JPS62287781A - 復調位相誤差を減じるための回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 ［発Ｉｌｌの利用分野］ この発明は、マルチパス（多重通路）歪み成分を含んで
いるような無線周波数（ＲＦ）信号を処理するための方
式における復調位相誤差を少なくするための回路に関す
るもので、この回路はマルチパス歪み成分による復調さ
れた複合ビデオ信号中の位相誤差を実質的に補償するも
のである。

［発明の背景］ 従来、テレビジョン信号の受信はマルチパス歪みによる
悪影響を受けていた。即ち、テレビジョン受信時に、望
ましくないマルチパス信号が受信されてしまう、このよ
うな不所望な信号はビル等の大きな物からの反射とか成
端の不完全なケーブルネットワークなどによって生じ、
直接テレビジョン信号の遅延した形で現われ、通常はゴ
ースト信号と呼ばれている。

ゴースト信号はそのゴースト信号と直接信号との間の信
号通路長の関係の関数として、直接信号から遅延してい
る。この信号通路長の関係は受像機の設こ場所によって
異るために、ゴースト搬送波信号（即ち、直接搬送波信
号の遅延したもの）の位相は直接搬送波信号の位相に対
していかなる位相関係でも泡り得るということになる。

多くの自動ゴースト消去方式では、入来テレビジョン信
号は画像搬送波信号と同相で同期復調される。この型式
の例は、　　ｒ　ＩＥＥＥ　　ＴｒａｎｓａｃｔＩｏｎ
ｓｏｎ　　Ｃｏｎｓｕｍｅｒ　　Ｅ］ｅｃｔｒｏｎｉｃ
ｓＪ　　（１９７７年５月）の１？５〜Ｌ８１頁のセデ
ィク（Ｈ，Ｔｈｅｄｊｃｋ）氏によるｒＴＶ放送用アダ
プティブ・マルチパス等化法（Ａｄａｐ目ｖｅ　Ｎｕｌ
ｔｉｐａｔｈ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　　Ｆａｒ　
Ｔ、Ｖ。

ＢｒｏａｄｃａＳｔｉｎｇ）　Ｊと題する論文、米国特
許第４．２８５．００８号及び米国特許第４．３７４．
４００号に記載されている。

この型式の方式の１つの典型例においては、画像搬送波
信号は中間周波（ＩＦ）増幅器により与えられる変調さ
れたテレビジョン信号から取出される。この搬送波信号
は再生された搬送波信号を供給する位相ロックループ（
ＰＬＬ）の同期化に用いられる。同期検波器がこの再生
搬送波信号とＩＦ増幅器により供給される変調テレビジ
ョン信号とに応答して、それぞれがＩＦ信号の同相変調
成分と直角位相変調成分とを表わす２つのベースバンド
信号ＩとＱを生成する。この工信号とＱ信号とを用いて
、同期復調された■信号の同相ゴースト信号成分と直角
位相ゴース（・信号成分とを打消す。

入来テレビジョン信号が、直接信号の搬送波の位相と異
なる遅延直接搬送波位相を持つ比較的強いゴースト信号
成分を含んでいる時は、上記の方法により生成された工
及びＱ信号の直接信号成分は歪んでいる回旋性がある。

この歪みは、入来テレビジョン信号のＩＦ搬送波信号が
直接搬送波信号と遅延直接搬送波信号（即ち、ゴースト
搬送波信号）とのベクトル和であり、従って、直接搬送
波信号と異る位相を持つために生じる。

取出された搬送波釘りをＩＦ増幅器により供給されるテ
レビジョン信号の同期復調に用いると、それにより生成
されたベースバンド信号は、変調されたテレビジョン信
号の直角成分によるクロストークによって歪んでしまう
、テレビジョン信号というのは残留側波イ；）変調信号
なので、この直角位相成分はｌ　ＭＨｚより高い周波数
を持った同相成分のヒルベルト変換である。この直角位
相成分によって生じる歪みは、直角成分が同相成分を増
強する傾向のものであるか打消すようなものであるかに
より、再生画像中に垂直端縁部の過度のピーキングとし
て、または、水平解像度の見掛−１ユの低下として現わ
れる。

［発明の概要］ この発明の原理によれば、無線周波数テレビジョン信号
を処理するための装置における復調位相誤差を減少させ
るための回路が提供される。この処理装置には、直接搬
送波信号を含む直接信号成分と遅延した直接搬送波信号
を含む遅延した直接信号成分とを有する無線周波数テレ
ビジョン信りを供給するための入力端子が設けられてい
る。無線周波数テレビジョン信号は直接搬送波釘−）と
８延直接搬送波信Ｖ）のベクトル和を含んでいる。入力
端子には、無線周波数テレビジョン信ｔ）から搬送波信
号を抽出するための手段が結合されている。この搬送波
信号−抽出り段には、位相ロックループ回路な含み、抽
出された搬送波釘ｔＪ−によって決まる周波数と位相と
を持った発振信号を発生するｐ没が結合されている。上
記位相ロックループ回路は、抽出された搬送波信号と発
振信号とに応動して、これらの信号間の位相差を表わす
位相差信号を発生する位相比較手段を備えている。入力
端子には、無線周波数テレビジョン信号と発振信号とに
応答して、各々が直接信号成分と遅延直接信号成分とを
有する第１のベースバンド信号（１）と第２のベースバ
ンド信号（Ｑ）とを発生する検波り段が結合されている
。第１と第２のベースバンド信号の直接信号成分にはレ
ジプロカルクロストーク歪み成分が含まれている場合が
ある。ベースバンド信号は！！線周波数テレビジョン信
号によって担持された振幅変調情報を表わす、上記の検
波手段には、上記ベースバンド信号の少なくとも一方の
ものに応答して、直接搬送波信号と、この直接搬送波信
号と遅延直接搬送波信号とのペクト）し和との間の位相
差に比例した位相制御信号を発生する手段が結合されて
いる。最後に、この位相制御信号に応答する位相修正回
路が、位相差信りと第１のベースバンド信号の一方を変
更して、クロストーク歪み成分が実質的に減少した修正
された第１のベースバンド信号を発生する。

この発明の１つの実施例においては、位相修正回路は加
算器と゛重圧制御発振器とを備え、位相制御信号がこの
位相制御信号の大きさが減じられる方向に発振信号の位
相を変更するように崗〈。

さらに、このＱｌｊ］の別の実施例においては、位相修
正回路は位相修正信号を発生する手段と位相修正信号と
第１のベースバンド信号とを組合わせる手段とを備えて
いる。

［実施例の説明］ 第１図を参照すると、無線周波数（ＲＦ）信号はアンテ
ナ８で受信され、チューナ回路ｌＯに供給される。チュ
ーナ回路ｌＯは、通常構成のものでもよく、ＲＦ信号を
局部発振器により生成された信号とヘテロゲインして、
ＩＦ信号を発生する。このＩＦ信号にはＩＦｆｉ送波を
変調している複合ビデオ信号が含まれている。ＩＦ信号
はＩＦ増幅器１２に供給され増幅されて、搬送波基準信
号抽出回路１４に供給される。この回路１４は、例えば
、ＩＦ搬送波周波数を中心とした狭帯域幅の周波数応答
特性を持つ通常の帯域通過フィルタでもよい。

回路１４からの信号は変調成分が相対的に除去されたＩ
ＦｌＩｌ送油信号である。このＩＦ搬送波信号は、この
搬送波信号と同じ周波数を持ちかつこの搬送波信号に位
相ロックされた発振信号を生成する位相ロックループ（
ＰＬＬ）　１Ｂに供給される。　ＰＬＬ１Ｇについては
、第３図を参照して後に詳述する。

ＰＬＬＩＢで生成された信号は同期検波器１８の一方の
入力端子と移相回路２０とに供給される。移相回路２０
はＰＬＬ１８から供給される再生された搬送波信号と直
角位相関係の信号を生成する。この直角位相搬送波信号
は同期検波器２２の一方の入力端子に供給される。同期
検波器１８と２２はＩＦ増幅器１２から供給されるＩＦ
信号と、それぞれ、同相搬送波信号及び直角位相搬送波
信号との乗算を行って、ＩＦ信号の同相変調信号成分と
直角位相変調信号成分とをそれぞれ表わすベースバンド
信号Ｉ及びＱを生成する。

■信号とＱ信号は自動ゴースト消去回路２４に供給され
る。ゴースト消去回路２４は、例えば、前述したセディ
ック氏論文や米国特許明細書に記・（＆されたものと同
様のものを用いてもよく、■信−）を処理してマルチパ
ス歪み成分を実質的に除去し、その出力端子にゴースト
が消去された信りＩ゛を生成する。

上述したように、直接信号の搬送波の位相と異なる搬送
波位相を有するゴースト信号があると、入来信号の搬送
波位相は直接信号の搬送波位相と異なってしまうことが
ある。ゴースト信（）は遅延した直接搬送波信号を含む
遅延した直接信号−成分となる。この位相の差はチュー
ナ１０とＩＦ増幅器１２中を伝播し、従って、搬送波ノ
、（準信号抽出回路１４で抽出される搬送波信号の位相
が直接信号のＩＦ＠送波の位相に整合しなくなる回部性
がある。

抽出された搬送波信号は直接搬送波信号と遅延した直接
搬送波信号とのベクトル和となるであろう。ＰＬＬ　１
Ｂによって生成される信号は抽出された搬送波信号に位
相ロックされているから、同期検波器１８によって生成
されるＩ信号は直接信号の直角位相成分からのクロスト
ーク成分を含むであろう。さらに、同期検波器２２によ
り生成されるＱ信号は直接信号の同相成分からのクロス
トーク成分を含むであろう、さらに、自動ゴースト消去
回路２４はクロストーク歪みを修正しないので、自動ゴ
ースト消去回路２４から供給される■′倍信号歪んでい
るであろう。

この歪みの影響を第４図Ａ−Ｈに示す。第４図Ａ及びＢ
は、直接信号についての垂直回期パルスの前縁の同相成
分と直角位相成分とをそれぞれ表わす波形図である。垂
直同期の前縁部は、汀通自動ゴースト消去装置に用いら
れるトレーニング信号である。第４図Ａ−Ｈの波形はど
れもゴースト信号成分を含んでいない、この実施例にお
いては、復調位相誤差を生ずるゴースト信号は、第４図
Ｂの波形中の点ＡとＢの間の時間２τよりも艮い時間、
直接信号から遅れているものと考える。

第４図Ａに示すように、直接信１′７の同相成分は点Ｃ
における黒レベルに対応する値から点りにおける同期チ
ップレベルに対応する値への滑らかな方向が変らない遷
移である。第４図Ｂに示す波形は信号の直角位相成分で
、Ｉ　ＭＨｚより高いＬ’、１波数を持つ第４図Ａの信
号成分のヒルベルト変換である。

第４図り及びＥは復調位相誤差がＩ信号とＱ信号に及ぼ
す影響を示す、第４図りにおいて、直接信号のＩ波形は
点Ｃ′からＤ′にかけて方向が変らない滑らかな波形で
はなくなっている。第４図ＥのＱ波形は垂直同期信号の
前縁部における点Ａ゛の前と点Ｂ′の後とでレベルが異
なっている。この発明では、この垂直同期パルスの前縁
部の直角位相成分の歪を利用して、復調位相誤差の検出
と修正を行っている。

第１図を参照すると、同期検波器２２から供給されるＱ
信号は復調位相誤差検出器２６の１つの入力端子に供給
される０例えば、垂直同期信号分離回路（図示せず）に
よって生成される信ｙ　ｖｓｙＮｃが復調位相誤差検出
器２Ｂの別の入力端子に供給される。この信号ＶＳＹＮ
Ｃは第４図Ｃに示されており、例えば、復調された複合
ビデオ信号の垂直同期パルス成分の前縁部と実質的に同
時に生ずる各フィールド毎に１個のパルスから成る。

第２図は検出器２Ｂとして用いるに適した復調位相誤差
検出器のブロック図である。同期検波器２２からのＱ信
号はサンプル−ホールド（Ｓ／Ｈ）回路２１０の信号入
力ボートに供給される。信号ＶＳＹＮＣが遅延素子２１
Ｂに加えられ、時間量でだけ遅延され回路２１０の制御
入力端子に供給される。遅延素子２１Ｂの出力はＭ制御
入力信号として働く、サンブルーホールド回路２１０は
制御入力信号が高の時にＱ信号をサンプリングし、制御
入力信号が低の間、このサンプルの値を保持する０回路
２１０によって保持されるサンプルイ１ａは減算器２１
８の第１の入力端子に供給される。

Ｑ入力信号は実質的に２での期間に等しい時間遅延を与
える遅延素子２１２にも供給される。遅延素子２１２に
より供給される信号は第２のサンプル−ホールド回路２
１４に与えられる。このサンプル−ホールド回路２１４
も遅延素子２１６から供給される遅延ＶＳＹＮＣ信号に
より制御される。サンプル−ホールド回路２１４からの
出力サンプル値は減算器２１８の第２の入力端子に供給
される。減算器２１８は回路２１０からのサンプル値か
ら回路２１４により供給されるサンプル値を減算し、そ
の結果をＰＬＬ１６に加える。

第３図はＰＬＬ１Ｂとして用いるのに適した位相ロック
ループのブロック図である。第１図の搬送波基準信号抽
出回路１４からの基準信号が位相比較器３１０の一方の
入力端子に供給され、電圧制御発振器（ＩＪｃ：Ｏ）　
３１８の出力信号が他方の入力端子に供給される０位相
比較奏３１０の出力信号は−１−記２つの信号の位相差
に比例する。この位相差信りは加算器３１２の一方の入
力端子に与えられる。加算器３１２の他方の入力端子は
、スケーリング回路３１４において係ａＫでスケーリン
グされた復調位相誤差検出塁２６の出力信号を受けるよ
うに接続されている。

加算器３１２は位相差信号とスケーリングされた位相誤
差信号の和を乱しのループフィルタである低域通過フィ
ルタ３１Ｇの入力端子に供給する。低域通過フィルタ３
１６はその入力端子に供給される信号全積分して、その
出力端子にＶＣ０３１８用の制御信号を発生する。ＶＣ
０３１８は従来設計のものでもよいが、ＩＦＩｒｉ送波
周波数にほぼ等しい自走周波数を持つ、低域通過フィル
タ３１Ｂから供給される信号は、ＶＣ：０３１Ｂにより
生成される信号の周波数と位相を、ＩＦ倍信号直接搬送
波信号成分と実質的に同じ周波数と位相になるまで調整
する。前述のように位相比較器３１０に帰還されるこの
ＶＣ０３１Ｂの出力がＰＬＬ１Ｂの出力として（動く。

これを理解するために、第４図Ａ−Ｅを再び参照する。

第４ＡＦの波形は、ＰＬＬ　ＩＥｉから供給される信号
が直接搬送波信号と同じ周波数と位相を持つ時の垂直同
期パルスの前縁部に対応する復調された直角位相信号Ｑ
の部分を示している０点ＡとＢはサンプル−ホールド回
路２１４と２１０のそれぞれに保持されている値に対応
する。これらの値はほぼ等しいから、復調位相誤差検出
器２６からＰ　１．ＬＩＢへ供給される信号はほぼＯに
等しく加算器３１２から低域通過フィルタ３１６へ供給
される位相誤差信号に対する割合はあまり大きくない。

ＰＬＬ１Ｂから供給される信号の位相が直接微送波信号
の位相と異なる時は、直角位相信号波形上の対応する点
、即ち、第１ＡＦの波形上の点Ａ′とＢ。

は異なる値を持つ、この場合は、復調位相誤差検出器２
６によって与えられる値はＯにならず、従って、加算器
３１２により生成される位相調整信号に対して相当な影
響を持つことになる。前述したように、この信号は低域
通過フィルタ３１Ｂで積分されてＶＣ０３１８に対する
周波数制御信号が生成される０位相調整官号の振幅と極
性は位相比較器３１０とスケーリング回路３１４とによ
って、ＶＣ０３１Ｂにより生成される信号が直接搬送波
信号の周波数と位相に収斂するように制御される。

前述した如く、この実施例で用いらする復調位相誤差信
号は、垂直同期パルスの前縁部の前と後におけるＱ信号
の値の差である。この装置が振幅の異なる信号に対して
も良好に動作するようにするためには、テレビジョン装
置が復調位相誤差検出器２６よりも前段に自動利得制御
（ＡＧＯ）回路を備えていることが好ましい。ＡＧＣ回
路を用いると、同じ大きさの位相誤差が生じると、実質
的に同じ大きさの修正信号が確実に生成される。

第５図はＡＧＣ回路を用いなくても良好な動作を行う復
調位相誤差検出器のブロック図である。この復調位相誤
差検出器は、各々が第２図に示した復調位相誤差検出器
と同じである２つの回路５００と５３０を備えている。

この実施例においては、■信号が回路５３０に供給され
る。この接続は第１図に検波２１４１８から検出器２６
への点線によって示されている。回路５００は、その出
力部の減算器５１８に、６直同期パルスの前縁部の前後
におけるＱ信号の振幅の差を表わす値を生成する０回路
５３０は、その出力減算器５２８に、垂直同期パルスの
前縁部の前後におけるＩ信号の振幅の差を表わす値を生
成する。

減算器５１８と５２８からの出力信号は除算器５４０に
加えられ、Ｑ信号の振幅値の差が工信号振幅値の差で割
算される。除算器５４０から供給される値は、ＩＦ搬送
波と直接搬送波間の位相角のタンジェントである。この
値はＩ及びＱ信号が占める振幅値の範囲と実質的に無関
係である。除算器５４０から供給される値は、前述した
ように、ＰＬＬ１Ｂに対して復調位相誤差信号として供
給される。

復調位相誤差検出器の動作の理解にとって基本的なもの
として、残留側波帯変調信号の搬送波から角度Ｏだけ位
相が異なる再生された搬送波を用いたこの残留側波帯変
調信号の同相成分Ｉ′と直角位相成分Ｑ′の同期復調を
表わす式がある。これらの式は周知であり１次のように
表わすことができる。

１”＝　Ｉ　ｃｏｓ　　Ｏ−Ｑｓ＋ｎ　　Ｏ（１）Ｑ’
＝　Ｉ　ｓｉｎ　　Ｏ＋　ＱＣＯＳ　　Ｏ（２）ここで
、■及びＱは、再生された搬送波が所望の信号の搬送波
と同じ位相の時に得られるようなべ−スへンド同相信号
成分とベースバンド直角位相成分である。この場合、所
望信号というのはＩＦテレビジョン信りの直接信号成分
であり、θは合成された直接及び遅延直接（ゴースト）
テレビジョン信号のＩＦ！Ｉ２送波と直接信号のＩＦ搬
送波との位相角の差である０式（２）を用いると、ｆ５
４図ＥのＡ′とＢ“の値は第４図Ｂの値ＡとＢ及び第４
図Ａの値ＣとＤの関数として次のように表わすことがで
きる。

Ａ’＝Ｃ５ｉｎ　　ｏ＋Ａｃｏｓ　　Ｏ（３）Ｂ’＝　
Ｄｓｉｎ　　Ｏ＋　Ｂｃｏｓ　　Ｏ（４）同様に、式（
１）を用いると、第４図りの値Ｃ′とＤ゛は次のように
表わせる。

Ｃ’　＝Ｃｃｏｓ　　ＯＡｓ：ｎ　　Ｏ（５）Ｄ’＝　
Ｄｃｏｓ　　Ｏ−Ｂｓｔｎ　　Ｏ（８）第５図の除算器
５４０からの出力信号は次の式で表わすことができる。

ｔａｎ　Ｏ＝　（Ｂ’−Ａ’）　／（Ｄ’−Ｃ’）　　
　　　（７）この式（７）に式（３）〜（６）を代入し
て、同類項をまとめると、次の式が得られる。

ｔａｎ　　Ｏ＝　（（Ｄ−Ｃ）ｓｉｎ　　θ＋（Ｂ−Ａ
）ｃｏｓ　Ｏ）　　／（（ｏ−ｃ）ｃｏｓ　　ｏ　−（
Ｂ−Ａ）ｓｌｎ　ｏ　）　　　（ａ）第４図Ｂから、Ａ
＝Ｂであることがわかる。これを式（８）に代入すると
、次の式が得られる。

ｔａｎ　Ｏ＝　（Ｄ−Ｃ）ｓｌｎ　Ｏ／　（Ｄ−Ｃ）ｃ
ｏｓ　Ｏ（９）式（９）の分子と分母の係数（Ｄ　−Ｃ
）は消去されるから、式（８）は周知の等式 ｔａｎθ＝　Ｓ１ｎ　Ｏ／　ｃｏｓ　　Ｏ（１０）とな
る。

上述した実施例はすべて、アナログ信号とアナログ回路
構成とを用いている。ｍ６図〜第８図に示す実施例は、
この発明をデジタル信号及びデジタル回路を用いて実施
したものである。

第６図〜第８図を参照すると、第１図〜第５図に示した
素子と同じ素子には同じ参照番号を付して示す。

第６図〜第８図において、太い矢印は複数ビットの並列
デジタル信号用のバスを表わし、細い矢印付の線はアナ
ログ信号又は１ビツトからなるデジタル信号を伝送する
接続を表わす、装置の処理速度によっては、信号路のあ
るものには補償用遅延回路を必要とする場合がある。デ
ジタル信号処理回路設計技術分野の当業者には、与えら
れた装置のどの部分にそのような遅延回路を設ける必要
があるかは理解できよう。

第６図を参照すると、アンテナ８によって受信されたＲ
Ｆ信号はチューナ回路１０に供給される。

チューナ１０はＲＦ信号を局部発振器（図示せず）から
の信−）とヘテロダインして、ＩＦ搬送波を変調してい
る複合ビデオ信号を含んだＩＦ倍信号発生する。このＩ
Ｆ倍信号ＩＦ増幅器１２で増幅され、搬送波基準信号抽
出回路１４に供給される。これらの動作は第１図の回路
について説明したと同様である。

回路１４から供給される信号は、変調成分が比較的排除
されたＩＦＩＦＸ送波信号である。この搬送波信号は位
相ロックループ（ＰＬＬ）１６に供給される。

ＰＬＬ　１１３は抽出された搬送波信号に周波数と位相
が口、りされた比較的安定した発振信号を発生する。こ
の発振信号は同期検波器１８の一方の入力端子と９０°
移相回路２０とに供給される。回路２０はＰＬＬ１８か
ら供給される発振信号に関係した直角位相の信号を生成
する。

この直角位相の発振信号は同期検波器２２の一方の入力
端子に供給される。ＩＦ増幅器１２からの信号が同期検
波器１８と２２の各々の第２の入力端子に供給される。

同期検波器１８と２２はＩＦ倍信号それぞれ同相の発振
信号と直角位相発振信号を掛けて（乗算して）、それぞ
れ、ベースバンド信号■及びＱを生成する。信号工とＱ
は、それぞれ、ＩＦ倍信号同相変調成分と直角位相変調
成分を表わす。

検波器！８と２２からのＩ及びＱ信号は、それぞれアナ
ログ−デジタル変換器（ＡＤＯ）　８２Ｂ及び６２４に
加えられてデジタル化される。デジタル化された工及び
Ｑ信号は複素乗算器６２８と復調位相誤差検出器６３０
とに供給される。検出器６３０には第４図Ｃに示された
ＶＳＹＮＣ信号も供給される。復調位相誤差検出器６３
０と読出し専用メモリ（ＲＯＭ）　８３２が修正信号Ｃ
ＩとＣＯとを発生する。これらの修正信号は乗算器６２
８に供給され、そこで、デジタル化された信号ＩとＱに
組合わされて、それぞれ、同相信号■′と直角位相信号
Ｑ゛が生成される。信号Ｉ°とＱｏは直接信号のクロス
トーク歪み成分を実質的に含んでいない。信号ｒ゛とＱ
ｏとは自動ゴースト消去回路３４に加えられる。この自
動ゴースト消去回路３４は、例えば、前述したセディッ
ク氏論文や米国特許明細書に記載のものを使用してもよ
い、この回路３４は■゛信号処理してフルチバス歪み成
分を実質的に取除き、その出力端子にゴースト消去され
た信号■”を生成する。

第７図は検出器６３０として使用するに適した復調位相
誤差検出器のブロック図である。第７図に示す検出器は
２個のサンプル差回路７００と７３０とを含んでおり、
このサンプル差回路７００と７３０は垂直同期パルスの
前後でとったＱ信号とＩ信号のそれぞれのものへサンプ
ル値の差を表わす信号を生成する０回路７００と７３０
は同じものであるから、以下、一方の回路７００のみに
ついて詳述する。

信号Ｑを表わすデジタルサンプルはレジスタ７１０のデ
ータ入力ボートに供給される。信号ＶＳＹＮＣが遅延素
子７１６に供給されて時間での遅延を受け、レジスタ７
１０のクロック入力端子（Ｃ：Ｋ）に供給される。レジ
スタ７１０はＶＳＹＮＣパルスの前縁部と同時にそのデ
ータ入力ボートに供給されるサンプル値をロードし、次
にＶＳＹＮＣパルスが生じるまでこのサンプル値を保持
（ホールド）する。レジスタ７１０によって保持された
サンプル＆ｉは減算器７１Ｂの第１の入力端子に供給さ
れる。

デジタル化されたＱ信号は、時間２τに実質的に等しい
時間遅延を与える遅延素子７１２にも供給される。遅延
素子７１２から供給される信号は、遅延素子７１８によ
り供給される遅延したＶＳＹＮＣ信−Ｊ−によってクロ
ックされるレジスタ７１４に供給される。レジスタ７１
４によって保持されているサンプル値は減算器７１８の
第２の入力端子に供給される。減算器７１８はレジスタ
７１０によって保持されたサンプル値からレジスタ７１
４によって保持されたサンプル値を減じて、その結果を
サンプル除算回路７４０に供給する。

回路７００から供給されるサンプル値は垂直同期パルス
の前縁部の１■１後におけるＱ信号の振幅の差（即ち、
第４図ＥにおけるＢ’　−Ａ’）を表わす、同様に、回
路７３０は減算器７２８から、垂直同期パルスの前縁部
の前と後における■信号の振幅の差（＋！Ｉｆち、第４
図りにおけるｏ’　−ｃ’）を表わすサンプル値をサン
プル除算回路７４０の第２の入力ボートに供給する。

サンプル除算回路７４０では、Ｑサンプル値の差（Ｂ’
　−Ａ’）が■サンプル値の差（Ｄ’　−Ｃ’）で除算
される。除算回路７４０によって供給される信４．　Ｐ
Ｅ　ｌ−１第６図に示す復調位相誤差検出器６３０の出
力信号に相当し、抽出されたＩＦ４１１送波と直接ＩＦ
搬送波との間の位相角のタンジェントに実質的に等しい
。この信号は、第５図について、除算器５４０からの出
力として説明した信号と同様の信号である。式（１）〜
（１０）がこの場合も同じように適用できる。この信号
ＰＥはＲＯＭＢ５２に供給され、ＲＯＭ６３２は複素乗
算器８２８に供給される修正値りＣ＋とＣＱとを生成す
る。

復調位相誤差検出器６３０からの信号ＰＥは、２つの伝
達ＶＡ数ｔＣ＋　とＴＣｏ　とを供給するようにプログ
ラムされたＲＯＭ８３２のアドレス入力ボートに供給さ
れる。伝達関数ｔＣ＋　は供給されたアドレスコードの
アークタンジェントのコサインに等しく、ＴＣｑは供給
されたアドレスコードのアークタンジェントのマイナス
のサインに等しい、アドレスコードは０のタンジェント
に等しいから、伝達関数ＴＣ＋　とｔＣＯは次のように
修正値Ｆ、、；、　Ｃ，とＣ＋３を与える。

Ｃ１＝　ｃｏｓ　Ｏ（ＩＩ） ＧＯ＝　−ｓｉｎ　Ｏ（＋２） これらの修正信号と同期復調された信号ＩとＱとは、各
々が同相信号と直角位相信号にそれぞれ対応する実数部
と虚数部とを有する２つの複７も信号と考えることがで
きる。複素乗算器６２８はこれらの２つの複素信号を組
合わせて、実数部Ｉ゛と虚数部Ｑ′とを有する位相修正
された複素信号−を生成する。

第８図は複素乗算器６２８のブロック図である。

ＡＤＣＢ２４からのデジタル信号Ｑは通常のデジタル乗
算器８１０の一方の入力ボートに加えられる。　ＲＯＭ
６３２からのデジタル信号ＣＯが乗算器８１０の他方の
人力ボートに供給されている０乗算器８１０は信号Ｑと
Ｃｏとの積を形成して、その積を減算器８１４の一方の
入力ボートに供給する。同様に、信ｔ−′ｆＩとＣ１の
Ｊａが乗算器８１２で形成され、減算器８１４の他方の
入力ボートに供給される。減算器８１４は信号ＩとＣ［
の積から信号ＱとＣＯの積を′ｇ算して、修正された同
相信号Ｉ“を生成する。

別の乗算器８１Ｇと８１８とにより、信号工とＣＯ及び
ＱとＣ１のそれぞれの積が求められる。これらの乗算器
８１Ｂと８１８の出力信号は加算器８２０に加えられ、
その和が求められて、修正された直角位相信号Ｑ′が生
成される。

複素乗算器６２８により生成される信号Ｉ′とＱ゛は式
（＋）　、　（２）　、　（ＩＩ）及び（１２）に基づ
いて、次の式で表わすことができる。

１’＝　　（ｉ　　ｃｏｓ　　Ｏ−ｑ　　ｓｉｎ　　Ｏ
）　　ｃｏｓ　　Ｏ−（ｉ　　ｓｉｎ　　Ｏ＋ｑ　　ｃ
ｏｓ　　０）（−ｓｉｎ　　Ｏ）　　　（１３）Ｑ’＝
　　（ｉ　　ｓｉｎ　　Ｏ＋ｑ　　ｃｏｓ　　０）ｃｏ
ｓ　　Ｏ＋（ｉ　　ｃｏｓ　　Ｏ−ｑ　　ｓｉｎ　　０
）（−ｓ’＋ｎ　　Ｏ）　　　　（１４）式（１３）と
（１４）とを展開すると、Ｉ’＝　　ｉ　ｃｏｓＯｃｏ
ｓ　Ｏ−ｑ　ｓｉｎ　０ｃａｓ　Ｏ＋ｉ　５ｉｎＯｓｉ
ｎ　Ｏ＋ｑ　ｃｏｓ　θｓｉｎ　Ｏ（１５）１”　＝　
　１（ｃｏｓ２　０　＋５ｉｎ２０　）　　　　　　　
　　（１８）１’＝　　ｉ　　　　　　　　　　　　　
　　　　　（１７）Ｑ’＝　　ｉ　ｓｉｎθｃｏｓ　Ｏ
＋ｑ　ｃｏｓ　θｃｏｓＯ−ｉ　ｃａｓｅ　Ｓｉｎ　Ｏ
＋ｑ　ｓｉｎ　θｓｉｎ　Ｏ（１８）Ｑ’＝　　ｑ（ｃ
ｏｓ２　　θ＋５ｉｎ２０　）　　　　　　　　　（１
９）Ｑ’＝　　ｑ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　（２０）従って、複素乗算器６２８により生成される
信号■°とＱ゛の直接信号成分には、復調位相誤差成分
は実質的に含まれていない。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を含むテレビジョン受像機の
一部のブロック回路図、第２図は第１図に示したテレビ
ジョン受像機の部分に用いることのできる復調位相誤差
検出器のブロック回路図、第３図は第１図に示したテレ
ビジョン受像機の部分で使用できる位相ロックループの
ブロック回路図、第４図は第１図に示したテレビジョン
受像機の部分の動作説明のための振幅対時間関係を示す
信号波形図、第５図は第１図に示したテレビジョン受像
機の部分で使用できる別の形の復調位相誤差検出器のブ
ロック回路図、第６図はこの発明の別の実施例のブロッ
ク回路図、第７図は第６図に示した実施例で使用可能な
復調位相誤差検出器のブロック回路図、第８図は第６図
の実施例で使用される複素乗算器のブロック回路図であ
る。 １４・・・搬送波基準信号抽出回路、１Ｂ・・・位相ロ
ックループ、３１０・・・位相比較器、１８．２２・・
・回期検波器、２６，８３０・・・復調位相誤差検出器
、２４．６３４・・・自動ゴースト消去回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直接搬送波信号を含む直接信号成分と遅延した直
   接搬送波信号を含む遅延した直接信号成分とを含み、上
   記直接搬送波信号と上記遅延直接搬送波信号とのベクト
   ル和である搬送波信号を有する無線周波数テレビジョン
   信号を供給する入力端子を備えた無線周波数テレビジョ
   ン信号を処理するための装置における復調位相誤差を減
   じるためのものであって、 上記入力端子に結合されており、上記無線周波数テレビ
   ジョン信号から上記搬送波信号を抽出するための手段と
   、 上記搬送波信号抽出手段に結合されており、上記抽出さ
   れた搬送波信号によって決まる周波数と位相を有する発
   振信号を発生する位相ロックループ回路であって、上記
   抽出された搬送波信号と上記発振信号とに応答してこの
   抽出された搬送波信号と発振信号との間の位相の差を表
   わす位相差信号を生成する位相比較器手段を含む位相ロ
   ックループ回路を有する手段と、 上記入力端子に結合されており、上記無線周波数テレビ
   ジョン信号と上記発振信号とに応答して、各々が直接信
   号成分と遅延直接信号成分を有し、その直接信号成分が
   レジプロカルなクロストーク歪み成分を含んでいる可能
   性がある、上記無線周波数テレビジョン信号によって搬
   送された振幅変調された情報を表わす第１と第２のベー
   スバンド信号を発生する検波手段と、 上記検波手段に結合されており、上記第１と第２のベー
   スバンド信号の少なくとも一方に応答して、上記直接搬
   送波信号と上記直接搬送波信号と遅延直接搬送波のベク
   トル和との間の位相の差に比例する位相制御信号を発生
   する手段と、 上記位相制御信号に応答して、上記位相差信号と第１の
   ベースバンド信号の一方を修正して、クロストーク歪み
   成分が実質的に減少した修正された第１のベースバンド
   信号を発生する位相修正回路と、 を備えた復調位相誤差を減じるための回路。