CH678470A5 - - Google Patents
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Description
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CH678470 A5
Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzwandler gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Mehrere Leistungssystem-Steuerfunktionen erfordern eine Frequenzmessung eines mehrphasigen Satzes von Wechselspannungen. Zu diesen gehören Leistungssystem-Stabilisatorfunkßonen bei Generatorerregern, Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragungssysteme und statische Blindteistungs-Kom-pensatoren. Diese Anwendungsbeispiele nutzen einen bekannten, eine kontinuierliche Ausgangskurve liefernden phasenstarren Frequenzwandler aus, der ein breitbandiges Ansprechverhalten und weniger Empfindlichkeit gegenüber Rauschen aufweist. Bei einigen dieser Anwendungsbeispiele ist es wünschenswert, die Steuerfunktion abzuschalten, wenn eine starke Unsymmetrie der Wechselspannungen besteht oder wenn ein Fehler in einer Phase der Spannungsmesseinrichtung auftritt.
Ein bekannter Wandiertyp zum Abtasten der Frequenz in einem Leistungssystem-Stabilisator (PSS) weist einen eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandler (CWFT) auf. Dieser bekannte Frequenzwandler weist eine phasenstarre Schleife auf, die die Frequenz der Eingangsspannung, d.h. die dreiphasige Klemmenspannung des Wechselspannungsgenerators, abtastet und sie in eine Ausgangsgleichspannung umwandelt, deren Amplitude der Frequenz proportional ist. Der Frequenzwandler weist im weitesten Sinne eine Implementation einer phasenstarren Schleife auf, wobei die drei Phasen der Generatorklemmenspannung mit drei um 90° Grad phasenverschobenen Ausgangssignalen von einem spannunsgesteuerten Oszillator (VCO) multipliziert werden. Die drei Ausgangssignale der Multiplizierschaltung werden summiert und einem Integrator und einem Schleifenfilter zugeführt, das eine für eine Phasenvoreilung sorgende Schaltungsanordnung enthält, deren Ausgangsgrösse ein Signal bildet, das der tatsächlichen Frequenz entspricht. Dieses ist-Frequenzsignal wird mit einem Gleichspannungs-Re-ferenzfrequenzsignal verglichen, woraufhin ein Frequenzfehlersignal erzeugt wird, das dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, der seine Ausgangsfrequenz ändert, bis das Fehlersignal Null wird. Die vorherrschende Frequenz ist die Netzgrundfrequenz, d.h. 50 bzw. 60 Hz für ein 50 bzw. 60 Hz-System.
Da der eine kontinuierliche Welle liefernde Frequenzwandler normalerweise bei Null Volt arbeitet, ist es relativ schwierig, einen Fehler festzustellen, der einen Übertragungsausfall zur Folge hat, da er weiterhin für eine Gegenkomponente arbeitet, d.h. wenn eine oder zwei der Eingangsphasenspannungen ausfallen oder eine andere Phasenverschiebung als 120° zwischen den drei Phasen auftritt.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Verbesserung in gewissen Leistungssystem-Steuerfunktionen zu schaffen. Insbesondere soll eine Verbesserung eines eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandlers geschaffen werden, die in Leistungssystem-Steuerfunktionen und insbesondere bei der Steuerung eines Leistungssystem-Stabilisators verwendet werden.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs gelöst.
Die vorliegende Erfindung nutzt eine inhärente Charakteristik des Frequenzwandlers aus, um ein Signal proportional zur Grösse der Gegenkomponente in dem Satz von Wechselspannungen zu erzeugen. Dieses Signal kann seinerseits für verschiedene Funktionen verwendet werden, u.a. zum Ausschalten oder Einstellen der Parameter von kritischen Leistungssystem-Steuerfunktionen.
Die Abtastvorrichtung tastet eine Gegenkomponente bei Eingangsspannungen in dem eine Kontunierli-che Welle liefernden Frequenzwandler ab, die als solche eine Spannungs-Unsymmetrie zwischen den drei Phasen oder den Ausfall von einer oder mehreren Phasenspannungen angibt, die einem Frequenzwandler zugeführt werden.
Insbesondere wird .ein vielstufiges Sperr- bzw. Kerbfilter für die zweite Harmonische mit dem Ausgang des Phasenfehlerdetektors verbunden, der die Differenz zwischen der Eingangsfrequenz eines eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandlers und den um 90° phasenverschobenen oder Quadratur-Ausgangsgrössen eines spannungsgesteuerten Oszillators überwacht, dessen Frequenz gemäss einem Frequenzfehlersignal verändert wird, das die Differenz zwischen der tatsächlichen oder Ist-Frequenz und einer Referenz- bzw. Soll-Frequenz bildet. Eine Gegenkomponente bewirkt, dass ein die zweite Harmonische darstellendes Signal erzeugt wird. Das Filter für die zweite Harmonische enthält eine Stufe, die ein Frequenzkömponentensignal der zweiten Harmonischen liefert. Dieses Signal wird einem Detektor zugeführt, dessen Ausgangsgrösse einem Komparator zusammen mit einem Referenzsignal für die zweite Harmonische zugeführt wird. Der Komparator liefert ein Fehleranzeigesignal beim Auftreten einer Ausgangsgrösse aus dem Detektor für die zweite Harmonische, die die Referenzgrös-se übersteigt. Bei einer Gegenkomponente in einem dreiphasigen Netzsystem, das eine Phasen-Unsym-metrie oder den Ausfall einer Phasenspannung aufweist, wird ein relativ grosses Signal für die zweite Harmonische von 120 Hz (doppelte Netzfrequenz) erzeugt, das am Ausgang des Komparators für eine Systemfrequenz von 60 Hz auftritt und ein Fehleranzeigesignal mit einer Frequenz von 120 Hz bildet. Dieses Fehleranzeigesignal wird dann auf Werte umgewandelt, die durch eine oder mehrere externe Ausnutzungsschaltungen verwendbar sind, wie beispielsweise einer Systemsteuerschaltung und/oder einer Systemdiagnoseschaltung.
Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 ist ein elektrisches Blockdiagramm und stellt das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfin-
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durig dar, das mit einem Frequenzwandler verbunden ist, wie er in einem Leistungssystem-Stabilisator verwendet wird.
Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild und zeigt Einzelheiten des in Fig. 1 gezeigten Riters für die zweite Harmonische.
5 Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild und zeigt Einzelheiten des Gegenkomponenten-Detektors, wie er in Fig. 1 gezeigt ist.
Fig. 1 zeigt einen eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandler (CWFT) für einen nicht gezeigten Leistungssystem-Stabilisator. Der Eingang in den Frequenzwandler steht in Beziehung zu den 10 Spannungen und der Frequenz eines Leistungssystems, das einen einzelnen dreiphasigen Generatorausgang oder einen Sammelleiter aufweisen kann, der viele Generatorausgangsgrössen enthält.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist der Eingang drei Phasen einer Generatorklemmenausgangsspannung auf, die auf Leitungen Li, Lz und U auftritt. Die Leitungsspannungen sind sinusförmig und haben eine gegebene Frequenz, typisch 50 oder 60 Hz, und sie sind auf entsprechende Weise um 120° elektrisch 15 phasenverschoben. Die drei auf den Leitungen Li, Lz und Lg auftretenden Leitungsspannungen werden einer Multiplizierschaltung 10 zugeführt, die auch drei sinusförmige Ausgangssignale, die auf Leitungen Va, Vb und Vc auftreten, von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 12 empfängt, der drei Signale erzeugt, die um 120° elektrisch zueinander verschoben sind und die auf entsprechende Weise um 90° verschoben sind zu drei Eingangsleitungsspannungen, die auf den Leitungen Li, Lg und L3 auftre-20 ten. Der Multiplizierer 10 multipliziert die Signalpaare Lt und Va, L2 und Vb und L3 und Vc und summiert die drei entstehenden Ausgangsgrössen. Der Multiplizierer 10 arbeitet somit als ein Phasenfehler-Detektor, der die drei Eingangsgrössen in den Frequenzwandler mit den drei Ausgangsgrössen des spannungsgesteuerten Oszillators vergleicht, die zu den Eingangsgrössen senkrecht sind.
Die summierte Ausgangsgrösse des dreiphasigen Multiplizierers 10 wird dann einem Integrator 14 mit 25 einer Übertragungsfunktion 1/S zugeführt, wobei S die komplexe Variable einer Laplace-Transformation ist. Die Ausgangsgrösse des Integrators 14 wird einer Voreilungsschaltung 16 mit einer Übertragungsfunktion 1 + ST zugeführt, wobei T die Zeitkonstante der Voreilungsschaltung ist.
Erfindungsgemäss wird eine Sperr- bzw. Kerbfilterschaltung 18 für die zweite Harmonische zwischen den Multiplizierer 10 und den Integrator 14 geschaltet, wie es im folgenden näher erläutert wird. Die Aus-30 gangsgrösse der Voreilungsschaltung 16 erscheint an einem Knotenpunkt 20 und weist ein Gleichspannungssignal veränderlicher Amplitude proportional zur Differenz zwischen der augenblicklichen Frequenz der Eingangssignale, die auf den Leitungen Li, L2 und L3 auftreten, und der Augenblicksfrequenz der drei Ausgangssignale aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 auf, die auf den Leitungen Va, 35 Vb und Vc auftreten. Das am Knotenpunkt 20 erscheinende Signal wird einem Ausgangsverstärker 22 mit einer vorbestimmten Verstärkung und dem Eingang einer Summierstelle 24 zugeführt, deren Ausgangsgrösse das Eingangssignal in den spannungsgesteuerten Oszillator 12 bildet. Die andere Eingangsgrösse in der Summierstelle 24 bildet ein Referenzsignal in Form einer positiven Gleichspannung, die beispielsweise von dem Schleiferarm eines nicht gezeigten Potentiometers abgenommen wer-40 den kann, das in bekannter Weise zwischen eine Quelle für ein positives Potential und Masse geschaltet ist.
Somit wird deutlich, dass die Ausgangsgrösse der Summierstelle 24, d.h. das Eingangssignal in dem spannungsgesteuerten Oszillator, die Summe des Frequenzdifferenzsignals am Knotenpunkt 20 und des Gleichspannungs-Referenzsignals ist. Das Referenzsignal ist auf einen Wert eingestellt, der bei Fehlen 45 irgendeines Signals am Knotenpunkt 20 bewirkt, dass der spannungsgesteuerten Oszillator 12 bei einer Frequenz gleich der angenommenen Frequenz der Eingangssignale arbeitet, beispielsweise 60 Hz auf den Leitungen Li, Lz und La. Bekanntlich bewirkt die Addition eines Spannungssignals am Knotenpunkt 20, dass der VCO. 12 bei einer Frequenz arbeitet, die entweder grösser oder kleiner als die angenommene Eingangsfrequenz ist, was von der relativen Polarität des Eingangssignals abhängt. Die Grösse der 50 Differenz in der Oszillatorfrequenz von der angenommenen Frequenz ist selbstverständlich eine Funktion der Grösse des am Knotenpunkt 20 erscheinenden Signals.
Solange eine Frequenzdifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen in dem Multiplizierer 10 besteht (wodurch von Natur aus eine andere Phasendifferenz als 90° erzeugt wird), wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 10 einen von Null abweichenden Wert haben, der, wenn er integriert wird, bewirkt, 55 dass sich der Wert des Signals am Knotenpunkt 20 ändert und somit die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 12 ändert. Diese Änderung in der VCO-Ausgangsgrösse besteht fort, bis die Frequenzen auf den Leitungen Va, Vb und Vc die gleichen sind wie die der Eingangsspannungen auf den Leitungen Li, Lz und L3. Somit wird eine einfache und relativ billige phasenstarre Schleife erhalten zur Lieferung einer Ausgangsfrequenz, die proportional zur Frequenz des Eingangssignals ist, d.h. der 60 dreiphasigen Generatorklemmenspannung auf den Leitungen Li, Lz und L3.
Dies führt nun zur Betrachtung des erfindungsgemässen Gegenkomponenten-Detektors für den eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandler. Eine Gegenkomponente auf den Eingangsspannungen auf den Leitungen Lt, Lz und L3 stellt sich selbst als eine Spannungs-Unsymmetrie zwischen den Phasen der Eingangsspannungen oder einer anderen Phasenverschiebung als 120° zwischen den drei 65 Phasen dar. Diese Unsymmetrie kann so extrem sein wie ein Ausfall einer Phase, wobei eine oder mehre-
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re Phasen mît Erde oder miteinander kurzgeschlossen werden können. Wenn dies auftritt, wird eine relativ grosse zweite Harmonische (120 Hz für ein 60 Hz-System) erzeugt.
Um die Ausgangswelligkeit zu minimieren, die durch eine Phasen-Unsymmetrie in der Eingangsspan-nung und auch durch einen Phasenausfall der Eingangsspannung bewirkt wird, ist ein Filter 18 für die zweite Harmonische vorgesehen. Dieses Filter kann in bekannter Weise implementiert werden, beispielsweise durch ein Kerb- bzw. Sperrfilter, dessen Kerbe an einer Mittenfrequenz eoo der zweiten Harmonischen angeordnet ist. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel weist ein aktives «Biquad»-Filter auf, dessen Einzelheiten in Fig. 2 gezeigt ist und das eine folgende Übertragungsfunktion hat;
S2 + otNx W 0 x S + CtfQ2 G -
S2 + oC D x COQ x S + WQ2
wobei wie zuvor S der Laplace-Operator und aN und aD Koeffizienten sind, die die Schärfe der Anstiege bzw. die Flankensteilheit des Frequenzverhaltens bestimmen, und wobei eoo die Mittenfrequenz der Kerbe ist.
Um das Vorhandensein der zweiten Harmonischen, d.h.120 Hz, abzutasten, ist zusätzlich ein Gegenkomponenten-Detektor vorgesehen, dessen Einzelheiten in Fig. 3 gezeigt sind. Der Gegenkomponenten-Detektor weist einen Detektor 26 für die zweite Harmonische auf, der mit dem Sperrfilter 18 verbunden ist, da, wie nachfolgend gezeigt wird, eine 120 Hz-Komponente darin für eine Gegenkomponente existiert, die auftreten könnte. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass die eine Frequenz von 120 Hz aufweisende zweite Harmonische am Ausgang des Multiplizierers 10 abgenommen werden könnte, wenn dies erwünscht ist. Der Ausgang des Detektors 26 für die zweite Harmonische ist mit einer Komparator-schaltung 28 verbunden, die eine zweite Eingangsgrösse, die ein Gleichspannungs-Referenzsignal ist, von einer Referenzschaltung 30 für die zweite Harmonische empfängt. Wenn ein im voraus eingestellter Referenzweit überschritten wird, wird ein Ausgangssignal an eine Ausgangsschaltung 32 abgegeben, die beispielsweise ein Pegelschieber sein kann und die ein digitales 120 Hz-Fehlersignal liefert, das an TTL-Pegel anpassbar ist.
In Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild von einem Kerbfilter 18 für die zweite Harmonische dargestellt, das, wie es vorstehend bereits angegeben wurde, ein aktives «Biquad»-Kerbfilter aufweist und das die Übertragungsfunktion gemäss Gleichung (1) implementiert. Eine derartige Schaltungsanordnung kann ein bekanntes Signalfilter sein und weist vier Operationsverstärker 34, 36, 38 und 40 auf, deren nicht-invertierende Eingänge mit Erde bzw. Masse verbunden sind. Die Ausgangsgrösse aus dem Multiplizierer 10 auf dem Leiter 41 wird gleichzeitig den invertierenden Eingängen der ersten und vierten Operationsverstärker 34 und 40 über Widerstände 42 bzw. 44 zugeführt. Operationsverstärker 34 und 40 enthalten Rückführungswiderstände 46 und 48 von ihren entsprechenden Ausgängen zu ihren invertierenden Eingängen. Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 34 ist mit dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 36 durch einen Verbindungswiderstand 50 verbunden. Der zweite Operationsverstärker 36 und auch der dritte Operationsverstärker 38 haben eine kapazitive Rückführung durch feste Kondensatoren 52 und 54 von ihren entsprechenden Ausgängen zurück zu ihren invertierenden Eingängen. Die Operationsverstärker 34 und 38 bewirken jeweils eine 90°-Pha-senverschiebung ihrer entsprechenden Eingangssignale. Ferner ist, wie in Fig. 2 gezeigt ist, der Ausgang des Operationsverstärkers 36 mit dem invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers 38 über einen Widerstand 56 und mit dem vierten Operationsverstärker 40 über einen Widerstand 58 verbunden. Die Ausgänge der Operationsverstärker 38 und 40 sind beide mit dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers 34 über Widerstände 58 bzw. 60 verbunden.
Bei einer derartigen Anordnung von Schaltungselementen enthält die Ausgangsgrösse der zweiten Stufe des Filters, d.h. des Operationsverstärkers 36, nur eine zweite Harmonische oder ein 120 Hz-Frequenzkomponentensignal. Dieses Signal wird durch einen Leiter 61 dem Detektor 26 für die zweite Harmonische (siehe Frg. 1) zugeführt. Die Einzelheiten des Detektors für die zweite Harmonische sind in Fig. 3 gezeigt. Das am Ausgang des Operationsverstärkers 40 erscheinende Signal wird über einen Leiter 62 der Integratorschaltung 14 gemäss Fig. 1 zugeführt.
Fig. 3 zeigt Einzelheiten des Gegenkomponenten-Detektors. Das sich auf die zweite Harmonische beziehende Signal (120 Hz) von der zweiten Stufe, d.h. dem Operationsverstärker 36 (siehe Fig. 2) des Sperrfilters 18, wird über einen Leiter 61 und einem Widerstand 66 dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 64 zugeführt. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 64 ist mit Masse verbunden. Der Verstärker 64 weist eine Widerstands-Rückführung mit einem Widerstand 68 vom Ausgang zurück zum invertierenden Eingang auf. Der Operationsverstärker 64 vergrös-sert das 120 Hz-Eingangssignal um einen Faktor (Verstärkung) von zehn (G = 10), wobei das verstärkte Signal dann dem invertierenden Eingang eines die Verstärkung eins aufweisenden Operationsverstärkers 70 zugeführt wird, mit dessen Ausgang zusätzlich eine Halbwellen-Gleichrichterdiode 72 verbunden ist Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 70 ist mit Masse verbunden. Die
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Verbindung des Operationsverstärkers 64 mit dem Operationsverstärker 70 erfolgt durch einen Festwiderstand 74. Ein Rückführungswiderstand 76 verbindet die Kathodenseite der Diode 72 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 70.
Die Diode 72 arbeitet als ein Detektor für die zweite Harmonische, indem ein Halbwellen-gleichgerich-5 tetes Signal am Knotenpunkt 78 geliefert wird. Dieses Signal wird dem nicht-invertierenden Eingang eines die Verstärkung eins aufweisenden Puffer-Operationsverstärkers 80 zugeführt, der auch eine Rückführung von seinem Ausgang zum invertierenden Eingang aufweist.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 80 wird dann einem Hochfrequenzfilter zugeführt, der aus einem Fest-Widerstand 82 und einem Kondensator 84 besteht. Die Ausgangsgrösse des Hoch-10 frequenzfilters erscheint am Knotenpunkt 86 und wird dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 88 zugeführt, der die in Fig. 1 gezeigte Komparatorschaltung 28 bildet. Das andere Eingangssignal zum Komparator 28 ist ein Referenz-Gleichspannungssignal, das dem invertierenden Eingang des Operationsverstärker-Komparators 88 zugeführt und das durch eine Zener-Diode 90 generiert wird, die mit einer festen Versorgungsspannung V+ über einen Widerstand 92 verbunden ist. 15 Zusätzlich ist der Zener-Diode 90 ein Filterkondensator 94 parallel geschaltet. Die Zener-Diode 90 ist so gewählt, dass sie eine feste Spannung (10 Volt) liefert. Weiterhin ist der Zener-Diode 90 ein Potentiometer 96 parallel geschaltet. Der Schleifer des Potentiometers 96 liefert eine Referenzgleichspannung zwischen 0 und 10 Volt, die dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 88 über ein Hochfrequenzfilter zugeführt wird, das aus einem Widerstand 98 und einem Kondensator 100 besteht. 20 Das Potentiometer 96 bildet somit ein Mittel zum Liefern einer selektiv veränderbaren Schwellwert-spannung für den Komparator 28, so dass, wenn das abgetastete 120 Hz-Ausgangssignal am Knotenpunkt 86 das gewählte Referenzpotential überschreitet, ein Ausgangssignal am Ausgang des Kompara-tor-Operationsverstärkers 88 erscheint. Dieses Ausgangssignal wird dann der Pegelschieberschaltung 32 zugeführt, die eine zweite Halbwellen-Gleichrichterdiode 104 und einen Transistor 102 aufweist. 25 Eine Vorspannung für die Diode 104 wird ihrer Anode durch einen Widerstand 106 zugeführt, der mit einer positiven Versorgungsspannung V+ und dem Ausgangswiderstand 108 des Komparator-Operations-verstärkers 88 verbunden ist. Die Kathode der Diode 104 ist mit der Basis des Transistors 102 durch die Widerstände 110 und 114 verbunden. Der Emitter des Transistors 102 ist mit Masse über eine Diode 116 verbunden, während sein Kollektor mit einer positiven Versorgungsspannung V+ über einen Wider-30 stand 118 verbunden ist.
Wenn im Betrieb der Referenzwert für die zweite Harmonische überschritten wird, wird das Ausgangssignal des Komparator-Operationsverstärkers 88 (normalerweise low) über die Diode 104 an den Transistor 102 geliefert, der durchschaltet, d.h. er wird leitend, wodurch ein auf «low» gehendes digitales Ausgangssignal am Kollektor des Transistors und dementsprechend auf dem Leiter 119 erscheint, wo-35 durch eine Anzeige geliefert wird, dass eine Unsymmetrie zwischen den Phasen oder ein Phasenausfall der drei Eingangsphasenspannungen existiert, die dem eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandler zugeführt sind. Eine derartige Anzeige ist besonders wichtig für gewisse Steuerfunktionen und auch für eine Selbstdiagnose, da der Frequenzwandler weiterhin arbeiten wird, wenn sich eine Gegenkomponente entwickelt und wenn die Gegenkomponente zu gross wird, und dann wird die Turbinen-40 generator-Regelung nicht richtig auf die Ausgangsgrösse des Frequenzwandlers ansprechen.
Claims (1)
- Patentansprüche1. Frequenzwandler mit einer Vorrichtung zum Abtasten einer Gegenkomponente von Eingangs-45 phasenspannungen in dem eine kontinuierliche Welle liefernden Frequenzwandler, gekennzeichnet durch:(a) Mittel (18) zum Liefern eines ersten Signals, als Reaktion auf ein Auftreten einer Gegenkomponente von Eingangsphasenspannungen welches erste Signai ein Signal mit der zweiten Harmonischen dieser Eingansphasenspannungen enthält,50 (b) Mittel (26) zum Abtasten des ersten Signals und zum Liefern eines Abtastsignals mit einer Amplitude, die der Grösse des ersten Signals proportional ist,(c) Mittel (30) zum Erzeugen eines Referenzsignals mit einer vorbestimmten gewählten Grösse und(d) einen Signalkomparator (28), dem das Abtastsignal und das Referenzsignal zugeführt ist und der ein Ausgangssignal liefert, wenn die Amplitude des Abtastsignals die Amplitude des Referenzsignals55 überschreitet, wobei das Ausgangssignal eine Anzeige für die Gegenkomponente darstellt.2. Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zur Lieferung des ersten Signais eine Schaltungsanordnung aufweisen, die in dem Frequenzwandler enthalten ist.3. Frequenzwandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zur Lieferung des ersten Signals einen Abschnitt eines mehrere Abschnitte aufweisenden Filters bilden.60 4. Frequenzwandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein aktives Filter mit einem Abschnitt ist, der das die zweite Harmonische enthaltende Frequenzsignal liefert.5. Frequenzwandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Riter ein Sperrfilter ist, das eine Frequenzkerbe bei dem Frequenzsignal der zweiten Harmonischen aufweist6. Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Abtasten eine 65 Detektor-Diode (72) aufweisen, die mit den Mitteln zum Liefern des ersten Signals verbunden ist.55101520253035404550556065CH678 470 A57. Frequenzwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Diode (72) ein Halbwellen-Diodengieichrichter ist.8. Frequenzwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Signalverstärker (64) vorgesehen ist, der zwischen die das erste Signal liefernden Mittel (18) und die Diode (72) geschaltet ist.9. Frequenzwandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Verstärker (70) mit dem Ausgang des ersten Verstärkers (64) verbunden ist und die Diode (72) mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers (70) verbunden ist.10. Frequenzwandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Verstärker (70) eine Einheitsverstärkung hat.11. Frequenzwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die Diode (72) und den Signaikomparator (78) ein dritter Verstärker (80) geschaltet ist, der als ein Signalpuffer arbeitet.12. Frequenzwandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten, zweiten und dritten Verstärker (64,70,80) Operationsverstärkerschaltungen sind.13. Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass erste und zweite Hochfrequenz-Filterschaltungen (82, 84; 98, 100) vorgesehen sind, die auf entsprechende Weise zwischen die Detektorschaltung (26), die das Referenzsignal liefernde Einrichtung (30) und den Signaikomparator (28) geschaltet sind.14. Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (28) einen Komparatorverstärker (88) aufweist, wobei die Detektorschaltung (26) mit dem ersten Verstärkereingang und die das Referenzsignal liefernde Einrichtung mit dem zweiten Verstärkereingang verbunden sind und der Komparatorverstärker (88) das Ausgangssignal erzeugt, wenn die Amplitude des Abtastsi-gnals die Amplitude des Referenzsignals überschreitet.15. Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (32) zum Umwandeln des Pegels des Ausgangssignals vorgesehen sind für eine Verwendung durch externe Verbraucherschaltungen.16. Frequenzwandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlereinrichtung (32) Mittel aufweist zum Umwandeln des Ausgangssignals in ein digitales Ausgangssignal.17« Frequenzwandler nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlereinrichtung (32) einen elektronischen Schalter (104) aufweist, der bei Auftreten des Ausgangssignals von einem ersten Betriebszustand in einen zweiten Betriebszustand umgeschaltet wird.18. Frequenzwandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der elektronische Schalter (104) einen Halbleiterschalter aufweist, der bei dem Ausgangssignal von einem nicht-leitenden Zustand in einen leitenden Zustand umgeschaltet wird.19. Frequenzwandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass ein Signalgleichrichter (102) zwischen dem Signaikomparator (28) und dem elektronischen Schalter (104) geschaltet ist.20. Frequenzwandler nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (102) ein Halbwellen-Gleichrichter ist.6
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