DE3687559T2

DE3687559T2 - Vorrichtung und geraet zur signalmessung nach der frequenzueberlagerungsmethode mit mitteln zur automatischen korrektur der verstimmung.

Info

Publication number: DE3687559T2
Application number: DE8686902488T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Itaya; Goro Saito
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1985-04-13
Filing date: 1986-04-14
Publication date: 1993-05-13
Anticipated expiration: 2006-04-15
Also published as: US4710702A; EP0217967A4; WO1986006174A1; DE3687559D1; EP0217967A1; EP0217967B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Signalmeßeinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Verschiedene Arten von Signalmeßeinrichtungen sind zur Messung verschiedener Kennlinien von elektronischen Signalen entwickelt worden, zum Beispiel selektive Signalpegelmesser, Spektrumanalysatoren, Netzwerkanalysatoren und ähnliche.
Fig. 1 zeigt eine typische Anordnung eines herkömmlichen selektiven Signalpegelmessers, welcher ein heterodynes System verwendet.
Die grundlegende Betriebsweise eines selektiven Signalpegelmessers vom heterodynen Typ ist folgendermaßen:
Ein zu messendes Eingangssignal, das von einem Eingangsanschluß 101 zugeführt wird, wird in einem Mischer 103 mit einem Oszillatorausgangssignal eines lokalen Oszillators 102, welcher sich in der Meßeinrichtung befindet, gemischt. Ein Zwischensignal, (im folgenden IF-Signal genannt) wird von dem Mischer 103 ausgegeben. Dann wird das heterodyn-umgewandelte Zwischensignal durch einen auflösenden Bandbreitenfilter 104 (resolution bandwidth filter) bandbreitenbegrenzt und weiterhin von einem Detektor 105 erfaßt. Das detektierte Signal wird in ein digitales Signal durch einen analog/digital-Umwandler 106 umgewandelt, in einem Datenverarbeitungsteil 107 signalverarbeitet, und danach auf einem CRT-Anzeigeteil 108 angezeigt.
Fig. 2 zeigt eine typische Anordnung eines herkömmlichen Netzwerk-/Spektrumanalysators unter Verwendung eines heterodynen Systems. Die Operationsweise des Netzwerk-/Spektrumanalysators wird im folgenden zusammengefaßt.
Der Netzwerk-/Spektrumanalysator umfaßt einen R (Referenzsignal) Eingangskanalanschluß 109 und einen T (Testsignal) Eingangskanalanschluß 110. Die zu messenden Eingangssignale, welche von diesen zwei Kanalanschlüssen eingegeben werden, werden entsprechenden ersten und zweiten Mischern 112, 113 zugeführt. Diese Eingangssignale werden mit den Oszillatorausgangssignalen eines gemeinsamen internen lokalen Oszillators 111 in dessen Mischern 112 und 113 gemischt. Das bedeutet die heterodyne Umwandlung wird in den Mischern 112 und 113 durchgeführt. Die Ausgangssignale der Mischer 112 und 113 sind bandbreitenbegrenzt durch erste und zweite auflösende Bandbreitenfilter 114 und 115 und werden dann von den ersten und zweiten Detektoren 116 und 117 erfaßt. Die Ausgangssignale der ersten und zweiten Detektoren 116, 117 werden in digitale Signale in einem analog/digital-Umwandler umgewandelt und weiterhin in einem Datenverarbeitungsteil 119 signalverarbeitet, und schließlich auf einem CRT-Anzeigegerät 120 angezeigt. Wenn die Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen gemessen wird, werden die Eingangssignale in beiden Signalkanälen zuerst in den auflösenden Bandbreitenfiltern 114 und 115 gefiltert und dann dem Phasendetektor 121 zugeführt, um die Phasendifferenz zwischen diesen Eingangssignalen als eine analoge Spannung zu erhalten. Diese analoge Spannung wird in ein digitales Signal durch den analog/digital-Umwandler 118 umgewandelt. Nachdem das digitale Signal in dem Datenverarbeitungsteil 119 verarbeitet ist, wird es auf dem CRT-Anzeigegerät 120 angezeigt.
Diese herkömmlichen Signalmeßeinrichtungen besitzen jedoch den Nachteil, daß, wie in Fig. 3 gezeigt, eine filternde Zentrumsfrequenz (F&sub1;) des auflösenden Bandbreitenfilters aufgrund des Temperaturdrifts dieses Filters und Alterungseffekten variiert. Das bedeutet, daß ein Verstimmungsphänomen in der herkömmlichen Einrichtung auftritt. Wie in Fig. 3 illustriert, ist die Filterkennlinie des auflösenden Bandbreitenfilters im allgemeinen durch die Temperaturdrift- und/oder Alterungseffekte beeinflußt.
Mit anderen Worten, es entstehen Fehler (F&sub2;-F&sub1;) und (L&sub2;-L&sub1;) in den Spitzen (Zentrumsfrequenzen) und den entsprechenden Signalpegeln unter der Voraussetzung, daß die Kennlinie G&sub1; den normalen Filterzustand repräsentiert und die Kennlinie G&sub2; den verstimmten Filterzustand kennzeichnet.
Um diese Fehler in den herkömmlichen Einrichtungen zu korrigieren, wird ein Oszillator (nicht gezeigt) mit stabilen und synthetisierten Abstimmungsfrequenzen und einem stabilen Ausgangssignalpegel zusätzlich zu der herkömmlichen Meßeinrichtung vorgesehen. Zum Beispiel wird der Oszillator in einer solchen Art angetrieben, daß die von dem lokalen Oszillator 102 der Meßeinrichtung, die in Fig. 1 gezeigt ist, erzeugte Frequenz einen Bereich überreicht, um die Verstimmungskennlinie G&sub3;, welche in Fig. 4 dargestellt ist, zu messen. Danach wird der Filterausgangspegel L&sub3; bei einer vorbestimmten Frequenz F&sub3; in der Kennlinie G&sub3; gelesen und eine Differenz (L&sub3;-L&sub0;) zwischen diesem Pegel L&sub3; und dem vorliegenden Pegel L&sub0; des synthetisierten Oszillators wird als ein Korrekturwert erhalten. Daher wird der Fehler (L&sub3;-L&sub0;), welcher durch die Verstimmung verursacht wurde, korrigiert durch die Verwendung dieses Korrekturwerts gemäß dem herkömmlichen Korrekturverfahren.
In Übereinstimmung mit einem solchen herkömmlichen Verstimmungs-/Korrekturverfahren muß eine externe Referenzsignalquelle verwendet werden und komplexe Einstellungsschritte sind ebenso erforderlich. Wie leicht von der Verstimmungskennlinie G&sub3; der Fig. 4 verstanden werden kann, werden die Kalibrationsdaten zu einem bestimmten Punkt auf der geneigten linken Seite der Kennlinie G&sub3; erhalten und nicht an deren Spitzenpunkt, so daß die Stabilität der korrigierten Pegeldaten aufgrund des Verstimmungsphänomens immer noch unrichtig sind.
Zusätzlich kann der schwerwiegende Nachteil eines Pegelshifts auftreten, der nicht nur von dem auflösenden Bandbreitenfilter, sondern auch von den anderen Schaltkreiselementen herrührt, mit dem Ergebnis, daß die Fehler nicht kompensiert werden können, wenn die Meßergebnisse bestimmt werden.
Wenn die Phasendifferenzkennlinie zwischen den zwei Eingangssignalen in der Schaltkreisanordnung des herkömmlichen Netzwerk-/Spektrumanalysators, welcher in Fig. 2 gezeigt ist, gemessen wird, kann ein anderer Fehler in dem Meßergebnis der Phasendifferenzkennlinie enthalten sein, da die ersten und zweiten auflösenden Bandbreitenfilter 114, 115 in den entsprechenden Signalverarbeitungskanälen verstimmt sind.
Aus der "Hewlett-Packard Journal", Vol. 31 (1980), Mai, No. 5, Seiten 3-8 ist ein programmierbarer selektiver Signalpegelmesser mit synthetisierter Abstimmung, automatischer Bereichseinstellung und automatischer Kalibrierung bekannt, in dem die Frequenzkennlinien des Meßsystems durch Überstreichen der Frequenz innerhalb eines vorbestimmten Bereichs gemessen und in einem Speicher gespeichert werden, bevor eine Messung gestartet wird. Dadurch wird der Ausgangspegel des Eingangssignals durch die gespeicherten Korrekturwerte durch das Meßsystem korrigiert und die Eingangssignale werden dann ausgegeben. Als Ergebnis davon wird der Ausgangspegel des Eingangssignals nicht von den Frequenzkennlinien des Meßsystems beeinflußt. Die Pegelkorrektur des Ausgangssignals wird über einen vorbestimmten Frequenzbereich durchgeführt.
Aus der DE-A-2719658 ist ein doppelt heterodyner Empfänger bekannt, welcher fähig ist, einen Spitzenpegelwert eines zu empfangenden Signals zu erfassen. Die Frequenz des Signals wird von einem automatischen Frequenzeinstellungsnetzwerk und einem Oszillator verschoben, um einen maximalen Ausgangspegel an einem Filter zu erhalten. Jedoch ist die Frequenz an dem Spitzenpegel nicht fest, sondern wird gemäß den Zuständen variiert. Ein Ausgangspegel des empfangenen Signals kann auch nicht in diesem Empfänger korrigiert werden.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Signalmeßeinrichtung vom heterodynen Typ bereits zustellen, worin das Verstimmungsphänomen des auflösenden Bandbreitenfilters, welches von dem Temperaturdrift und ähnlichem verursacht wird, automatisch korrigiert wird. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Signalmeßeinrichtung vom heterodynen Typ bereitzustellen, worin zur automatischen Korrektur des Verstimmungsphänomens des auflösenden Bandbreitenfilters ein Meßfehler, welcher in einer Phasendifferenz zwischen einer Vielzahl von Eingangssignalen enthalten ist, korrigiert wird, während die Abstimmungsfrequenzen des auflösenden Bandbreitenfilters mit vorbestimmten Frequenzen aufrechterhalten werden.
Die erstgenannte Aufgabe wird mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst, während die als zweites genannte Aufgabe mit den Merkmalen des Anspruchs 6 gelöst wird, welcher von dem gleichen erfinderischen Gedanken beherrscht wird, der dem Anspruch 1 zugrundeliegt. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstände der entsprechenden abhängigen Ansprüche.
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, welches eine Anordnung einer Signalmeßeinrichtung vom heterodynen Typ gemäß einer herkömmlichen und typischen Meßeinrichtung zeigt;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, welches eine Anordnung eines Netzwerk-/Spektrumanalysators vom heterodynen Typ gemäß einer herkömmlichen und typischen Meßeinrichtung zeigt;
Fig. 3 ist eine Beschreibung zur Erklärung der Pegel-Einstelloperation durch einen auflösenden Bandbreitenfilter;
Fig. 4 ist eine Beschreibung zur Erklärung der Abstimmungsoperation eines auflösenden Bandbreitenfilters;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm einer grundlegenden Anordnung einer Signalmeßeinrichtung in dem Verstimmungs-Korrekturmodus gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm einer grundlegenden Anordnung einer Meßeinrichtung in dem Phasen-Steuermodus gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 ist ein detailliertes Blockdiagramm der Signalmeßeinrichtung, die in dem Verstimmungs-Korrekturmodus der Fig. 5 betrieben wird, gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel;
Fig. 8 ist ein Schaltkreisdiagramm eines Bandpaßfilters gemäß einem Beispiel der Fig. 7;
Fig. 9 ist eine grafische Darstellung, welche eine Kennlinie der Abstimmungsfrequenz gegen eine Spannung zeigt, welche an eine variable Kapazitätsdiode angelegt wird;
Fig. 10 ist eine grafische Darstellung, welche die Abstimmungszustände des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Fig. 7 zeigt;
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm der Meßeinrichtung, die in dem Phasen-Korrekturmodus betrieben wird;
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm eines Netzwerk-/Spektrumanalysators gemäß der vorliegenden Erfindung zur Verwendung mit den grundlegenden Operationsmoden der Fig. 5 und 6; und
Fig. 13 und 14 sind Flußdiagramme zur Beschreibung typischer Operationen des Analysators, welcher in Fig. 12 gezeigt ist.

Grundlegende Operationsmoden zur Verstimmungskorrektur

Bevor verschiedene Typen von bevorzugten Ausführungsbeispielen der Signalmeßeinrichtung der vorliegenden Erfindung beschrieben werden, wird eine grundlegende Operation der Signalverarbeitungsvorrichtung in dem Verstimmungs-Korrekturmodus unter Bezugnahme auf Fig. 5 erläutert.
In einer Signalmeßeinrichtung 200 mit einer automatischen Verstimmungs-Korrektureinrichtung, wie in Fig. 5 gezeigt, wird eine Referenzsignaloszillationseinheit (REF-OSC) 10 zur Erzeugung eines Referenzsignals (Sref) bereitgestellt, die einen vorbestimmten Ausgangssignalpegel als eine Meßgrundlage und eine vorbestimmte Oszillationsfrequenz besitzt, sowie eine Schalteinrichtung zum Schalten zwischen dem Referenzsignal Sref, welches von der Referenzsignal-Oszillationseinheit 10 abgeleitet ist, und einem zu messenden Signal SM. Die Signalmeßeinrichtung 200 umfaßt weiter eine Mischeinheit (MIX) 14 zum Umwandeln des Ausgangssignals, welches von der Schalteinrichtung erhalten wird, in eine Zwischenfrequenz F&sub0; unter Verwendung einer lokal oszillierenden Frequenz Sosc in dem heterodynen Verfahren; einen variabel abstimmbaren auflösenden Bandbreitenfilter (RBW-FLT) 15, der das Ausganssignal der Mischeinheit 14 empfängt, die mit der Zwischenfrequenz F&sub0; abgestimmt werden soll; und eine Verstimmungs-Korrektureinheit 20 zur automatischen Korrektur der Verstimmung des Ausgangssignals lM des Filters 15 durch die vorbestimmte Einrichtung.
Die Verstimmungs-Korrektureinheit 20, welche in Fig. 5 gezeigt ist, besteht im wesentlichen aus einer Speichereinheit für einen Filterspitzenwert (l&sub1;-MEM) 22, einer Verfolgungseinheit (TRC) 24 und einer Verstimmungs-Korrekturberechnungseinheit (lM-COR) 26. Die Speichereinheit 22 für einen Filterspitzenwert besitzt die Funktion, einen Spitzenwert 11 des Filterausgangssignals zu speichern, wenn der auflösende Bandbreitenfilter abgestimmt ist.
Die Verfolgungseinheit 24 besitzt die Funktion, eine Übereinstimmung zwischen der Abstimmfrequenz des Filters 15 und der Zwischenfrequenz f&sub0; herzustellen, um so den Spitzenwert l&sub1; in dem Ausgangspegelsignal des Filters 15 zu erhalten, wenn das Referenzsignal Sref der Mischeinheit 14 zugeführt wird, und die Oszillationsfrequenz des lokal oszillierenden Signals Sosc graduell überstreichend verändert wird. Die Verstimmungs-Korrekturberechnungseinheit 26 besitzt die Funktion, Berechnungen zur Korrektur der Verstimmungszustände des Ausgangssignals des Filters 15 auszuführen, an den das zu messende Eingangssignal SM, auf der Basis des Spitzenwerts l&sub1; des Filters, welches durch das Referenzsignal Sref erhalten und gespeichert wurde, eingegeben worden ist.
Die grundlegende Operationsweise der oben beschriebenen automatischen Verstimmungskorrektur wird nun zusammengefaßt.
Zunächst wird der Spitzenwert l&sub1; des Filterausgangssignals erhalten und vor der Signalpegelmessung des Eingangssignals gespeichert. Das bedeutet, daß der Spitzenwert l&sub1; des auflösenden Bandbreitenfilters 15 dadurch erhalten wird, daß die oszillierende Referenzsignaleinheit 10 und die lokale Oszillatoreinheit 13 gesteuert werden und durch die Verfolgungsoperationen der Verfolgungseinheit 24 in der Verstimmungs-Korrektureinrichtung 20. Dieser Spitzenwert wird für einen Filterspitzenwert in der Speichereinheit 22 vor der Signalpegelmessung gespeichert.
In der nächsten Pegelmessung wird das zu messende Eingangssignal SM heterodyn umgewandelt, um das Filterausgangssignal lM des auflösenden Bandbreitenfilters 15 zu erhalten. Dieses Filterausgangssignal lM wird in der Verstimmungs-Korrekturberechnungseinheit 26 durch eine vorbestimmte Korrekturoperation (lM-l&sub1;) korrigiert, um einen gewünschten (genauen) zu messenden verstimmungskorrigierten Signalpegel SMC zu erhalten.
Der verstimmungskorrigierte zu messende Signalpegel wird der Datenverarbeitungseinrichtung (im Detail nicht gezeigt) zugeführt und darin weiter verarbeitet, falls notwendig.
Es sollte betont werden, daß das Ausgangspegelsignal der oszillierenden Referenzsignaleinheit 10 auf 0 dBm eingestellt wird, oder auf einen ähnlichen Wert, welcher passend für die Signalmessung ist.
Die Funktionen der Verfolgungseinheit 24 werden im folgenden zusammengefaßt.
Eine Filterausgangssignalkennlinie G&sub2;, die in Fig. 3 dargestellt ist, wird zum Beispiel von einem überstreichenden Signal des lokalen Oszillatorsignals Sosc bereitgestellt. In diesem Fall wird angenommen, daß der Ausgangsspitzenwert an dem Punkt F&sub2; den Wert lD besitzt. Da eine solche Ausganssignalkennlinie G&sub2; einer Ausgangskennlinie entspricht, wenn der Filter 15 verstimmt ist, muß sie auf die in Fig. 3 gezeigte abgestimmte Ausgangskennlinie G&sub1; (dessen Ausgangssignalspitzenwert den Wert l&sub1; besitzt) zurückgebracht werden. Dies bedeutet, daß die Frequenz F&sub2; des Ausgangssignalspitzenpegels l&sub1; erkannt wird, wenn das Ausgangssignal des Filters 15 von der Verfolgungseinheit 24 empfangen wird, und eine Differenz zwischen der ursprünglichen (zum Beispiel formal abgestimmten) Frequenz F&sub1; und der erhaltenen Frequenz F&sub2; besteht. Die Abstimmfrequenz des Filters 15 wird auf der Basis dieser Differenz variiert. Mit anderen Worten die Zentrumsfrequenz F&sub2; der Kennlinie G&sub2; der Fig. 3 wird in die Position der Zentrumsfrequenz F&sub1; der Kennlinie G&sub1; verschoben. Es sollte betont werden, daß die Funktion der Verfolgungseinheit es ist, die Ausgangssignalkennlinie G&sub2; des Filters, welche aufgrund des Temperaturdrifts oder ähnlichem verschoben ist, in Richtung der ursprünglichen Resonanzkennlinie G&sub1; des Filters zu verschieben.
Wie leicht aus den Resonanzkennlinien G&sub1; und G&sub2; ersichtlich, werden nicht nur die Zentrums-(Abstimm-)frequenzen verschoben, sondern auch die Pegelveränderungen, wenn die Verstimmung eintritt. Dementsprechend kann im Falle, daß die Zentrumsfrequenz richtig von F&sub2; zu F&sub1; durch die oben beschriebene Verfolgungsfunktion verschoben wurde, die gewünschte Aufgabe erreicht werden, da die Pegelkorrektur an einem Spitzenwert des Filters ausgeführt werden kann, nachdem die Verfolgungsoperation abgeschlossen ist.

Grundlegender Operationsmodus der Phasenkorrektur

Es folgt nun eine Beschreibung der Signalmeßeinrichtung, welche in dem Phasenkorrekturmodus betrieben wird unter Bezugnahme auf die Fig. 6.
Es sollte betont werden, daß die gleichen Bezugszeichen, welche in Fig. 5 gezeigt sind, für die gleichen oder ähnlichen Schaltkreiselemente, welche in den folgenden Figuren gezeigt sind, verwendet werden. Eine Meßeinrichtung 300, die in dem in Fig. 5 gezeigten Phasenkorrekturmodus arbeitet, umfaßt wenigstens zwei Signaleingangskanäle (R-CH) und (T-CH). In diesen Signaleingangskanälen (R-CH) und (T-CH) sind Schalteinrichtungen 12R und 12T angeordnet, eine oszillierende Referenzsignaleinheit (REF-OSC) 10, eine variable lokale Oszillatoreinheit (VR-Losc) 13, Mischeinheiten (R-MIX, L-MIX) 14R, 14T, und auflösende Bandbreitenfilter (R-RBW-FLT, T-RBW-FLT) 15R, 15T. Diese Filter sind weite Bandbreitenfilter und besitzen zum Beispiel eine 3 dB-Bandbreite von 10 KHz. Eine automatische Verstimmungs-Korrektureinheit (DT-COR) 30, zur Korrektur der Filterverstimmung auf der Basis der Ausgangssignale dieser Filter 15R und 15T, und eine automatische Verstimmungs-Korrektureinheit (PH-COR) 40 zur Korrektur der Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen SM-R und SM-T, sind mit den Ausgangssignalen dieser Filter 15R und 15T gekoppelt.
Die Funktion der automatischen Verstimmungs-Korrektureinheit 30 ist die im wesentlichen gleiche Funktion der automatischen Verstimmungs-Korrektureinheit 20, weist jedoch die folgenden Unterschiede auf. Obwohl die Bestimmung der Spitzenwerte (l&sub1;-R, l&sub1;-L) der Filterausgangssignale durch das Überstreichen der Frequenz des lokalen Oszillatorsignals Sosc die gleiche ist, wie in der Einheit 20, werden diese Spitzenwerte nicht in der Einheit 30 gespeichert. Die Positionen, an denen diese Spitzenwerte erhalten werden, zum Beispiel die Anzahl, Position (Adresse) und ähnliches des überstreichenden Schrittes werden bestimmt, und die diesen Positionen entsprechenden Bezugsspannungen werden dann an ein Element, zum Beispiel eine variable Kapazitätsdiode angelegt zum Variieren der Zentrumsfrequenz des entsprechenden Filters 15R und 15T, welche später beschrieben werden. Die Verfolgungsfunktion zum Abstimmen der Zentrumsfrequenzen in jedem Filter 15R, 15T an die Ausgangszwischenfrequenzen der Mischeinheit 14R, 14T ist in dieser Verstimmungs-Korrektureinheit 30 enthalten. Mit anderen Worten, die Verstimmungs-Kennlinie G&sub2; wird in Richtung der Kennlinie G&sub1; verschoben, wie in Fig. 3 gezeigt ist, gemäß der Verfolgungsoperation der Korrektureinheit 30.
Auf der anderen Seite umfaßt die automatische Phasenkorrektureinheit 40 eine Phasenerfassungseinrichtung 42, eine Referenz-Phasenspeichereinrichtung 44 und eine Phasenkorrekturberechnungseinrichtung 46. Zur Phasenerfassungseinrichtung 42 ist festzustellen, daß das oben beschriebene Filterausgangssignal weniger Verstimmungsfehler enthält als diesem zugeführt werden, und daß die Phasenverschiebung oder Differenz zwischen diesen Filterausgangssignalen in dieser erfaßt, und temporär als eine Referenzphasendifferenz Φref in der Referenzphasen-Speichereinrichtung 44 gespeichert wird. Danach werden die zu messenden Signale (SM-R und SM-T) an die entsprechenden Eingangskanäle R-CH und T-CH angelegt, um so in den entsprechenden Filtern 15R und 15T bandbreitengefiltert zu werden. Eine Phasendifferenz ΦM zwischen den Filterausgangssignalen lM-R und lM-T wird in der Phasenerfassungseinrichtung 42 erfaßt. Wie vorangehend beschrieben, enthält die Phasendifferenz ΦM die Phasenfehler. Die Phasenfehler werden hauptsächlich von dem Temperaturdrift, welcher zwischen beiden Filtern 15R und 15T besteht, verursacht.
Die Phasendifferenz ΦM zwischen den Signalen SM-R und SM-T, die in der oben beschriebenen Art gemessen wird, wird in der Phasenkorrekturberechnungseinrichtung 46 berechnet auf der Basis der Referenzphasendifferenz Φref, welche vorangehend gespeichert wurde, um eine gewünschte (korrigierte Phasendifferenz ΦMC zu erhalten. Die oben beschriebene Operation ist die grundlegende Operation des Phasenkorrekturmodus gemäß der vorliegenden Erfindung.

Automatische Verstimmungs-Korrektureinrichtung

Bezugnehmend nun auf Fig. 7, wird eine Signalmeßeinrichtung 400 mit einer automatischen Verstimmungs-Korrektureinrichtung detailliert in einem ersten Operationsmodus gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Signalmeßeinrichtung 400 verwendet das Prinzip der grundlegenden Verstimmungs-Korrektureinrichtung, wie es in Fig. 5 gezeigt ist. Es soll daher bemerkt werden, daß die gleichen Bezugszeichen der Fig. 5 die gleichen Schaltkreiselemente in Fig. 7 kennzeichnen und daher lediglich deren Betriebsweise beschrieben wird. Die Signalmeßeinrichtung 400, welche in Fig. 7 dargestellt ist, umfaßt: einen Eingangsanschluß 11 zum Empfangen eines Eingangssignals SM; einen Referenzsignaloszillator 10; eine Eingangssignalschalteinrichtung 12; einen variablen lokalen Oszillator 13; einen Mischer 14; einen Bandpaßfilter 50; eine Spitzenpegelpositionserfassungseinrichtung 25; einen Verfolgungsschaltkreis 27; einen Spitzenwertspeicher 22; einen Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis; einen analog/digital (A/D) Umwandler 23; einen Referenzpegelspeicher 26 und einen Detektor 21. Ein Ausgangssignal SMC, welches von dem Korrekturberechnungsschaltkreis 26 korrigiert wird, ist von diesem abgeleitet.
Ein Oszillator mit einer hohen Frequenzauflösung, zum Beispiel ein Synthesizer-Oszillator, wird als ein variabler lokaler Oszillator 13 verwendet, während der Referenzsignaloszillator 10 ein Oszillator ist, der in Übereinstimmung mit dem variablen lokalen Oszillator 13 betrieben wird, um so seine Oszillationsfrequenz zu stabilisieren. Der Ausgangssignalpegel des Referenzsignaloszillators 10 wird von einem temperaturkompensierten automatischen Verstärkungskorrektur-Verstärker (nicht gezeigt) stabilisiert. Einen absoluten Wert des Ausgangssignals des Referenzsignaloszillators 10 wird als ein Referenzpegel l&sub0; in dem Referenzpegelspeicher 28 (z. B. ein ROM Speicher) gespeichert.
Der Bandpaßfilter 50 ist ein Filter, welcher die gleiche Funktion besitzt wie der auflösende Bandbreitenfilter 15, der in den Fig. 5 und 6 gezeigt ist, ein innerer Schaltkreis dieses Filters wird später beschrieben.
Der Verfolgungsschaltkreis 27 besitzt eine Funktion derart, daß die Abstimmungsfrequenz, bei der der Ausgangspegel des Bandpaßfilters 50 seinen Spitzenwert repräsentiert mit der Zwischenfrequenz f&sub0; des Mischers 14 übereinstimmt. Das Verfahren, eine Übereinstimmung mit der Zwischenfrequenz f&sub0; herzustellen, wird später beschrieben werden.
Der Spitzenpegelpositionsdetektor 25 erfaßt eine Position, an der die überstreichende Frequenz den Spitzenwert des Filterausgangssignals des Bandpaßfilters 50 während der Mischoperation repräsentiert. In dem Mischmodus ist die überstreichende Frequenz des variablen lokalen Oszillators 13 etwas in bezug auf den Referenzpegel 10 des Referenzsignaloszillators 10 und das Referenzfrequenzsignal Sosc verändert.
Das Verfahren des Erfassens der Position der überstreichenden Frequenz, bei der der Spitzenwert des Filterausgangspegels maximal wird, wird nun beschrieben. Eine Zentrumsfrequenz fc wird zum Beispiel auf den variablen lokalen Oszillator 13 eingestellt. Unter dieser Bedingung wird das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 50, zum Beispiel ein digitales Ausgangssignal M&sub0; des A/D Umwandlers 23 erhalten, nachdem das Filterausgangssignal von dem Detektor 21 erfaßt wurde. Danach wird die überstreichende Frequenz des variablen lokalen Oszillators 13 auf eine Frequenz, welche höher als die oben genannte Zentrumsfrequenz fc eingestellt durch einen Schritt der überstreichenden Auswahl. Ein Vergleich wird zwischen dem obigen digitalen Ausganssignal M&sub0; und einem digitalen Ausgangssignal M&sub1; des A/D Umwandlers 23, welches von dem Bandpaßfilter 50 unter der oben angegebenen Bedingung abgeleitet wurde, durchgeführt. Wenn in dem Vergleich festgestellt wird, daß M&sub1;-M&sub0; > 0, so kann festgestellt werden, daß der oberste Krümmungswert an einer um einen Überstreichungsschritt höheren Frequenz als der Zentrumsfrequenz fc vorliegt. In dem nächsten Schritt wird die überstreichende Frequenz des lokalen Oszillators 13 auf eine um zwei Schritte der Wahlposition höhere (oder niedrigere) Frequenz als die Zentrumsfrequenz fc eingestellt und derselbe Vergleich durchgeführt. Dann wird die Überstreichungsschrittweite variiert. Wenn die Ausgangsdaten des A/D Umwandlers 23 gleich Mi+1-Mi < 0 (i = 1, 2, 3, . . .) sind, wird daraus gefolgert, daß der Maximalpegel des Bandpaßfilters 50 an der Position, welche der überstreichenden Frequenz entspricht, erhalten wird, welche auf eine Auswahlposition vor der gegenwärtigen Auswahlposition eingestellt ist. Es kann gezeigt werden, daß ein Kristallfilter eines Bandpaßfilters 50 eine einzelne Spitzenkennlinie (im folgenden später beschrieben) besitzt. Wenn das Vergleichsergebnis gleich M&sub1;-M&sub0; ist, dann kann die Position der überstreichenden Frequenz bei der das Augangspegelsignal des Bandpaßfilters 50 maximal wird, (genaugenommen das digitale Signal, welches dieser Position entspricht) durch den Spitzenpegelpositionsdetektor 25 in der gleichen Art und Weise erfaßt werden.
Beim Erhalten des Spitzenpegelwertes ist es auch möglich, den Spitzenpegelwert dadurch zu erhalten, daß eine erste voreingestellte Frequenz aus dem variablen Frequenzsignal als eine Frequenz analog zu der von dem Mischer 14 abgeleiteten Zwischenfrequenz ausgewählt wird, und diese analoge Frequenz graduell verändert wird. Als ein Ergebnis davon ist es ein besonderer Vorteil, daß der Spitzenpegelwert innerhalb einer kürzeren Zeitdauer erhalten werden kann, wenn es lange dauert, die lokale Frequenz zu stabilisieren (z. B. in 0,1 Hz Schritten).
Bezugnehmend auf Fig. 8 folgt nun eine Beschreibung des internen Schaltkreises eines typischen Bandpaßfilters 50. In diesem Bandpaßfilter 50 wird das Zwischensignal des Mischers 14 auf einen bestimmten Pegel von einem NPN Transistor 52 verstärkt. Mit dem Kollektor dieses Transistors 52 ist ein Filterschaltkreis, welcher von einer variablen Kapazitätsdiode 54 und einem Kristall 56 gebildet wird, verbunden. Eine Verfolgungsspannung, welche von dem Verfolgungsschaltkreis 27 (Fig. 7) abgeleitet ist, wird an die variable Kapazitätsdiode 54 angelegt. Durch Verändern der Rückwärtssteuerspannung (V), welche an die variable Kapazitätsdiode 54 angelegt wird, wird eine Veränderung der Spitzenposition der Abstimmfrequenz des Filters 50 vorgenommen. Das Abstimmfrequenzausgangssignal des Filters wird in einem Operationsverstärker 58 verstärkt und als ein Filterausgangssignal des Bandpaßfilters 50 erhalten.
Die speziellen Teile des obrigen praktischen Schaltkreises werden wie folgt angegeben. Der Transistor 52 ist ein 2CS1010, die variable Kapazitätsdiode 54 ist ein FC53M, und der Operationsverstärker 58 ist ein LF358. Die Spannung der Stromversorgung und die Werte der Kondensatoren und Widerstände sind in Fig. 8 angegeben.
Im folgenden wird nun ein Verfahren zur Bestimmung des Spitzenwertes des Filters beschrieben. Die Schalteinrichtung 12 wird auf den Referenzsignaloszillator 10 umgeschaltet, um so das oszillierende Referenzsignal Sref in einem Anfangszustand zu erhalten. Es wird angenommen, daß aufgrund der Veränderungen der Umgebungstemperatur und der Alterungseffekte und ähnlichem die Frequenz, welche dem maximalen Ausgangspegel des Bandpaßfilters 50 entspricht, von dem Zwischenfrequenzausgangssignal f&sub0; des Mischers 14 um Δf verschoben ist und die Frequenz f&sub1; annimmt (Fig. 10). Um die Verstimmungsfrequenzverschiebung Δf zu beseitigen, wird eine Kennlinie 55 der variablen Kapazitätsdiode, gezeichnet gegen die Abstimmungsfrequenz, wie in Fig. 9 gezeigt, in bezug auf den Bandpaßfilter 50 erhalten. Eine Spannung V&sub0;, welche an die variable Kapazitätsdiode angelegt wird und die der Abstimmungsfrequenz f&sub0; entspricht, kann von der Abstimmungskennlinie 55 erhalten werden, welche in der oben beschriebenen Art und Weise erhalten wird. Diese Spannung V&sub0; wird an die variable Kapazitätsdiode 54 in dem Bandpaßfilter 50 angelegt. Dementsprechend ist die Abstimmungsfrequenz, an dem der Ausgangspegel des Bandpaßfilters 50 maximal wird, gleich f&sub0; der Kennlinie K&sub2;, wie in Fig. 10 gezeigt. Mit anderen Worten, die Kennlinie K&sub1; (die der Frequenz f&sub1; entspricht) und in Fig. 10 gezeigt ist, wird auf die Kennlinie K&sub2; gebracht, so daß die Abstimmungsfrequenz des Bandpaßfilters 50 mit der Zwischenfrequenz f&sub0;, welche von dem Filter 14 abgeleitet wird, übereinstimmt (diese Kennlinie in Fig. 10 entspricht der Kennlinie in Fig. 3). In diesem Fall wird der Ausgangspegel des Bandpaßfilters 50, zum Beispiel, der Filterausgangspegel, welcher von dem Detektor 21 erfaßt und von dem A/D Umwandler 23 digitalisiert worden ist, als ein Spitzenwert in dem Spitzenwertspeicher 23 gespeichert. Die Verstimmungskalibration der Signalmeßeinrichtung 400 wird von den obigen Operationen erreicht.
Im nächsten Schritt wird die Schalteinrichtung 12 auf die zu messende Signaleingangsseite umgeschaltet, um so das Eingangssignal SM zu erhalten. Wenn das Eingangssignal SM gemessen wird, stimmt die Abstimmungsfrequenz des Bandpaßfilters 50 mit dem Zwischenfrequenzausgangssignal f&sub0; des Mischers 14, zum Beispiel in dem Abstimmungszustand, überein. Ein Filterpegel lM, welcher von dem A/D Umwandler 23 erhalten wird, wird dem Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis 26 zugeführt, wenn das Eingangssignal SM gemessen wird. In dem Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis 26 werden der Spitzenpegel l&sub1;, welcher in dem Spitzenwertspeicher 22 gespeichert ist, und der Referenzpegelspeicher 22 ausgelesen und danach wird die Korrekturberechnung von lM - (l&sub1;-l&sub0;) in dem Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis 26 ausgeführt. Ein Filterausgangspegel SMC, der in dem Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis 26 korrigiert wurde, wird als ein Ausgangssignal der Signalmeßeinrichtung 400 von diesem erhalten.
Wie vorangehend oben beschrieben, kann der Verstimmungsfehler, welcher von der Verstimmung des Bandpaßfilters 50 herrührt, vollständig korrigiert werden, da die Signalmessung ausgeführt wird, nachdem die Abstimmungsfrequenz des Bandpaßfilters 50 mit der Zwischenfrequenz f&sub0;, welche von dem Mischer 14 gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten wird, übereinstimmt. Der Filterausgangspegel SMC besitzt einen Wert, bei welchem die Fehler, welche in dem Schaltkreispfad von der Schalteinrichtung 12 zum A/D Umwandler 23 auftreten, relativ korrigiert worden sind.
Es sollte betont werden, daß im Falle, daß der Ausgangspegel des Referenzsignaloszillators 10 auf einen vorbestimmten Pegel eingestellt wird, zum Beispiel 0 dBm, ein Referenzpegelspeicher 28 weggelassen werden kann.
Wie leicht aus der Fig. 7 ersichtlich, sind der Detektor 21, der A/D Umwandler 23, der Spitzenwertspeicher 22, der Spitzenpegelpositionsdetektor 23, der Verfolgungsschaltkreis 27, der Referenzpegelspeicher 28 und der Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis 26 in der Verstimmungskorrektureinrichtung 20, wie in Fig. 5 gezeigt ist, enthalten. Ebenso sind der Detektor 21, der A/D Umwandler 23, der Spitzenpegelpositionsdetektor 25 und der Verfolgungsschaltkreis 27 in der Verfolgungseinheit (TRC) 24 der Fig. 5 enthalten.

Automatische Phasen-Korrektureinrichtung

Unter Bezugnahme auf Fig. 11 wird nun eine detaillierte Beschreibung einer Signalmeßeinrichtung 500 gegeben, welche eine automatische Phasen-Korrektureinrichtung in einem zweiten Operationsmodus enthält, gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Signalmeßeinrichtung 500 verwendet das Prinzip der grundlegenden Phasen-Korrektureinrichtung, welche in Fig. 6 gezeigt ist. Es soll daher betont werden, daß die gleichen Bezugszeichen, welche in Fig. 6 verwendet wurden, gleiche oder ähnliche Schaltkreiselemente in der Fig. 11 kennzeichnen.
Wie vorangehend in bezug mit der grundlegenden Schaltkreisanordnung der Fig. 6 erläutert, wird die Phasendifferenz zwischen zwei Eingangssignalen gemessen, nachdem die Verstimmung des Filters per se zunächst in der Signalmeßeinrichtung 500 korrigiert worden ist. Dementsprechend wird nur eine einfache Erklärung dieses Korrekturverfahrens im folgenden angegeben, da das Verstimmungs-Korrekturverfahren, welches detailliert anhand der Fig. 5 und 7 beschrieben worden ist, in der Einrichtung verwendet wurde.
In der Signalmeßeinrichtung 500 der Fig. 11 werden zwei Signalpfade der Kanäle R-CH und T-CH verwendet, welche ähnlich denjenigen der Einrichtung in der Fig. 6 sind. Darüberhinaus, wie vorangehend beschrieben, sollte betont werden, daß die Abstimmungsfrequenzen der Bandpaßfilter 50R und 50T, welche in den entsprechenden Signalkanälen bereitgestellt werden, mit den Zwischenfrequenzausgangssignalen f&sub0; der entsprechenden Mischer 14R und 14T mittels des Spitzenpegelpositionsdetektors 25 und des Verfolgungsschaltkreises 27 übereinstimmen. Mit anderen Worten, die automatische Verstimmungskorrektur, wie voranstehend erklärt, wird für die Filterausgangssignale der entsprechenden Bandpaßfilter 50R und 50T in der Signalmeßeinrichtung 500 ausgeführt.
Die oben angegebene Operation beinhaltet, daß die Kalibration für die Verstimmungseffekte der Filter 14R und 14T aufgrund von Temperaturdrift oder ähnlichem erreicht werden kann.
Unter den oben angegebenen Bedingungen, zum Beispiel die Abstimmungsfrequenzen der Bandpaßfilter 15R und 15T in beiden Signalkanälen R-CH und T-CH stimmen mit der entsprechenden Zwischenfrequenz f&sub0; (nämlich unter der Verstimmungskorrekturbedingung) überein, werden beide Schalteinrichtungen 12R des Referenzkanals R-CH und Schalteinrichtung 12T des Testkanals T-CH mit dem Referenzsignaloszillator 10 (in Fig. 11 illustriert) verbunden, und das Oszillatorsignal Sref des Referenzsignaloszillators 10 wird an die entsprechenden Mischer 14R und 14T in den entsprechenden Kanälen R-CH und T-CH angelegt. In diesem Fall wird ein vom Phasendetektor 42 erhaltenes Phasensignal in dem A/D Umwandler 23 digitalisiert und danach als eine Referenzphase Φref in dem Referenzphasenspeicher 44 gespeichert.
In der nächsten Stufe werden die beiden Schalteinrichtungen 12R und 12T der Kanäle R-CH und T-CH auf das zu messende Eingangssignal umgeschaltet, um so eine Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen SM-R und SM-T, welche beiden Signalkanälen zugeführt werden, zu messen. Es ist klar, daß, wenn die zu messenden Eingangssignale (SM-R und SM-T) gemessen werden, die Verstimmung korrigiert wird, nämlich stimmen die Abstimmungsfrequenzen der Bandpaßfilter 15R und 15T mit den Zwischenfrequenzausgangssignalen f&sub0; der entsprechenden Mischer 15R und 15T überein. Im Phasendetektor 42 werden die Filterausgangssignale der Eingangssignale SM-R und SM-T, welche an die beiden Signalkanäle angelegt werden, bereitgestellt und die Phasendifferenz gemessen. Die Phasendifferenz wird an die Korrekturberechnungseinrichtung 46 als gemessene Phasendaten ΦM angelegt, welche von dem A/D Umwandler 23 ausgegeben werden. Im Korrektur-Berechnungsschaltkreis 46 wird die Referenzphase Φref, welche vorangehend in dem Referenzphasenspeicher 44 gespeichert wurde, ausgelesen und die Korrekturberechnung ΦM- Φref wird ausgeführt. Die Ausgangsphasendaten ΦMC, welche in dem Korrekturberechnungsschaltkreis 46 berechnet wurden, werden als der resultierende gemessene Wert der Signalmeßeinrichtung 500 erkannt. Da die Abstimmungsfrequenzen der Bandpaßfilter 15R und 15T mit den entsprechenden Zwischenfrequenzen der entsprechenden Mischer 14R und 14T übereinstimmen, ist ein besonderer Vorteil der Erfindung, daß die Verstimmungsfehler in den Bandpaßfiltern 15R und 15T vollständig korrigiert werden. Zusätzlich, wenn die Phasenkorrektur von ΦM-Φref ausgeführt wird, können die Phasenfehler, welche von den entsprechenden Schaltkreiselementen, welche in dem Pfad von den Schalteinrichtungen 14R und 14T der Signalkanäle zu dem A/D Umwandler 23 auftreten, relativ korrigiert werden.
Zusammenfassend werden die Zentrumsfrequenzen der Bandpaßfilter 15R und 15T aufgrund der Verstimmungseffekte dieser Filter verschoben, jedoch existieren auch Fehler in der Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen SM-R und SM-T. Deshalb können die oben beschriebenen zwei Arten von Nachteilen eliminiert werden und auch die Fehler in den anderen Signalverarbeitungsschaltkreisen können durch die automatische Verstimmungs-Korrektureinrichtung und die automatische Phasenkorrektureinrichtung in der Signalmeßeinrichtung 500 gemäß der vorliegenden Erfindung relativ korrigiert werden.

Netzwerk/Spektrumanalysator

Im folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 8 ein Netzwerk/Spektrumanalysator 800 gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben, welcher einen automatischen Verstimmungskorrekturmodus und einen automatischen Phasenkorrekturmodus verwendet.
Da dieses dritte bevorzugte Ausführungsbeispiel eine Beziehung zu dem oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel (Fig. 7) und dem zweiten Ausführungsbeispiel (Fig. 11) besitzt, kennzeichnen die gleichen Bezugszeichen die gleichen oder ähnlichen Schaltkreiselemente und eine detaillierte Beschreibung dieser wird daher weggelassen.
Der Netzwerk/Spektrumanalysator 800 der Fig. 12 verwendet ein dreifaches heterodynes System. Der Netzwerk/Spektrumanalysator umfaßt zwei Signalverarbeitungssysteme, welche aus dem R-Kanal (R-CH) und dem T-Kanal (T-CH) bestehen. Das R-Kanal Verarbeitungssystem wird von der Schalteinrichtung 12R, dreistufigen Mischern (R-MIX) 14R-1, 14R-2, 14-3, drei separaten auflösenden Bandbreitenfiltern 15R-1, 15R-2, 15R-3, Schalteinrichtungen 60A, 60B zum selektiven Verändern dieser Filter, und einem Detektor (R-DET) 21R gebildet. Zusätzlich wird ein Referenzsignaloszillator (REF-OSC) 10 bereitgestellt, ein variabler lokaler Oszillator (VR-LOSC) 13A und ein erster und zweiter fester lokaler Oszillator (LOSC) 13B, 13C. Da die Schaltkreiselemente, welche ähnlich denjenigen des R-Kanals ebenso in dem T-Kanal Signalverarbeitungssystem verwendet werden, erübrigt sich eine weitere Beschreibung.
Die Signalmeßeinrichtung 800 umfaßt: einen Phasendetektor (P-DET) 42; einen A/D Umwandler 23; einen Spitzenwertspeicher (l&sub1;-MEM) 22; einen Spitzenpegelpositionsdetektor (LEV-PK-DET) 25; einen Pegelkorrekturberechnungsschaltkreis für den R-Kanal (R-lM-COR) 26R; einen Pegel-Korrekturberechnungsschaltkreis für den T-Kanal (T-lm-COR) 26T; einen Referenzpegelspeicher (REF-LEV-MEM) 28; einen Referenzphasenspeicher (REF-PH-MEM) 44; einen Phasenkorrekturberechnungsschaltkreis (PH-COR) 46 und einen Rechensteuerbaustein (OP-CONT) 90.
Weiterhin wird ein messender kalibrierender Steuerbaustein (MES/CAL-CONT) 80 bereitgestellt, mit welchem eine Eingabeeinrichtung (INT) 42 und ein Sweep-Signalsteuerbaustein (SWP-CONT) 84 verbunden sind. Eine Verfolgungseinrichtung (TRC) 70 ist zusätzlich vorgesehen. Die Verfolgungseinrichtung besteht aus einem spannungscodierten Tabellenspeicher (VC-MEM) 71; einem Filterverfolgungsspannungscodiertem Speicher (FLC-MEM) 72, einem Kalibrationsverfolgungssteuerbaustein (CAL-TRC-CONT) 73; einem Meßverfolgungssteuerbaustein (MES-TRC-CONT) 74 und digital/analog Umwandlern 75 und 76. Es sollte betont werden, daß die korrigierten Meßdaten einem Datenverarbeitungsgerät (DT-PRO) 900 zugeführt werden.

Verstimmungskalibrationsmodus

Wie aus Fig. 5 ersichtlich, gibt es zwei Signalkanäle, welche aus dem R-Kanal Signalverarbeitungssystem und dem T-Kanal Signalverarbeitungssystem bestehen. Die Verstimmungskalibration für die Signalpegel der Eingangssignale SM-R und SM-T kann entweder in dem R-Kanal oder dem T-Kanal ausgeführt werden.
Der Ausgangssignalpegel l&sub0;, welcher mit der oszillierenden Referenzfrequenz des Referenzsignaloszillators 10 erhalten wird, wird vorangehend über den A/D Umwandler 23 in dem Referenzpegelspeicher 28 gespeichert. Eine, durch das folgende Verfahren erhaltene Tabelle wird in dem spannungscodierten Tabellenspeicher 71 der Verfolgungseinrichtung 70 gespeichert. Ein auflösender Bandbreitenfilter 15R-1, welcher zum Beispiel eine Bandbreite von 3 Hz besitzt, wird im folgenden beschrieben. Die Signale, welche 30 abgestufte überstreichende Frequenzen besitzen, welche von (f&sub0;-ΔF) bis (f&sub0;+ΔF) bezüglich der Zwischenfrequenz f&sub0; als einer zentralen überstreichenden Frequenz variiert werden, werden dem auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 zugeführt, und diese Signale werden von einem separaten Meßgerät (nicht gezeigt) erzeugt. Die an die variable Kapazitätsdiode 54 (Fig. 8) des auflösenden Bandbreitenfilters 15R-1 angelegten Spannungen werden bei jeder der 30 abgestuften überstreichenden Frequenzen, (zum Beispiel mit einer Schrittweite von 0.1 Hz) verändert. Wenn jeder der Filterausgangssignalpegel des auflösenden Bandbreitenfilters 15R-1 einen Spitzenwert repräsentiert, werden die entsprechenden Spannungen, die an die variable Kapazitätsdiode 54 angelegt werden, gelesen. Das bedeutet, daß eine Kennlinie der an die variable Kapazitätsdiode angelegten Spannungen versus die Abstimmfrequenzen erhalten wird, wie in Fig. 9 gezeigt. Die oben beschriebene Tabelle wird in einer solchen Art und Weise gebildet, daß jede der an die variable Kapazitätsdiode angelegten Spannungen in codierte Daten verschlüsselt werden, wenn die überstreichenden Frequenzen von (f&sub0;-ΔF) bis (f&sub0;+ΔF) in 30 Schritten verändert werden. Die resultierende Tabelle für den auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 wird vorher in dem spannungscodierten Tabellenspeicher 71 gespeichert.
Solche spannungscodierten Tabellen werden in einer ähnlichen Weise bezüglich der verbleibenden auflösenden Bandbreitenfilter 15R-2, 15R-3 in dem R-Kanal sowie der auflösenden Bandbreitenfilter 15T-1, 15T-2, 15T-3 in dem T-Kanal gebildet. Diese Tabellen werden vorher in dem spannungscodierten Tabellenspeicher 71 gespeichert.
Es sollte betont werden, daß es keine Begrenzung bezüglich der Anzahl der auflösenden Bandbreitenfilter, welche in Fig. 12 verwendet werden, gibt und die entsprechenden Bandbreiten (z. B. 3 Hz, 30 Hz, 300 Hz) der auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1, 15R-2, 15R-3 in dem R-Kanal denjenigen der auflösenden Bandbreitenfilter 15T-1, 15T-2, 15T-3 in dem T-Kanal entsprechen.
Danach wird der auflösende Bandbreitenfilter 15R-1 über die Eingabeeinrichtung 82 ausgewählt, den Kalibrationsmodus voreinzustellen. Die Schalteinrichtung 12R ist mit dem Referenzoszillator 10 verbunden, so daß die Filterveränderungseinrichtungen 60A und 60B so betrieben werden, um den auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 in dem R-Kanal auszuwählen. Über einen Kalibrationsverfolgungssteuerbaustein 73 wird auf den spannungscodierten Tabellenspeicher 71 zugegriffen unter Verwendung eines messenden/kalibrierenden Steuerbausteins 80, um so den Spannungscode der Spannung V&sub0;, welcher an die Diode für die Zwischenfrequenz f&sub0; des auflösenden Bandbreitenfilters 15R-1 angelegt wird, zu lesen. Der gelesene Spannungscode wird in dem ersten D/A Umwandler in eine analoge Spannung V&sub0; umgewandelt, welche dann der variablen Kapazitätsdiode 54 des auflösenden Bandbreitenfilters 15R-1 zugeführt wird.
Andererseits sendet der messende/kalibrierende Steuerbaustein 80 ein Steuersignal über den Sweep-Signalsteuerbaustein 84 an den variablen lokalen Oszillator 13A, so daß oszillierende Frequenzen der Zwischenfrequenz, welche sich von (f&sub0;-ΔF) bis (f&sub0;+ΔF) in 30 Schritten verändern, und von dem variablen lokalen Oszillator 13A oszillieren. Die Zwischenfrequenz wird von dem dritten Mischer 14R-3 ausgegeben. Zunächst nimmt das Zwischenfrequenzausgangssignal des Mischers 14R-3 den Wert f&sub0; an durch Einstellen des variablen lokalen Oszillators 13A. In dieser Stufe wird der Ausgangssignalpegel M&sub0;, welcher von dem analog/digital Umwandler 23 erhalten wird, von dem Spitzenpegelpositionsdetektor 25 erfaßt und temporär darin gespeichert. Danach wird der variable lokale Oszillator 13A von der Sweep-Signalsteuerungseinrichtung 84 in einer solchen Art eingestellt, daß die von dem Mischer 14R-3 abgeleitete Zwischenfrequenz gleich (f&sub0;+ΔF/15) ist, welche um einen Schritt gegenüber der obigen Zwischenfrequenz erhöht ist. In diesem Fall wird der Ausgangspegel M&sub1;, welcher von dem A/D Umwandler 23 erhalten wird, in den Spitzenpositionsdetektor 25 eingegeben, in welchem dieser Pegel M&sub1; mit dem darin vorher gespeicherten Pegel M&sub0; verglichen wird. Wenn das Ergebnis dieses Vergleichs (M&sub1;-M&sub0; > 0) ist, wird der variable lokale Oszillator 13A durch die Sweep-Signalsteuerungseinrichtung 84 in einer solchen Art und Weise eingestellt, daß das Zwischenfrequenzausgangssignal des Mischers 15R-1 um einen Schritt auf (f&sub0;+2ΔF/l5) erhöht wird. In dieser Stufe wird ein weiterer Ausgangspegel M&sub2; erhalten. Danach wird ein weiterer Vergleich zwischen dem Ausgangspegel M&sub2; und dem Ausgangspegel M&sub1; in dem Spitzenpegelpositionsdetektor 25 durchgeführt. Ein solches Signalverarbeitungsverfahren wird wiederholt. Wie vorangehend unter Bezugnahme auf die Fig. 7 und 11 beschrieben, erfaßt der Spitzenpegelpositionsdetektor 25 die Position der überstreichenden Frequenz bei der der maximale Ausgangspegel erhalten wird. Diese Position wird durch eine Anzahl von Schritten repräsentiert, die von der Position der Zwischenfrequenz 50 berechnet wird.
Der Kalibrationsverfolgungssteuerbaustein 73 greift auf den spannungscodierten Tabellenspeicher 71 als eine Adresse der Schrittanzahl N zu, bei dem dieser Ausgangspegel maximal wird, so daß ein Code der Spannung, welche vorher in diesem Tabellenspeicher 71 gespeichert wurde, ausgelesen wird, und diese Spannung an die variable Kapazitätsdiode für den auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 angelegt wird. Dieser Spannungscode wird als ein Verfolgungscode in einem Filterverfolgungsspannungscodierungsspeicher 72 gespeichert.
Dann wird der variable lokale Oszillator 13A unter die Steuerung des messenden/kalibrierenden Steuerbausteins 80 über die Signalsteuerungseinrichtung 84 gesetzt, so daß das Zwischenfrequenzausgangssignal des Mischers 14R-3 den Wert f&sub0; annimmt. Danach liefert der Steuerbaustein 80 das Steuersignal an den messenden Verfolgungssteuerbaustein 74. Der Verfolgungscode wird von dem Filterverfolgungs-spannungscodierten Speicher 72 ausgelesen und danach von dem ersten D/A Umwandler 75 in ein analoges Signal umgewandelt. Dieses analoge Signal wird an die variable Kapazitätsdiode 74, welche in dem auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 enthalten ist, angelegt. Als Ergebnis davon ist die Abstimmungsfrequenz des auflösenden Bandbreitenfilters 15R-1 in Übereinstimmung mit dem Zwischenfrequenzausgangssignal f&sub0; des Mischers 14R-3. Unter dieser Bedingung wird der Ausgangspegel über den Detektor 21R an den A/D Umwandler angelegt. Der Ausgangspegel l&sub1;, der in dem A/D Umwandler digitalisiert worden ist, wird in dem Filterspitzenwertspeicher 22 gespeichert. Die Kalibration des auflösenden Bandbreitenfilters 15R-1 wird in der oben angegebenen Art und Weise erreicht. Durch das Kalibrieren der verbleibenden auflösenden Bandbreitenfilter 15R-2 und 15R-3 werden die entsprechenden Ausgangspegel in dem Filterverfolgungs-spannungscodierten Speicher 72 und dem Filterspitzenwertspeicher 22 gespeichert, und diese Ausgangspegel werden erhalten, wenn der Verfolgungscode mit der Zwischenfrequenz f&sub0; übereinstimmt.
Fig. 13 ist ein Flußdiagramm der Verfolgungsspannungsmessung in dem verstimmten Korrekturmodus wie oben beschrieben. Da die Operationen leicht von dem Flußdiagramm verstanden werden können, wird hierin keine weitere Beschreibung vorgenommen.

Signalmessung in dem Verstimmungs-Korrekturmodus

In der nächsten Stufe wird der Meßmodus über die Eingabeeinrichtung 82 eingegeben durch Bestimmen z. B. der auflösenden Bandbreite von 3 Hz und des R-Signalverarbeitungskanals. Der messende/kalibrierende Steuerbaustein 80 ermöglicht, daß die Schalteinrichtung 12R mit dem R-Kanaleingang verbunden wird, um das zu messende Eingangssignal SM-R zu empfangen. Simultan dazu werden die Veränderungseinrichtungen 60A und 60B so betrieben, daß sie einen passenden auflösenden Bandbreitenfilter von den Filtern 15R-1 bis 15R-3, welcher eine Bandbreite von 3 Hz besitzt, auswählen. Danach wird das Verfolgen der ausgewählten auflösenden Bandbreitenfilter, zum Beispiel, 15R-1 von dem messenden Verfolgungssteuerbaustein 74 durchgeführt. Das bedeutet, daß der Verfolgungscode für diesen Filter 15R-1 von dem Filterverfolgungs-spannungscodierten Speicher 72 gelesen und in einem ersten D/A Umwandler 75 in eine analoge Verfolgungsspannung umgewandelt wird. Die analoge Verfolgungsspannung wird an die variable Kapazitätsdiode 56 in dem auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 angelegt. Danach wird der Bezugspegel l&sub0;, welcher der Verfolgungsspannung entspricht, aus dem Referenzpegelspeicher 28 gelesen. Weiterhin wird der Spitzenwert l&sub1; des auflösenden Bandbreitenfilters 15 von dem Spitzenwertspeicher 22 von einem Operationssteuerbaustein 90 gelesen. Diese Werte l&sub0; und l&sub1; werden an einen R-Kanalpegel- Korrekturberechnungsschaltkreis 26R übertragen.
Unter diesen Umständen wird der Pegel des Eingangssignals SM-R, das bezüglich des R-Kanaleingangssignals korrigiert wurde, über einen Signalpfad gemessen, der von der Schalteinrichtung 12R in dem R-Kanalsignalpfad; den ersten bis dritten Mischern 14R-1, 14R-2, 14R-3; der Veränderungseinrichtung 60A; dem auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1; der Veränderungseinrichtung 60B; und dem Detektor 21R definiert wird. Der gemessene Pegel des Eingangssignals SM-R wird von dem A/D Umwandler 23 digitalisiert und dann dem R-Kanalpegel-Korrekturberechnungsschaltkreis 26R zugeführt. Unter der Annahme, daß der Spitzenwert des Eingangssignals SM-R, welcher gerade gemessen wurde, den Wert lM besitzt, wird die Korrekturberechnung von lM - (l&sub1;-l&sub0;) in dem R-Kanalpegelkorrekturberechnungsschaltkreis 26R durchgeführt. Das Berechnungsergebnis wird der externen Datenverarbeitungseinrichtung 900 zugeführt. Das bedeutet, daß der Verstimmungsfehler bei diesem Berechnungsergebnis eliminiert wird.
Es sollte betont werden, daß, obwohl die vorhergehende Messung für den R-Kanal durchgeführt wurde, die gleiche Verstimmungskorrektur für das Eingangssignal SM-T in dem T-Kanal ausgeführt werden kann.

Signalmessung in dem Phasen-Korrekturmodus

Es wird angenommen, daß, bevor die Signalmessung in dem Phasen-Korrekturmodus ausgeführt wird, die Verstimmungs-Korrektur abgeschlossen ist.
Unter der Steuerung des messenden/kalibrierenden Steuerbausteins 80 werden beide Schalteinrichtungen 12R und 12T in dem R-Kanal und T-Kanal mit dem Referenzsignaloszillator 10 verbunden. Das Referenzoszillatorsignal des Referenzsignaloszillators 10 wird simultan an die Mischer 14R-1 und 14T-1 angelegt. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Referenzphase Φref-1 für die auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 und 15T-1, die von einem Phasendetektor 42 erhalten, wurde in dem A/D Umwandler digitalisiert und in einem Referenzphasenspeicher 44, welcher zum Beispiel von einem ROM gebildet wird, gespeichert.
Es sollte betont werden, daß die verbleibenden Referenzphasen Φref-3 für die auflösenden Bandbreitenfilter 15R-2, 15R-3, 15T-2, und 15T-3 vorangehend in dem Referenzphasenspeicher 44 gespeichert sind.
In dem nächsten Schritt wird der Meßmodus über die Eingabeeinrichtung 82 eingegeben durch Bestimmen der auflösenden Bandbreite und der Phase.
Über den messenden/kalibrierenden Steuerbaustein 80 werden die Schalteinrichtungen 12R, 12T mit dem entsprechenden R-Kanaleingang SM-R und dem T-Kanaleingang SM-T auf der Eingangssignalseite verbunden. Der Steuerbaustein 80 steuert weiterhin die Veränderungseinrichtungen 60A/60B und 60C/60D in einer solchen Art, daß ein Paar von auflösenden Bandbreitenfiltern, welche Bandbreiten entsprechend der bestimmten auflösenden Bandbreiten besitzen, ausgewählt werden. Danach werden die Verfolgungsoperationen der auflösenden Bandbreitenfilter, die von dem R-Kanal und dem T-Kanal in einer paarweisen Form ausgewählt wurden, von dem Verfolgungssteuerbaustein 74 ausgeführt. Das bedeutet, daß die Verfolgungscodes, die sich auf die ausgewählten auflösenden Bandbreitenfilter beziehen, sukzessive von dem Filterverfolgungs-spannungscodierten Speicher 72 gelesen werden. Die gelesenen Verfolgungscodes werden von einem ersten D/A Umwandler 75 in analoge Spannungen umgewandelt. Daher werden die analogen Verfolgungsspannungen an die entsprechenden variablen Kapazitätsdioden (nicht gezeigt) in dem auflösenden Bandbreitenfilter angelegt. Wenn die Referenzphase, die sich auf ein Paar von auflösenden Bandbreitenfiltern bezieht, z. B. ein Paar der Filter 15R-1 und 15T-1, ausgewählt worden ist, wird die Referenzphase Φref-1 von dem Berechnungssteuerbaustein 90 gelesen und danach an den Phasenkorrekturberechnungsschaltkreis 46 übertragen.
Unter diesen Bedingungen wird die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen SM-R und SM-T, die an den entsprechenden R-Kanaleingang und T-Kanaleingang angelegt wird, in den R- und T-Signalverarbeitungskanälen gemessen. Die resultierende Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen SM-R und SM-T wird in dem A/D Umwandler 23 digitalisiert und an den Phasenkorrekturberechnungsschaltkreis 46 übertragen. Unter der Annahme, daß die vorliegende Phasenverschiebung zwischen den Eingangssignalen SM-R und SM-T den Wert ΦM besitzt, wird die Korrekturberechnung von (ΦM-Φref-1) in dem Phasenkorrekturberechnungsschaltkreis 46 ausgeführt und das Berechnungsergebnis dem externen Datenverarbeitungsgerät 400 zugeführt.
Da die gleiche Signalmessung an anderen Paaren des auflösenden Bandbreitenfilters angewandt werden kann, ist in der Beschreibung keine detaillierte Erläuterung notwendig.
Eine Serie von Operationen in dem Verstimmungskorrekturmodus und dem Phasenkorrekturmodus ist in dem Flußdiagramm der Fig. 14 illustriert.
Es sollte bemerkt werden, daß die Symbole, z. B. "RBWm", welche in dem Flußdiagramm verwendet werden, einen allgemeinen Filter repräsentieren und darüberhinaus kein Korrekturdatenspeicher in der Fig. 12 erscheint.

Gesamtoperation

Die Gesamtoperation des Netzwerk/Spektrumanalysators 800 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird im folgenden zusammengefaßt.
Zunächst wird die Verstimmung der auflösenden Bandbreitenfilter 15R-1 bis 15R-3, sowohl als diejenige der 15T-1 bis 15T-3 in den entsprechenden Signalverarbeitungskanälen R-CH und T-CH korrigiert.
Zweitens wird, wenn der Eingangssignalpegel beispielsweise gemessen ist, einer der Signalverarbeitungskanäle ausgewählt und entweder das Eingangssignal SM-R oder das Eingangssignal SM-T selektiv darin eingegeben. Das Filterausgangssignal lM dieses Eingangssignals wird bezüglich des Verstimmungsfehlers durch den Spitzenwert l&sub1; korrigiert, der vorangehend in dem Pegelkorrekturschaltkreis 26R, 26T erhalten worden ist und durch den Referenzpegel l&sub0;, falls notwendig. Als Ergebnis davon wird der Meßwert SMC, welcher keinen Verstimmungsfehler enthält, erhalten.
Darüberhinaus wird im Falle der Phasendifferenzmessung die Phasendifferenz ΦM durch Verwendung von zwei Signalverarbeitungskanälen erhalten. Diese Phasendifferenz ΦM ist phasenkorrigiert durch die Verwendung der Referenzphasendifferenz Φref. Dem entsprechend können richtige Phasendifferenzdaten ΦMC erhalten werden.
Wie vorangehend detailliert beschrieben, wird der Pegel des Eingangssignals unter der Bedingung gemessen, daß die Zwischenfrequenz des praktisch auflösenden Bandbreitenfilters erfindungsgemäß automatisch mit seiner Nenn-Zwischenfrequenz übereinstimmt. Der gemessene Wert und der korrigierte Wert des auflösenden Bandbreitenfilters, welcher vorangehend gespeichert wurde, werden berechnet, um automatisch die Pegelkorrektur auszuführen. Folglich kann die richtige Pegelmessung erreicht werden. Da der Kalibrationswert und der Meßwert in dem gleichen Schaltkreis erhalten werden, und daher die Fehler in den entsprechenden Schaltkreisen relativ zueinander korrigiert werden können, kann die genaue Pegelmessung mit einer größeren Stabilität erreicht werden.
Darüberhinaus kann die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen immer als ein echter Wert gemessen werden.
Besonders vorteilhaft ist es, daß auflösende Bandbreitenfilter mit verschiedenen Bandbreiten verwendet werden können und der fehlerkorrigierte Meßwert leicht erhalten werden kann.
Zusätzlich kann die automatische Kalibration innerhalb der Meßeinrichtung durchgeführt werden, da der Referenzsignaloszillator innerhalb der Meßeinrichtung verwendet wird und die Kalibration von einem nicht gezeigten Microprozessor gesteuert wird. Folglich ist es für einen Bediener lediglich notwendig, einen Knopf des Meßgeräts einmal zu drücken, so daß die oben genannte Kalibration automatisch durchgeführt werden kann. Alternativ dazu kann ein externer Steuerbaustein mit der Meßeinrichtung gekoppelt sein, zum Beispiel, über einen GP-IB Bus (nicht gezeigt), um so lediglich einen Befehl an diesen zur Ausführung der automatischen Kalibration zu übertragen. Dementsprechend kann die Kalibration erfindungsgemäß sehr einfach ausgeführt werden, anstatt eine komplexe Kalibrationsprozedur für die herkömmliche Meßeinrichtung unter Verwendung von externen Standard-Meßeinrichtungen zu verwenden.
Es ist klar, daß andere Modifikationen leicht vorgenommen werden können, ohne von der vorliegenden Erfindung abzuweichen. In dem Netzwerk/Spektrumanalysator können zum Beispiel zwei oder auch mehr Signalverarbeitungssysteme verwendet werden.

Claims

1. Eine Signalmeßeinrichtung vom heterodynen Typ, umfassend:

eine Referenzoszillatoreinrichtung (10) zum Erzeugen eines Referenzsignals (Sref) mit einer Referenzfrequenz und einer vorbestimmtem Amplitude;

eine variable Oszillatoreinrichtung (13) zur Erzeugung eines variablen Frequenzsignals (Sosc), dessen Oszillationsfrequenz innerhalb eines vorgegebenen Bereichs variiert wird;

eine Mischeinrichtung (14) zur Erzeugung eines Signals mit einer Zwischenfrequenz durch den Empfang entweder des Referenzsignals (Sref) oder eines zu messenden Signals (SM) und zum Überlagerungsmischen mit dem variablen Frequenzsignal (Sosc),

eine Filtereinrichtung (15, 15R) zum auflösenden Bandbreitenfiltern des Zwischenfrequenzsignals, wobei die Abstimmungsfrequenz der Filtereinrichtung (15, 15R) variabel ist,

eine Einrichtung (22) zum Erfassen und Speichern des maximalen Signalpegelwerts des Ausgangs der Filtereinrichtung (15, 15R) während des Empfangs des Referenzsignals (Sref), während die Frequenz des variablen Frequenzsignals (Sosc) variiert wird, und

eine Berechnungseinrichtung (26) zum Berechnen des Pegels des Eingangssignals (SM), wenn das zu messende Eingangssignal (SM) empfangen wird, um so jeglichen Verstärkungsfehler in dem Signalverarbeitungspfad auf der Basis des in der Speichereinrichtung (22) gespeicherten Signalpegelwerts und der Amplitude des Referenzsignals (Sref) zu korrigieren, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal des Ausgangs der Filtereinrichtung (15) durch Korrigieren des Abstimmfehlers, der in der Filtereinrichtung (15, 15R) auftritt, mittels einer Verfolgungseinrichtung (24) korrigiert wird, welche die Abstimmfrequenz der Filtereinrichtung (15, 15R) steuert, um so die Abstimmfrequenz und die Zwischenfrequenz, welche auftritt, wenn das Referenzsignal eingegeben wird, in Übereinstimmung zu bringen durch das Bereitstellen eines Spannungssignals, welches der Frequenzdifferenz zwischen der Zwischenfrequenz und der Frequenz, welche den Spitzenpegelwert liefert, entspricht.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, worin die variable Oszillatoreinrichtung (13) ein frequenzsynthetisierender Oszillator ist.

3. Einrichtung nach Anspruch 1, worin die Filtereinrichtung (15, 15R) ein Bandpaßfilter ist.

4. Einrichtung nach Anspruch 3, worin der Bandpaßfilter (15, 15R) ein variables Kapazitätselement und einen Kristall mit einer einzelnen Spitzenkennlinie besitzt.

5. Einrichtung nach Anspruch 1, welche weiterhin eine Einrichtung (22) umfaßt, zum Speichern des Pegelausgangssignals der Filtereinrichtung (15) als einen Referenzpegel, wenn das Referenzsignal empfangen wird.

6. Einrichtung nach Anspruch 1, weiterhin umfassend: einen zweiten Signalverarbeitungskanal zur Verarbeitung eines zweiten Meßsignals (SM-T), das eine Phasendifferenz in bezug auf das Eingangsmeßsignal (SM-R) besitzt,

eine zweite Mischeinrichtung (14T) zur Erzeugung von Signalen mit einer zweiten Zwischenfrequenz, um diese heterodyn mit dem variablen Frequenzsignal (Sosc) zu mischen;

eine zweite Einrichtung (15T) zum auflösenden Bandbreitenfiltern der zweiten Zwischenfrequenz, wobei die Abstimmfrequenz der zweiten Filtereinrichtung (15T) variabel ist;

eine Einrichtung (30) zum Bestimmen von ersten und zweiten Spitzenpegelwerten in den ersten und zweiten Bandbreitenfiltereinrichtungen (15R, 15T), wenn das Referenzsignal empfangen wird, während die Frequenz des variablen Frequenzsignals variiert wird;

eine Verfolgungseinrichtung (24, 30) zur Steuerung der Abstimmfrequenzen der ersten und zweiten Filtereinrichtungen (15R, 15T), so daß die Abstimmfrequenz mit den Zwischenfrequenzen entsprechend übereinstimmt;

eine Einrichtung (42) zum Bestimmen der Phasendifferenz zwischen den Referenzsignalen (Sref), welche durch die ersten und zweiten Filtereinrichtungen (15R, 15T) übertragen werden wenn das Referenzsignal empfangen wird und die ersten und zweiten Spitzenpegelwerte erhalten werden;

eine Einrichtung (44) zum Speichern der Phasendifferenz in der Bestimmungseinrichtung (42) als eine Referenz-Phasendifferenz, und

eine Einrichtung (46) zum Korrigieren einer Phasendifferenz zwischen den ersten und zweiten Signalen, die durch die ersten und zweiten Filtereinrichtungen (15R, 15T) übertragen wurden, auf der Basis der Referenz-Phasendifferenz, welche in der Speichereinrichtung (44) gespeichert ist, wenn die ersten und zweiten Signale empfangen werden, wobei die Phasendifferenz zwischen den zu messenden ersten und zweiten Signalen automatisch korrigiert werden kann.

7. Einrichtung nach Anspruch 6, worin die Erzeugungseinrichtung (13) für das variable Frequenzsignal ein frequenzsynthetisierter Oszillator ist.

8. Einrichtung nach Anspruch 6, worin die auflösende Bandbreitenfiltereinrichtung (15R, 15T) ein Bandpaßfilter ist.

9. Einrichtung nach Anspruch 8, worin der Bandpaßfilter ein variables Kapazitätselement und einen Kristall mit einer einzelnen Spitzenkennlinie besitzt.

10. Einrichtung nach Anspruch 6, worin die Erzeugungseinrichtung (13) für das variable Frequenzsignal als ein dreistufiger lokaler Frequenzsignalgenerator ausgebildet ist, die ersten und zweiten heterodynen Mischeinrichtungen (14R, 14T) entsprechend als ein dreistufiger Mischer ausgebildet sind, und weiterhin die ersten und zweiten auflösenden Bandbreitenfiltereinrichtungen (15R, 15T) entsprechend als drei Paare von Bandpaßfiltern mit drei verschiedenen Bandbreiten angeordnet sind, wodurch ein Netzwerk/Spektrumanalysator gebildet wird.