JPS63179262A - 連続波周波数変換器用の逆相分検出装置 - Google Patents

連続波周波数変換器用の逆相分検出装置

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JPS63179262A
JPS63179262A JP62324238A JP32423887A JPS63179262A JP S63179262 A JPS63179262 A JP S63179262A JP 62324238 A JP62324238 A JP 62324238A JP 32423887 A JP32423887 A JP 32423887A JP S63179262 A JPS63179262 A JP S63179262A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 関連出願との関係 この出願は1986年12月23日に出願された係属中
の米国特許出願通し番号筒945.931、発明の名称
「電力系統安定器用のオンライン試験及び診断装置」と
関連を有する。
発明の背景 この発明は全般的に1組の単相交流電圧の逆相分を決定
する装置、更に具体的に云えば、連続波周波数変換器で
相聞不平衡又は相の消滅を検出する装置に関する。
幾つかの電力系統の制御機能には、1組の多相交番電圧
の周波数の測定値を使う必要がある。その中には11重
電機の励磁機、高圧直流送電系統及び静止形VAR補償
器に対する電力系統の安定器作用がある。こういう用途
では、帯域幅の広い応答を持ち、雑音に対する感度が低
い公知の連続波位相固定ループ形周波数変換器を使うの
が有利である。そのある用途では、交流系統の電圧に著
しい不平衡が存在する間、又は何れかの相の電圧測定装
置に故障が起った場合、制御機能を不作動にすることが
望ましい。
電力系統安定器(PSS)で周波数を感知する公知の1
形式の変換器は、連続波周波数変換器(CWFT)であ
る。CWFTは周知であり、位相固定ループ回路を持っ
ていて、それが入力電圧、即ち3相交流発電機の端子電
圧の周波数を監視し、それを、周波数に比例する振幅を
持つ直流出力電圧に変換する。最も広義に見れば、CW
FTは、3相の発電機端子電圧に電圧制御形発振器(V
CO)からの3つの直角位相信号出力を乗算する様な位
相固定ループを実現したものである。3つの掛算器の出
力を加算し、積分器及び位相進み回路を含むループ・フ
ィルタに供給する。その出力が実際の周波数に比例する
信号になる。この実周波数信号を直流基準周波数信号と
比較し、その時周波数誤差信号を発生する。この周波数
誤差信号を電圧制御形発振器に印加すると、この発振器
は、誤差信号がゼロになるまで、出力周波数を変える。
優勢な周波数は、基本電力周波数、即ち6011z系統
では60Hzである。
CWFTはゼロ・ボルトで動作するのが普通であるから
、送電が出来なくなる様な故障を検出するのが比較的用
難である\。これは、逆相骨を求めて、即ち、入力各相
電圧の内の1つ又は2つが消滅したり、或いは3相の間
に120’以外の移相が起った時も、動作を続けるから
である。
この発明はCWFTの固有の特性を利用して、1組の交
番電圧中の逆相骨の量に比例する信号を発生する。この
信号は種々の作用の為に利用することが出来、その中に
は、電力系統の重要な制御機能を遮断すること又はその
パラメータを調節することが含まれる。
発明の要約 従って、この発明の目的はある電力系統制御機能を改善
することである。
この発明の別の目的は、電力系統制御機能に利用される
連続波周波数変換器を改良することである。
この発明の別の目的は、電力系統安定器の制御を改善す
ることである。
この発明の別の目的は、3相の間の電圧不平衡又は連続
波周波数変換器に印加される入力各相電圧の1つ又は更
に多くが消滅することになって現れる様な、連続波周波
数安定器に対する入力電圧の逆相骨を検出することであ
る。
上記並びにその他の目的が、この発明では、連続波周波
数変換器に対する入力周波数と電圧制御形発振器の直角
出力との間の差を監視する位相誤差検出器の出力に多段
形第2高調波ノッチ・フィルタを結合することによって
達成される。電圧制御形発振器の周波数は、実周波数と
基準周波数の間の差で構成される周波数誤差信号に従?
て変えられる。逆相骨により、第2高調波信号が発生さ
れる。第2高調波フイルタが、第2高調波周波数成分信
号を発生する1段を持っている。この信号が第2高調波
検出器に結合され、この検出器の出力が第2高調波基準
信号と共に比較器に供給される。比較器は、第2高調波
検出器からの出力が基準を越えた場合、故障表示信号を
出力する。相゛間不平衡又はある相電圧の消滅を含む様
な、3相電力系統の逆相骨に対し、120Hzの比較的
大きな第2高調波信号が発生され、これが6011zの
電力系統の周波数では、比較器の出力に現れ、120H
zの故障表示信号となる。この故障表示信号を系統制御
回路及び/又は系統診断回路の様な1つ又は更に多くの
外部利用回路が利用し得るレベルに変換する。
この発明の要旨は特許請求の範囲に具体的に定義しであ
るが、この発明は以下図面について説明する所から更に
よく理解されよう。
詳しい説明 第1図には電力系統安定器(PSS)(図面に示してな
(りに対する連続波周波数変換器(CWFT)が示され
ている。CWFTに対する入力は、電力系統の電圧及び
周波数と関係を持つ。この電力系統は1個の3相発電機
の出力であってもよいし、或いは多くの発電機の出力で
構成される母線であってもよい。
第1図に示す様に、入力が3相の発電機端子出力電圧で
構成され、それらが線Ll、L2.L3に現れる。線路
電圧は正弦状であり、典型的には6011zの所定の周
波数を持っていて、夫々電気角で120@位相変位して
いる。L、、L2.L3に現れる3つの線路電圧が掛算
器回路10に印加される。この掛算器回路は、電圧制御
形光振器(VCO)12から線va、vb、vcに出る
3つの正弦状出力信号をも受取る。発振器12は、電気
角で120@互いに離れると共に、Ll。
L 2 +  L 3に現れる3つの入力線路電圧に対
して直角の3つの信号を発生する。掛算器10が、信号
の対し1とva%L2とV b% L 3とvcを乗算
して、その結果得られた3つの出力を、加算する様に作
用する。事実上、掛算器10は位相誤差検出器として動
作し、CWFTに対する3つの入力を、これらの入力に
対して直角の3つのVCO出力と比較する。
3相掛算器10の加算出力が、従来は伝達関数1/Sを
持つ積分器14に印加されていた。こ−でSはラブラー
ス変換の複素変数である。積分器14の出力が、Tを進
み回路の時定数として、1+STと云う変換作用を持つ
進み回路16に印加される。
この発明では、第2高調波ノッチ・フィルタ回路18が
掛算器10と積分器14の間に結合されるが、これは後
で説明する。進み回路16の出力が回路の節?0に現れ
、これは線路Ll * L2 +L3に現れる入力信号
の瞬時周波数と、線路va。
Vl> + vCに現れる電圧制御形光振器12からの
3つの出力の瞬時周波数との間の差に比例する変化する
振幅を持つ直流信号で構成される。回路の節20に現れ
る信号が、予定の利得を持つ出力増幅器22と、加算点
24の1つの入力とに印加される。加算点の出力が電圧
制御形光振器12に対する入力となる。
加算点24に対する他方の入力は正の直流基準信号であ
り、これは例えば正の電圧源と大地の間に周知の様に結
合された適当なポテンショメータ(図面に示してない)
のワイパ・アームから取出すことが出来る。
従って、加算点24の出力、即ち電圧制御形光振器12
に対する入力が、節20の周波数差信号と直流基準信号
の和であることが判る。直流基準信号は、節20に同等
信号が存在しない時、電圧制御形光振器12を入力信号
の予想周波数と等しい周波数、例えば線路Ll #  
L2 +  Llの60Hzで運転する様な値に設定さ
れている。周知の様に、節20に何等かの電圧信号が加
えられると、VCo  12は、入力信号の相対的な極
性に応じて、予想入力周波数より高いか低い周波数で運
転される。予想周波数からの発振器の周波数の差の大き
さは、勿論節20に現れる信号の大きさの関数である。
掛算器10に対する2組の入力の間に周波数の差が存在
する限り(これによって本質的に90゜以外の位相差が
生ずる)、掛算器10の信号出力はゼロ以外の値を持ち
、それを積分した時、節20の信号の値が変化し、こう
して電圧制御形光振器12の周波数出力を変える。vC
O出力のこの変化は、線路Va、Vl、、VCの周波数
が線路L l r  L2 +  L 3の入力電圧の
周波数と同じになるまで続く。この為、入力信号、即ち
線LI+L2.L3の3相発電機の端子電圧の周波数に
比例する出力周波数を発生する簡単で比較的低置な位相
固定ループが得られる。
次に、連続波周波数変換器に対する逆相分検出器を対象
とするこの発明について考える。線路Ll r  L2
 *  Llの入力電圧の逆相分は、3相入力の各相の
間の電圧不平衡、又は3相の間の120°以外の移相と
なって現れる。この不平衡は極端な場合、1つ又は更に
多くの相が大地に短絡されるか或いは相互に短絡される
様な1相の消滅となることがある。こういうことが起る
と、比較的大きな第2高調波(60Hz糸系統は120
 Hz)が発生される。
入力電圧の位相不平衡並びに入力電圧の相の消滅によっ
て起る出力リップルを最小限に抑える為、第2高調波フ
ィ、ルタ18を設ける。このフィルタは、そのノツチが
第2高調波の中心周波数ω0に −ある様なノッチ・フ
ィルタの様な周知の形で構成することが出来る。好まし
い実施例は、能動形「パイカッド」フィルタで構成され
、その詳細が第2図に示されているが、次の伝達関数を
持つ。
S2+αN×ωo xS+ω。2 G−(1) S2+αD×ωo xS+ωo2 ニーで、Sはラブラース演算子であり、αN及びαDは
周波数応答の裾部の明確さく5harpness )を
決定する係数であり、ω0はノツチの中心周波数である
第2高調波、即ち120Hzが存在するのを検出する為
、逆相分検出器が設けられる。宝の詳細が第3図に示さ
れている。逆相分検出器が第2高調波検出器26を含み
、これがノッチ・フィルタ18に結合される。これは、
後で判る様に、逆相分が起るとすれば、その中には12
011z成分が存在するからである。然し、希望によっ
ては、120fizの第2高調波は掛算器10の出力か
ら拾い出すことが出来ることに注意されたい。第2高調
波検出器26の出力が比較回路28に結合される。この
比較回路は、第2高調波基準回路30からの直流基準信
号で構成された2番目の入力を受取る。
予め設定した基準値を越えると、出力信号が出力回路3
2に結合される。この出力回路は、例えばTTLレベル
に適応し得るディジタル形の12011zの故障信号出
力を発生するレベル・シフタで構成される。
第2図には第2高調波ノッチ・フィルタ18の回路図が
示されている。前に述べた様に、これは能動形「パイカ
ッド」ノッチ・フィルタで構成され、式(1)の伝達関
数を持つ。この形式の回路は信号フィルタの設計の分野
で周知であり、4つの演算増幅器34.3B、38.4
0で構成される。これらの増幅器の非反転入力が大地に
結合される。掛算器10から回路導線41に出る出力が
、夫々抵抗42.44を介して第1及び第4の演算増幅
器34.40の反転入力に同時に供給される。
演算増幅器34及び40の両方は夫々の出力から反転入
力への帰還抵抗46.48を持っている。
第1の演算増幅器34の出力が結合抵抗50を介して第
2の演算増幅器36の反転入力に結合される。第2の演
算増幅器36及び第3の演算増幅器38は夫々の出力か
ら反転入力へ固定コンデンサ52.54による容量性帰
還をしである。演算増幅器36及び38は何れも夫々の
入力信号の直角移相を行なう。更に第2図に示す様に、
演算増幅器36の出力が第3の演算増幅器38の反転入
力に抵抗56を介して結合されると共に、第4の演算増
幅器40に抵抗58を介して結合される。演算増幅器3
8.40の出力が夫々抵抗58.60を介して、第1の
演算増幅器34の反転入力に結合される。
回路素子をこの様に構成した場合、フィルタの第2段、
即ち演算増幅器36の出力は、第2高調波又は1201
1zの周波数成分信号しか持たない。
この信号が回路導線61によって第2高調波検出器26
(第1図)に結合される。′1n2高調波検出器の詳細
が第3図に示されている。演算増幅器40の出力に現れ
る信号が回路導線62を介して第1図の積分回路14に
結合される。
第3図に逆相分検出器の詳細を示しであるが、ノッチ・
フィルタ18の第2段、即ち演算増幅器36(第2図)
からの第2高調波信号(12011z)が回路導線61
及び抵抗66を介して、演算増幅器64の反転入力に結
合される。演算増幅器64の非反転入力が接地され、出
力から反転入力に抵抗68で構成された抵抗帰還を施し
である。演算増幅器64は12011zの入力信号を1
0倍(利得G−10)だけ強める様に作用し、この様に
強めた信号が利得1の演算増幅器70の反転入力に結合
される。増幅器70の出力には半波整流ダイオード72
が結合されている。演算増幅器70の非反転入力が大地
に接続される。演算増幅器64と演算増幅器70との結
合は固定抵抗74に由る。
帰還抵抗76がダイオード72の陰極側から演算増幅器
70の反転入力に結合される。
ダイオード72が、回路の節78に半波整流信号を発生
することにより、第2高調波の検出器として作用する。
この信号が利得1のバッファ演算増幅器80の非反転入
力に供給され、この増幅器は出力から反転入力に直接帰
還を施しである。
演算増幅器80の出力が次に固定抵抗82及びコンデン
サ84で構成された高周波フィルタに供給される。高周
波フィルタの出力が回路の節86に現れ、第1図に示し
た比較回路28を構成する演算増幅器88の非反転入力
に供給される。比較回路28に対する他方の入力は直流
基準電圧であり、これが演算増幅器で構成された比較回
路88の反転入力に結合されるが、一定の電源電圧V+
の両端に抵抗92を介して結合されたツェナー・ダイオ
ード90によって発生される。フィルタ・コンデンサ9
4がツェナー・ダイオード90を分路している。ツェナ
ー・ダイオード90はその両端に一定の電圧(10ボル
ト)を発生する様に選ばれる。更にツェナー・ダイオー
ド90の両端にポテンショメータ96が結合される。ポ
テンショメータ96の摺動子が0乃至10ボルトの直流
基準電圧を発生し、これが抵抗98及びコンデンサ10
0で構成された高周波フィルタを介して、演算増幅器8
8の反転入力に結合される。
この為、ポテンショメータ96は、比較回路28に対し
、選択的に可変の閾値電圧を供給する手段となり、回路
の節86の検出された120Hzの出力が選ばれたj!
準電圧を越える時、比較回路を構成する演算増幅器88
が出力を発生する。この出力が、2番目の半波整流ダイ
オード104及びトランジスタ102を含むレベル・シ
フタ32に結合される。ダイオード104に対するバイ
アス電圧が、正の電圧源V+に結合された抵抗106と
比較回路の演算増幅器88からの出力抵抗108とによ
り、その陽極電極に印加される。ダイオード102の陰
極電極が抵抗110.114を介して、トランジスタ1
04のベースに結合される。
トランジスタ102のエミッタがダイオード116を介
して大地に結合され、そのコレクタ電極が抵抗118を
介して正の電圧源V+に結合される。
動作について説明すると、第2高調波の基準値を越えた
時、比較回路を構成する演算増幅器88の出力(通常低
)がダイオード104を介してトランジスタ102に供
給され、このトランジスタがターンオンし、即ち導電し
、トランジスタのコレクタ電極、従って回路導線119
1:r低」に向うディジタル形の出力信号が現れる様に
し、こうして連続波周波数変換器に結合された入力3相
電圧の間に不平衡又はある相の消滅が起ったことを表示
する。この表示はある制御機能にも、自己診断にとって
も特に重要である。これは、CWFTが、逆相性が発生
した時も動作を続け、逆相性が過大であると、タービン
発電機の制御装置がCWFTの出力に正しく応答しなく
なるからである。
この発明の好ましい実施例と考えられるものを図面に示
して説明したが、これは例示で、あって、この発明を制
約するものでないことを承知されたい。従って、この発
明の範囲内に含まれる全ての変更がこの中に含まれるこ
とを承知されたい。
【図面の簡単な説明】
第1図は電力系統安定器に用いられる連続波周波数変換
器に結合されたこの発明の好ましい実施例のブロック図
、第2図は第1図に示した第2高調波フイルタの詳細を
示す回路図、第3図は第1図に示した逆相分検出器の詳
細を示す回路図である。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1)周波数変換器に対する入力相電圧の逆相分を検出す
    る装置に於て、逆相分が発生した時に前記相電圧から発
    生された信号に対応する第1の信号を発生する手段と、
    該第1の信号を検出して、該第1の信号の大きさに比例
    する振幅を持つ検出信号を発生する手段と、選ばれた予
    定の振幅を持つ基準信号を発生する手段と、前記検出信
    号及び前記基準信号に結合され、それらに応答し、検出
    信号の振幅が基準信号の振幅を越えた時に出力信号を発
    生する信号比較手段とを有し、該出力信号が逆相分の表
    示となる装置。 2)特許請求の範囲1)に記載した装置に於て、前記逆
    相分が発生した時に発生される信号が、前記相電圧の周
    波数の第2高調波であり、前記周波数変換器が連続波周
    波数変換器で構成される装置。 3)特許請求の範囲2)に記載した装置に於て、前記第
    1の信号も第2高調波信号で構成される装置。 4)特許請求の範囲3)に記載した装置に於て、前記第
    1の信号を発生する手段が、前記連続波周波数変換器内
    に含まれる回路手段で構成される装置。 5)特許請求の範囲4)に記載した装置に於て、前記第
    1の信号を発生する手段が多区間フィルタの1区間で構
    成される装置。 6)特許請求の範囲5)に記載した装置に於て、前記フ
    ィルタが能動フィルタで構成されていて、逆相分が発生
    した時に発生される信号の第2高調波周波数信号成分を
    発生する1区間を持っている装置。 7)特許請求の範囲6)に記載した装置に於て、前記フ
    ィルタが、前記第2高調波周波数信号の所に周波数ノッ
    チを持つノッチ・フィルタで構成される装置。 8)特許請求の範囲2)に記載した装置に於て、前記検
    出する手段が、前記第1の信号を発生する手段に結合さ
    れた検波ダイオード手段で構成される装置。 9)特許請求の範囲8)に記載した装置に於て、前記ダ
    イオード手段が半波ダイオード整流器で構成される装置
    。 10)特許請求の範囲8)に記載した装置に於て、前記
    第1の信号を発生する手段と前記ダイオード手段の間に
    結合された第1の信号増幅手段を有する装置。 11)特許請求の範囲10)に記載した装置に於て、前
    記第1の信号増幅手段の出力に結合された第2の増幅手
    段を持ち、前記ダイオード手段が該第2の増幅手段の出
    力に結合されている装置。 12)特許請求の範囲11)に記載した装置に於て、前
    記第2の増幅手段が利得1の増幅器である装置。 13)特許請求の範囲12)に記載した装置に於て、前
    記ダイオード手段及び前記信号比較手段の間に結合され
    た第3の増幅手段を有し、該第3の増幅手段が信号バッ
    ファとして動作する装置。 14)特許請求の範囲13)に記載した装置に於て、前
    記第1、第2及び第3の増幅手段が演算増幅器回路手段
    で構成される装置。 15)特許請求の範囲1)に記載した装置に於て、前記
    検出する手段、前記基準信号を発生する手段及び前記信
    号比較手段の間に夫々結合された第1及び第2の高周波
    フィルタ回路を有する装置。 16)特許請求の範囲1)に記載した装置に於て、前記
    比較手段が第1及び第2の入力を持つ比較増幅器で構成
    されていて、前記検出する手段が前記第1の入力に結合
    され、前記基準信号を発生する手段が前記第2の入力に
    結合され、前記比較増幅器は、検出信号の振幅が基準信
    号の振幅を越えた時に前記出力信号を発生する様に作用
    し得る装置。 17)特許請求の範囲1)に記載した装置に於て、外部
    利用手段で使う為、前記出力信号のレベルを変換する手
    段を有する装置。 18)特許請求の範囲17)に記載した装置に於て、前
    記変換する手段が、前記出力信号をディジタル形出力信
    号に変換する手段で構成される装置。 19)特許請求の範囲18)に記載した装置に於て、前
    記変換する手段が前記出力信号に応答して第1の動作状
    態から第2の動作状態に駆動される電子式スイッチ手段
    で構成される装置。 20)特許請求の範囲19)に記載した装置に於て、前
    記電子式スイッチ手段が、前記出力信号に応答して非導
    電状態から導電状態に駆動される半導体スイッチで構成
    される装置。 21)特許請求の範囲19)に記載した装置に於て、前
    記信号比較手段及び電子式スイッチ手段の間に結合され
    た信号整流手段を有する装置。 22)特許請求の範囲21)に記載した装置に於て、前
    記整流手段が半波整流手段で構成される装置。
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