DE3718103A1

DE3718103A1 - Schaltung zur verminderung des demodulationsphasenfehlers

Info

Publication number: DE3718103A1
Application number: DE19873718103
Authority: DE
Inventors: Iii Edward Richard Campbell; Jun Henry Garton Lewis
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1986-05-29
Filing date: 1987-05-29
Publication date: 1987-12-03
Also published as: FR2599574A1; GB2191367A; FR2599574B1; KR870011796A; JP2627270B2; SG28693G; HK41395A; KR950004103B1; DE3718103C2; GB2191367B; GB8712044D0; JPS62287781A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Verminderung des Demodulationsphasenfehlers in einer Verarbeitungsschaltung für Radiofrequenzsignale, welche Komponenten enthalten können, die durch Verzerrung durch Mehrwegübertragung auftreten. Die Schaltung kompensiert im wesentlichen Phasenfehler in den demodulierten zusammengesetzten Videosignalen, die durch Mehrwegübertragungskomponenten verursacht werden.

Der Fernsehempfang ist lange beeinträchtigt worden durch Verzerrungen durch Mehrwegübertragung, d. h. den Empfang von unerwünschten Mehrfachsignalen. Diese unerwünschten Signale, reflektiert von Bauwerken oder anderen großen Objekten oder resultierend von nicht ausreichend abgeschlossenen Kabelnetzen, treten als verzögerte Versionen des direkten Fernsehsignals auf und werden gemeinhin als Geistersignale bezeichnet.

Die Geistersignale werden gegenüber dem direkten Signal entsprechend einer Funktion der Beziehung der Signalweglängen zwischen dem direkten und dem Geistersignal verzögert. Die Zufälligkeit dieser Beziehung von einem Empfängerstandort zu einem anderen hat zur Folge, daß die Phase des Geistersignals, d. h. des verzögerten direkten Trägersignals in einer beliebigen Beziehung stehen kann zur Phase des direkten Trägersignals.

Bei vielen Schaltungen zur automatischen Korrektur von Geisterbildern werden die einlaufenden Fernsehsignale synchron in Phase demoduliert mit dem Bildträgersignal.

Beispielhafte Systeme dieser Art sind in dem Artikel "Adaptive Multipath Equalization for T. V. Broadcasting", IEEE Transactions on Consumer Electronics, Mai 1977, Seiten 175-181, H. Thedick; US-PS 42 85 006, "Ghost Cancellation Circuit System" und US-PS 43 74 400, "Television Ghost Cancellation System with Ghost Carrier Phase Compensation" beschrieben.

Bei einem typischen System dieser Art wird das Bildträgersignal dem durch den Zwischenfrequenz-(ZF)-Verstärker erzeugten modulierten Fernsehsignal entnommen. Dieses Trägersignal wird verwendet, um eine phasenverriegelte Schleife (phase locked loop = PLL) zu synchronisieren, die ein regeneriertes Trägersignal erzeugt. Auf dieses regenerierte Trägersignal und auf die durch den ZF-Verstärker erzeugten modulierten Fernsehsignale spricht ein Synchrondetektor an, um zwei Basisbandsignale, I und Q zu bilden, welche jeweils die Inphasenmodulationskomponenten und die Quadraturphasenmodulationskomponenten des ZF-Signals repräsentieren. Die I- und Q-Signale werden in der Schaltung dazu verwendet, jeweils die Inphasenkomponenten und die Quadraturphasenkomponenten des Geistersignals aus dem synchronmodulierten I-Signal zu entfernen.

Wenn die einlaufenden Fernsehsignale eine verhältnismäßig starke Geisterbildsignalkomponente enthalten mit einer verzögerten direkten Trägerphase, die nicht die gleiche ist wie die Trägerphase des direkten Signals, dann werden die direkten Signalkomponenten der auf diese Weise gebildeten I- und Q-Signale entzerrt. Diese Entzerrung kann erfolgen, da das ZF-Trägersignal des einlaufenden Fernsehsignals die Vektorsumme des direkten und des verzögerten direkten, d. h. des das Geisterbild erzeugenden Trägersignals ist und in der Folge eine andere Phase hat als das direkte Trägersignal.

Wenn das entnommene Trägersignal dazu verwendet wird, die durch den ZF-Verstärker erzeugten Fernsehsignale synchron zu demodulieren, dann werden die resultierenden Basisbandsignale durch Übersprechen von der Quadraturkomponente der demodulierten Fernsehsignale verzerrt. Da Fernsehsignale modulierte Restseitenbandsignale sind, ist diese Quadraturkomponente die Hilbert-transformierte der Inphasenkomponente mit Frequenzen größer als 1 MHz. Die durch diese Quadraturkomponente bewirkte Verzerrung kann als erhebliche Spitzenwertbildung der Verikalkanten im reproduzierten Bild auftreten oder als auffälliger Verlust der Horizontalauflösung, je nachdem ob die Quadraturkomponente die Tendenz hat die entsprechende Inphasenkomponente zu verstärken oder aufzuheben.

Durch die Erfindung wird eine Schaltung zur Verminderung des Demodulationsphasenfehlers in einer Verarbeitungsschaltung für radiofrequente Fernsehsignale geschaffen. Die Schaltung enthält einen Eingangsanschluß, dem radiofrequente Fernsehsignale mit einer direkten Signalkomponente, die ein direktes Trägersignal enthält, und eine verzögerte direkte Signalkomponente, die ein verzögertes direktes Trägersignal enthält, zugeführt werden. Das radiofrequente Fernsehsignal enthält ein Trägersignal, das eine Vektorsumme des direkten Trägersignals und des verzögerten direkten Trägersignals ist. Dieser Eingangsanschluß ist mit einer Schaltungsanordnung verbunden, die aus dem radiofrequenten Fernsehsignal das Trägersignal entnimmt. Mit dieser Schaltungsanordnung zur Ableitung des Trägersignals ist eine weitere Schaltungsanordnung verbunden, die eine Phasenverriegelungsschaltung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals, deren Frequenz und Phase durch das abgeleitete Trägersignal bestimmt sind, enthält. Die Phasenverriegelungsschaltung enthält einen Phasenvergleicher, der auf das abgeleitete Trägersignal und auf das Oszillatorsignal anspricht, um ein Phasendifferenzsignal zu erzeugen, das die Differenz der Phase zwischen dem Oszillatorsignal und dem abgeleiteten Trägersignal repräsentiert. Mit dem Eingangsanschluß ist eine Detektorschaltung verbunden, die auf das radiofrequente Fernsehsignal und auf das Oszillatorsignal anspricht, um erste Basisbandsignale (I) und zweite Basisbandsignale (Q) zu erzeugen, welche jeweils direkte und verzögerte direkte Signalkomponenten aufweisen. Die direkten Signalkomponenten der ersten und zweiten Basisbandsignale können reziproke Verzerrungskomponenten durch Übersprechen enthalten. Die Basisbandsignale repräsentieren die amplitudenmodulierte Information, die durch das radiofrequente Fernsehsignal übertragen wird. Mit der Detektorschaltung ist eine zusätzliche Schaltungsanordnung verbunden, die mindestens auf eines der Basisbandsignale anspricht, um ein Phasensteuersignal proportional zu der Differenz der Phase zwischen dem direkten Trägersignal und der Vektorsumme des direkten Trägersignals und des verzögerten Trägersignals zu erzeugen. Schließlich ist eine Phasenkorrekturschaltung vorgesehen, die auf das Phasensteuersignal anspricht, um vom Phasendifferenzsignal und vom ersten Basisbandsignal eines zu modifizieren, so daß ein modifiziertes erstes Basisbandsignal erzeugt wird, welches wesentlich reduzierte Übersprechverzerrungskomponenten aufweist.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält die Phasenkorrekturschaltung einen Addierer und einen spannungsgesteuerten Oszillator und das Phasensteuersignal ist geeignet, die Phase des Oszillatorsignals in einem solchen Sinn zu verändern, daß die Amplitude des Phasensteuersignals vermindert wird.

Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung enthält die Phasenkorrekturschaltung eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Basiskorrektursignals und eine Schaltungsanordnung zum Kombinieren des Phasenkorrektursignals und des ersten Basisbandsignals.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausschnittes aus einem Fernsehempfänger mit einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Demodulationsphasenfehlerdetektors, der in dem in Fig. 1 dargestellten Teil des Fernsehempfängers verwendet werden kann;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer phasenverriegelten Schleife, die in dem in Fig. 1 dargestellten Teil des Fernsehempfängers verwendet werden kann;

Fig. 4A-4E Amplituden/Zeit-Darstellungen von Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs des in Fig. 1 dargestellten Teils des Fernsehempfängers;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines alternativen Demodulationsphasenfehlerdetektors, zur Verwendung im Fernsehempfänger nach Fig. 1;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Demodulationsphasenfehlerdetektors, wie er in der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform verwendet werden kann; und

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Komplexmultiplizierers zur Verwendung in der Ausführungsform der Fig. 6.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung werden HF-Signale über eine Antenne 8 empfangen und einer Abstimmschaltung 10 zugeführt. Die Abstimmschaltung 10, bei der es sich um eine übliche Konstruktion handeln kann, überlagert die HF-Signale mit einem durch einen lokalen Oszillator erzeugten Signal, um ZF-Signale zu erzeugen, die einen ZF-Träger modulierende zusammengesetzte Videosignale enthalten. Diese ZF-Signale werden einem ZF-Verstärker 12 zugeführt und von diesem verstärkt und einer Schaltung 14 zugeführt, die daraus ein Trägerreferenzsignal extrahiert. Die Schaltung 14 kann, z. B. ein übliches Bandpaßfilter sein mit einer schmalbandigen Frequenzübertragungscharakteristik, die um die ZF-Trägerfrequenz zentriert ist.

Das durch die Schaltung 14 erzeugte Signal ist das ZF- Trägersignal unter weitgehendem Ausschluß von modulierten Komponenten. Dieses Trägersignal wird einer phasenverriegelten Schleife (phase locked loop = PLL) 16 zugeführt, die ein Oszillatorsignal mit der gleichen Frequenz wie das ZF-Trägersignal, und das mit diesem phasenverriegelt ist, erzeugt. Die Phasenverriegelungsschaltung 16 wird detaillierter unten unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.

Das durch die phasenverriegelte Schleife 16 erzeugte Signal wird einem Eingangsanschluß eines Synchrondetektors 18 und einer 90°-Phasenverschiebungsschaltung 20 zugeführt. Die Schaltung 20 erzeugt ein Signal, das um 90° phasenverschoben ist gegenüber dem durch die Phasenverriegelungsschaltung 16 erzeugten regenerierten Trägersignal. Dieses um 90° phasenverschobene Trägersignal wird einem Eingangsanschluß eines Synchrondetektors 22 zugeführt. Die Synchrondetektoren 18 und 22 multiplizieren das ZF-Signal, das diesen ebenso vom ZF-Verstärker 12 zugeführt wird, mit den entsprechenden Inphase liegenden und um 90° phasenverschobenen Trägersignalen. Die Detektoren 18 und 22 erzeugen damit jeweils Basisbandsignale I und Q, die die Inphase liegenden bzw. phasenverschobenen Modulationssignalkomponenten des ZF-Signals repräsentieren.

Die I- und Q-Signale werden einer automatisch arbeitenden Schaltung 24, die das Geisterbild behebt bzw. die Störung korrigiert, zugeführt. Die Korrekturschaltung 24, die z. B. ähnlich der in der obengenannten Literatur beschriebenen sein kann, verarbeitet das I-Signal, so daß die Verzerrungskomponenten durch Mehrwegübertragung im wesentlichen entfernt werden, und erzeugt ein korrigiertes Signal I′, aus dem die Geisterbildkomponenten entfernt sind, an seinem Ausgangsanschluß.

Wie oben erläutert, können Geisterbild- oder Störbildsignale mit Trägerphasen, die von der Trägerphase des direkten Signals abweichen, bewirken, daß die Trägerphase des einlaufenden Signals verschieden ist von der des direkten Signals. Die Geisterbildsignale sind dann eine verzögerte direkte Signalkomponente mit einem verzögerten direkten Trägersignal. Diese Phasendifferenz durchläuft die Abstimmschaltung 10 und den ZF-Verstärker 12, so daß die Phase des durch die Schaltung 14 extrahierten Trägersignals nicht mit der Phase des ZF-Trägers des direkten Signals übereinstimmt. Das abgeleitete Trägersignal wäre die Vektorsumme des direkten Trägersignals und des verzögerten direkten Trägersignals. Da die durch die Phasenverriegelungsschaltung 16 erzeugten Signale mit dem abgeleiteten Trägersignal phasenverriegelt sind, kann das durch den Synchrondetektor 18 erzeugte I-Signal Übersprechkomponenten aus der um 90° verschobenen Komponente des direkten Signals enthalten. Ebenso kann das durch den Synchrondetektor 22 erzeugte Q-Signal Übersprechkomponenten aus der Inphasekomponente des direkten Signals enthalten. Darüberhinaus kann das durch die Korrekturschaltung 24 zur Behebung des Geisterbildes erzeugte Signal I′ ebenfalls verzerrt sein, da die Übersprechverzerrung in der Schaltung 24 nicht korrigiert wird.

Die Wirkungen dieser Verzerrung sind in den Fig. 4A, 4B, 4D und 4E dargestellt. Die Fig. 4A und 4B sind Wellenformdiagramme, die die Inphasenkomponente bzw. die um 90° phasenverschobene Komponente der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses des direkten Signals darstellen. Die Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisationsimpulses ist ein Einstell- oder "Trainingssignal", das üblicherweise bei automatisch arbeitenden Geisterbildkorrekturschaltungen verwendet wird. Keine der in den Fig. 4A-4E dargestellten Wellenformen enthält irgendwelche Geistersignalkomponenten. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird angenommen, daß die die Demodulationsphasenfehler bewirkenden Geistersignale gegenüber dem direkten Signal eine Zeitspanne verzögert sind, die größer ist als 2τ, die Zeitspanne zwischen den Punkten A und B in der Wellenform 4B.

Wie Fig. 4A zeigt, ist die Inphasenkomponente des direkten Signals ein sanfter Übergang von einem dem Schwarzbildpegel entsprechenden Wert bei C, auf einem dem Synchronisationsspitzenpegel entsprechenden Wert bei D ohne Richtungswechsel. Die in Fig. 4B gezeigte Wellenform ist die um 90° phasenverschobene bzw. Quadraturphasenkomponente des Signals, die Hilbert-transformierte der Komponenten des in Fig. 4A gezeigten Signals mit Frequenzen über 1 MHz.

Die Fig. 4D und 4E zeigen die Wirkungen von Demodulationsphasenfehlern auf die I- bzw. Q-Signale. In 4D ist die I-Wellenform des direkten Signals nicht länger ein glatter Übergang ohne Richtungswechsel vom Punkt C′ nach D′. Die Q-Wellenform der Fig. 4E hat verschiedene Pegel vor (A′) und nach (B′) der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses. Es ist diese Verzerrung der Quadraturkomponente der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses, die bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung verwendet wird, um Demodulationsphasenfehler zu detektieren und zu korrigieren.

Wie Fig. 1 zeigt, wird das im Synchrondetektor 22 erzeugte Q-Signal einem Eingangsanschluß eines Demodulationsphasenfehlerdetektors 26 zugeführt. Ein Signal VSYNC, das, z. B. durch eine (nicht dargestellte) Vertikalsynchronisationssignalabtrennschaltung erzeugt werden kann, wird dem anderen Eingangsanschluß des Demodulationsphasenfehlerdetektors 26 zugeführt. Das Signal VSYNC ist in Fig. 4C dargestellt. Es kann, z. B. aus einem einzigen Impuls für jedes Halbbild bestehen, der im wesentlichen koinzident mit der Anstiegsflanke der Vertikalsynchronisierungskomponente des demodulierten zusammengesetzten Videosignals autritt.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild eines Demodulationsphasenfehlerdetektors, wie er für die Verwendung als Detektor 26 geeignet ist. Q-Signale vom Synchrondetektor 22 werden dem Signaleingangsanschluß einer Tast- und Halteschaltung (sample and hold = S/H) 210 zugeführt. Das Signal VSYNC wird einem Verzögerungsglied 216 zugeführt wo es um eine Zeitspanne verzögert und dem Steuereingangsanschluß der Schaltung 210 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes 216 dient als ein Steuereingangssignal. Die Tast- und Halteschaltung 210 tastet den Wert des Q-Signals, wenn das Steuersignaleingangssignal hochpegelig ist und hält diesen Wert, während das Steuersignal niederpegelig ist. Der von der Schaltung 210 gehaltene Wert wird einem ersten Eingangsanschluß eines Subtrahierers 218 zugeführt.

Das Q-Eingangssignal wird ebenso einem Verzögerungsglied 212 zugeführt, welches im wesentlichen eine Zeitverzögerung um 2τ Zeitperioden hervorruft. Das durch das Verzögerungsglied 212 erzeugte Signal wird einer zweiten Tast- und Halteschaltung 214 zugeführt, die ebenso durch das durch das Verzögerungsglied 216 erzeugte verzögerte VSYNC-Signal gesteuert wird. Der Ausgangswert der Tast- und Halteschaltung 214 wird einem zweiten Eingangsanschluß des Subtrahierers 218 zugeführt. Der Subtrahierer 218 subtrahiert den von der Schaltung 214 gehaltenen getasteten Wert von den von der Schaltung 210 gelieferten und führt das Resultat der Phasenverriegelungsschaltung 16 zu.

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer phasenverriegelten Schleife, wie sie als Phasenverriegelungsschaltung 16 geeignet ist. Referenzsignale von der Trägerreferenzsignalableitungsschaltung 14 in Fig. 1 werden einem Eingangsanschluß eines Phasenvergleichers 310 und das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (voltage controlled oscillator = VCO) 318 wird dem anderen Eingangsanschluß zugeführt. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 310 ist proportional zur Differenz der Phasen zwischen diesen beiden Signalen. Dieses Phasendifferenzsignal wird an einen Eingangsanschluß eines Addierers 312 abgegeben, dessen anderer Eingangsanschluß das Ausgangssignal des Demodulationsphasenfehlerdetektors 26, welches durch eine Skalierungsschaltung 314 um einen Faktor K skaliert ist, erhält.

Der Addierer 312 führt die Summe des Phasendifferenzsignals und des skalierten Phasenfehlersignals dem Eingangsanschluß eines Tiefpaßfilters 316 zu, dem Schleifenfilter der phasenverriegelten Schleife PLL. Das Tiefpaßfilter 316 integriert die seinem Eingangsanschluß zugeführten Signale, um an seinem Ausgangsanschluß ein Steuersignal für die Oszillatorschaltung 318 zu erzeugen. Die Oszillatorschaltung 318, bei der es sich um eine übliche Konstruktion handeln kann, hat eine Freilauffrequenz, die ungefähr der ZF-Trägerfrequenz gleich ist. Die durch das Tiefpaßfilter 316 erzeugten Signale justieren Frequenz und Phase des durch die Oszillatorschaltung 318 erzeugten Signals bis dieses im wesentlichen dieselbe Frequenz und Phase aufweist wie die direkte Trägersignalkomponente des ZF-Signals. Das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung 318, welches, wie oben bemerkt, zum Phasenvergleicher 310 zurückgekoppelt wird, dient als Ausgangssignal der Phasenverriegelungsschaltung 16.

Um zu verstehen, wodurch dies bewirkt wird, sollen noch einmal die Fig. 4A-4E betrachtet werden. Die Wellenform 4B zeigt den Teil des demodulierten Quadratursignals Q, der mit der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses korrespondiert, wenn das durch die Phasenverriegelungsschaltung 16 erzeugte Signal dieselbe Frequenz und Phase hat wie das direkte Trägersignal. Die Punkte A und B entsprechen den durch die Tast- und Halteschaltungen 214 bzw. 210 gehaltenen Werte. Da diese Werte näherungsweise gleich sind, ist das vom Demodulationsphasenfehlerdetektors 26 erzeugte Signal für die Phasenverriegelungsschaltung 16 nahezu gleich Null und trägt nicht wesentlich bei zu dem durch den Addierer 312 dem Tiefpaßfilter 316 zugeführten Phasenfehlersignal.

Andererseits haben die korrespodierenden Punkte der Quadraturwellenform, A′ und B′ in Fig. 4E, verschiedene Werte, wenn die Phase des durch die Phasenverrieglungsschaltung 16 erzeugten Signals nicht die gleiche ist wie die Phase des direkten Trägersignals. In diesem Fall sind die durch die Demodulationsphasenfehlerdetektorschaltung 26 erzeugten Werte von Null verschieden und tragen wesentlich zu dem durch den Addierer 312 erzeugten Phaseneinstellsignal bei. Wie oben erläutert, wird dieses Signal durch das Tiefpaßfilter 316 integriert, um ein Frequenzsteuersignal für die Oszillatorschaltung 318 zu erzeugen. Amplitude und Polarität des Phaseneinstellsignals werden durch die Phasenvergleichsschaltung 310 und die Skalierungsschaltung 314 gesteuert, so daß sichergestellt ist, daß das durch die Oszillatorschaltung VCO 318 erzeugte Signal hinsichtlich Frequenz und Phase auf das direkte Trägersignal konvergiert.

Wie oben dargestellt, ist das in dieser Ausführungsform der Erfindung benutzte Demodulationsphasenfehlersignal die Differenz zwischen den Werten des Q-Signals vor und nach der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses.

Damit diese Schaltung für Signale mit verschiedenen Amplituden gleichermaßen leistungsfähig ist, ist es für die Fernsehschaltung vorteilhaft, eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung (automatic gain control = AGC) vor dem Demodulationsphasenfehlerdetektor 26 vorzusehen. Diese Schaltung stellt sicher, daß Phasenfehler gleicher Größe Korrektursignale im wesentlichen gleicher Größe hervorrufen.

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines Demodulationsphasenfehlerdetektors, der ohne automatische Verstärkungsregelung hoch leistungsfähig ist. Dieser Demodulationsphasenfehlerdetektor enthält zwei Schaltungen, 500 und 530, die jeweils mit dem in Fig. 2 dargestellten Demodulationsphasenfehlerdetektor identisch sind. Bei dieser Ausführungsform wird das I-Signal der Schaltung 530 zugeführt. Diese Verbindung ist in Fig. 1 durch die gestrichelte Linie vom Detektor 18 zum Detektor 26 dargestellt. Die Schaltung 500 erzeugt an ihrem Ausgangssubtrahierer 518 Werte, welche der Differenz zwischen der Amplitude des Q-Signals vor und nach der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses entsprechen. Die Schaltung 530 erzeugt Werte an ihrem Ausgangssubtrahierer 528, die der Differenz zwischen der Amplitude des I-Signals vor und nach der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses entsprechen.

Die Ausgangssignale der Subtrahierer 518 und 528 werden einem Dividierer 540 zugeführt. Im Dividierer 540 wird die Differenz zwischen den Q-Signalamplitudenwerten durch die Differenz zwischen den I-Signalamplitudenwerten dividiert. Der durch den Dividierer 540 erzeugte Wert ist der Tangens des Phasenwinkels zwischen dem ZF-Träger und dem direkten Träger. Dieser Wert ist im wesentlichen unabhängig von dem von dem I- und Q-Signalen eingenommenen Bereich der Amplitudenwerte. Die durch den Dividierer 540 erzeugten Werte werden als Demodulationsphasenfehlersignale der Phasenverriegelungsschaltung 16 zugeführt, wie schon oben erläutert.

Wesentlich für das Verständnis der Betriebsweise des Demodulationsphasenfehlerdetektors sind die Gleichungen, die die synchrone Demodulation der Inphase liegenden Komponenten I′ und der um 90° phaseverschoben liegenden Komponenten Q′ eines restseitenbandmodulierten Signals beschreiben, wobei ein regenerierter Träger verwendet wird, der in seiner Phase vom Träger des modulierten Signals um einen Winkel R abweicht. Diese wohlbekannten Gleichungen können ausgedrückt werden als:

I′ = I cos R-Q sin R (1)
und
Q′ = I sin R + Q cos R (2)

wobei I und Q die Inphase- und Quadraturphasekomponenten des Basisband sind, die man erhalten würde, wenn der regenerierte Träger die gleiche Phase hätte wie der Träger des gewünschten Signals. In diesem Fall ist das gewünschte Signal die direkte Signalkomponente des ZF-Fernsehsignals und R ist der Phasenwinkel, um den der ZF-Träger des kombinierten direkten und verzögerten direkten (d. h. das des Geisterbilds) Fernsehsignals vom ZF-Träger des direkten Signals abweicht. Unter Verwendung der Gleichung (2) können die Werte von A′ und B′ in Fig. 4E als Funktionen der Werte A und B der Fig. 4B und der Werte C und D der Fig. 4A ausgedrückt werden als:

A′ = C sin R + A cos R (3)
B′ = D sin R + B cos R (4)

Ähnlich können unter Verwendung der Gleichung (1) die Werte C′ und D′ der Fig. 4D ausgedrückt werden als:

C′ = C cos R-A sin R (5)
D′ = D cos R-B sin R (6)

Das Ausgangssignal des Dividierers 540 der Fig. 5 kann beschrieben werden durch die Gleichung:

tan R = (B′-A′)/(D′-C′) (7)

Einsetzen der Gleichungen (3) bis (6) in die Gleichung (7) und Zusammenfassung gleicher Terme liefert:

tan R = ((D-C) sin R + (B-A) cos R)/ ((D-C) cos R-(B-A) sin R) (8)

Aus Fig. 4B ist bekannt, daß A = B. Diese Identität wird eingesetzt in die Gleichung (8), womit sich ergibt:

tan R = (D-C) sin R/(D-C) cos R (9)

Nach dem Kürzen der Faktoren (D-C) im Zähler und im Nenner der Gleichung (9) wird diese zu der wohlbekannten Identität:

tan R = sin R/cos R (10)

Die oben beschriebenen Ausführungsformen betreffen analoge Signale und Analogschaltungen. Bei der in den Fig. 6-8 dargestellten Ausführungsform wird die Erfindung auf digitale Signale und Digitalschaltungen angewendet.

Bezugnehmend auf die Fig. 6-8 sind Elemente, die denen in den Fig. 1-5 gleichen, in ähnlicher Weise numeriert.

In diesen Figuren stellen breite Pfeile Busse für Mehrfachbit parallele Digitalsignale und mit Linien dargestellte Pfeile Verbindungen für Analogsignale oder Einfachbit-Digitalsignale dar. Abhängig von der Verarbeitungsgeschwindigkeit der Einrichtungen können kompensierende Verzögerungen in einigen der Signalpfade notwendig sein. Dem Fachmann für digitale Signalverarbeitungsschaltungen ist es kein Problem festzustellen, wo solche Verzögerungen in einer speziellen Schaltung notwendig sind.

Ähnlich wie in der Fig. 1 zeigt Fig. 6, daß HF-Signale über die Antenne 8 empfangen und der Abstimmschaltung 10 zugeführt werden. Die Abstimmschaltung überlagert die HF- Signale mit einem durch einen (nicht dargestellten) lokalen Oszillator entwickelten Signal, um ZF-Signale zu erzeugen, die einen ZF-Träger modulierende zusammengesetzte Videosignale enthalten. Diese ZF-Signale werden durch einen ZF-Verstärker 12 verstärkt und einer Trägerreferenzsignalableitungsschaltung 14 zugeführt, wie unter Bezug auf Fig. 1 erläutert.

Das von der Schaltung 14 erzeugte Signal ist das ZF- Trägersignal unter relativem Ausschluß von irgendwelchen modulierten Komponenten. Dieses Trägersignal wird der phasenverriegelten Schleife (PLL) 16 zugeführt, welche ein verhältnismäßig stabiles Oszillatorsignal erzeugt, das hinsichtlich Frequenz und Phase mit dem abgeleiteten Trägersignal verriegelt wird. Wie oben wird dieses Oszillatorsignal einem Eingangsanschluß eines Synchrondetektors 18 und einer 90°-Phasenverschiebungsschaltung 20 zugeführt. Die Schaltung 20 erzeugt ein Quadratursignal (um 90° phasenverschobenes Signal) bezüglich dem durch die Phasenverriegelungsschaltung 16 erzeugten Oszillatorsignal.

Dieses oszillierende Quadratursignal wird einem Eingangsanschluß des Synchrondetektors 22 zugeführt. Das durch den ZF-Verstärker 12 erzeugte Signal wird einem zweiten Eingangsanschluß eines jeden der Synchrondetektoren 18 und 22 zugeführt. Die Synchrondetektoren 18 und 22 multiplizieren das ZF-Signal mit denjeweiligen Inphase- und Quadraturphaseoszillatorsignalen, um die jeweiligen Basisbandsignale I bzw. Q zu erzeugen. Die Signale I und Q repräsentieren jeweils die Inphasen- und Quadraturphasenmodulationskomponenten des ZF-Signals.

Die I- und Q-Signale von den Detektoren 18 und 22 werden Analog/Digital-Wandlern (analog to digital converters = ADC) 626 bzw. 624 zugeführt und von diesen digitalisiert. Die digitalisierten I- und Q-Signale werden einem Komplexmultiplizierer 628 und einem Demodulationsphasenfehlerdetektor 630 zugeführt. Weiter wird dem Detektor 630 das in Fig. 4C dargestellte Signal VSYNC zugeführt. Der Demodulationsphasenfehlerdetektor 630 und ein Lesespeicher (ROM) 632 erzeugen KorrektursignaleC _I und C _Q. Diese Signale werden an den Multiplizierer 628 abgegeben, wo sie mit den digitalisierten Signalen I und Q kombiniert werden, um die jeweiligen Inphase- und Quadraturphasesignale, I′ und Q′ zu erzeugen, welche im wesentlichen frei sind von Verzerrungskomponenten durch Direktsignalübersprechen. Die Signale I′ und Q′ werden einer automatisch arbeitenden Geisterbildkorrekturschaltung 34 zugeführt. Die Geisterbildkorrekturschaltung 34, die ähnlich den im Stande der Technik bekannten Schaltungen arbeiten kann, verarbeitet das I′-Signal, um Verzerrungskomponenten durch Mehrwegübertragung im wesentlichen zu entfernen und erzeugt an seinem Ausgangsanschluß ein geisterbildfreies Signal I″.

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer Demodulationsphasendetektorschaltung, wie sie für die Verwendung als Detektor 630 geeignet ist. Der in Fig. 7 gezeigte Detektor enthält zwei Differenzbildungsschaltungen 700 und 730, die Signale erzeugen, die die Differenz zwischen den abgetasteten Werten der Signale Q bzw. I entsprechen, welche vor und nach der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses genommen sind. Da die Schaltungen 700 und 730 identisch sind, wird nur eine, nämlich Schaltung 700 im Detail beschrieben.

Über den Dateneingangsanschluß eines Registers 710 werden das Signal Q repräsentierende digitale Datenworte zugeführt. Das Signal VSYNC wird einem Verzögerungselement 716 zugeführt, wo es um eine Zeitspanne τ verzögert wird, und es wird dem Takteingangsanschluß des Registers 710 zugeführt. Das Register 710 lädt das seinem Dateneingangsanschluß koinzident mit der Anstiegsflanke des Signals VSYNC zugeführte Datenwort und hält dieses Datenwort bis zum Auftreten des nächsten VSYNC-Impulses. Der Wert des im Register 710 gehaltenen Datenwortes wird einem ersten Eingangsanschluß eines Subtrahierers 718 zugeführt.

Weiter wird das digitalisierte Signal Q an ein Verzögerungsglied 712 abgegeben, das eine Zeitverzögerung bewirkt, die im wesentlichen gleich einer Zeitspanne 2τ ist. Das durch das Verzögerungsglied 712 erzeugte Signal wird einem Register 714 zugeführt, welches durch ein durch das Verzögerungsglied 716 verzögertes VSYNC-Signal getaktet wird. Der im Register 714 gehaltene Wert des Datenwortes wird an einen zweiten Eingangsanschluß des Subtrahierers 718 weitergegeben. Der Subtrahierer 718 subtrahiert den Wert des Datenwortes, welches im Register 714 gehalten wird, von dem im Register 710 gehaltenen und führt das Resultat einer Dividierungsschaltung 740 zu.

Der Wert des durch die Schaltung 700 erzeugten Datenwortes repräsentiert die Differenz zwischen der Amplitude des Q-Signals vor und nach der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses (d. h. B′-A′ in Fig. 4E). Durch die Schaltung 730 werden in ähnlicher Weise vom Subtrahierer 728 Datenworte, die die Differenz der Amplitude des I-Signals vor und nach der Anstiegsflanke des Vertikalsynchronisierungsimpulses (d. h., D′-C′ in Fig. 4D) repräsentieren, einem zweiten Eingangsanschluß der Dividierungsschaltung 740 zugeführt.

In der Dividierungsschaltung 740 wird die Differenz zwischen den Q-Datenworten (B′-A′) durch die Differenz zwischen den I-Datenworten (D′-C′) dividiert. Das durch die Dividierungsschaltung 740 erzeugte Signal PE, das mit dem Ausgangssignal des Demodulationsphasenfehlerdetektors 630 (Fig. 6) korrespondiert, ist im wesentlichen gleich dem Tangens des Phasenwinkels, der den abgeleiteten ZF-Träger und den direkten ZF-Träger trennt. Dieses Signal ist ähnlich dem Signal, welches oben unter Bezugnahme auf Fig. 5 als Ausgangssignal des Dividierers 540 beschrieben ist. Dieses Signal wird dem Lesespeicher (ROM) 632 zugeführt, der die Korrektursignale C _I und C _Q erzeugt, die dem Komplexmultiplizierer 628 zugeführt werden.

Das durch den Demodulationsphasenfehlerdetektor 630 erzeugte Signal PE wird dem Adreßeingangsanschluß des ROM 632 zugeführt, das so programmiert ist, daß es zwei Transferfunktionen, TC _I und TC _Q erzeugt. Die Transferfunktion TC _I ist gleich dem Cosinus des Arcustangens des angelegten Adreßcodes und TC _Q ist gleich dem negativen Sinus des Arcustangens des angelegten Adreßcodes. Da die Adreßcodes dem Tangens von R gleich sind, werden durch die Transferfunktionen TC _I und TC _Q die Korrektursignale C _I und C _Q erzeugt:

C _I = cos R (11)
C _Q = -sin R (12)

Diese Korrektursignale und die synchrondemodulierten Signale I und Q können als zwei komplexe Signale betrachtet werden, welche jeweils einen Realteil und einen Imaginärteil aufweisen, die den Inphase- bzw. Quadraturphasesignalen entsprechen. Der Komplexmultiplizierer 628 kombiniert diese beiden komplexen Signale, um ein phasenkorrigiertes komplexes Signal zu erzeugen mit Real- und Imaginärteil I′ bzw. Q′.

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das den Komplexmultiplizierer 628 zeigt. Das Digitalsignal Q vom Analog/Digital-Wandler 624 wird dem einen Eingangsanschluß eines üblichen Digitalmultiplizierers 310 zugeführt. Das Digitalsignal C _Q vom ROM 632 wird dem anderen Eingangsanschluß des Multiplizierers 310 zugeführt. Der Multiplizierer 810 bildet das Produkt der Signale Q und C _Q und gibt dieses Produkt an den einen Eingangsanschluß eines Subtrahierers 814 weiter. Ähnlich wird das Produkt der Signale I und C _I durch einen Multiplizierer 812 gebildet, der das Resultat einem anderen Eingangsanschluß des Subtrahierers 814 zuführt. Der Subtrahierer 814 subtrahiert das Produkt der Signale Q und C _Q vom Produkt der Signale I und C _I, um ein korrigiertes Inphasesignal I′ zu erzeugen.

Zusätzliche Multiplizierer 816 und 818 bilden die Produkte von I und C _Q bzw. von Q und C _I. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 816 und 818 werden an einen Addierer 820 abgegeben, der die Signale summiert, um das korrigierte Quadratursignal Q′ zu bilden.

Verwendet man die Gleichungen 1, 2, 11 und 12, dann können die durch den Komplexmultiplizierer 28 erzeugten Signale I′ und Q′ durch folgende Gleichungen beschrieben werden:

I′ = (i cos R-q sin R)cos R- (i sin R + q cos R)(-sin R) (13)
und
Q′ = (i sin R + q cos R)cos R + (i cos R-q sin R)(-sin R) (14)

Aus Multiplizierern der Gleichungen (13) und (14) führt zu:

I′ = i cos R cos R-q sin R cos R + i sin R sin R + q cos R sin R (15)
I′ = i (cos² R + sin² R) (16)
I′ = i (17)
Q′ = i sin R cos R + q cos R cos R- i cos R sin R + q sin R sin R (18)
Q′ = q (cos² R + sin² R) (19)
Q′ = q (20)

Folglich sind die direkten Signalkomponenten der durch den Komplexmultiplizierer 628 erzeugten Signale I′ und Q′ im wesentlichen frei von irgendwelchen Verzerrungskomponenten durch Demodulationsphasenfehler.

Claims

1.) Schaltung zur Verminderung des Demodulationsphasenfehlers in einer Verarbeitungsschaltung für HF-Fernsehsignale mit einem Eingangsanschluß, dem HF-Fernsehsignale mit einer direkten Signalkomponente, die ein direktes Trägersignal enthält, und eine verzögerte direkte Signalkomponente, die ein verzögertes direktes Trägersignal enthält, zugeführt wird, wobei das HF-Fernsehsignal ein Trägersignal enthält, das eine Vektorsumme des direkten Trägersignals und des verzögerten direkten Trägersignals ist, mit
einer mit dem Eingangsanschluß verbundenen Schaltungsanordnung (14) zum Ableiten des Trägersignals aus dem HF-Fernsehsignal;
einer mit der Trägersignalableitungsschaltung verbundenen Schaltungsanordnung mit einer Phasenverriegelungsschaltung (16) zur Erzeugung eines Oszillatorsignals, das in Frequenz und Phase durch das abgeleitete Trägersignal bestimmt ist, wobei die Phasenverriegelungsschaltung (16) einen Phasenvergleicher (310) enthält, der auf das abgeleitete Trägersignal und auf das Oszillatorsignal anspricht, um ein Phasendifferenzsignal zu erzeugen, daß die Phasendifferenz zwischen dem Oszillatorsignal und dem abgeleiteten Trägersignal repräsentiert; gekennzeichnet durch
eine mit dem Eingangsanschluß verbundene Detektorschaltung (18, 22), die auf das HF-Fernsehsignal und auf das Oszillatorsignal anspricht, um ein erstes (I) und ein zweites (Q) Basisbandsignal zu erzeugen, welche jeweils direkte und verzögerte direkte Signalkomponenten aufweisen, wobei die direkten Signalkomponenten des ersten und des zweiten Basisbandsignals Verzerrungskomponenten durch gegenseitiges Übersprechen enthalten können, und wobei die Basisbandsignale eine von dem HF-Fernsehsignal übertragene amplitudenmodulierte Information repräsentieren;
eine mit der Detektorschaltung (18, 22) verbundene Schaltungsanordnung (26; 630) die auf mindestens eines der Basisbandsignale anspricht, um ein Phasensteuersignal proportional zur Phasendifferenz zwischen dem direkten Trägersignal und der Vektorsumme aus dem direkten Trägersignal und dem verzögerten direkten Trägersignal zu erzeugen; und
eine Phasenkorrekturschaltung (312, 316, 318; 628, 632), die auf das Phasensteuersignal anspricht und von dem Phasendifferenzsignal und dem ersten Basisbandsignal eines verändert, so daß ein modifiziertes erstes Basisbandsignal mit wesentlich reduzierten Verzerrungskomponenten durch Übersprechen erzeugt wird.

2.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkorrekturschaltung einen Addierer (312) und einen spannungsgesteuerten Oszillator (318) enthält, und daß das Phasensteuersignal die Phase des Oszillatorsignals in einem solchen Sinn verändert, daß die Größe des Phasensteuersignals vermindert wird.

3.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkorrekturschaltung eine Schaltung (632) zur Erzeugung eines Phasenkorrektursignals und eine Schaltung (628) zum Kombinieren des Phasenkorrektursignals und des ersten Basisbandsignals enthält.

4.) Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die HF-Fernsehsignale eine Synchronisationssignalkomponente (VSYNC) mit periodischen Übergängen enthält; und
daß die Schaltung zur Erzeugung eines Phasensteuersignals (26; 630) eine Schaltung enthält, die auf das erste und das zweite Basisbandsignal anspricht, um ein Signal proportional zum Verhältnis der Differenz zwischen den Werten des zweiten Basisbandsignals zu Zeiten unmittelbar vor und unmittelbar nach einem der periodischen Übergänge und der Differenz zwischen den Werten des ersten Basisbandsignals zu Zeiten unmittelbar vor und unmittelbar nach einem der periodischen Übergänge zu erzeugen.

5.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die ein Phasenkorrektursignal erzeugende Schaltung (632) eine Schaltung enthält, die auf das Phasensteuersignal anspricht, um das Phasenkorrektursignal proportional zum Kosinus der Phasendifferenz zwischen dem direkten Trägersignal und der Vektorsumme aus dem direkten und dem verzögerten direkten Trägersignal zu erzeugen; und
daß die Schaltung (628) zum Kombinieren der Signale eine Schaltung (812) enthält, die das erste Basisbandsignal mit dem Phasenkorrektursignal multipliziert.

6.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß das Phasensteuersignal proportional ist zum Tangens der Phasendifferenz zwischen dem direkten Trägersignal und der Vektorsumme aus dem direkten und dem verzögerten direkten Trägersignal;
daß die Schaltung (632) zur Erzeugung des Phasenkorrektursignals eine Schaltung enthält, die auf das Phasendifferenzsignal anspricht, um das erste und das zweite Phasenkorrektursignal proportional zum Kosinus bzw. zum Sinus der durch das Phasendifferenzsignal repräsentierten Phasendifferenz zu erzeugen; und
daß die Schaltung (628) zum Kombinieren der Signale einen Komplexmultiplizierer mit ersten und zweiten Realteil- und Imaginärteil-Eingangsanschlüssen und mit Realteil- und Imaginärteil-Ausgangsanschlüssen, wobei die ersten Realteil- und Imaginärteil-Eingangsanschlüsse so geschaltet sind, daß sie das erste bzw. das zweite Basisbandsignal aufnehmen, die zweiten Realteil- und Imaginärteil-Eingangsanschlüsse so geschaltet sind, daß sie das erste bzw. das zweite Phasenkorrektursignal aufnehmen, und daß die Realteil- und Imaginärteil-Ausgangsanschlüsse die modifizierten ersten bzw. zweiten Basisbandsignale mit wesentlich reduzierten Übersprechverzerrungskomponenten erzeugen.

7.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe des durch die Schaltung (26) erzeugten Phasensteuersignals proportional ist zu einem Phasenwinkel, um den das Oszillatorsignal sich von einer 90°-Phasenverschiebung gegenüber dem direkten Trägersignal unterscheidet.

8.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 7, dadurch gekennzeichnet,
daß das HF-Fernsehsignal eine Vertikalsynchronisationssignalkomponente (VSYNC) enthält; und
daß die Schaltung (26) zur Erzeugung des Phasensteuersignals auf die von der Detektorschaltung (18, 22) erzeugten Komponenten des Basisbandsignals korrespondierend mit der Vertikalsynchronisationssignalkomponente zur Erzeugung des Phasensteuersignals anspricht.

9.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Vertikalsynchronisationskomponente periodische Übergänge aufweist; und
daß die Schaltung (26) zur Erzeugung des Phasensteuersignals folgendes enthält:
eine mit der zweiten Synchrondetektorschaltung verbundene Tast- und Halteschaltung (210, 214), die erste und zweite Werte, die mit den Werten des zweiten Basisbandsignals zu einer Zeit unmittelbar vor einem der periodischen Übergänge bzw. zu einer Zeit unmittelbar nach einem der periodischen Übergänge korrespondieren, erzeugt; und
eine Subtrahierungsschaltung (218), die mit der Tast- und Halteschaltung verbunden ist, durch die ein Signal proportional zur Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Wert erzeugt wird.

10.) Schaltungsanordnung nach Anpruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverriegelte Schleife (16) folgendes enthält:
einen veränderbaren Oszillator (318), der auf ein Frequenzsteuersignal anspricht, um das Oszillatorsignal zu erzeugen;
eine Phasenvergleicherschaltung (310), die mit dem variablen Oszillator und mit der Schaltung zum Ableiten des Trägersignals verbunden ist, um ein Phasendifferenzsignal zu erzeugen, welches proportional ist zur Phasendifferenz zwischen dem Oszillatorsignal und dem abgeleiteten Trägersignal;
eine mit der Phasenvergleicherschaltung verbundene Schaltung (312), die das Phasendifferenzsignal und das Phasensteuersignal kombiniert, so daß das Frequenzsteuersignal für den variablen Oszillator erzeugt wird.