meiden, die sonst auftreten würden, wenn die Impulsdauer ver ändert wird. Die Primärwicklung 60 des Leistungstransformators 26 ist mit den Wechselrichterausgangsleitungen 48 und 50 genau wie in Fig. 2 verbunden. Die Magnetronheizfadenregelschal tungsanordnung wird zu der Sekundärseite der Leistungstrans formatorschaltung hinzugefügt, um für die gewünschte Heiz spannungsregelung zu sorgen. Der Übersichtlichkeit halber ist die zusätzliche Sekundärwicklung 74 gemäß Fig. 2 in Fig. 6 weggelassen worden.

In Fig. 6 ist zu erkennen, daß der Kondensator 182 und die Diode 184 zur Halbwellenverdoppelung der Spannung im wesent lichen auf dieselbe Weise wie der Kondensator 68 und die Diode 66 in Fig. 2 dienen. Eine Einrichtung mit gesteuerter variabler Impedanz in Form einer Drossel 186 mit kleinem, sättigbarem Kern, der eine Steuerwicklung 188 und zwei ge steuerte Wicklungen 190 und 192 trägt, ist mit der Heiz leistungsschaltung zwischen der Niederspannungsheizfaden sekundärwicklung 72 des Hauptleistungstransformators 26 und dem Magnetronheizfaden verbunden, um die Heizleistung zu sta bilisieren. Die Impedanz der Einrichtung mit variabler Im pedanz ändert sich aufgrund eines Steuersignals, welches durch eine Meßeinrichtung erzeugt wird, die eine Änderung in der der Primärwicklung des Leistungstransformators zugeführten Leistung abfühlt.

Der Kern der Drossel 186 hat zwei äußere magnetische Pfade und einen mittleren Pfad. Die gesteuerten Wicklungen 190 und 192 sind auf die äußeren Pfade entgegengesetzt gewickelt. Die Steuerwicklung 188 ist auf den inneren Pfad gewickelt. Eine Drossel, die eine Wicklung mit gesteuerter Induktivität hat, welche sich von ungefähr 150 Mikrohenry bei keinem Strom in der Steuerwicklung bis ungefähr 50 Mikrohenry bei einem Steuer wicklungsstrom von ungefähr 60 mA bei einem Steuerverhältnis von 3:1 ändert, wäre zur Verwendung in der Schaltung in der dargestellten Ausführungsform geeignet. (Der Heizfaden ist hauptsächlich eine ohmsche Belastung, so daß die Steuerung des Stroms im wesentlichen auch die Spannung steuert.)

Die Meßeinrichtung zum Messen von Änderungen in der von der Primärwicklung 60 des Transformators 26 in der dargestellten Ausführungsform aufgenommenen Leistung besteht aus einem Meß widerstand 194 in Reihenschaltung zwischen der Katode der Diode 184 und der Magnetronanodenmasse 92. Dioden 196 und 198 sind angeschlossen, um einen Strompfad über den Wider stand 194 für den Ladestrom bzw. den Entladestrom des Konden sators 182 zu bilden. Die Spannung an der Verbindungsstelle der Diode 184 und des Widerstands 194 ist zu dem Magnetron strom proportional, der eine direkte Funktion der von der Primärwicklung 60 aufgenommenen Leistung ist. Eine Spannung, welche die von der Primärwicklung 60 aufgenommenen Leistung darstellt, wird daher an der Verbindungsstelle der Diode 184 und des Widerstands 194 gebildet. Diese Spannung dient als Steuerspannung für die Drossel 186. Eine Seite, die als Steuerklemme der Steuerwicklung 188 der Drossel 186 bezeich net wird, ist mit der Verbindungsstelle der Diode 184 und des Widerstands 194 verbunden. Die andere Seite oder Klemme ist mit einer Referenzversorgungsspannungsschaltung 200 ver bunden. Die Referenzversorgungsspannungsschaltung 200 wird durch eine Niederspannungssekundärwicklung 202 des Leistungs transformators 26 gespeist. Eine Vollweggleichrichterschal tung 204, die an die Sekundärwicklung 202 angeschlossen ist, liefert eine pulsierende Gleichspannung bei 206, welche durch einen Filterkondensator 207 gefiltert wird. Die Spannung wird an eine Seite einer Z-Diode 208 über einen Strombe grenzungswiderstand 210 angelegt. Die andere Seite der Z- Diode 208 liegt an der Z-Spannung, wodurch eine im wesent lichen konstante Referenzspannung geliefert wird, die an die andere Seite der Steuerwicklung 188 angelegt wird.

Durch diese Anordnung ist die Spannung an der Steuerwicklung 188, welche die Induktivität der gesteuerten Wicklungen 190 und 192 bestimmt, die Differenz zwischen der Steuerspannung an der Verbindungsstelle der Diode 184 und dem Meßwiderstand 194 und der Referenzspannung bei 212. Der Wert des Widerstands 194 und der Z-Spannungswert werden so gewählt, daß die Steuer spannung bei 212 auf einen Wertebereich begrenzt wird, der die Referenzspannung über dem gewünschten Bereich des Magnetron stroms nicht überschreitet. Da die an die Steuerklemme der Wicklung 188 angelegte Spannung immer niedriger als die oder gleich der Referenzspannung ist und da sie sich direkt mit dem Magnetronstrom ändert, verändert sich die Spannung an der Steuerwicklung 188 und infolgedessen der Strom in der Wicklung 188 umgekehrt zu dem Magnetronstrom.

Wie mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben,wird die von der Primär wicklung 60 aufgenommene Leistung verändert, indem die Impuls dauer der Impulse verändert wird, welche durch die Wechsel richterschaltung 22 (Fig. 2) an die Primärwicklung angelegt werden. Wenn die Impulsdauer zunimmt, nimmt der Magnetron strom zu. Wenn der Magnetronstrom zunimmt, nimmt die Span nung an der Verbindungsstelle des Widerstands 194 und der Diode 184 proportional zu. Das verringert die Spannungsdif ferenz an der Steuerwicklung 188, wodurch die Impedanz der gesteuerten Wicklungen 190 und 192 in Reihe mit dem Magnetron heizfaden proportional erhöht wird, wodurch der Heizstrom verringert wird. Da der Heizfaden im wesentlichen ein ohm sches Element ist, wird durch die Verringerung des Stroms die Heizleistung proportional verringert. Ebenso wird durch eine Verringerung der von der Primärwicklung aufgenommenen Lei stung, z.B. durch Verringern der Dauer der an die Primär wicklung angelegten Impulse, der Magnetronstrom verringert. Die Steuerspannung wird proportional verringert, wodurch die Spannungsdifferenz an der Steuerwicklung 188 vergrößert wird. Diese Vergrößerung der Steuerwicklungsspannung verringert die Impedanz der gesteuerten Wicklungen 190 und 192, wodurch die von dem Heizfaden aufgenommene Leistung erhöht wird. Auf die se Weise helfen die Kenndaten der Drossel 186, die Heizspan nung gegenüber Änderungen zu stabilisieren, die sich sonst ergeben würden, wenn die Dauer der an die Primärwicklung 60 angelegten Impulse verändert wird.

Physikalische Auslegung der Schaltung

Fig. 7 zeigt eine typische Vorrichtung, bei der der Vollweg brückenwechselrichter benutzt wird, in einem Mikrowellenofen. Eine gedruckte Leiterplatte 216 enthält die elektronischen Teile zum Schalten einschließlich der vier Halbleiterschal ter 46 F, 46 S, 46 T und 46 R. Kühlkörper, die den Schalttransis toren zugeordnet sind, der Impulsdauermodulatorsteuerchip und zugeordnete Steuerkomponenten, der Wechselrichtereingangs filterkondensator, der Gatetrenntreibertransformator und das Leistungsrelais, die in Fig. 10 nicht im einzelnen bezeich net sind, wären ebenfalls auf der Leiterplatte 216 befestigt.

Zum Reduzieren der Betriebstemperaturen der Schalttransisto ren auf den niedrigst möglichen Wert sind die Transistorkühl körper versetzt positioniert und werden durch einen Luft strom gekühlt, wozu sie in dem Luftstrom des Magnetronkühl gebläses 218 angeordnet werden. Der Raum 220 des Mikrowellen ofens leitet einen Kühlluftstrom über sämtliche Wärmeabstrah lungsflächen, die in Fig. 10 einfach als Blöcke auf der Lei terplatte 216 dargestellt sind. Ein Teil des Umluftstroms wird auf den Leistungstransformator 26 gerichtet. Der Lei stungstransformator 26 ist, wie dargestellt, in unmittel barer Nähe der Leiterplatte 216 angeordnet, um die Streuin duktivität zu reduzieren.

Die Fig. 8, 9 und 10 zeigen ausführliche Ansichten eines Kühl körpers 219, der in der Anordnung nach Fig. 7 benutzt werden kann. Dieser Kühlkörper wird benutzt, um die richtigen Be triebsbedingungen für die Schalttransistoren zu schaffen. Weil die maximale Gehäusetemperatur für besondere Schalt transistoren in dem geometrischen Mittelpunkt des Chips auf tritt, ist es wichtig, diese Wärme wegzuleiten. Es ist außer dem notwendig, eine ausreichende thermische Masse vorzusehen, um Wärmeauswanderungen während des periodischen Ein- und Ausschaltens der Transistoren zu verhindern. Eine TO-220- Gehäusebefestigungsplatte 220 ist mit einem Hauptwärmepfad 222 in thermischem Kontakt, von welchem aus eine Reihe von Kühlrippen 224 vorstehen.

Vorstehend sind zwar besondere Schaltungswerte, Konstruktio nen und andere Einzelheiten angegeben worden, es ist jedoch klar, daß diese lediglich zur Veranschaulichung dienen.

Claims

1. Mikrowellenenergieerzeugungssystem, gekennzeichnet durch: ein Magnetron (32, 70), mittels welchem Mikrowellenenergie zum Kochen erzeugbar ist;
einen Leistungstransformator (26), der eine Primärwicklung (60) und eine das Magnetron speisende Sekundärwicklung (64) hat, welche mit der Stromversorgung des Magnetrons (32, 70) verbunden ist;
eine Vollwegbrückenwechselrichterschaltung (22) mit einer ersten und einer zweiten Eingangsleitung (42, 44) und einer ersten und einer zweiten Ausgangsleitung (48, 50), wobei die erste Ausgangsleitung (48) mit einem ersten Ende der Primär wicklung (60) und die zweite Ausgangsleitung (50) mit einem zweiten Ende der Primärwicklung (60) verbunden ist, wobei die Wechselrichterschaltung (22) einen ersten, einen zweiten, ei nen dritten und einen vierten Halbleiterschalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) hat, die jeweils einen Eingangsanschluß, einen Aus gangsanschluß und einen Steueranschluß haben, wobei über je den Steueranschluß dessen zugeordneter Halbleiterschalter ge schlossen und geöffnet werden kann, und wobei die Wechselrich terschaltung weiter eine Steuerschaltung (24) zum Steuern von sämtlichen Halbleiterschaltern (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) über de ren Steueranschlüsse hat, so daß
während einer ersten Reihe von Zeitintervallen:
der erste Halbleiterschalter (46 F) geschlossen wird,
um die erste Eingangsleitung (42) mit der zweiten Aus gangsleitung (50) zu verbinden, der vierte Halbleiter schalter (46 R) geschlossen wird, um die zweite Ein gangsleitung (44) mit der ersten Ausgangsleitung (48) zu verbinden, und der zweite und der dritte Halblei terschaltung (46 S, 46 T) offen sind, wobei das Schlies sen des ersten und des vierten Halbleiterschalters (46 F, 46 R) einen Stromfluß in einer ersten Richtung in der Primärwicklung bewirkt,
und während einer Reihe von zweiten Zeitintervallen, die mit den ersten Zeitintervallen abwechseln:
der zweite Halbleiterschalter (46 S) geschlossen wird, um die zweite Eingangsleitung (44) mit der zweiten Ausgangsleitung (50) zu verbinden, der dritte Halb leiterschalter (46 T) geschlossen wird, um die erste Eingangsleitung (42) mit der ersten Ausgangsleitung (48) zu verbinden, und der erste und der vierte Halbleiterschaltung (46 F, 46 R) offen sind, wobei das Schließen des zweiten und des dritten Halbleiterschal ters (46 S, 46 T) einen Stromfluß in einer zweiten, zu der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung in der Primärwicklung (60) bewirkt, und
wobei der erste und der zweite Halbleiterschalter (46 F, 46 S) sich in Reihe zwischen der ersten Eingangsleitung (42) und der zweiten Eingangsleitung (44) und der dritte und der vier te Halbleiterschalter (46 T, 46 R) sich in Reihe zwischen der ersten Eingangsleitung (42) und der zweiten Eingangsleitung (44) erstrecken und wobei die Steuerschaltung (24) ein Steu ereingangssignal empfängt, das den Strom in dem Magnetron (32, 70) darstellt, und mittels der Steuerschaltung (24) Paare der Halbleiterschalter in einen offenen Zustand zu einer Zeit schaltbar sind, die von dem Steuereingangssignal abhängig ist.

2. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 1, ge kennzeichnet durch eine Diode (58) parallel zu jedem der Halbleiterschalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R).

3. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen Brückengleichrichter (18 R) , der Wechselstromeingangsleitungen hat und über den der ersten und der zweiten Eingangsleitung der Wechselrichterschaltung (22) ein Gleichstrom zuführbar ist, der eine Mindestspannung während des Betriebes und eine Welligkeit hat, welche durch den Wechselstrom auf den Eingangsleitungen (42, 44) verur sacht wird, wobei die Größe der Welligkeit wenigstens so groß ist wie die Mindestspannung.

4. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 3, da durch gekennzeichnet, daß die Steueranschlüsse des ersten und des dritten Halbleiterschalters (46 F, 46 T) in bezug auf den zweiten und den vierten Halbleiterschalter (46 S, 46 R) poten tialmäßig nicht festgelegt sind, daß eine isolierte Treiber schaltung (52, 54 F, 54 S) vorgesehen ist und daß mittels der Steuerschal tung (24) der erste und der dritte Halbleiterschalter (46 F, 46 T) über die isolierte Treiberschaltung steuerbar sind, wel che Signale an die Steueranschlüsse des ersten und des drit ten Halbleiterschalters (46 F, 46 T) anlegt.

5. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungstransformator (26) eine den Heizfaden speisende Sekundärwicklung (64) aufweist, die mit einem Heizfaden des Magnetrons (32, 70) verbunden ist.

6. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach einem der Ansprü che 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (24) Steuerimpulse zum Umschalten der Halbleiterschalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) mit einer Frequenz, die höher als 20 000 Hertz ist, erzeugt, so daß die Frequenz des Stroms in der Primärwicklung (60) höher ist als 20 000 Hz.

7. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (24) einen Impulsdau ermodulator (24 C) enthält.

8. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß mittels der Steuerschaltung (24) Paare der Halbleiterschalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) für eine Zeitspanne schließbar sind, die von dem Steuereingangssignal abhängig ist.

9. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (24) einen einstellba ren Widerstand (98) zur Leistungseinstellung enthält, und daß das Steuereingangssignal von der Einstellung des einstellbaren Widerstands (98) abhängig ist.

10. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach einem der Ansprü che 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Halbleiter schalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) ein Feldeffekttransistor ist und daß die Primärwicklung (60) die einzige Primärwicklung des Leistungstransformators (26) ist.

11. Mikrowellenenergieerzeugungssystem, gekennzeichnet durch ein Magnetron (70) zum Erzeugen von Mikrowellenenergie zum Kochen;
einen Leistungstransformator (26), der eine Primärwicklung (60) und eine das Magnetron (70) speisende Sekundärwicklung (64) hat;
eine Vollwegbrückenwechselrichterschaltung (22) mit einer ersten und einer zweiten Eingangsleitung (42, 44) und einer ersten und einer zweiten Ausgangsleitung (48, 50) , wobei die erste Ausgangsleitung (48) mit einem ersten Ende der Primär wicklung (60) verbunden ist, wobei die zweite Ausgangsleitung (50) mit einem zweiten Ende der Primärwicklung (60) verbunden ist, wobei die Wechselrichterschaltung (22) einen ersten, ei nen zweiten, einen dritten und einen vierten Schalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) hat, die jeweils einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß und einen Steueranschluß haben, wobei über jeden Steueranschluß der zugeordnete Schalter geschlossen und geöffnet werden kann und wobei die Wechselrichterschaltung (22) weiter eine Steuerschaltung (24) hat zum Steuern von sämtlichen Schaltern (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) über deren Steueran schlüsse, so daß
während einer ersten Reihe von ersten Zeitintervallen:
der erste Schalter (46 F) geschlossen wird, um die erste Eingangsleitung (42) mit der zweiten Ausgangsleitung (50) zu verbinden, der vierte Schalter (46 R) geschlos sen wird, um die zweite Eingangsleitung (44) mit der ersten Ausgangsleitung (48) zu verbinden, und der zwei te und der dritte Schalter (46 S, 46 T) offen sind, wobei das Schließen des ersten und des vierten Schalters (46 F, 46 R) einen Stromfluß in einer ersten Richtung in der Primärwicklung (60) bewirkt,
und während einer Reihe von zweiten Zeitintervallen, die mit den ersten Zeitintervallen abwechseln:
der zweite Schalter (46 S) geschlossen wird, um die zweite Eingangsleitung (44) mit der zweiten Ausgangs leitung (50) zu verbinden, der dritte Schalter (46 T) geschlossen wird, um die erste Eingangsleitung (42) mit der ersten Ausgangsleitung (48) zu verbinden, und der erste und der vierte Schalter (46 F, 46 R) offen sind, wobei das Schließen des zweiten und des dritten Schal ters (46 S, 46 T) einen Stromfluß in einer zweiten, zu der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung in der Primärwicklung (60) bewirkt; und
wobei der erste und der zweite Schalter (46 F, 46 S) sich in Reihe zwischen der ersten Eingangsleitung (42) und der zwei ten Eingangsleitung (44) erstrecken und der dritte und der vierte Schalter (46 T, 46 R) sich in Reihe zwischen der ersten Eingangsleitung (42) und der zweiten Eingangsleitung (44) er strecken; und wobei die Steueranschlüsse des ersten und des dritten Schalters (46 F, 46 T) in bezug auf den zweiten und den vierten Schalter (46 S, 46 R) potentialmäßig nicht festgelegt sind, und wobei weiter eine isolierte Treiberschaltung (24 C) vorgesehen ist und mittels der Steuerschaltung (24) der erste und der dritte Schalter (46 F, 46 T) über die isolierte Trei berschaltung steuerbar sind, indem Signale an die Steueran schlüsse des ersten und des dritten Schalters (46 F, 46 T) ange legt werden.

12. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 11, da durch gekennzeichnet, daß die isolierte Treiberschaltung 24 einen Trenntransformator (94) aufweist, der eine Primärwicklung hat, die mit der Steuerschaltung (24) verbunden ist, und zwei Se kundärwicklungen, wobei jede Sekundärwicklung des Trenntrans formators (94) mit dem Steueranschluß des ersten bzw. dritten Schalters (46 F, 46 T) verbunden ist.

13. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die isolierte Treiberschal tung (24 C) einen ersten Kondensator aufweist, der sich auf lädt, wenn der zweite Schalter (46 S) geschlossen wird, wobei durch das Aufladen des ersten Kondensators der erste Schalter (46 F) aufgrund der Steuerschaltung (24) geschlossen wird, und daß die isolierte Treiberschaltung (24 C) einen zweiten Konden sator enthält, der sich auflädt, wenn der vierte Schalter (46 R) geschlossen wird, wobei die Aufladung des zweiten Kon densators den dritten Schalter (46 T) aufgrund der Steuer schaltung (24) schließt.

14. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach einem der Ansprü che 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschal tung (24) einen Impulsbreitenmodulator enthält.

15. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 14, da durch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (24) ein Steu ereingangssignal empfängt, das einen Strom in dem Magnetron (70) darstellt, daß mittels der Steuerschaltung (24) Paare der Schalter in einen offenen Zustand schaltbar sind, wenn das Steuereingangssignal einen vorbestimmten Wert erreicht, und daß jeder Schalter ein Halbleiterschalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) ist.

16. Mikrowellenenergieerzeugungssystem, gekennzeichnet durch:
ein Magnetron (70) zum Erzeugen von Mikrowellenenergie zum Kochen;
einen Leistungstransformator (26), der eine Primärwicklung (60) und eine das Magnetron (70) speisende Sekundärwicklung (64) hat;
eine Vollwegbrückenwechselrichterschaltung (22) mit einer ersten und einer zweiten Eingangsleitung (42, 44) und einer ersten und einer zweiten Ausgangsleitung (48, 50), wobei die erste Ausgangsleitung (48) mit einem ersten Ende der Primär wicklung (60) verbunden ist, wobei die zweite Ausgangsleitung (50) mit einem zweiten Ende der Primärwicklung (60) verbunden ist, wobei die Wechselrichterschaltung (22) einen ersten, ei nen zweiten, einen dritten und einen vierten Schalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) hat, die jeweils einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß und einen Steueranschluß haben, wobei über jeden Steueranschluß der zugeordnete Schalter geschlossen und geöffnet werden kann und wobei die Wechselrichterschaltung (22) weiter eine Steuerschaltung (24) hat zum Steuern von sämtlichen Schaltern (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) über deren Steueran schlüsse, so daß
während einer ersten Reihe von ersten Zeitintervallen:
der erste Schalter (46 F) geschlossen wird, um die erste Eingangsleitung (42) mit der zweiten Ausgangsleitung (50) zu verbinden, der vierte Schalter (46 R) geschlos sen wird, um die zweite Eingangsleitung (44) mit der ersten Ausgangsleitung (48) zu verbinden, und der zwei te und der dritte Schalter (46 S, 46 T) offen sind, wobei das Schließen des ersten und des vierten Schalters (46 F, 46 R) einen Stromfluß in einer ersten Richtung in der Primärwicklung (60) bewirkt,
und während einer Reihe von zweiten Zeitintervallen, die mit den ersten Zeitintervallen abwechseln:
der zweite Schalter (46 S) geschlossen wird, um die zweite Eingangsleitung (44) mit der zweiten Ausgangs leitung (50) zu verbinden, der dritte Schalter (46 T) geschlossen wird, um die erste Eingangsleitung (42) mit der ersten Ausgangsleitung (48) zu verbinden, und der erste und der vierte Schalter (46 F, 46 R) offen sind, wobei das Schließen des zweiten und des dritten Schal ters (46 S, 46 T) einen Stromfluß in einer zweiten, zu der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung in der Primärwicklung (60) bewirkt; und
wobei der erste und der zweite Schalter (46 F, 46 S) sich in Reihe zwischen der ersten Eingangsleitung (42) und der zwei ten Eingangsleitung (44) und der dritte und der vierte Schal ter (46 T, 46 R) sich in Reihe zwischen der ersten Eingangslei tung (42) und der zweiten Eingangsleitung (44) erstrecken und wobei die Steuerschaltung (24) ein Steuereingangssignal em pfängt, das den Strom in dem Magnetron (70) darstellt, und mittels der Steuerschaltung Paare der Schalter in einen of fenen Zustand zu einer Zeit schaltbar sind, die von dem Steuereingangssignal abhängig ist.

17. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 16, da durch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen einstell baren Widerstand (98) zur Leistungseinstellung enthält und daß das Steuereingangssignal von der Einstellung des ein stellbaren Widerstands (98) abhängig ist.

18. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 16, da durch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (24) einen Im pulsdauermodulator (24 C) enthält.

19. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach Anspruch 18, da durch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (24) weiter ei nen Leistungseinsteller (98) enthält, der einstellbar ist, um die Leistung des Magnetrons (70) durch Ändern der Länge des ersten und des zweiten Zeitintervalls zu ändern.

20. Mikrowellenenergieerzeugungssystem nach einem der Ansprü che 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Steueranschlüs se des ersten und des dritten Schalters (46 F, 46 T) in bezug auf den zweiten und den vierten Schalter (46 S, 46 R) potential mäßig nicht festgelegt sind, daß eine isolierte Treiberschal tung (24 C) vorgesehen ist und daß mittels der Steuerschaltung (24) der erste und der dritte Schalter (46 F, 46 T) über die isolierte Treiberschaltung (24 C) steuerbar sind, welche Signa le an die Steueranschlüsse des ersten und des dritten Schal ters (46 F, 46 T) anlegt, und daß jeder Schalter ein Halbleiter schalter (46 F, 46 S, 46 T, 46 R) ist.