DE3834060A1

DE3834060A1 - Phasenschieber

Info

Publication number: DE3834060A1
Application number: DE3834060A
Authority: DE
Inventors: Shigeo Akazawa; Masaharu Mori; Masahiro Hamatsu
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1987-10-06
Filing date: 1988-10-06
Publication date: 1989-04-20
Also published as: JPH0193910A; US4924188A

Description

Die Erfindung betrifft einen Phasenschieber, der in der Praxis insbesondere in einer Hochfrequenzschaltung wie beispielsweise einem Empfänger für die Spread-Spektrum- Nachrichtenverbindung verwandt werden kann.

Die Fig. 4A und 4B zeigen bekannte Phasenschieber. Fig. 4A zeigt einen passiven Phasenschieber, der aus Widerständen R und R/2, einer Kapazität C und einer Induk tivität L aufgebaut ist, während Fig. 4B einen aktiven Phasenschieber zeigt, der aus einem Operationsverstärker AMP, Widerständen R und R′ und einer Kapazität C besteht.

Wenn bei dem in Fig. 4A dargestellten Phasenschieber die Induktivität L und die Kapazität C gewählt sind, daß die Gleichungen erfüllt sind:

dann wird der Frequenzgang durch die Kurven wiedergegeben, die in Fig. 5 dargestellt sind. Aus Fig. 5 ist ohne weite res ersichtlich, daß die Amplitude konstant ist und daß die Phase gegeben ist durch:

Auch bei dem in Fig. 4B dargestellten Phasenschieber wird in gleicher Weise ein Frequenzgang erhalten, bei dem die Amplitude konstant ist und die Phase durch die Gleichung (3) gegeben ist, wenn der Widerstand R und die Kapazität C so gewählt sind, daß die folgende Gleichung erfüllt ist:

Wenn jedoch die Phase in einem breiten Bereich (wenigstens von 0° bis 360°) gesteuert wird, dann sind die in den Fig. 4A und 4B dargestellten Phasenschieber nicht geeignet, da es notwendig ist, wenigstens zwei der in den Fig. 4A und 4B dargestellten Schaltungen in Kaskade zu schalten, wie es sich deutlich aus Fig. 5 ergibt, und beide Werte L und C für die in Fig. 4A dargestellte Schaltung variabel sein sollten, wie es sich aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt. Um die Amplitude konstant zu halten, sollte weiter hin die Beziehung zwischen L und C konstant gehalten werden, wobei es schwierig ist, die Phase von außen zu steuern. Die Tatsache, daß für die in Fig. 4B dargestellte Schaltung ein Operationsverstärker AMP benötigt wird, macht diesen Pha senschieber zur Verwendung in einer Hochfrequenzschaltung un geeignet. Das heißt, daß es nicht leicht ist, eine hohe Ein gangsimpedanz, eine niedrige Ausgangsimpedanz, einen hohen Verstärkungsfaktor usw. zu realisieren, Bedingungen, die für den Operationsverstärker in einer Hochfrequenzschaltung not wendig sind. Bisher sollten bei anderen bekannten Phasenschie bern als denen, die in den Fig. 4A und 4B dargestellt sind, sowohl die Induktivität als auch die Kapazität varriert werden, um die Amplitude konstant zu halten, so daß manchmal die Am plitude nicht konstant gehalten werden kann. Derartige Phasen schieber eignen sich daher nicht für eine Phasensteuerung von außen und insbesondere nicht für eine automatische Steuerung.

Durch die Erfindung soll daher ein Phasenschieber geschaffen werden, der die Phase im Prinzip über einen unbegrenzten Bereich verändern kann, einen Frequenzgang hat, bei dem die Amplitude konstant ist und sich nur die Phase ändert, der die Phase leicht ändern kann und sich für eine Phasensteuerung von außen eignet.

Dazu ist der erfindungsgemäße Phasenschieber dadurch ge kennzeichnet, daß er eine Signalverteilungseinrichtung zum Verteilen eines in seiner Phase zu verschiebenden Eingangs signals auf ein erstes und auf ein zweites Signal, deren Phas sen um 90° voneinander verschieden sind, eine Wichtungsein richtung zum Wichten des ersten und zweiten Signals mit einer Sinusfunktion und einer Cosinusfunktion jeweils, eine Funk tionssignalgeneratoreinrichtung, die der Wichtungseinrichtung die Sinus- und die Cosinusfunktion auf ein bestimmtes digita les Signal ansprechend jeweils liefert, und eine Einrichtung zum Ausgeben eines Signals umfaßt, dessen Phase um einen ge wünschten Winkel dadurch verschoben ist, daß sie die Ausgangs signale der Wichtungseinrichtung addiert.

Die Funktionssignalgeneratoreinrichtung besteht bei dem er findungsgemäßen Phasenschieber aus Speichern und Digital/ Analog-Wandlern. Sie liefert das digitale Signal, das von den Speichern ausgegeben wird, indem sie der Speicheradresse Daten, die dem gewünschten zu schiebenden Phasenwinkel entsprechen, nach einer Digitalumwandlung liefert,um das Eingangssignal um den gewünschten Phasenwinkel zu verschieben.

Im folgenden wird anhand der zugehörigen Zeichnung ein beson ders bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher be schrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das schematische Schaltbild des Ausführungsbei spiels des erfindungsgemäßen Phasenschiebers,

Fig. 2 das schematische Schaltbild eines Empfängers für die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung mit dem in Fig. 1 dargestellten Phasenschieber,

Fig. 3 in einem Diagramm die Wellenform der in der Schaltungs von Fig. 2 auftretenden Spannungen, und

Fig. 4 und 5 bekannte Phasenschieber.

In Fig. 1 sind ein Verteiler 1, Wichtungseinrichtungen, beispielsweise Multiplikatoren 2 und 2′, ein Addierer 3, Speicher 4 und 4′ und Digital/Analog-Wandlerschaltungen 5 und 5′ dargestellt.

Ein in seiner Phase zu verschiebendes Eingangssignal a liegt am Verteiler 1 und wird auf ein erstes und auf ein zweites Signal b und c jeweils verteilt, deren Phasen um 90° vonein ander verschieden sind und die den Multiplikatoren 2 und 2′ zugeführt werden.

In den Speichern 4 und 4′ sind andererseits Sinus- und Cosi nusfunktionsdaten SIN Φ und COS Φ gespeichert, wobei digi tale Signale j und k, die die gewünschten Sinus- und Cosinus funktionen wiedergeben, über Adressen-Daten i ausgelesen wer den. Diese digitalen Signale werden digital/analog durch die Digital/Analog-Wandlerschaltungen 5 und 5′ umgewandelt. Die sich daraus ergebenden Sinus- und Cosinusfunktionssignale h und g liegen an einem Eingang der Multiplikatoren 2 und 2′ und werden mit dem ersten und dem zweiten Signal multipliziert, die am jeweils anderen Eingang liegen. Die Ausgangssignale der Multiplikatoren werden durch den Addierer 3 addiert und es wird ein Ausgangssignal f erhalten, das mit dem Eingangssignal a identisch ist, dessen Phase jedoch um Φ verschoben ist.

Die Arbeitsweise des obigen Phasenschiebers wird im folgenden mehr im einzelnen beschrieben. Das Eingangssignal a, das bei spielsweise durch COS ω _o t wiedergegeben wird, liegt am Vertei ler 1 und wird auf die Signale d und c verteilt, deren Phasen um 90° voneinander verschieden sind. Das heißt, daß die Phase des Signals c durch COS ω _o t und die des Signals d durch SIN ω _o t wiedergegeben wird. Das Signal d wird mit einem Gleichstrom g entsprechend SIN Φ im Multiplikator 2 multipliziert, so daß dieser ein Signal d ausgibt, der durch SIN l _o t. SIN Φ wie dergegeben wird. Das Signal c wird andererseits mit einem anderen Gleichstrom h entsprechend COS Φ im Multiplikator 2′ mulitipliziert, so daß dieser ein Signal e ausgibt, das durch COS ω _o t. COS Φ wiedergegeben wird. Diese Signale d und e wer den durch den Addierer 3 addiert und es kann ein Ausgangs signal f erhalten werden, dessen Phase um Φ bezüglich der Phase des Eingangssignals a verschoben ist.

Dieser Arbeitsvorgang läßt sich durch die folgenden Gleichun gen wiedergeben:

Eingangssignal a
COS ω _o t
Eingangssignal b	SIN ω _o t
Eingangssignal c	COS ω _o t
Eingangssignal d	SIN ω _o t · SIN Φ
Eingangssignal e	COS ω _o t · COS Φ
Ausgangssignal f	COS ( ω _o t-Φ )
Ausgangssignal g	SIN Φ
Ausgangssignal h	COS Φ

Wenn die Signale d und e durch den Addierer 3 addiert werden, läßt sich dieser Arbeitsvorgang wie folgt ausdrücken:

Es wird somit ein Ausgangssignal f erhalten, dessen Phase um Φ bezüglich des Eingangssignals a nachläuft.

Um die Signale g und h zu erhalten, werden Adressendaten i entsprechend der Phase Φ den Speichern 4 und 4′ jeweils ge geben. Die Daten von SIN Φ werden an der Adresse gespeichert, die der Phase Φ im Speicher 4 entspricht, und die Daten von COS Φ werden an der Adresse gespeichert, die der Phase Φ im Speicher 4′ entspricht, wobei die Speicher 4 und 4′ die Da ten i von SIN Φ und die Daten k von COS Φ jeweils ausgeben. Diese digitalen Daten von SIN Φ werden in den Gleichstrom g, der SIN Φ entspricht, durch die Digital/Analog-Wandlerschal tung 5 umgewandelt, und die digitalen Daten von COS Φ werden in den Gleichstrom h, der COS Φ entspricht, durch die Digital/ Analog-Wandlerschaltung 5′ umgewandelt.

Es reicht weiterhin aus, daß die Gleichströme g und h relativ die Beziehung zwischen SIN Φ und COS Φ erfüllen, und es ist nicht notwendig, ihre absoluten Werte einzustellen. Bei dem erfindungsgemäßen Phasenschieber ist es somit möglich, daß eine Einstellung unnötig ist.

Selbst wenn keine Speicher separat vorgesehen sind, ist der Phasenschieber so aufgebaut, daß SIN Φ und COS Φ durch einen Zentralprozessor CPU ausgehend von Φ berechnet werden und dann direkt den Digital/Analog-Wandlerschaltungen geliefert werden.

Fig. 2 zeigt ein Beispiel des Aufbaus eines Empfängers für die Spread-Spektrum-Nachrichtenverbindung mit dem in Fig. 1 dargestellten Phasenschieber, wobei in Fig. 2 Signalfaltungs bauelemente oder Konvolver 15 und 16, Multiplikatoren 17 und 18, ein Phasenschieber 19 mit einem Aufbau, der mit dem in Fig. 1 dargestellten Aufbau identisch ist, Verstärker 20 und 21, ein Multiplikator 22, ein Tiefpaßfilter 23, ein Schalter 24, eine Zentraleinheit 25 für die Phasensteuerung und eine Analog/Digital-Wandlerschaltung 26 dargestellt sind.

Wenn der Schalter 24 auf den Kontakt I₁ durch die CPU 25 umgeschaltet wird, liegt ein empfangenes Spread-Spektrum- Signal S an einem Eingang jedes Konvolvers 15 und 16, und liegen ein erstes und ein zweites Bezugssignal R _{f 1} und R _{f 2} an deren anderen Eingängen.

Ein CW-Signal CW₁ mit der gleichen Frequenz wie das HF- Trägersignal im Spread-Spektrum-Signal S liegt an einem Ein gang sowohl des Phasenschiebers 19 als auch des Multiplika tors 17. Der Phasenschieber 19 verschiebt die Phase des CW- Signal CW₁ um 90° und legt dieses Signal an einen Eingang des Multiplikators 18. PN-Codierungen ₁ und ₂, die für die Demodulation notwendig sind, liegen am anderen Eingang der Multiplikatoren 17 und 18 jeweils, und die Ausgangssigna le der Multiplikatoren 17 und 18 sind das erste und das zwei te BezugssignalR _{f 1} und R _{f 2} jeweils.

Die Konvolver 15 und 16 korrelieren das Spread-Spektrum- Signal S mit dem ersten und dem zweiten Bezugssignal R _{f 1} und R _{f 2} jeweils. Die Korrelationsausgangssignale V _{c 1} und V _{c 2} liegen über die Verstärker 20 und 21 an dem Multiplikator 22, und das Ausgangssignal des Multiplikators wird einem Tief paßfilter 23 zugeführt, um das Datendemodulationssignal V _f zu erhalten.

Im folgenden wird erläutert, wie das Datendemoldulationssignal V _f ausgehend von dem empfangenen Spread-Spektrum-Signal S durch den Aufbau des obigen Ausführungsbeispiels erhalten werden kann.

Das empfangene Spread-Spektrum-Signal S kann ausgedrückt werden durch:

S = Vd(t) = P₁(t) SIN ( ω _o t) + A · P₂(t) COS ( l _o t), (1)

wobei P₁(t) und P₂(t) eine erste und eine zweite PN-Codie rung sind, die jeweils bei der Modulation auf der Sender seite verwandt werden, A die Daten wiedergibt, die gleich 1 und -1 sind, und das Signal S in gleichem Maße beiden Konvol vern geliefert wird.

Das erste und das zweite Bezugssignal R _{f 1} und R _{f 2}, die an den beiden Konvolvern liegen, können ausgedrückt werden durch:

wobei R die Phasenverschiebung durch den Phasenschieber be zeichnet, P₁(t) und P₂(t) PN-Codierungen und sind, die bei der Demodulation auf der Empfängerseite verwandt wer den und Spiegelbilder (Zeitumkehrsignale) von P₁(t) und P₂(t) sind, die auf der Senderseite benutzt werden.

Die Ausgangssignale V _{c 1} und V _{c 2} der beiden Konvolver sind gegeben durch:

V _{c 1} (t) = CONV {Vd(t), V _{r 1} (t)}, (4)

V _{c 2} (t) = CONV {Vd(t), V _{r 2} (t)}, (5)

wobei CONV {V₁(t), V₂(t)} die Faltung der beiden Eingangs signale V₁(t) und V₂(t) wiedergibt. Unter der Annahme, daß

V₁(t) = COS ( ω _o t), (6)

V₂(t) = COS ( ω _o t + R ), (7)

ist das Ausgangssignal des Convolvers CONV {V₁(t), V₂(t)} gegeben durch:

CONV {V₁(t), V₂(t)} = η · COS (2ω _o t + R + Φ ), (8)

wobei η der Faltungswirkungsgrad und Φ die zusätzliche Phase ist, die einem Konvolver eigen ist. In dieser Weise versteht es sich, daß Änderungen in der Phase R des einen Eingangssignals unverändert am Ausgangssignal auftreten.

Da die Korrelationen zwischen und und zwischen und klein sind, führt die folgende Approxima tion nicht zu großen Fehlern:

Die Gleichungen (9) und (10) können weiter in der folgenden Weise aufgelöst werden:

V _{c 1} (t) = η₁ · R₁(t) SIN (2ω _o t + Φ₁), (11)

V _{c 2} (t) = η₂ · A · R₂(t) COS (2ω _o t + Φ - Φ₂), (12)

wobei R₁(t) und R₂(t) die Faltungen zwischen P₁(t) und und zwischen P₂(t) und sind, und Φ₁ und Φ₂ die zusätz lichen Phasen bezeichnen, die den beiden Konvolvern jeweils eigen sind.

Das Ausgangssignal V _m(t) ist nach der Multiplikation von V _{c 1} (t) und V _{c 2} (t) gegeben durch:

Vm(t) = V _{c 1} (t) · V _{c 2} (t) = η₁ · η₂ · A · R₁(t) · R₂(t) · COS (2ω _o-t + Φ₁) · COS (2ω _o t + R + Φ₂). (13)

Wenn in Gleichung (13) angenommen wird, daß

R + Φ₂ = Φ₁ - π/2, (14)

dann wird die folgende Gleichung erhalten:

V _m(t) = η₁ · h₂ · A · R₁(t) · R₂(t) · SIN (2ω _o t + Φ₁) · COS (2l _o t- + Φ₁ - π/2) = η₁ · η₂ · A · R₁(t) · R₂(t)

Das Demodulatinssignal V _f(t), das dadurch erhalten wird, daß V _m(t) durch ein Tiefpaßfilter geleitet wird, ist gegeben durch:

V _f(t) = η₁ · η₂ · A · R₁(t) · R₂(t). (17)

Fig. 3 zeigt ein Beispiel für V _{c 1} (t), V _{c 2} (t) und V _f(t) für den Fall, daß Φ₁ = Φ₂ ist und aus Fig. 3 und Gleichung (17) ist ersichtlich, daß die Datendemodulation möglich ist.

Wenn in Gleichung (14) jedoch R+Φ₂=Φ₁ ist, dann gilt V _f(t)=0, was bedeutet, daß die Demodulation nicht möglich ist. Wie es im vorhergehenden angegeben wurde, sind Φ₁ und Φ₂ aufgrund leichter Unterschiede in den elektrischen Eigen schaften, den Temperatureigenschaften und der Länge der Ver drahtung der beiden Konvolver nicht immer identisch.

In diesem Fall ist es folglich ersichtlich, daß ausgehend von Gleichung (14) die bestimmte Phasenverschiebung R des Phasenschiebers gegeben sein kann durch:

R = Φ₁ - π/2 - Φ₂. (16)

Um die Phasenverschiebung in einem derartigen Fall in Fig. 2 zu korrigieren, wird daher der Schalter 24 auf den Kontakt I₂ durch die CPU 25 umgeschaltet, so daß das CW-Signal CW₁ an einem Eingang der Konvolver 15 und 16 liegt und weiterhin die erste und die zweite PN-Codierung auf Gleichvorspannungen umgeschaltet werden.

Das Eingangssignal, das durch V _d(t) wiedergegeben wird, da

V d (t) = COS ( ω _o t), (18)

ist gültig, und da weiterhin die erste und die zweite PN- Codierung auf Gleichvorspannungen umgeschaltet werden, gilt die folgende Beziehung:

Folglich sind die Faltungsausgangssignale V′ _{c 1} (t) und V′ _{c 2} (t) gegeben durch:

V′ _{c 1} (t) = η₁ · COS (2ω _o t + Φ₁), (20)

V′ _{c 2} (t) = η₂ · COS (2ω _o t + Φ₂). (21)

Das Ausgangssignal V′ _m(t) wird nach der Multiplikation von V′ _{c 1} (t) und V′ _{c 2} (t) wiedergegeben durch:

V′ _m(t) = η₁ · η₂ · COS (2 ω _o t + Φ₁) · COS (2ω _o t + Φ₂), (22)

Wenn dabei

R + Φ₂ = Φ₁ - π/2, (23)

dann kann Gleichung 22 umgewandelt werden in:

V′ _m(t) = η₁ · η₂ · COS (2ω _o t + Φ₁) · SIN (2ω _o t + Φ₁) (24)

und ist somit das Ausgangssignal V′ _f(t) des Tiefpaßfilters gegeben durch:

V′ _f(t) ≈ η₁ · η₂ · COS (Φ₁-R-Φ₂). (25)

Das oben genannte Ausgangssignal V′ _f(t) wird durch die Analog/Digital-Wandlerschaltung 26 in ein digitales Sig nal umgewandelt, das der CPU 25 eingegeben wird. Die CPU 25 gibt die Adressendaten, die der Phase R entsprechen, was der durch die Gleichung (16) wiedergegebene Zustand ist, dem Phasenschieber 19 auf dieses digitale Signal ansprechend aus und führt die Phasensteuerung durch.

In diesem Fall ist es unbestimmt, welche Werte Φ₁ und Φ₂ haben, und es kommt vor, daß ein bekannter Phasenschieber den Variationsbereich dieses Phasenverschiebungswinkels nicht abdecken kann. Der Phasenschieber mit dem erfindungs gemäßen Aufbau kann im Gegensatz dazu die Phase kontinuier lich verschieben. Da der Variationsbereich des Phasenschie bers darüberhinaus nicht begrenzt ist, eignet sich der Pha senschieber für einen Verstärker für die Spread-Spektrum- Nachrichtenverbindung usw.

Aus dem obigen ist ersichtlich, daß durch die erfindungsge mäße Ausbildung die folgenden vorteilhaften Wirkungen er zielt werden können:

(i) Es ist möglich, die Phase leicht nur dadurch zu ändern, daß die den Speichern gegebenen Adressendaten geändert werden.
(ii) Es ist möglich, willkürlich das Maß an Änderung in der Phase dadurch festzulegen, daß die Auflösung der Daten von SIN Φ und COS Φ, die in den Speichern gespeichert sind, verän dert wird.
(iii) Es ist möglich, die Phase kontinuierlich dadurch zu verändern, daß nur Daten in einem Bereich 0° < Φ < 360° für die Daten von SIN Φ und COS Φ in den Speichern gespeichert sind.
(iv) Es ist möglich, einen Phasenschieber zu verwirklichen, der die Amplitude konstant hält und nur die Phase in einem breiten Frequenzbereich, insbesondere sogar im Hochfrequenz bereich variieren läßt.
(v) Aufgrund von (i) bis (iii) kann eine automatische Steuerung leicht mittels eines Mikrocomputers usw. durch geführt werden.
(vi) Aufgrund von (i) bis (iii) ist es möglich, einen Pha senschieber zu erhalten, bei dem eine Einstellung nicht not wendig ist.
(vii) Es ist möglich, einen Phasenschieber zu verwirklichen, der sich insbesondere für eine Hochfrequenzschaltung wie bei spielsweise einen Empfänger für die Spread-Spektrum-Nachrich tenverbindung eignet, für die bekannte Phasenschieber nicht wirksam arbeiten können.

Claims

1. Phasenschieber gekennzeichnet durch eine Signalverteilungseinrichtung (1), die ein in seiner Phase zu verschiebendes Signal auf ein erstes Signal und ein zweites Signal verteilt, deren Phasen um 90° voneinander verschieden sind, eine Funktionssignalgeneratoreinrichtung (4,4′, 5,5′), die eine Sinusfunktion und eine Cosinusfunktion auf ein bestimmtes digitales Signal ansprechend erzeugt, und eine Wichtungseinrichtung (2,2′), die das erste und das zwei te Signal mit der Sinusfunktion und der Cosinusfunktion je weils wichtet.

2. Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionssignalgene ratoreinrichtung (4,4′, 5,5′) aus zwei Speichern (4,4′), die die Sinus- und die Cosinusfunktion speichern, und zwei Digi tal/Analog-Wandlern (5,5′) besteht, die die digitalen Aus gangssignale der Speicher (4,4′) in analoge Signale um wandeln.

3. Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wichtungseinrichtung (2,2′) aus zwei Multiplikatoren besteht, an deren einem Ein gang das Sinus- und das Cosinusfunktionssignal von den Digi tal/Analog-Wandlern (5,5′) liegt, und an deren anderem Eingang das erste und das zweite Signal liegen.